PWM占空比

PWM占空比（共6篇）

PWM占空比 篇1

引言

随着汽车行业的飞速发展, 汽车用户关注点已朝汽车各个细节方面转移, 水温表的准确性就是关注细节之一。

水温表, 是为发动机散热而使用的用于热交换冷却液温度值的直观显示用的仪表。老式组合仪表, 是热敏电阻阻值直接输入仪表, 仪表通过阻值判断水温值, 再进行显示。该种显示水温方式有一个缺陷, 水温传感器有两个, 一个将阻值输入水温表, 一个将阻值输入ECU (发动机电喷控制单元) , 而水温传感器本身存在制造误差, 就造成了仪表和ECU读取的水温值不一致, 风扇开启及关断时采样的水温与仪表显示水温不一致, 从而造成仪表指示在发动机正常运行中会有或高或低的不准确显示, 给用户以发动机运行不正常的误解。

最近十年水温表的显示方式以热敏电阻阻值输入ECU, 其判断水温值以后通过PWM波的占空比方式输出给组合仪表[1], 用作仪表的水温值数据, 这种方式, 就可以保证ECU采样水温值与组合仪表的采样水温值一致, 从而避免仪表误报水温不稳。

下面我从设计角度解析一下我承接的一个柴油项目的水温表标定过程。

首先确认项目使用的是柴油机还是汽油机, 一般柴油机工作水温范围在80℃-93℃, 汽油机的正常工作温度在88℃-98℃[2]。

接下来我全部以某一款柴油机为例, 根据该柴油机工作水温范围在80℃-93℃, 进行夏季高温试验 (一般选择新疆吐鲁番、重庆、海南7月中下旬8月上旬进行) , 试验以发动机在低负荷运转中水温能在合理范围内平衡下来, 不再升高为合格。在整车标定试验中, 加入风扇开启温度的标定, 目前大部分车型采用了双速风扇的控制方式, 该柴油机在86℃开启低速风扇、92℃开启高速风扇, 86℃关闭高速风扇, 82℃关闭低速风扇, 在风扇正常散热情况下, 能满足柴油机水温93℃以下平衡, 则判定测试合格, 但是在测试中水温上升是线性变化的, 所以会存在一个高于高速风扇开启温度值的水温, 也会存在一个低于风扇关闭值的水温。

该柴油机在92℃开启了高速风扇, 达到了最大散热能力, 由于散热器与发动机之间的连接水管水温会高于机体92℃, 达到了94℃, 则此时的94℃水温属于正常水温, 不应偏离正常仪表显示值;在水温下降过程中, 同样由于水管水温会低于风扇关断温度82℃, 水温实际下降到了80℃, 则此时的80℃属于正常水温, 同样不应偏离正常仪表显示值。则根据上述实验, 该柴油机的正常仪表显示为80℃-94℃, 在此温度范围内仪表应显示在居中位置。

汽油机相似, 其最终的正常仪表显示中心值应为约为88℃-98℃ (以标定测量值为准) 。

下面介绍一下最低值跳表 (仪表零位置) 标定。水温表在发动机运转初期是不显示温度的或者说一直处于初始值, 直至仪表监测到的水温达到某一个温度值开始, 水温表第一次跳动离开初始值到达零位置, 这个温度值, 我们称其为跳表值。这一值由冬季标定 (一般在黑河、漠河、五大连池等地, 1月下旬底2月上中旬) 完成, 柴油采-25℃低温点, 汽油采-30℃低温点。在此低温下, 发动机启动运转后, 水温会慢慢升高, 在水温升高的同时, 标定各档位怠速平顺性 (主要是发动机是否喘顿、耸动) , 直至无喘顿及耸动的温度点, 该温度值作为跳表的最低温度值, 该款柴油车在低温运行中, 在35℃前, 总会或多或少的存在耸动, 直至35℃时开始, 整车怠速运行平稳, 所以该车跳表点设置为35℃。

报警值, 当水温达到或超过某个温度值时, 发动机水温报警灯点亮。一般情况下, 水温灯点亮时, 必须停车怠速, 至水温下降到正常值才允许继续行驶。因为涉及安全行驶, 所以报警值的标定就比较重要了。标定方法如下, 该柴油机在新疆吐鲁番高温标定时, 在标定中有一项为满载满负荷爬坡工况, 该工况极度恶劣, 水温达到平衡时, 远高于高速风扇的开启温度, 最终该温度会平衡于一个温度点, 该发动机的平衡点在104℃, 如果高于该水温点后, 水温就不能达到平衡了, 会一直上升直至沸腾, 所以该温度点为水温表报警点小于等于该最高温度点 (一般会设定限制低于该温度, 这种工况属于极限工况) , 根据实际情况, 该柴油机水温表的报警点设置在102℃。

最高值水温值标定, 当水温达到某一个限值时, 发动机为自保护限值扭矩直至主动熄火, 该温度值由发动机厂家提供, 一般也可以按照常规冷却液沸点最为最大值, 设置在115℃。

如上四步, 已经完成了各个温度点的设置, 下面设置各个温度点输出PWM波的占空比。水温下止点一般设定-50℃, 占空比为0;跳表点设置在35℃, 占空比为5%;水温平衡中间值设定在80℃-94℃, 占空比为50%;报警点设置在102℃, 占空比为80%;最高水温设定115℃, 占空比为100%[3]。各点设置完毕, 其余各个温度段内, 均直线比例分配占空比, 该仪表一共有21个指针位置设置后的数据如下图1示。

如上述图标设置该车型仪表的水温显示数据, 水温表按照输入占空比值, 线性调节水温显示, 不再增加特殊的显示策略, 该车在任何工况下, 共会出现三种工作模式:1, 冷启动后预热发动机至跳表;2, 跳表值中心位置;3, 中心位置上升至报警。假设发动机运转正常、冷却系统也正常的情况下, 该发动机只会处于1和2两种状态下, 若在常规工况发动机热机完成后, 其工作中长期处于2工作状态, 传递给顾客以发动机水温长时间平稳, 从而形成发动机长时间处于正常运转中的观念, 也就避免客户对水温表的抱怨。

用于仪表水温标定的方式有多种, 本文只是从标定发动机输出占空比角度做了一种解决方案, 对于柴油汽油通用或多发动机多车型通用仪表的设计, 有较大借鉴价值, 可以通过标定不同发动机ECU的四个水温值点, 输出同样的PWM占空比, 就可以实现最大化的水温表通用。

参考文献

[1]BOSCH EDC17 Y-218 S01 P798-V5012013-11-28.

[2]刘开顺发动机工作的温度湖南农机2010 (8) :31-31.

[3]汽车、摩托车用仪表QC/T 727-2007.

逆变器占空比的通解 篇2

本文通过对逆变器建模,导出占空比的通解。该通解不但包含载波调制和空间矢量调制,还可以使很多问题(如开关频率优化、最小开关损耗等)在一个统一的体系下研究。同时,本文就如何利用通解设计调制策略进行了分析说明,并且在占空比通解的基础上,对逆变器输出含负序分量和3次谐波分量给出了仿真和实验结果。

1 逆变器占空比的通解

1.1 逆变器调制方程的建立

图1为三相PWM逆变器拓扑结构,其中,Udc为直流侧电压;Z为三相对称阻感性负载的阻抗。因为输入单极性电源,三相逆变器的3个桥臂使用单管IGBT作为开关元件,可以在任意时刻对逆变器的输入电压进行控制。

设3个上桥臂开关VT1,VT3,VT5的状态分别为S1,S2,S3,它们的取值只有1或0,其中1表示导通,0表示截止,下桥臂开关与对应的上桥臂开关状态互补,则输出侧线电压瞬时值可表示为

根据面积等值原理,可将S1,S2,S3用表示开关占空比的变量w1,w2,w3替换,其中wi∈[0,1](i=1,2,3),得到实际PWM逆变器调制方程为

这就是所要建立的三相PWM逆变器的数学模型。

1.2 逆变器占空比的通解

设uo*=[u*ABu*BCu*CA]T为任一时刻期望的逆变器输出三相线电压;uo=[uABuBCuCA]T为逆变器的实际输出线电压,可由式(2)表示。在实际工作时,总是希望实际输出电压尽可能地接近期望的输出电压,因此,根据最小二乘法,将输出电压差值的平方和定义为优化的目标函数,即

其中w=[w1w2w3]T。

接下来问题变成求式(3)的最小值。这里,占空比需满足在区间[0,1]取值,假设在任一时刻,实际输出向量uo的各分量可以取到期望输出向量uo*所对应的各分量的值(若不满足此条件,则式(3)只能按有约束的优化问题进行求解,且得到的占空比的解并不能使式(3)在任一时刻均为0,即超出了逆变器的电压最大利用率),在此前提下,对式(3)进行求导并令导数等于0,得:

再对式(4)进行求解,得到:

其中,变量k可取任意值,但要保证wi(i=1,2,3)落在区间[0,1]上。那么,满足式(5)的所有占空比的解都可以使式(3)达到最小值,即在符合上述给定前提条件下,从式(5)中选取的任意值作为占空比都满足逆变器当前时刻的期望输出。这里把式(5)叫做逆变器的占空比通解。

下面利用上述通解分析逆变器电压利用率问题。不失一般性,设u*CA=Uomcos(ωot+120°),则u*BC=Uomcos(ωot-120°),那么,通解形式将变为

其中,m=Uom/Udc。容易发现,当m>1,无论k如何取值都无法使占空比w1,w2,w3同时落在区间[0,1]内。而当m=1时,存在k使得w1,w2,w3满足约束条件。故根据占空比的通解表达式,逆变器的直流电压最大电压利用率可以达到1。

2 利用占空比通解设计调制策略

作为本文提出的占空比通解的具体应用,下面给出一种调制策略的设计方法。

2.1 开关动作次数最少的调制策略设计

在1个开关周期内,占空比分量w1,w2,w3尽可能多地在边界(0或1)上取值时可以使逆变器的开关动作次数最少。

基于这个思想,应用占空比通解,可以设计出相应的调制策略。为了方便表示,令h1=u*CA/Udc,h2=u*BC/Udc,再定义3个占空比数组:

在这3个数组中,相同列号下的3个数值构成了1组占空比输出。可以看出,每一组输出中都会有1个值取到0或者1,而其它2个数值则是根据通解公式求解得到的。

开关动作次数最少算法的具体计算步骤如下:

1)定义循环计数变量i=1,存储数组memo[6]以及占空比数组X1[6],X2[6],X3[6];

2)按列(i从1到6)遍历3个占空比数组,判断X1[i],X2[i],X3[i]是否都在区间[0,1]上。若满足该条件,则将X1[i],X2[i],X3[i]取到边界上的数值个数写入memo[i]中;否则,令memo[i]=0,转向3;

3)找出memo数组中的最大值,记录其对应的下标m,则X1[m],X2[m],X3[m]即为当前时刻需要的占空比。

需要注意的是,memo数组中的最大值所对应的数组下标往往不是唯一的,通常情况是有2个值。基于不同原则选取下标时,将会得到不同的占空比曲线。其具体选择方法将会在第3部分说明。

2.2 SVPWM和最少开关动作次数调制策略的类比分析

SVPWM中的开关频率优化PWM(SFOPWM)调制策略可以实现开关动作次数最少,而在2.1节中设计的调制策略也是基于这个目的出发的。下面将简单地分析一下这两种调制策略的关系。

如图2所示,以第1扇区为例,存在1个参考向量uref,该向量可由向量V4和向量V6合成,τ1,τ2分别为100和110两种开关状态时的单位持续时间。由图2中的几何关系容易得出:

那么,逆变器上桥臂每个开关的占空比依次为

通过观察通解的结构,在令式(5)中的k=0时,所得的3个占空比分量w1,w2,w3与k1,k2,k3相同。而这也与2.1节中所阐述的核心思想相符合,即:先令其中1个占空比wi取到边界(这里是令w3先取到边界),再观察其余2个占空比变量(w1,w2)其数值取到边界的情况。

3 实验结果

依据图1搭建了实验平台,逆变器的可控功率管为三菱PM75CLA120的IPM管,负载为三相对称阻感性负载,实验中的开关周期为100μs,控制单元的核心是DSP,型号TMS320F28335。文中的控制方法通过DSP程序实现。

3.1 开关动作次数最少实验

在2.1节中提到过,memo数组的最大值对应下标不唯一时,不同的下标选取原则可以得到不同的占空比曲线。下面将给出利用CCS软件绘制得到的1个开关周期内的2种占空比曲线。

图3为其中一种占空比曲线,其下标选取原则为:优先选取当前下标,如果当前下标m对应的值不是memo数组中的最大值时,选择该下标m之后的最大值对应下标,下标经6之后重新从下标1开始寻找。

由图3所对应的调制策略可看出,其上桥臂各开关管的占空比输出均是从0到调制比(此图),这意味着逆变器上桥臂开关处于关断状态的时间比处于导通状态的时间长。

为使逆变器上下桥臂的导通和关断时间均衡,设计了另一种下标选取原则:memo数组中的最大值对应有2个下标,先随意选取其中一个作为当前下标,然后不断观察最大值所对应的下标,当其中任何一个发生变化时,优先选取变化后的作为当前下标。基于此选取原则,可得到如图4所示的占空比曲线。

基于图3和图4的下标选取原则,在所搭建的实验平台进行了测试,实验结果如图5所示。其中,图5a为图3占空比曲线所对应的逆变器输出线电压波形和相电流波形;图5b为图4占空比曲线所对应的逆变器输出线电压波形和线电流波形。

3.2 逆变器期望输出含3次谐波实验

为了进一步验证通解的实用性,下面给出利用占空比通解方法得到的逆变器输出含有3次谐波分量的实验结果。

图6为含3次谐波分量的逆变器实际输出的电压电流波形。

将示波器测得的电流数据采集出来,利用Matlab/Simulink中自带的FFT Analysis模块分析后得到的电流各次谐波含量以及总的谐波畸变率(THD)如图7所示。

从图7可以看出,电流中确实含有大量的3次谐波。这也验证了利用占空比通解方法可以使逆变器的线电压输出包含3次谐波分量。

3.3 逆变器期望输出含负序分量的仿真实验

利用Matlab/Simulink仿真软件搭建电路,如图8所示。其中,图8中的a+a1,b+b1,c+c1为逆变器期望输出线电压;a1,b1,c1为三相负序分量,其幅值为正序分量a,b,c幅值的三分之一。

图9为逆变器输出的三相线电流仿真波形。对图9中的三相不对称线电流进行对称分量分解,得到的正序和负序电流幅值分别为6.422 A和2.142 A,零序电流幅值为0。可以看出,负序电流的幅值约为正序电流幅值的三分之一,这也验证了利用占空比通解可使逆变器的输出含有负序分量。

4 结论

本文提出了逆变器的占空比通解形式,验证了在该通解形式下得到的占空比可使逆变器的输出电压利用率达到与应用空间矢量法一样的效果。并就如何运用此通解设计调制策略给出1个例子,设计了一种使逆变器开关动作次数最少的调制策略。理论上简单分析了本文所设计的算法与SFOPWM方法在输出占空比数值上的一致性,而后在实验部分验证了所设计的调制策略的正确性和可行性。最后,通过引入负序分量和3次谐波分量2个实验验证了本文所提出的通解形式具有很好的通用性和巨大的应用潜力。

参考文献

[1]Bowes S R,Lai Y S.The Relationship Between Space-vectorModulation and Regular-sampled PWM[J].IEEE Transac-tions on Industrial Electronics,1997,44(5):670-679.

[2]Blasko V.Analysis of a Hybrid PWM Based on ModifiedSpace-vector and Triangle-comparison Methods[J].IEEETransactions on Industry Applications,1997,33(3):756-764.

[3]Zhou K L,Wang D W.Relationship Between Space-vectorModulation and Three-phase Carrier-based PWM:a Compre-hensive Analysis[J].IEEE Transactions on Industrial Elec-tronics,2002,49(1):186-195.

[4]文小玲,尹项根,张哲.三相逆变器统一空间矢量PWM实现方法[J].电工技术学报,2009,24(10):87-93.

[5]杨贵杰,孙力,崔乃政,等.空间矢量脉宽调制方法的研究[J].中国电机工程学报,2001,21(5):79-83.

PWM占空比 篇3

太阳能是一种绿色清洁能源,光伏发电也正逐渐被应用于不同领域。由于光伏电池的结构特点,它的输出I-V特性呈现一种单波峰非线性特性,因此光伏电池板有一个输出最大功率点。同时输出I-V特性受环境温度和光照的影响,当外界环境变化时最大功率点也不停变换,为了保证光伏阵列输出功率始终处于最大功率点,提高光伏发电系统的运行效率,必须对光伏阵列的运行进行最大功率点跟踪(MPPT)。在光伏发电中采用MPPT技术可以有效地提高系统效率,降低系统成本。

目前国内外学者提出了多种MPPT方法,主要有:开路电压法(OCV)、短路电流法(SEC)、扰动观察法(P&O)、增量电导法(IncCond)、最优梯度法(OG)、模糊逻辑法(FL)以及神经网络预测法(neural network prediction)等[13]。开路电压法和短路电流法,非常容易实现,成本低,但是控制精度不高,跟踪效果也不理想;扰动观察法跟踪速度快,易于实现,但稳态精度不高,工程上常常采用此种控制算法;增量电导法,跟踪速度快,精度也高,同时电压和电流的采集精度要求也很高,否则就达不到理论中的效果;最优梯度算法具有扰动观察法的特点,它是基于多维无约束最优化问题的数值计算方法,依赖于初始值,如果初始值选的不好,难以得到好的收敛效果;模糊逻辑法和神经网络预测法两种方法算法比较复杂,实现相对较难,并且神经网络预测法需要长时间的训练,也是其很大的缺点。

综合考虑应用中实现的难易程度、经济成本、跟踪速度与精度,论文提出一种新型基于变步长的占空比直接控制方法,并通过仿真和实验验证了算法的可行性。

2 光伏电池特性及数学模型分析

光伏电池的等效电路模型[4]如图1所示。

其等效数学模型为

I=Is-Io{exp[q(U+RsI)/nkT]-1}-

(U+RsI)/Rsh

式中:I为光伏电池输出电流(工作电流);U为光伏电池输出电压(工作电压);Is为光生电流;Io为二极管反相饱和电流;Rsh为光伏电池的并联电阻;Rs为光伏电池的串联电阻;n为二极管特性因子;q为电子的电荷量,q=1.6×1019 C;k为玻耳兹曼常数,k=1.38×10-23 J/K。

绘制出光伏电池在日照不同、温度相同和日照相同、温度不同情况下的I-V,P-V特性曲线,如图2所示[5]。

光伏电池的特性总结如下。

1)由图2a可知,光伏电池的短路电流随光照强度增强而变大,两者近似为比例关系,光伏电池的开路电压在各种日照条件下变化不大。

2)由图2b可知,光伏电池的最大输出功率随光照强度增强而变大,且在同一日照环境下有唯一的最大输出功率点。在最大功率点(MPP)左侧,输出功率随电池端电压上升呈近似线性上升趋势,到达最大功率点(MPP)后,输出功率开始快速下降,且下降速度远大于上升速度。

3)由图2c可知,光伏电池的结温对光伏电池的短路电流影响不大,随着温度的上升输出短路电流只是略有增加,光伏电池的开路电压随电池结温的上升而下降,且变化范围较大。

4)由图2d可知,光伏电池输出功率总的变化趋势与不同日照条件下的功率变化相似。但相同日照情况下其最大输出功率随电池温度的上升而下降,且最大功率点对应的工作电压随温度上升而下降。

3 光伏电池的最大功率点跟踪

3.1 最大功率点的负载分析

光伏阵列是由光伏电池串并联组成的,光伏阵列表现出来的特性与光伏电池一样。光伏阵列输出最大功率时,输出电压为Umpp,Impp,根据欧姆定律易知,光伏阵列负载满足RPV=Umpp/Impp时,光伏阵列才可以实现在最大功率点工作,称RPV为光伏阵列的最大功率点负载。由于日照强度和光伏阵列温度的变化,最大功率点也总是不停的变化,为了保证光伏阵列始终工作在最大功率点,则要求光伏阵列所加负载必须不停的变化,满足RPV=Umpp/Impp。通常情况负载是不可调的,所以只能通过变换器来实现负载的等效变换。

光伏系统的MPPT变换器可以采用Boost变换电路[67],其基本电路如图3所示。

图3中,光伏阵列的工作输出电压为UPV,工作输出电流为IPV,光伏阵列的等效负载为RPV,实际负载为R,负载两端电压为UR,流过负载的电流为IR,Boost电路开关占空比为D。

为便于分析,假定Boost变换器所带负载恒定,其他元器件均为理想器件,则

UR=UPV/(1-D) (1)

IR=(1-D)IPV (2)

UPV/IPV=RPV (3)

UR/IR=R (4)

由式(1)～式(4)可得:

RPV=(1-D)2R (5)

式(5)中,D的取值范围:0<D<1。则(1-D)2<1,由此可知:基于Boost变换的最大功率点跟踪系统,必须保证Boost变换器所加负载满足R>RPV,此时可以直接通过调节占空比改变光伏阵列的等效负载,即可实现最大功率点的跟踪。

3.2 占空比直接控制MPPT原理

考虑环境温度变化比较缓慢,本文主要研究光强对于MPPT的影响。如图4所示,某一温度下,3种光照强度的I-U曲线,以及该光照强度下最大功率点对应负载(RPV1,RPV2,RPV3)的I-U曲线和实际负载R的I-U曲线。其中R>RPV3>RPV2>RPV1。曲线MPP表示该温度下所有光照的最大功率点。

一般情况下最大功率点跟踪主要分为两种情况:1)光伏系统启动:寻找初始最大功率点;2)外界环境变化:寻找新的最大功率点。

针对这两种情况,结合图4进行分析。

1)光伏电池启动时,假设环境不变,占空比D的初始值为1,此时的光伏电池的最大功率点为B点,对应B点的所需带负载大小为RPV2,因为RPV2>(1-D)2R,通过不断减少变换器的占空比D使RPV2=(1-D)2R。

2)环境变化时,假设此时工作在B点,当光照突然增强时,光伏阵列输出最大功率增加,最大功率点由B转移至A,当占空比不变时,光伏阵列所带等效负载不变,仍为RPV2。此时光伏阵列工作在D点,输出功率小于A点输出功率,但大于B点输出功率。此阶段电压变化较大,而电流变化不大。A点对应的最大功率点负载RPV1<RPV2,需要增加占空比,满足RPV1=(1-D)2R,则光伏阵列工作点由D转移到最大功率点A。当光照减弱时,光伏阵列的输出最大功率减小,最大功率点由B转移至C,当占空比不变时,光伏阵列所带等效负载不变,仍为RPV2。此时光伏阵列工作在E点,输出功率小于C点,并且也小于B点输出功率,此阶段电流变化较大,电压变化也较大。C点对应的最大功率点负载RPV3>RPV2,需要减小占空比,满足RPV3=(1-D)2R,则光伏阵列工作点由E转移到最大功率点C。

由以上分析得知,通过占空比直接控制可实现最大功率点跟踪。由于等效负载并不能够实际测量和计算出来,所以依旧需要知道占空比与输出功率的关系来调整跟踪步长。

由图2光伏电池P-V特性,可知光伏阵列输出功率与输出电压的关系如下:

在最大功率点左侧

在最大功率点右侧

$\frac{\text{d}{\rm P}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}{\text{d}U{}_{\text{Ρ}\text{V}}}＜0$

在最大功率点

$\frac{\text{d}{\rm P}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}{\text{d}U{}_{\text{Ρ}\text{V}}}=0$

Boost变换器输入电压与占空比的关系为

UPV=UR(1-D)

则

因此

由上式很容易得出:

在最大功率点左侧

在最大功率点右侧

$\frac{\text{d}{\rm P}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}{\text{d}D}＞0$

在最大功率点

$\frac{\text{d}{\rm P}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}{\text{d}D}=0$

基于占空比的变步长MPPT可以采用$-\alpha U{}_{\text{R}}\cdot \frac{\text{d}{\rm P}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}{\text{d}U{}_{\text{Ρ}\text{V}}}$为扰动步长。UR为常数,令a=-αUR为占空比变步长扰动系数,即扰动步长为$a\cdot \frac{\text{d}{\rm P}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}{\text{d}U{}_{\text{Ρ}\text{V}}}$。

4 控制算法实现

考虑到最大功率点跟踪的速度和跟踪精度,稳态工作时的精度,论文提出一种新型的最大功率点跟踪方法。把光伏阵列工作模式分为稳态模式和跟踪模式。利用电压的变化和功率的变化判断光伏工作的模式。跟踪模式时,采用变步长跟踪,跟踪速度快,同时跟踪精度也得到提高。Dp为输出功率变化量,ep为功率变化量允许最小值。当Dp<ep时(ep>0),判定光伏阵列已经工作于最大功率点,进入稳态工作模式;否则继续寻找最大功率点。因此,无论光照增强或者减弱时,电压变化都比较大,并且电压采集的精度比电流采集精度更高也更容易,经济成本较低。稳态模式时,可以监测电压变化,Du为输出电压变化量,eu为电压变化量允许最小值。当Du>eu时(eu>0),判定最大功率点已经转移,进入跟踪模式,否则继续工作于稳态模式。其算法流程如图5所示。

5 仿真对比

根据光伏电池的数学模型,并进行了简化[8],在Matlab/Simulink软件中设计了仿真系统,利用S函数实现各种最大功率点跟踪算法[910]。分别对电导增量法、扰动观察法和本文介绍的新型算法进行仿真。仿真系统中MPPT的采集电压、电流周期均为0.01 s,控制对象为Boost电路的开关管占空比。对于扰动观察法和电导增量法的跟踪步长均采用固定值0.01,本文提出的新型算法采用变步长。初始条件:温度为25 ℃,光照为0.8 kW/m2,0 s时启动MPPT,在0.8 s时光照突变至0.4 kW/m2,温度不变。仿真结果如图6所示。

由仿真结果可以得出,因为扰动观察法和电导增量法跟踪步长相同,他们的启动时间与重新追踪最大功率点时间基本相同,启动时间约0.6 s,重新追踪时间接近0.3 s,但是扰动观察法在稳态时功率有波动,而电导增量法功率输出比较稳定。而本文提出的新型算法,启动时间约0.3 s,重新追踪最大功率点时间不超过0.2 s,并且输出功率与电导增量法一样稳定。

6 实验结果

为验证本文提出的新型MPPT方法,搭建一组实验平台。光伏组件选用BP公司多晶REW380,光伏组件参数为:开路电压22.1 V,短路电流4.8 A,最大功率点电压17.6 V,最大功率点电流4.55 A,最大输出功率80 W(误差5%)。实验环境:室外,晴天,温度25 ℃左右。光伏组件进入稳态工作时,利用大木板把阳光遮住,模拟光照由强变弱,进行最大功率点跟踪。待稳态时把大木板去除,模拟光照由弱变强,进行最大功率点跟踪。实验波形如图7所示。

由实验结果可以看出,光照突变时最大功率点跟踪时间大约在0.6 s左右。当光照变弱时,由于占空比不变,等效负载不变,电压和电流会同时下降,MPPT跟踪时电压会逐渐上升,稳定在最大功率点。当光照增强时,等效负载不变,电压和电流同时上升,MPPT跟踪时电压下降,最终稳定在最大功率点。由于实验环境有限,所以实验结果与仿真结果有一定误差。

7 结论

本文针对光伏电池等效模型进行了分析,在不同环境下对光伏阵列特性进行了对比,在分析基于Boost变换的MPPT跟踪器的直接占空比控制原理的基础上,根据实际应用和经济成本考虑,提出了一种新型的算法。并与扰动观察法和电导增量法进行了仿真对比,实验结果也表明,该新型算法能够快速有效地跟踪最大功率点,并且输出功率无波动现象。

参考文献

[1]程启明,程尹曼,汪明媚,等.光伏电池最大功率点跟踪方法的发展研究[J].华东电力,2009,37(8):1300-1306.

[2]崔岩,蔡炳煌,李大勇,等.太阳能光伏系统MPPT控制算法的对比研究[J].太阳能学报,2006,27(6):535-539.

[3]李晶,窦伟,徐正国,等.光伏发电系统中最大功率点跟踪算法的研究[J].太阳能学报,2007,28(3):268-273.

[4]赵争鸣,刘建政,孙晓瑛,等.太阳能光伏发电及其应用[M].北京:北京科学出版社,2005.

[5]徐鹏威,刘飞,刘邦银,等.几种光伏系统MPPT方法的分析比较及改进[J].电力电子技术,2007,41(5):3-5.

[6]Hua Chihchiang,Shen Chihming.Study of Maximum PowerTracking Techniques and Control of DC/DC Converters forPhotovoltaic Power System[C]∥The 29th IEEE Annual Con-ference on Power Electronics Specialists,1998:86-93.

[7]Yu G J,Jung Y S,Choi J Y,et al.A Novel Two-modeMPPT Control Algorithm Based on Comparative Study ofExisting Algorithms[C]∥The 29th IEEE Conference onPhotovoltaic Specialists,2002:1531-1534.

[8]苏建徽,余世杰,赵为,等.硅太阳能电池工程用数学模型[J].太阳能学报,2001,22(4):409-412.

[9]茆美琴,余世杰,苏建徽.带有MPPT功能的光伏阵列Matlab通用仿真模型[J].系统仿真学报,2005,17(5):1248-1251.

PWM占空比 篇4

本文主要介绍基本斩波电路的工作原理和稳态工作特性, 着重从占空比的角度体现电路特性。通过计算电路中各自的电压、电流和功率关系, 最终用占空比来体现这些要素的大小范围与极值, 并从占空比的角度分析比较各电子器件的电路性能。

1 降压斩波电路

降压斩波电路又称Buck斩波电路, 该电路的特点是输出电压比输入电压低, 而输出电流则高于输入电流。即通过该电路的变换可将直流电源电压转换为低于其值的输出直流电压, 并实现电能的转换。

图1中T是开关器件, 可根据应用需要选取不同的电力电子器件;L、C为滤波电感和电容, 组成低通滤波器;R为负载;VD为iL续流二极管。当T断开时, VD为提供续流通路;E为输入直流电压;U0为输出电压平均值。在此选用IGBT作为开关器件时, 电路如图1所示。

根据电路中电感电流的连续情况, 可将降压斩波电路分为连续导电和不连续导电两种工作模式, 文中Ts为导通周期。

1.1 电感电流连续导电模式

连续导电模式对应电感电流恒>0的情形。设开关器件T的控制信号为UG。当UG为高电平时T导通, UG为低电平时T关断。

电路的工作原理[2]是:设电路已处于稳定工作状态, 在t=0时, 使T导通, 因二极管VD反向偏置, 电感两端电压为uL=E-U0, 且为正。此时, 电源E通过电感L向负载传递能量, 电感中的电流iL从I1线性增长至I2, 储能增加。在t=ton时刻, 使T关断, 而iL不能突变, 故iL将通过二极管VD续流, L储能消耗在负载R上, iL线性衰减, 储能减少。此uL=-U0时, 由于VD的单向导电性, iL只能向一个方向流动, 即总有iL≥0, 从而在负载R上获得单极性的直流电压。选择合适的电感电容值, 并控制T周期性地开关, 可控制输出电压平均值大小并使输出电压纹波在容许的范围内。显然T导通时间愈长, 传递到负载的能量则愈多, 输出电压也就愈高。T导通和关断时的工作波形如图2所示。

由图2可知, 电源电流只在T导通期间存在, 设电路已处于稳定工作状态, 在t=0时, 使T导通, 因二极管VD反向偏置所以关断, 电感两端电压为UL, uL=E-U0且为正。此时, 电源E通过电感L向负载传递能量, 电感中的电流iL从I1线性增长至I2 (此时ie=iL) , 储能增加。

所以输入电流平均值IE= (I1+I2) /2。

输出负载功率为P=U0I0, 因U0=DE, , 导通期间, 而关断期间, 假设T在起始导通前并无能量, 则I2= (E-U0) Ton/L, 又因U0=DE, Ton=D·Ts, 所以输出功率P=E (E-U0) Ton/2L, 即P=E2 (1-D) D·Ts/2L。

根据输出功率的函数曲线可知, 当D=0.5时P最大, 这样就能算出负载端降压后的功率范围0~E2Ts/8L, 由此可为用户提供了更好的电压功率参数。

1.2 电感电流断续模式

在电感电流连续导电模式下的整个开关周期TS中, 电感电流iL均>0, 且介于I1与I2之间变化。电感电流断续导电模式是指在开关器件T关断的toff期间内, 电感电流iL已降为0, 且保持一定时间, 而电路有3工作状态, 即T导通, VD截止;T截止, VD导通。T、VD均截止, 电感电流为0。电路的工作原理是:在t=0时, 使T导通, 情况与电流连续导电模式相同, 电感中的电流iL线性增长至ILmax, 储能增加。在t=ton时刻, 使T关断, iL通过二极管VD续流。但在T的下一个导通周期到来前, iL已衰减到0, 此时续流二极管VD也截止, 当T和VD均截止时电感电流断续导电模式的电压电流波形如图3所示。

当T导通时, 电感电压为

电流ILmax的大小与T的导通时间ton有关, 设电感最大电流ILmax=I2, 其是为了与上述情况保持一致。

当T关断时, 电感电压为

设t'off=ΔTs, 则由式 (1) 和式 (2) 可求得

在电感电流断续导电模式下, 负载电流平均值I0为

将式 (1) 和式 (3) 代人式 (4) 则有

又因U0=D·E, 所以。故输出功率。由该函数曲线可知, 在D=0和1时最小且P=0, 当D=2/3时, P最大, P=2E2Ts/27L。由此可知, 断续情况下的输出负载功率范围为0~2E2Ts/27L。

2 升压斩波电路

图5是升压斩波电路。又称Boost斩波电路, 用于将直流电源电压变换为高于其值的直流输出电压, 从而实现能量从低压侧电源向高压侧负载的传递。

2.1 电感电流连续导电模式

设开关器件T的控制信号为UG。当UG为高电平时T导通, UG为低电平时T关断。T导通与关断与降压图类似。

电路工作原理是:设电路已处于稳定工作状态, 在t=0时, 使T导通, 二极管VD承受反压而截止, 电源电压E全部加入电感L上, 电感中的电流iL从I1线性增长至I2, 且储能增加;同时由电容C为负载R提供能量。

在t=ton时刻, 使UG为低电平, T关断, 因电感电流不能突变, iL通过VD将存储的能量提供给电容和负载, 即电感储能传递到电容、负载侧。电感中的电流iL从I2线性减少至I1, 储能减少, 其产生的感应电势阻止电流减少, 感应电势UL<0, 故U0>E。T导通和关断工况下各电量的工作波形如图6所示。

由上分析可知:在T导通期间 (即ton期间) , uL=E所以

而在T关断期间 (即toff期间)

在整个周期中电感电流平均值为IL=ΔIL/2, 因在串联电路中IE=IL, 则结论有, 所以输出功率

从输出功率表达式可看出, 理想情况下输出功率等于输入功率, 且输出功率与占空比成正比, 同样的情况下占空比越大输出功率则越大, 输出功率范围0~E2Ts/2L。

2.2 电感电流断续导电模式

当电路处于断续工作状态时, 在开关管T关断的toff期间内, 输出电感电流iL已降为0, 且保持到下一个周期开始。电路同样有3种工作状态, 即T导通、VD截止;T截止、VD导通;T、VD均截止。电路的工作原理是:在t=0时, 使T导通, 情况与电流连续导电模式相同, 电感中的电流iL线性增长至ILmax, 储能增加。在t=ton时刻, 使T关断, iL通过二极管VD同时给电容C充电和为负载R提供能量。但在T下一个导通周期到来前, iL已衰减到0, 从而出现电流的断续现象, 此时T、VD均截止。其电压电流波形如图7所示。

当开关T导通时, 电感电压为

式中, 电流ILmax为电感电流最大值, 也是电感电流的增量。

当T关断时, 电感电压为

设t'off=ΔTs, 则由式 (9) 和式 (10) 可求得

而电源E的输出平均电流等于电感的平均电流。

由于在一个斩波周期Ts内, 流过电容的电流平均值为0, 所以在电感电流断续导电模式下, 流过负载R的平均电流就是流过二极管VD的平均电流。因此, 电路输出的平均电流为, 输出功率, 因0≤D+Δ≤1, 从而可知功率P的范围是。

3 结束语

介绍了升降压斩波电路的原理, 通过计算从占空比的角度分析电路电压电流和功率范围, 可发现占空比对电路功率等性能的的影响, 从而体现占空比在电路中对各性能的最优控制, 并选择合适的占空比对一个具体的电路从某种程度即对电路的优化控制, 这就相当于放大电路的输出效果使输出功能最佳[3]。这仅是从一个角度研究器件性能的优化, 仍有众多器件优化问题尚待解决。可预计的是, 随着电力器件的研究与发展, 其的性能会不断提高, 由此会产生更好的新器件, 这为用户在选择电力电子器件时提供了更多的选择。

摘要：文中以常见的斩波电路为研究对象, 通过对电路的电流、电压和功率要素的分析与计算, 将各要素用占空比D表示, 并从占空比的角度分析以上要素的极值与范围, 从而体现占空比对器件要素性能的最优控制及影响, 为用户在选择电路器件时提供了更多的选择。

关键词：斩波电路,占空比,最优控制

参考文献

[1]赵争鸣.电力电子技术应用系统发展热点综述[J].变频器世界, 2010 (1) :41-43.

[2]王兆安, 刘进军.电力电子技术[M].4版.北京:机械工业出版社, 2009.

[3]王兆安, 曲学基.我国电力电子技术的新进展——访王兆安理事长[J].电源技术应用, 2010 (6) :9-10.

[4]王水平, 汤忠.日本电力电子技术发展概况[J].电子科技, 1996 (4) :3-6, 22.

[5]朱磊, 侯振义, 张开.电力电子技术的发展及应用[J].电源世界, 2008 (6) :21-23.

[6]钱照明, 董伯藩, 何湘宁.电力电子技术及其应用的最新发展[J].中国电机工程学报, 1998, 18 (3) :153-159, 162.

[7]韦林, 廖慧昕, 易干洪.电力电子技术在电力系统中的应用研究[J].数字技术与应用, 2012 (10) :97-98.

PWM占空比 篇5

随着大规模集成电路、计算机网络以及全球化商业模式的发展,射频识别(RFID)技术得到了迅速发展,并被列为21世纪最有前途的重要产业和应用技术之一。在我国正在大力推进的物联网[1]建设中,RFID标签作为信息载体,在整个物联网系统中占据重要的地位,在物流、交通、安全等各个行业有着广阔的应用前景。在RFID标签芯片的数字逻辑电路设计中,分频器是一种重要的电路组成部分。分频通常包含整数分频和小数分频,但一些电路中并不只包含一种频率或一种占空比的时钟,如超高频RFID的国际标准ISO/IEC 18000—6C[2] 和EPCglobal Class1 Gen2[3]中,规定RFID标签的反向散射频率在40~640 kHz范围内变化,这就要求标签可以根据输入控制实时产生特定频率的编码时钟。在一些高频电源开关控制中也对多种占空比提出了要求。

任意数分频电路可由模数混合方式实现[4],但模数混合电路相对复杂,纯数字的分频电路得到了越来越多的应用,本文在分析常见分频电路的基础上,通过改进与优化,设计了一个新型通用分频器,该分频器支持整数和半整数分频,且占空比全范围可调,保证了电路时序和功能稳定可靠。该分频器通过FPGA硬件平台验证,给出了几个特征分频点的仿真波形,证明了设计的正确性和可行性。

1 分频原理

1.1 整数分频

整数分频可分为偶数分频和奇数分频。偶数分频通常可以通过计数器实现[5]。例如要对一个源时钟进行2K分频,则使用一个模2K计数器即可实现。分频关键参数如下

mod_cnt = 2K (1)

reverse_cnt = X,0<X<2K-1 (2)

duty_cycle =$\frac{X+1}{2{\rm K}}$或$\frac{2{\rm K}-(X+1)}{2{\rm K}}$(3)

式中:mod_cnt为计数器模值;reverse_cnt为翻转输出时钟时的计数值;duty_cycle为所得到的分频时钟占空比。特别地,X取K-1时翻转输出时钟,如此循环即可得到占空比为50%的2K分频时钟。

奇数分频的原理[6,7]和偶数分频一致,只是计数器的模值做相应改变。如对源时钟做2K+1分频,分频关键参数如下

mod_cnt = 2K+1 (4)

reverse_cnt = X,0<X<2K (5)

duty_cycle =$\frac{X+1}{2{\rm K}+1}$或$\frac{2{\rm K}-X}{2{\rm K}+1}$(6)

1.2 小数分频

在小数分频的设计中,目前广泛采用的方法是双模前置方式[8,9],通过设计两个不同分频比的整数分频器,控制单位时间内两种分频比出现的不同次数,从而在总体的平均意义上获得一个小数分频。例如前置m次分频系数D1分频,n次D2分频,则最终可以得到的分频系数为

$D{}_{m+n}=\frac{m\times D1+n\times D2}{m+n}(7)$

从小数分频的原理可以看出,由于分频器的分频值在不断交替改变,分频后得到的信号抖动比较大。所以在对时钟相位敏感的设计中任意小数分频使用较少。

1.3 半整数分频

常见的半整数分频原理[10]如图1。基本设计思想是:对于进行K- 0.5分频,首先进行模K的计数,在计数到K-1时,输出时钟置为1,下一个时钟沿计数器恢复0值,输出时钟变为0。即当计数值为K-1时,输出时钟才为1。如果计数值K-1对应着半个输入时钟周期时,将计数器值置为0,并将输出时钟置0,则输出时钟高电平时间只有半个输入时钟周期长度,即实现了K-0.5分频时钟。要保证这个特殊的半个周期时钟,采用K-0.5分频信号的2分频信号与输入时钟异或,反转输入时钟,将下一个触发时刻提前半个周期,相当于扣除掉了半个输入时钟周期。

2 提出的通用分频器

2.1 电路设计

从上述半整数分频原理不难看出,clk_div2刚好是50%占空比的2K-1分频时钟。进一步分析发现,如果在异或门上加上使能信号,当使能信号开启时,即是上面讨论的K-0.5半整数分频电路,当使能信号关闭时,计数器跟随输入时钟翻转,不会出现半个周期计数值的情况,即可实现K整数分频,同理在clock_div2处额外的得到了2K偶数分频。如果模K计数器的模值和输出波形翻转的位置可以通过用户输入参数实时设定和改变,即分频时钟的分频系数和占空比根据输入实时改变,则电路的实用性将大大提升。

基于这一思路,本文对半整数分频电路进行改进和优化,设计了如图2所示的通用分频器。该分频器有4个输入,1个输出。其中M为分频系数的整数部分,理论取值为[1,∞),本文取4位位宽为例;N为分频系数小数部分,位宽为1,“0”表示整数分频,“1”表示半整数分频;H为占空比控制参数,表示分频时钟高电平所占原始时钟的周期数,位宽一般和M一致,取值为 [1,M+N)之间的整数。例如(M,N,K)=(4,0,2)即表示4分频,占空比要求50%。

下面以2.5分频为例详细说明电路的工作原理和过程。分频器输入(M,N,H)=(2,1,1),要求分频执行2.5分频,高电平占一个源时钟周期。输入处理电路首先对输入参数进行判断和处理,此处N为1,即要求半整数分频,则给出使能信号开启异或门。输入的分频系数为2.5,则预置变模计数器模值为M+N=3,并置最大计数值max_cnt为3-1=2。占空比要求高电平为1个源时钟周期,将计数器分频时钟clk_cnt翻转点设为H=1,当异或时钟clk_xor上升沿采样的计数值小于此值时,时钟输出高电平。 clk_xor由低到高翻转,触发二分频电路输出时钟clk_div2由低到高翻转,由于电路自身的延迟,clk_div2的相位会比输入源时钟clk_in相位滞后,然后clk_div2和clk_in二者异或,在clk_in反转同时,产生一个窄脉冲,由此窄脉冲下降沿控制计数器计数值加1,从而在下一个clk_xor时钟上升沿时,采样到计数值1,随即翻转clk_cnt。如此循环即可得到2.5分频时钟,NC-Verilog仿真波形见图3。

2.2 时序优化

为了提高电路时序的可靠性,采用了下降沿计数,上升沿采样计数值翻转输出时钟,以保证采样时有足够的建立保持时间。

其次关于图3中clk_xor的窄脉冲,由波形可以看出在半整数分频时,时钟异或出现的窄脉冲的主要功能是上升沿采样计数值,下降沿将计数值递增,目的是保证在下一个时钟上升沿来时,能正确采样到新计数值而决定输出时钟是否翻转。可以看出理论上只要小脉冲下降沿处在半个源时钟周期内,就能保证电路功能。所以为了进一步保证电路功能,规避此小脉冲可能受到干扰后对电路功能带来影响,将二分频电路的输出经过一定的延迟,再送入异或门运算,如图2中的延迟单元BUF。具体延迟值根据源时钟脉冲大小而定。这样处理后,电路时序更加稳定可靠,健壮性更强。

2.3 占空比调整

分频器的输入H为占空比调整参数,H的值控制输出时钟不同的相位翻转时刻,可实现不同的分频占空比。同样以上述2.5分频为例,将分频器占空比调整参数H由1改到2,即要求分频时钟高电平占两个源时钟周期,仿真波形见图4。

不难发现图3、图4中,clk_cnt高电平都比预设值少了半个周期,并非和所设H参数一致。对于占空比调整参数H,需要补充的是:对于偶数分频H的值即准确反映高电平的周期数,而对于奇数和半整数分频H-0.5才是高电平的周期数,这分别和半整数分频中的脉冲扣除,奇数分频的占空比调整有关。特别地,当取得H≥(M+N)/2的第一个整数时,对于整数分频,占空比为50%;对于半整数分频,不能做到完全的50%,高电平与低电平相差半个周期。这存在一个规律:1) 若是M为偶数的半整数分频,则高电平比低电平多半个周期,占空比≥50%;2) 若是M为奇数的半整数分频,则高电平比低电平少半个周期,占空比≤50%;3) 当整数部分越大时,占空比越趋近于50%。具体波形可参见下一节FPGA硬件验证结果。

另外,H参数取值为[1,M+N)之间的所有整数。且随着M+N的增大,H的取值也会越多,对应的占空比调整步长也越小,所以理论上本分频器的占空比调整跨越了几乎整个M+N分频系数下合法占空比的取值范围。

3 FPGA仿真实现及验证

提出的分频器电路由Verilog HDL语言实现,顺利通过NC-Verilog软件仿真后,采用Xinlinx公司的ISE开发环境综合并下载到SPARTAN XC3S250E芯片上,通过ISE软件内嵌的逻辑分析仪ChipScope软件进行仿真验证。FPGA综合资源利用情况如表1所示。表1的7个寄存器中,有4个是被4位宽的计数器所占用,这是由用户可输入的分频控制参数M的位宽所决定的,而其余电路控制结构只使用了3个寄存器,可以看出整个电路占用资源很少。

本文分频系数M位宽为4,N位宽为1,所以选取了从1~15.5的多个具有代表性的分频系数和占空比参数进行测试。仿真结果表明电路功能和设计功能一致。另外分频系数越大,可选择的占空比调整范围越宽,如果在时钟输出端再加入一级反相器,则可能获得更多的占空比选择。例如5分频占空比为10%,30%,50%,70%,经过反相可以增加占空比为90%的选择。图5给出了部分分频系数下的FPGA测试波形,图中可以看出不同占空比效果。其中占空比的值为一个输出时钟周期内高电平所占输入时钟周期数和低电平所占时钟周期数的比值,图中以小数表示。如1.5分频中,一个clk_out周期高电平对应0.5个clk_in周期,低电平对应1个clk_in周期,所以占空比为0.5/1.5=33.3%。

4 小结

本文提出一种基于半整数分频电路改进的通用分频器设计,能根据用户输入分频系数和占空比参数实时产生相应的分频时钟。电路支持整数分频和半整数分频,支持50%占空比,占空比全范围可调。对该电路时序上的处理优化,确保了电路时序可靠,功能稳定,并且电路结构简单,占用资源极少,具有很强的通用性和可移植性。

参考文献

[1]游晓黔,周韫艺.可信物联网的研究[J].电视技术,2012,36(14):24-27.

[2]IS0/IEC18000—6,Radio Frequency for Item Management Part 6:Param-eters for Air Interface Communications at 860 MHz to 960 MHz[S].2006.

[3]EPC radio-frequency identify protocols Class 1 Generation2 UHF RFIDtag:Protocol for communications at 860 Mhz-960Mhz[EB/OL].[2012-10-30].http://www.epcglobalinc.org/home.

[4]KRISHNAPURA N,KINGET P.A 5.3 GHz programmable divider forHiPerLAN in 0.25μm CMOS[J].IEEE J.Solid-State Circuits,2000,35(7):1019-1024.

[5]郭桂良,赵兴.一种新型小数/整数分频器[J].微电子学,2008,38(3):420-423.

[6]高清运,李学初.CMOS高性能奇数分频器的设计[J].电子学报,2004,32(5):869-870.

[7]TIAN Hongli,SHI Shuo,ZHANG Jun.Controllable arbitrary integer fre-quency divider based on VHDL[C]//Proc.International Joint Conferenceon Artificial Intelligence,2009.[S.l.]:IEEE Press,2009:691-694.

[8]曾健平,谢海情,晏敏,等.高性能双模前置分频器设计[J].半导体技术,2007,32(1):65-67.

[9]何小虎,胡庆生,肖洁.0.18μm CMOS PLL频率综合器中可编程分频器的设计与实现[J].微电子学与计算机,2007,24(5):61-65.

PWM占空比 篇6

复用是解决如何利用一条信道同时传输多路信号的技术, 其目的是为了提高信道的利用率。目前研究较为成熟的 有TDM (时分复用 技术) , WDM (波分复用技术) , CDM (码分复用技术) 。

TDM需要高速的复用器和解复用器, 造价昂贵, 时钟恢复困难;在WDM系统中, 一个单载波上只能传输一个用户的数据。我们提出的占空比复用技术 (DCDM) [1]解决了TDM昂贵、不易于时钟恢复和WDM在一个单载波上只传输一路用户数据的问题, 但其存在着复用后信号能量随着用户数量增加而迅速增加的问题。对于MZ调制器来说, 当信号的电压较大时, 输出光波受到非线性的影响将会非常明显, 这会导致光纤通信系统中光噪声的积累, 影响信号的传输质量。为此, 本文在DCDM基础上采用双极性归零 (RZ) 信号来实现占空比复用, 我们称这种复用技术为双极性 - 占空比复用技术 (APDCDM) 。该技术能显著地减小复用后的复合信号能量, 从而有效地增加复用的用户数, 提高带宽的利用率。

本文设计 了一个3个用户的RZ信号的APDCDM系统, 验证了系 统的可行 性, 采用OptiSystem和Matlab的联合仿真, 成功实现了信号的复用与解复用。

1工作原理[2,3,4]

APDCDM复用技术是对DCDM复用技术的改进, 它是采用相邻用户的信号相反极性来实现占空比复用的技术。下面以3个用户的APDCDM系统为例, 来说明复用与解复用原理。设置3个用户的占空比分别为0.25、0.50、0.75, 用户1和用户3信号的极性为正, 用户2的信号极性为负, 如图1a) ~c) 所示。设3个用户信 号分别是10101010, 11001100, 00001111的周期信号, 复用时3个信号在时间轴上进行幅度叠加, 复合信号如图1d) 所示, 取其绝对值如图1e) 所示。该系统可扩展到n个用户, 对于n个用户的系统, 各个用户占空比设置为1/ (n+1) , 2/ (n+1) , 3/ (n+1) , …, n/ (n+1) , 奇数用户的极性为正, 偶数用户的极性为负, 复用原理相同。

本文采用Matlab设计了APDCDM的解复用器, 解复用器的输入端接收的信号是电信号, 要用解复用器对信号进行采样获取信号。因为本次实验的用户占空比分别是0.25、0.50、0.75, 所以每比特采样信号就可以平分为4段来进行, 设为a、b、c、d四段, d段始终为0。对于3个用户, 其叠加有8种组合, 而每种情况都产生一个唯一波形, 如表1所示, 根据这8种情况来进行解复用。

n个用户的系统解复用相对来说会比较复杂, 但是原理是相同的。设置 第i个用户的 占空比为i/ (n+1) , 奇数用户极性为正, 偶数用户极性为负, 其叠加有2n种组合, 根据这2n种组合解复用。

2仿真实验

2.1解复用器设计

本文采用Matlab设计了一个APDCDM的解复用器, 流程如图2所示。

输入信号为一个3路复用的电信号, 要对这个输入信号解复用, 首先应采样获得输入信号。本次仿真设置3个用户分 别是10101010, 11001100, 00001111的周期信号, 总共采样8192次, 每比特采样64次, 一共采样128 b, 比特速率 为2.5Gb/s。把每比特采样 的次数分 成四组, 每组16个采样点, 考虑到传输失真的因素, 每组除去前四个采样点和后四个采样点, 取中间8个采样点, 再除以8取得平均 值, 这样每比 特信号就 只有四个信号值了。

在实际情况中, 接收端接收到的信号幅度会衰减, 所以需要做归一化处理。例如在“0”附近波动的值就取“0”, 在“1”附近波动的值就取“1”, 在“2”附近波动的值就取“2”。本次仿真接收端接收到的复合信号如图3所示 (为能清晰看到波形, 时间轴取0~10比特周期) 。

图4为实验输入的复合信号眼图和通过光纤传输后接收端的眼图 (时间轴取1比特周期) , 两眼图只是在幅度上有所失真, 而眼图的幅度反应了实际信号的幅度。因此, 信号平均值在0, 1.18, 2.29附近波动且波动值≤0.3时, 就分别归一化成0, 1, 2。归一化处理后根据表1进行判决, 就可以将信号分离出来, 分离出来的信号是二进制信号, 通过归零信号发生器就可以得到复用前的原信号。图5为最后分离出的3个用户信号与复用前的信号比较, 可以看出分离后用户信号和复用前用户信号一致, 说明这种解复用方法是可行的。

2.2仿真系统设计

仿真系统如图6所示, 3路占空比分别为0.25、0.50、0.75, 极性分别为正、负、正的RZ信号, 通过加法器叠加后得到一路复用的双极性电信号, 随后用绝对值发生器来使信号成为单极性信号。

将复合的电信号通过MZM光调制器, 调制到从激光器发出的波长为1550nm连续光波上, 经50km的光纤进行传输后, 经光电检测器进行光电转换, 得到复用 的电信号, 输入用Matlab设计的APDCDM解复用器中进行解复用, 复用的电信号分离成3路二进制信号, 最后, 通过归零脉冲发生器恢复出3路复用前的原始数据信号。

3结果分析

3.1每比特信号的平均能量

每比特信号的平均能量可以由能量谱密度得到, 或者更简单, 我们可以根据信号波形计算出每比特信号的平均能量, 本文采用后一种方法。分别计算出8种组合的信号能量如图7所示。图7中E2信号的能量计算公式为:

式中i=1, 2, 3, …, 2n;n为用户数;A为信号幅度;Ti为信号的时长。8种组合的每比特信号平均能量为每比特 信号的时长。

3.2APDCDM和 DCDM 能量的比较

用同样的方法计算DCDM的信号能量如图8所示。8种组合的 每比特信 号平均能 量为对比DCDM和APDCDM的信号平均 能量值, 我们可以 看到APDCDM较DCDM可以显著地降 低传输能 量, 可解决DCDM复用后信号能量随着用户数量增加而迅速增加的问题。对于一个传输系统来说, 考虑到性能和质量, 其所能传输的信号能量总是有一定限度的, 这由系统的性能决 定。可见, 在相同的 传输系统 中, APDCDM较DCDM能承载更多的用户。

4结束语

本文在DCDM的基础上, 提出了采用双极性信号来实现占空比复用。用OptiSystem和Matlab联合仿真, 设计了3个用户复用的APDCDM光纤传输系统, 仿真实验中, 得到的解复用信号与复用前的信号是一致的, 从而验证了APDCDM用于光纤通信系统的可行性, 并通过信号能量的分析, 说明由于双极性的引入, 比DCDM能承载更多的用户, 从而可以提高宽带的利用率。该技术的实际应用还需要进一步研究。

参考文献

[1]陈翠竹, 陈新桥, 段中航.基于占空比复用的光纤传输系统的设计[J].光通信研究, 2013 (5) :21-23.

[2]MALEKMOHAMMADI A, MAHDIRAJI G A, ABAS A F, et al.30Gb/s absolute polar duty cycle division multiplexing in dispersion uncompensated optical system[C]//Proceedings of IEEE′2008 6th National Conference on Telecommunication Technologies and IEEE′2008 2nd Malaysia Conference on Photonics.2008:60-63.

[3]ABDULLAH M K, MALEKMOHAMMADI A, MAHDIRAJI G A, et al.Absolute polar duty cycle division multiplexing:an economical and spectral efficient multiplexing technique[C]//Proceedings of WOCN′2008 5th IFIP International Conference.2008:1-5.