光纤通信调制方式（精选6篇）
光纤通信调制方式 篇1
在目前的高速光纤通信的研究中，数字调制是主要的研究方向，为了对其调制解调技术进行有效的研究，下面对其各种调制解调方案进行分析比较，在实际的应用中，相干检测技术能够有效的检测到相位、频率、振幅等各种信息，所以在高速相干光纤通信调制解调工作中，能够应用到的调制方式有频移键控、相移键控、振幅键控的控制方式，本文主要对其频率调制及相位调制的调制方法进行简单分析。
1.1 相位调制
相位调制的过程中，需要保持载波的频率及幅度不变，只对光波的相位进行适当的改变，这种调制方式的最主要的特点是在对信号光实施相位调制的过程中，其输出光强能够保持恒定，所以在实际的应用中，接收机对于接受功率的波动及色散具有较大的容限值。
调制器是相位调制工作中非常关键的设备，常用的调制器类型有：GsAs调制器、聚合物光调制器、LiNbO3-MZ调制器、LiNbO3相位调制器等，对相位调制的调制原理进行简单分析：在相关的晶体上施加电压时，会导致其折射率主轴及折射率的改变，以此来对通过晶体的光产生一定程度的影响，通过对各种调制器的性能进行简单分析，发现以上的各种调制器中，调制性能、稳定性最好的调制器是LiNbO3相位调制器，但是随着各项技术的不断进步未来的高速相干光纤通信调制器的主流选择还会不断的产生变化。
1.2 频率调制
频率调制主要是指调制的工程中，通过对载波光频率进行适当的改变来进行调制，在实际的应用中，可以借助于LiNbO3波导调制器，采用现行相移产生实际所需的频率变换，只要在调制器上施加相关的锯齿波形电压脉冲，就能够得到有效的频率调制信号，但是在高速的相干光纤通信中，应用这种方法来产生频率调制信号是具有较大难度，后又在此基础上提出了激光内调制与声光调制器，但是这些调制方法中都存在其各自的优点，不适合应用于高速相干光纤通信调制中。
光纤通信调制方式 篇2
自由空间光通信,一般选用大气透射率较好的红外激光[1],以电源内调制的方式对APT (准跟踪系统)[2]、中继系统[3],或融入WDM(波分复用)和MIMO(多入多出)等技术进行处理,实现远距离、高速率自由空间激光通信,在外太空星际自由空间传输方面有了较大的发展与应用[4],但短距离可见激光在自由空间通信方面还有很多工作可做。可见激光通信系统因其结构简单、对光源要求低和辐射小等特点,具有广阔的发展前景。
激光调制主要有内调制和外调制两种方式,相比于内调制,激光外调制有着独有的优势,其对光源稳定性要求低,调制速率高,且对光源的损害小,性价比高,故激光外调制是一种较好的光通信调制技术。外调制的方法和器件很多,相比于其他外调制方式,AOM(声光调制)有着较高的消光比(一般大于1000∶1),其驱动功率低,温度稳定性能高,调制频率稳定[5],光电质量优异。除此之外,其结构简单、成本相对较低,因此我们选用AOM方式来研究目前在国内研究较少的激光外调制通信。
1AOM原理
声波在介质中传播时,会使介质产生相应的弹性形变,从而激起介质中各质点沿声波传播方向振动,介质的密度呈疏密相间交替分布,形成光学“相位光栅”。该光栅间距等于入射声波波长λs,当光波通过该介质时,就会发生衍射现象,衍射光的强度、频率和方向等信息都会随着声场的变化而变化,基于上述声光效应即可实现AOM[6]。相比于拉曼-纳斯衍射,布拉格衍射具有调制效率高、调制带宽较宽等优点,因此本文采用布拉格角AOM方式进行调制,其原理如图1所示。
图中,入射角为布拉格角θB,且有
式中,λ为入射光波长;n为声光介质折射率。当激光以θB入射并通过声光晶体时发生布拉格衍射,其衍射光只有两级:0级和+1级(或-1级),1级光的衍射效率较高,该衍射效率可表示为
式中,Ps为超声波功率;L、H、M2分别为换能器的长度、宽度及声光介质物理参数组合,若AOM定型,则其参数不变。当改变Ps时,衍射效率会随之变化,即可达到改变衍射光强的目的,实现AOM。
2AOM的控制方法研究
2.1AOM控制理论
基于声光效应可以实现声光偏转、声光移频和AOM等三种应用,而在光通信研究中主要是利用AOM。本文采用中国电子科技集团第26研究所研制出的一款TSGMN—1型AOM,该调制器件由驱动电源、换能器和声光晶体组成,其驱动电源产生的射频信号用来控制超声波频率与强度。利用该驱动电源,本文提出三种控制超声波的方式并应用于AOM。
驱动电源有三个输入控件,分别对应三种不同的调制方法,其中调制输入端添加TTL(晶体管晶体管逻辑)电平信号,其高低电平则相当于一个射频“开关”,对驱动源的射频输出有无进行控制,而功率调节旋钮与直流输入端口可控制射频输出幅度的大小,从而能有效调节超声波的功率,达到控制衍射光强的目的。
2.2AOM控制方法的验证
本文对上述三种控制方法进行实验验证,将驱动源输出端口连接于示波器,观察其射频输出信号的幅度及频率大小,从而验证不同输入端口对射频输出的控制作用。
DC(直流电源)+24V端口是直流输入,也是驱动源的供电端口。当按标准在DC输入端接入+24V直流源时,用信号发生器为驱动源调制输入端提供不同频率的TTL矩形波,观察驱动源射频输出信号随TTL电平的变化情况。实验效果如图2所示。经实验验证,为调制输入端提供不同频率的TTL矩形波,当调制信号在5MHz以内时,调制信号能对射频输出起到“开关”作用,达到了预期效果。如图2(b)所示,高频的射频信号在低频的TTL矩形电平控制下对应输出,当矩形波为低电平时,将射频输出“关闭”,无射频输出;当矩形波为高电平时,将射频输出“开启”,输出端口正常输出100MHz射频信号。
固定DC+24V端口为+24V直流电压,调整电源功率,可得其射频输出幅值与电功率旋钮旋转圈数的关系,其结果如图3所示。初始功率设置为最小,将功率向最大方向逐渐调整,其射频输出的幅值会随之线性增大,而射频信号固有频率不变,此方法为传统的AOM方法,即通过改变电功率使超声波功率随之变化,又根据公式(2)可知,改变超声波功率Ps,也可达到调制激光衍射效率、改变接收光强大小的目的。
将其他端口闲置,电功率固定于某一值,改变DC输入电压,当DC输入在+10V以内时,其射频输出变化较小;DC输入超过+10V时,其对应的射频输出幅值也随之线性增大,电功率与射频输出幅值的关系如图4所示。
实验结果表明,DC输入在+10V以上时,其射频输出信号的幅值大小与只改变电功率时的输出范围一致,因此改变DC大小与传统的改变电功率大小二者实验效果一致。通过有效地控制DC输入(固定电功率),实现了对布拉格衍射效率的线性控制,达到了调控衍射光光强的目的。由以上实验可知,若使用一个+12V与+24V可快速切换的开关电压源,使DC输入不同,可以达到控制衍射光强进行通信的目的。
3通信系统发射端的研究与实现
3.1激光外调制信号通信系统的研究
本文选用了波长为632.8nm的He-Ne激光器,使用信号发生器对AOM输入端输入TTL电平信号,通过AOM晶体在激光光路上对激光进行有效控制,衍射后的1级激光搭载了该TTL电平信号,用PMT(光电倍增管)进行1级光信号的接收,通过转换电路连接到示波器中对接收信号进行观察,如图5所示。图5(a)为原始激 光波形图,图5(b)为加300kHz调制信号后的波形,图5(c)为加5MHz调制信号后的波形。
实验数据表明,接收信号与加载在AOM上的矩形波信号频率相同,即调制信号能被激光无偏差传输。所以本AOM可实现周期≤5MHz的信号传输,即通信速率最高可达10Mbit/s。当调制速率>5MHz,则输出波形无规则可循,不宜用于通信使用。基于上述实验结果,本文采用FPGA(现场可编程门阵列)编码进行数字调制,将调制信号载入AOM,搭载He-Ne激光进行传输。其传输与检测原理图如图6所示,发射端通过PC机串口发送数字信号,经FPGA进行编码处理,编码后的信号输入到AOM中,通过激光与声光晶体的相互作用,将调制信号加载到激光上;接收端通过PMT接收数据,激光信号经I-V(电流-电压)转换、放大和整形等电路模块进行处理,在示波器中进行显示对比。
3.2激光数字通信的实现
2FSK (二进制移频键控)是激光通信中常见的编码方式,该方式抗干扰能力强,易实现。本文选用2FSK调制方式,搭载速率为115.2kbit/s的数字信号,实现了激光外调制通信系统的发射与接收。
2FSK调制原理如下,
式中,g(t0)表示3个占空比 为50%、带宽为345.6kHz的矩形波信号;g(t1)表示6个占空比为50%、带宽为691.2kHz的矩形波信号。二者不同的载波分别用来表示数字信号0和1。
通过PC机串口助手发送不同速率的数字信号,用FPGA进行2FSK调制,调制后的信号通过AOM加载到632.8nm的He-Ne激光上进行自由空间传输。FPGA编码仿真结果如图7所示。图中,data_in为串口输入数字信号,rst为复位输入信号,dataout为经过2FSK编码后的输出信号。
若串口以16进制发送数字45,则串口输出信号为010100010,其中第一位为串口起始位,串口信号经2FSK调制后,通过AOM加载到激光上,PMT接收激光信号,经I-V转换、放大和整形后在示波器上显示,如图8所示。接收信号表明,原串口信号经调制后,能以高低载波的形式通过激光完整地传输到光信号接收端。
经实验验证,通过串口发送不同数据,AOM均能使激光稳定地传送不同波特率的FSK调制信号,经PMT接收,达到了使用外调制技术对可见光波段激光进行短距离、高质量通信的目的,为其他波段的激光外调制传输奠定了一定的理论基础和技术基础。若将该技术应用于紫外波段,理论上也可将紫外激光传输速率提高到兆比特级别。
4结束语
根据以上实验,对AOM的三种不同的控制方式进行了有效验证,并制作了基于AOM的通信实验样机,该样机理论最高速率为10Mbit/s,借助串口实现了通信速率为115.2kbit/s的数字通信,其高频载波为0.7MHz。使用外调制方式进行激光传输,实验装置体积小,价格便宜,寿命长,且易操作,能随时满足不同需求下的自由空间光通信。同时,该研究为其他波段的短距离、高速率通信奠定了一定的理论和技术基础,选用不同的声光晶体,可以实现外调制方式下的其他波段的激光通信。
摘要：通过对激光外调制不同方式的对比分析,重点研究了AOM(声光调制)器件的原理及控制方法,提出了三种可控调制方法,且在控制方面分别进行了对比验证。采用其中的TTL电平(典型值高电平3.5V,低电平0.2V)调控方法,将数字信号经FPGA(现场可编程门阵列)以2FSK(二进制移频键控)方式进行调制编码,调制信号通过AOM加载于激光上,激光通过自由空间传输,借助串口实现了通信速率为115.2kbit/s的数字通信,且该激光外调制通信系统高频载波达到了0.7MHz左右。
光纤通信调制方式 篇3
关键词： 光纤振动传感系统； 复用； 相位生成载波
中图分类号： TN 911.74文献标志码： Adoi： 10.3969/j.issn.10055630.2014.01.009
引言
随着科技的发展，安全防范的重要性越显突出。一些重要的保密部门、军事要地、银行、机场等对大范围、长距离、高可靠性的安防技术的需求越来越显著。目前，已有大量的光纤传感技术应用于安防系统，其特点是抗干扰性强、可靠性高，隐蔽性好、可防探测，易于安装和维护[12]。
在实际应用中，常常会遇到需要对多个对象进行监测，而一个被监测对象需要对应一套光纤传感结构，这不仅大大提高了整个监测系统的成本，而且系统的复杂程度也逐级上升，给维护也带来了很大的困难[3]。為了解决上述问题，通常采用复用的方法，来达到简化系统，降低成本，易于维护的目的。
1背景技术
在光纤传感所采用的复用技术中，相位载波复用是较常采用的技术，即通过相位载波复用，使不同的感应单元复用共同的光源、光纤光路以及光电探测器等。这种复用方法，如文献[45]所描述，通过对不同的感应单元施以不同频率的相位载波进行调制，每个载波频率对应于一个感应单元，各感应单元产生的干涉信号被共同的光电探测器检测。为了实现复用与解复用的目的，上述的相位载波复用技术一般具有以下特征：
（1）为了使复用的信号不发生混叠，相邻载波频率之间的频率差必须大于外界扰动引起的信号基波频率上限的两倍；
（2）对于光电探测器后的信号，通过信号处理技术，采用载波基波或谐波作为参考信号，对载波基波或谐波边带信号进行处理，以达到将干涉信号解调出来的目的。
在该技术中，由于对相邻频率的间隔要求，同时为了使不同载波的基波、谐波频率不发生混叠，使得调制频率的选择受到较多限制，由此会影响到实际复用的数量；同时，为了使复用的数量足够大，对调制器件的工作点要求可能会很分散，并要求调制器件具有高的工作频率，这不利于实际应用。在信号的解调中，如引入信号处理技术，会增加信号处理部分的技术难度和技术复杂性，并大大提高后端的开发成本和设备成本。
在光纤传感系统的许多实际应用场合，两个事件完全同时发生的概率很小，即两个感应单元同时感应到信号的可能性很小。针对这种情况，本文提出一种新型的基于相位载波复用技术的光纤传感复用方法。在光纤干涉系统中，对感应外界扰动的不同感应光纤单元产生的干涉信号，用不同频率的载波进行调制，相邻载波频率之间的频率差无需大于外界扰动引起的信号基波频率上限的两倍，各光纤感应单元形成的信号被共同的光电探测器检测后，利用信号基波来分析扰动信号的物理量，并利用载波基波或谐波的边带判断感应扰动信号的光纤。
由于每次扰动事件只发生在一个感应单元，即只有一个感应单元感应到扰动信号，设该单元为第i个感应单元，从式（4）可以看出，调制频率fmj（j≠i）的基波和谐波将不会出现边带，而调制频率fmi的基波和谐波则出现边带，根据这一特点即可判断感应扰动的感应单元。由于仅需观察是否出现边带，仅需相邻的调制频率有一定的间隔，不影响边带判断即可，不需要传统的相位载波复用方案那样要求具有两倍于基波最大频率的要求。图1为i单元发生扰动时的频谱示示意，在该图中，载波频率fmi出现了明显的边带，说明感应信号来自于感应单元i。对于出现边带的载波频率的确定，利用一些便捷的分析手段，例如边带的能量、谱线的对称性等，即可实现；信号基波则可用来恢复干涉信号。
由于仅用信号基波来恢复干涉信号信息，无需像传统相位载波复用那样用载波基波或谐波作为参考信号来解调干涉信号，相应的信号处理手段简单，由于这个特点，也可以很方便地应用于施加载波的调制端远离解调端的情况下（例如图3的结构中），而无需将调制信号引回解调端或在解调端恢复出解调所用的参考信号。
3数据分析
本文采用的是图2的结构。所使用的第一耦合器1为3×3均分耦合器，第二耦合器2为2×2耦合器，有2个复用的感应单元：4（1）、4（2），使用的是光缆中的一芯，相应的光缆长度分别为21 km、14 km。光源为中国电子科技集团公司第44所生产的SO3B型超辐射发光管（SLD）型稳定光源。光纤延迟器3使用的是美国 “康宁”生产的G652型单模光纤，光电检测装置8中使用的光电探测器为中国电子科技集团公司第44所生产的型号为GT322C500的InGaAs光电探测器。使用的相位调制器是将光纤绕在压电陶瓷上制作而成。经测试，信号基波的最高频率小于80 kHz，施加在相位调制器7（1）、7（2）上的频率分别为100 kHz、110 kHz。低通滤波器9的带宽为80 kHz，从光电检测装置8输出的信号经低通滤波器输出的信号，经信号采集卡采样后，进行扰动位置以及扰动性质的判断。同时，对光电检测装置8输出的信号进行采样，对载波基波的边带，即频率100 kHz、110 kHz的边带进行分析，即可判断扰动来自那根感应光纤。系统中所使用的采集卡为NI公司产品。
当敲击加有100 kHz载波频率的传感光纤时，所得到的的信号依次如下，图4（a）为加载波后信号波形。图4（b）为其频谱图，可以看到，100 kHz左右的边带有信号，而110 kHz左右边带比较干净，所以可以判定敲击信号是加在100 kHz所在的传感光纤上的。图4（c）为经过80 kHz低通滤波器后得到的振动信号。
当敲击加有110 kHz载波频率的传感光纤时，所得到的信号依次如下，图5（a）为加载波后信号波形。图5（b）为其频谱图，可以看到，110 kHz左右的边带有信号，而100 kHz左右边带比较干净，所以可以判定敲击信号是加在110 kHz所在的传感光纤上的。图5（c）为经过80 kHz低通滤波器后得到的振动信号。
由以上数据分析可以看出，可以用载波基波或谐波的边带来判断信号发生的感应单元，可以通过低通滤波器解调出相应的线路上的信号。
4结论
本论文使用载波基波或谐波的边带来判断信号发生的感应单元，这种判断方法简单易行，系统结构简化。本方法的另一优点是相邻载波的频率差无需大于信号基波的频率上限的两倍，这方便了载波频率的选取以及相位调制器件的选择，也使得复用单元的数量更大。
参考文献：
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[2]潘岳，王健.双马赫曾德尔型干涉仪定位技术研究[J].光学仪器，2012，34（3）：5459.
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[4]韩泽，陈哲，胡永明，等.光纤水听器阵列的多路复用技术[J].半导体光电，1999，2（4）：231234.
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[6]DANDRIDGE A，TVETEN A B，GIALLORENZI T G.Homodyne demodulation scheme for fiber optic sensors using phase generated carrier[J].IEEE Trans.Microwave Theory Tech，1982，30（10）：16351641.
光纤通信调制方式 篇4
课程名称： 通信原理综合设计实验 学生姓名： 学 号： 专业班级：
2016年 06月21日
实验一 7位伪随机码1110010设计
一、实验目的
1、了解数字信号的波形特点
2、掌握D触发器延时设计数字电路的原理及方；
3、熟悉Multisim 13.0软件的使用
二、设计要求
设计7位伪随机码1110010，要求输出波形没有毛刺和抖动，波形稳定效果较好，可用于后续的综合设计实验。
三、实验原理与仿真电路及结果
要求产生7位伪随机码，根据M=2-1=7,所以n=3，需要3个D触发器，在32KHz正弦波或方波的时钟信号触发下，第三个D触发器输出端产生1110010的7位伪随机绝对码。仿真电路及波形结果如下：
n
图
一、7位伪随机码1110010产生电路
图
二、7位伪随机码1110010波形
观察结果波形发现，伪随机码波形频率较之信号源波形（32KHz）减小了，但幅值不变 仍为5v.四、实验心得与体会
本实验原理较为简单，通过本次设计实验，我重新复习了数字电路逻辑设计中的D触发器产生特定数字序列的知识，老师也给出了提示，基本上是直接改动电路图就能实现，只要电路图搭建正确，原理符合逻辑，基本上都能仿真出来。伪随机码在后续实验中经常用到，模拟随机信号，但不是真正的随机信号，在通信中应用研究中很有意义，也为我们后续综合设计实验提供基本的信号。
实验二
一、实验目的
调制、解调电路综合设计
2FSK1、掌握2FSK调制和解调的工作原理及电路组成
2、学会低通滤波器和放大器的设计
3、掌握LM311设计抽样判决器的方法、判决门限的合理设定
4、进一步熟悉Multisim13.0的使用
二、设计要求
设计2FSK调制解调电路，载波f1=32KHz，f2=64KHz，基带信号位7位伪随机绝对码（1110010）要求调制的信号波形失真小，不会被解调电路影响，并且解调出来的基带信号尽量延时小、判决准确。
三、实验电路与结果
3.1实验总电路图
图
一、FSK调制、解调总电路
3.2调制电路
1）实验所用的32KHz和64KHz载波正弦信号由对应频率的方波通过高低通滤波得到，子电路如下：
图
二、32KHz正弦载波信号生成电路
图
三、64KHz正弦载波信号生成电路
2）实验基带信号7位伪随机码子电路（同实验一）如下：
图
四、基带信号1110010生成子电路
3）32KHz、64KHz载波信号、基带信号、已调信号波形：
图
五、载波、基带及已调信号波形
3.3解调电路 1）解调部分电路如下：
图
六、FSK解调电路
以上电路中，解调运用的仍是4066芯片的开关特性来实现：将已调信号接入4066中并分别用32KHz、64KHz的信号源方波“识别”出已调信号中的32KHz和64KHz频率的正弦信号，然后经过两个相同的32KHz（生成伪随机码的信号源频率）的低通滤波器，滤出含有基带信号的“混合”波形，最后将这两路信号接入LM311比较器，根据课本知识，这 一步实现的是两路信号的比较，谁大输出谁，最终输出解调信号。
电路中，LM311比较器处接了两个上拉电阻和下拉电阻，作用分别是使解调信号可正常输出和矫正美观解调波形。另32KHz的低通滤波器电路及最终所得的解调信号波形见下图：
图
七、32KHz低通滤波器
图
八、FSK解调信号与基带信号波形对比
以上蓝色是解调出来的波形，黄色为伪随机码输出，观察波形结果发现，开始仿真时会有一两个判决错误，可能是滤波电路没有达到稳定的原因，后面稳定之后，波形就很好了，信号得到了较好的解调，基本恢复了基带信号（上方为基带信号，下方为解调信号）。不过 解调信号与基带信号存在一定的相位差，这可能是由电路中的某些器件引起的，如：电路中4066、LM311芯片的触发可能导致信号延时；滤波电路中，电阻和电容也可能对相位产生影响，使信号延时。总体来说，FSK对基带信号的调制和解调结果是比较合理的，实验具有一定的准确性。
四、实验心得体会：
本实验是FSK调制与解调的综合性设计实验，首先载波信号调用实验一中的方波高低通生成正弦波方法得到，基带信号调用实验四中的伪随机码方法生成。另外实验增加的难度在于，运用4066和LM311芯片实现已调信号的解调。首先充分利用了4066芯片的开关特性，“识别”出已调信号中两个载波频率的波形并进行低通滤波得到两路初解调信号，然后利用LM311芯片完成两路信号的比较，同课本介绍的包络检波一样，输出较大的一路，完成信号的解调。实验过程中出现不少问题，我碰到的问题比较奇葩，用子电路组成大电路仿真总是达不到理想效果，所以直接简单粗暴在一个电路图里将调制解调全做完。自己做仿真一定要将原理想清楚，遇到问题冷静分析和查找问题出处，总的来说这个实验还是比较容易实现的，基本都在调滤波器的参数，其他部分都是现成的电路。
实验完成后，我思考的问题是，为什么要通过比较器来得到解调信号。4066开关电路不像实验五中的科斯塔斯环一样锁定频率精准，锁住了频率即输出1，否则输出0。对于32kHz的信号，利用64KHz的方波控制开关也同样会有部分信号流过，且这部分信号低通滤波较难滤除干净，所以采用比较信号大小的方法来决定信号的输出，剔除掉这部分干扰信号完成解调。在实验一2KHz低通滤波器设计的基础上，将其修改成所需截至频率的滤波器较容易实现，一般经验性的操作是将电容调小一个数量级，然后再观察波形调整电阻来实现。总之实验下来让我更加熟练了multisim仿真操作、不同截至频率滤波器的调节技巧以及FSK调制与解调理论知识的理解。实践结合起理论知识，使得我们更清晰的理解理论并提高了动手操作能力，受益略多。
实验三 PSK、2DPSK调制、解调电路综合设计
一、实验目的
1、掌握2DPSK调制和解调的工作原理及电路组成
2、了解实现信号0相和π相波形间转换的电路
3、掌握低通滤波器的参数设置和LM311抽样判决器的判决电压设置
4、熟练运用Multisim13.0,学会用软件实现简单的电路调试
二、设计要求
1.设计2DPSK调制解调电路，载波f=512KHz，基带信号位7位伪随机相对码。要求调制的信号波形失真小，不会被解调电路影响，并且解调出的基带信号尽量延时小，判决准确。
2.采用子电路设计方法。3.用4066芯片实现解调信号。
三、实验电路与结果
3.1实验总电路图
图
一、PSK调制、解调总电路
3.2调制电路
1）实验所用1024KHz的载波正弦信号由对应频率的方波通过高低通滤波得到，子电路如下图所示：
图
二、1024KHz正弦载波信号生成电路
2）实验基带信号7位伪随机码子电路（同实验一）如下：
图
三、基带信号1110010生成子电路
3）实验中同、反相子电路图：
图
四、同相放大电路
图
五、反相子电路
4）1024KHz载波信号、同、反相信号、基带信号：
图
六、1024KHz载波、同、反相信号、基带信号波形图
其中，图一为1024KHz载波波形，中间红色波形分别为同相和反相信号波形。5）已调信号波形：
图
七、已调信号波形
3.3解调电路 1）解调部分电路如下：
图
八、PSK解调电路
以上电路中，解调运用的仍是4066芯片的开关特性来实现：将已调信号接入4066中并用512KHz的信号源方波“识别”出已调信号中的同反相1024KHz频率的正弦信号，然后经过两个相同截至频率的低通滤波器（理论值为32KHz，即与生成伪随机码的信号源频率一致），滤出含有基带信号的“混合”波形。参考“混合”波形的幅值设置一个合理的判决门限电压值（本实验中给的是1v），与所得的“混合”信号一起接入LM311比较器中比较，最后得到解调信号。
电路中，LM311比较器处接了下拉电阻，作用是使解调信号可正常输出解调波形。另解调低通滤波器电路及最终所得的解调信号波形见下图：
图
九、解调低通滤波器电路
图
十、判决前后波形对比
图
十一、PSK解调信号与基带信号波形对比
观察波形结果发现，信号得到了较好的解调，基本恢复了基带信号（上方为基带信号，下方为解调信号）。但解调信号与基带信号间存在一定的相位差，这与FSK实验中一样，可能是由电路中的某些器件引起的，如：电路中4066、LM311芯片的触发可能导致信号延时；滤波电路中，电阻和电容也可能对相位产生影响，使信号延时。总体来说，PSK对基带信号的调制和解调结果是比较合理的，实验具有一定的准确性。
四、实验心得体会：
电力通信网运维管理方式论文 篇5
由于电力通信网运维工作中存在较多问题，需要采取有效措施提升电力通信网站运维质量方面以及运维效率，针对传统运维管理模式进行改革，构建出良好以及高质量运维组织管理体系，促使当前企业实现健康、稳定发展。另外，运维机构设置主要包括两种形式，一种形式是分层设置，主要根据功能不同，将整体组织架构划分成为三个层面，包括现场维护层、管理层以及网络维护层三个层面，另外一种是根据专业不同进行设置，主要将整体运维组织划分成为多个管理部门。根据通信网络运维实际情况进行分析，分层设置比较符合当前实际情况，应当推广。除此之外，根据技术层面进行分析，由于当前计算机技术的飞速发展和网络监控技术以及通讯技术广泛应用，所以，功能性运维体系构建具有一定物质基础，应当构建功能型运体系促使企业实现健康、稳定发展。功能型运维系统最大优势就是能够促使运维职能在管理职能中独立出来，功能型的运维体系可以对各部门职责与权利进行明确划分，做到层次分明，所以对操作人员提出更高要求。另外，功能型运维体系不但能提升资源利用效率，而且能够提升运维工作效果，有助于电网通信管理信息化实现，提升企业管理质量及管理效率。
数字通信信号自动调制识别技术 篇6
1 数字通信信号调制技术
1.1 通信中的调制技术
调制就是指对原始信号进行频谱搬移, 使其能满足复杂信道中传输的要求。在通信信号传输系统中, 信号发送端发出的信号我们称之为原始电信号, 一般的原始电信号的频率都比较低的, 不能或者很难在信道中传输, 为了解决这个问题, 就要对原始电信号进行处理, 处理的结果就是使原始电信号的频率能满足信道传输的要求, 成为频带较为合适的信号, 经过处理的信号我们称之为已调信号, 它们不仅能在信道中传输, 且能携带一定的信息。通信信号调制技术对于通信信号的传输具有重要意义。通信信号调制的样式也将对整个通信系统信号传输的稳定性、可靠性和有效性产生严重影响。因此, 为了保证通信系统能正常、高效的工作, 应选用合适的信号调制技术。
1.2 数字调制样式
数字调制的样式有很多, 按照不同的分类标准可以将数字调制样式分成不同的类别, 本文中对数字调制样式的分类是依据载波信号参数的不同进行的。依据载波信号参数的不同可以将数字调制样式分成很多种, 本文主要介绍常用的几种数字调制样式, 分别为幅度键控 (ASK) 、相移键控 (PSK) 、频移键控 (FSK) 以及正交幅度调制 (QAM) 。
振幅键控是根据载波的振幅随数字基带的变化而进行信息传递的一种数字调制方式。目前使用较多的振幅键控调制方式为二进制振幅键控, 二进制振幅键控调制方式中会有两种载波幅度变化状态, 分别由二进制中的“0”和“1”对应。二进制振幅键控调制方式可以通过模拟振幅调制方法和数字键控方法二种方法来产生信号。多进制振幅键控调制方式与二进制振幅键控调制方式原理相同, 只是多进制振幅键控可以传输具有多种不同幅度值的载波。多进制振幅键控信号可以视为多个二进制振幅键控信号的累加;
频移键控是通过随数字基带信号变化的载波频率的变化来进行信息传输的。二进制频移键控中会有两个不同的载波信号频率, 分别由二进制中的“0”和“1”对应。二进制频移键控信号与二进制振幅键控信号之间具有相关性, 两个二进制振幅键控信号可以看作为一个二进制频移键控信号。二进制频移键控信号可以通过两种方式产生, 分别为模拟调频电路和键控法。模拟调频法具有实现方式简单的优势, 而键控法具有产生的信号频率稳定性高、信号转换速度快的优势;
相移键控通过随着数字基带信号的变化而变化的载波相位的变化来进行信息传输的。根据相位变化方式的不同, 相移键控可以分为绝对相位键控和相对相位键控两种方式。二进制相移键控有0和π两种载波相位状态, 分别由二进制信息中的“0”和“1”对应。二进制相移键控产生信号的方式有两种, 分别为模拟调制法和键控法;
正交振幅调制通过振幅和相位的联合变化来传输信号的, 正交振幅调制也有两个载波, 但这两个载波不仅是同频率的还是正交的。正交振幅调制的原理是通过两路相互独立的基带信号完成对两个正交载波的调控。
2 数字信号调制识别技术的类型
2.1 基于决策理论的数字信号调制识别技术
基于决策理论的数字信号调制识别技术就是指利用决策理论的调制算法进行信号调制。目前, 这种数字信号调制识别技术已经逐渐成熟, 在通信系统中使用的频率较高。使用这种信号调制识别技术第一步就是要根据接收到信号的瞬时特征进行特征参数构造, 再选取合适的判别方法, 将构造的特征参数和门限值作比对, 以此来完成信号调制样式的识别工作。在使用这种调控识别技术时还会遇到一些问题, 这些问题的存在可能会影响信号传输的质量。常见的问题有非弱信号段判决门限的选取和确定特征参数的门限值的选取。如何解决这两个问题成为人们关注的重点。
2.2 基于高阶累积量的数字信号调制识别技术
最早使用信号调制识别技术都是以二阶统计量为基础的进行的, 但随着科学技术的发展以及信号传输要求的提升, 人们逐渐发现以二阶统计量作为信号调制识别的基础是有很大的局限性的, 在这种背景下, 以高阶累积量作为分析工具的通信信号调制识别技术应运而生。这种调制识别技术克服了二阶统计量的缺点, 具有更为广阔的应用前景, 现在已经成为通信领域中较为常用的一种信号调制识别技术。
2.3 基于人工神经网络的数字信号调制识别技术
基于人工神经网络的数字信号调制识别技术是在以决策理论为依据的信号调制识别技术的基础上发展起来的。基于决策理论的调制识别技术是一种传统的信号调制识别方法, 随着科学技术的不断发展, 这种技术愈加成熟, 但在实际的使用过程中却发现它具有一定的缺陷性。针对这种情况, 专家提出了基于人工神经网络的数字信号调制识别技术, 这种技术具有自动选取参数的判决门限的优势。
3 总结
总之, 随着现代科学技术的不断发展以及信号传输环境的不断变化, 进行数字通信信号自动调制识别技术的研究具有很强的应用价值。现阶段, 数字通信信号自动调制识别技术的发展取得了有效的成果, 但还存在一些问题没有解决, 专家学者应投入更多的时间和精力进行相关方向的研究。
参考文献
[1]李少凯, 董斌, 刘宁等.基于谱线特征的MPSK调制识别[J].通信技术, 2010, 43 (8) :127-128, 131.