分布式小天线（共5篇）
分布式小天线 篇1
0 引言
随着我国经济的飞速发展, 国民生活水平的不断提高, 公民的拥车辆也在大幅的提高, 特别是杭州地区, 在2015年已经突破200万量。在行车中收听调频广播已经成为了有车族的行车习惯之一, 通过调频广播可以了解当前的新闻和实时路况等, 然而在隧道中, 由于隧道的封闭性, 隧道内往往无法接收到外部的无线信号, 隧道成为了调频广播的一个盲区, 特别是车流量较大的隧道, 一旦发生应急事故, 可能会造成重大的损失, 因此对隧道内调频广播的覆盖需求越来越迫切, 基于隧道调频广播覆盖的研究也逐渐增多, 然而大部分的研究主要集中于工程实施方案及解决手段方面, 缺乏理论及覆盖特性上的研究, 无法提供对工程建设进行理论和数据的支持;而且隧道调频广播覆盖工程远滞后于隧道的竣工, 这就要求隧道广播调频覆盖工程必须符合隧道管理方的要求, 充分利用隧道的资源, 尽可能不改变隧道的表面和内在的结构和布局。近些年来, 全国已有很多电台尝试在已建造的隧道中铺设漏缆进行调频广播信号的覆盖, 然而工程造价比较高昂, 主办方难以承受;因此越来越多的主办方采用投入成本较低的分布式小天线覆盖方式。为此, 本文对隧道调频广播分布式小天线的方式进行了理论分析和实验结果研究, 建立了隧道调频广播传播损耗的模型, 并结合新岭隧道的实际情况, 全面介绍利用分布式小天线实现新岭隧道广播信号隧道调频覆盖的技术方案及工作原理。
1 隧道调频广播覆盖CW测试
调频信号在隧道中的覆盖情况与隧道的长度、类型等因素有关, 长度在200米以下的隧道称为短隧道, 长度在200以上的隧道称为中长隧道。调频广播的频率 (88MHz~108MHz) , 对应的波长约为2.8m~3.4m。传统的四分之一波长单偶极子天线长度尺寸约为1.5m, 如果将此类天线应用于隧道中, 为了保持其在隧道内的电波极化方式, 需要将天线垂直或水平隧道壁放置, 这样会严重影响隧道内车辆的正常通行。基于上述原因, 需要对现有技术的调频广播天线进行改良设计, 减小其几何尺寸, 实现体积和长度小型化, 成为安装方便的全向型小天线, 用小天线同步接力组成的覆盖方式, 实现隧道中调频广播的覆盖, 这就是通过分布式小天线的方式实现调频信号在中长隧道中的覆盖。
隧道调频广播覆盖目前有分布式小天线覆盖和漏缆覆盖两种方式。漏缆覆盖的方式在理论上可以实现长度超过1000m的有效覆盖, 信号强度较为均匀, 但是建设成本高;分布式天线覆盖的方式建设成本低, 性价比高, 较为经济, 但覆盖信号强度不够均匀。综合建设成本等因素, 对城市周边隧道的广播覆盖可考虑漏缆方式;对农村周边地区高速公路隧道的广播覆盖, 可考虑采用分布式小天线的方式实现各种长度隧道的广播覆盖。
为了验证分布式小天线系统的覆盖效果, 我们在隧道中进行了CW (Continuous Wave) 模拟测试, 使用连续波作为信号源, 测试其传播损耗, 用来建立隧道内调频广播覆盖传输模型。
CW测试是利用正在建设尚未通车的一条三车道的隧道中段, 在隧道壁一侧, 安装天线, 架设调频广播设备, 发射设备采用调频广播直放站和标准单偶极子调频广播发射天线作信号源, 测试数据采集系统为车载复合型广播电视无线检测系统, 主要测试仪器由美国的广播电视无线综合测试仪和英国的鞭状无源调频接收天线组成。
其中调频广播直放站是在隧道广播调频覆盖传输过程中起到对射频信号功率增强的一种调频广播宽频功放, 在链路中将调频频段所需的多个频率的调频广播射频信号进行放大, 再由发射天线将宽频放大的调频广播信号发射到隧道中去。在本次CW测试中, 选择了调频频段89MHz和107MHz的高端和低端的2个频率, 10W和30W的单频发射功率, 在隧道中每隔发射天线50m~100m的距离作为测试点向外延伸, 测量至距离发射点600m处共10个测试点。具体测试结果如图1所示。
2 隧道调频广播传输模型
根据菲涅尔区域理论, 隧道可以看成是超大尺寸的非理想波导, 电磁波在隧道传输时, 分为近区和远区两个传输区域, 电磁波在近区主要表现为多模传播, 而在远区则表现为稳定的引导传播, 此时可将隧道看成是超大尺寸的非理想波导, 仅对于频率高于其截止频率的波才能够在其中传播。一般公路隧道为双洞结构, 同向有两车道或者三车道, 二车道单洞宽度约为9m, 三车道宽度约为13m, 隧道圆弧顶部高度约为7m, 隧道截面积最小约为50m2。因此一般对于二车道高速公路而言, 其截至频率为16MHz, 而对于三车道高速公路而言, 截至频率大约在11MHz, 而调频广播覆盖的频率范围为87MHz到108MHz。对于近区和远区, 两个传播区域的转折点可以通过如下公式确认:
在传播距离小于dNP的近区, 电磁波主要由多模传播, 此时, 与波在自由空间中的传播类似, 隧道内的调频无线信号主要经直射、反射、散射, 隧道墙壁对无线电波有一点的屏蔽、吸收和散射的作用, 可以用自由空间的传播模型累计算传输损耗:
而在大于dNP的远区, 电磁波主要由主模的形式传播, 此时可以采用波导传输模型来计算。
但考虑到隧道内车流占据了隧道截面有相当大的比例, 行进中的车流和隧道壁对无线电波有屏蔽、吸收和散射的作用等, 情况比较复杂, 因此, 电波在远区的传播衰落很快, 在实际中可以忽略不计, 不以考虑。根据ITU-R的建议, 传播模型可以等价成:
其中, 场强和功率的转换关系为:
为了建立理论模型, 我们分别对调频信号发射功率在10W和30W的条件下进行了测试, 并对测试获取的数据进行算数平均, 减少快衰落对数据点的影响, 进而对数据进行分析, 滤出异常点, 获得有效的与距离相关的采样点接受电平测试数据代入公式 (3) , 分别对n和A的值进行迭代计算, 直至最终获得满足要求的n和A。
经过校正后获得的10W的传输模型可以表示成:
从图2 (a) 可以看出, 测试值与校正后模型预测值的相关系数为0.982, 标准差为2.07 d B, 标准偏差符合校正的要求, 校正后模型预测值与测试值的吻合度较高, 因此该模型符合预测的要求。
经过校正后获得的30W的传输模型可以表示成:
从图2 (b) 可以看出, 测试值与校正后模型预测值的相关系数为0.991, 标准差为1.41 d B, 标准偏差符合校正的要求, 校正后模型预测值与测试值的吻合度较高, 因此该模型符合预测的要求。
3 隧道调频信号覆盖实例
本方案拟对杭金衢新岭隧道进行全程广播覆盖, 一期工程选择对浙江新闻、交通、旅游、音乐 (101.9MHz、93 MHz、104.5MHz和96.8 MHz) 等4个广播频道进行示范性工程试点。覆盖工程采用分布式小天线覆盖方案。
杭金衢新岭隧道位于诸暨次坞镇和直埠镇交界处, 在次坞出口以南3.6km, 是杭金衢高速隧道组成之一, 全长1413m, 属于双向双车道中长隧道, 新岭新隧道目前正在扩建, 在旧隧道两侧各建一条三车道的新隧道, 建成后组成双向十车道的隧道, 正在新建的隧道为我们建模计算和实验测试提供了不可多得的便利条件。对新岭隧道口覆盖测试可得, 隧道外调频信号已经较弱, 其场强在隧道的北口和南口均不到40d Bu V/m, 在隧道口向洞内20m处信号呈快速衰减, 已经不适合收听。
根据中华人民共和国广播电影电视行业标准《GY/T 196-2003调频广播覆盖网技术规定》, 调频广播在农村和城市的最低可用场强分别为54d BμV/m和66d BμV/m, 这里的场强指的是覆盖的空中场强, 即边缘场强, 隧道中的空中场强也应满足该标准要求, 而目前关于这个标准在很多研究中都出现了误读。实际上, 考虑到隧道通车后车流的影响, 即隧道内车辆高速移动过程中的多普勒频移、多径效应引起的快慢衰落 (一般设置为3d B) , 以及功率预留的设计余量 (一般设置为3d B) , 对边缘接收最低场强的要求更高;本方案拟用专门研制的调频小天线来替代天线仿真模型, 该小天线直径约为35cm, 天线高约为30cm, 安装便利, 符合隧道管理方要求, 经总局广播电视规划院计量检测中心检测, 相比于单极子天线有-5d B的增益, 因此, 我们对边缘场强的值设置为:
54 (农村最低可用场强) +3 (车辆通行衰落) +3 (设计余量) +5 (小天线增益余量) =65 (d BμV/m) 。
将其最低边缘场强的值代入传输模型公式 (5) 和 (6) 中可以获得10W和30W情况下小天线的最大有效覆盖半径分别约为330m和600m。
新岭隧道直放站发射功率共50W, 分配到4个频率, 每个频率约10W~12W。结合新岭隧道的实际情况和长度, 我们在隧道设置3段小天线, 设计小天线的有效覆盖半径250m, 天线间距约为500m, 以保证整个隧道能够覆盖调频广播信号。在隧道内, 调频信号的场强如同调频同步广播一样, 只要处理好同频、同相、同调制度, 保证交叠区最低可用场强, 就能解决调频信号交叠区的良好收听。新岭隧道调频信号覆盖方案框图如3所示, 利用左右隧道之间互通的维护安全通道, 设置了3个调频广播直放站, 每条隧道安装了3副小天线组成分布式天线;信号源取自架设在山顶的调频接收天线由光纤传输以保证信号质量。
经隧道广播工程验收测试, 隧道内信号分布基本均匀, 隧道内广播信号声音清晰饱满且连续, 可听度分值达4分, 且场强达到农村的调频广播的标准, 即54d BμV/m以上, 可听度和场强值均符合设计要求。
4 结束语
新岭隧道为中长型隧道, 考虑到其本身的特点和环境, 在隧道调频广播信号的覆盖方案中, 采用了分布式小天线的方式, 取得了较好的覆盖效果, 方案具有安装施工简便灵活, 成本较低, 易于实现等优点。目前, 浙江境内已完工或正在建设的杭金衢、甬台温、诸永等高速公路共58条隧道中, 采用分布式小天线的覆盖方案的达到了47条。因此本课题的研究也为分布式小天线的方式在中长型隧道中的使用积累了经验, 有效指导其他中长型隧道调频广播覆盖工程的建设;同时, 我们通过CW测试建立的隧道调频广播传播损耗的模型, 和实际结果吻合度较高。中长型隧道调频广播分布式小天线的覆盖方案也是浙江广电集团对隧道调频广播覆盖的一次探索, 对调频广播技术的发展有一定的参考价值。
参考文献
[1]董睿韬, 陈小波.高速公路隧道无线覆盖规划设计[J].移动通信2013, 第22期44-4.
[2]沈毅.调频同步广播系统设计及建设[J].广播与电视技术, 2011, 38 (5) :116-119.
[3]余晨辉.高速铁路隧道无线传播损耗模型校正[J].移动通信, 2007, 31 (12) :73-76.
[4]张跃平, 张文梅, 郑国莘等.预测隧道中传播损耗的混合模型[J].电子学报, 2001, 29 (9) :1283-1286.
分布式小天线 篇2
传统相控阵天线为集中式阵列天线, 体积、重量都较大, 用于工程应用时安装不便。而分布式天线将可以把各个子阵分置, 把集中式阵列天线的单一孔径拆分成各个独立孔径, 预计可以打破阵元间距小于半个波长的限制, 具有组建灵活、适装性好、电磁隐蔽性好和有效孔径面积大等优势。由于方向图乘积定理对分布式天线不适用, 因此, 对分布式天线的研究主要解决其在空间域所形成辐射电磁能量分布与控制的基本理论与基本技术问题。同时, 传统的雷达方程计算目标回波信号并不能得到天线设计及优化所需的空域、时域、频域电磁场分布。
另一方面, 目前国内外对分布式系统的研究主要集中在MIMO雷达系统 (含稀布阵列) 后端的信号处理领域, 并未过多涉及射频方面, 分布式系统所形成的空域辐射场是未知的, 这方面的理论研究和技术研究存在诸多盲点, 其理论基础和技术手段不同于目前研究较为广泛的集中式相控阵系统、双 / 多基地雷达系统[1]、组网雷达和MIMO雷达系统等。
因此, 针对发射、接收天线的各个单元均分布化之后, 用电磁场理论分析空域目标散射体对来波信号产生回波这一过程的研究具有重要意义。
本文将发射天线与接收天线的各个单元间距拉大, 即位置分布化, 并在远场设置一散射体。对每个单元建立单元坐标系和射线基坐标系, 利用几何绕射理论, 使绕射系数这一张量简化为只具有两个分量, 从而可以通过解析方法求得每个单元经过目标散射之后的空间电场分布, 通过对这些单元产生的场进行坐标变换和空间叠加就可以得到整个分布式天线的空间场分布。计算接收信号时, 通过傅里叶变换得到时域发射信号的频谱, 在满足Nyquist采样率的条件下计算多频点电磁散射, 继而利用傅里叶逆变换得到时域回波信号。
应用此方法计算了金属平板位置不同时半波振子的辐射方向图, 并与FEKO仿真软件计算的结果进行了比较, 验证算法正确性。并给出了分布式天线接收到的回波信号, 与雷达回波方程基础上的回波信号作对比, 验证本算法可行性。最后给出远场目标和接收孔径附近时域频域电场分布图并分析集中式阵列天线与分布式天线两者之间的差异。
2 分布式天线空域辐射模型建立
建立分布式系统与远场散射目标的数学模型, 利用高频电磁算法中的一致性几何绕射理论和射线寻迹的方法求解经电大尺寸目标散射后的空域电磁场分布。求解总场时, 将直射场、绕射场、反射场在各自坐标系下的场分解为直角坐标系表示的场分量, 并转化到同一坐标系下叠加求和。
2.1 坐标系转换
通过直角坐标系与球坐标系的转换、各单元坐标系与中心坐标系的转换以及目标坐标系与中心坐标系的转换。在各单元坐标系中分别计算空间某一点的场值, 在中心直角坐标系中进行叠加, 突破了各个单元必须是相似元的限制, 满足了共形的需要。
2.2 边缘绕射场
射线经过绕射点Q到达场点P, 则P点的绕射场为
式中的扩散因子为
3 算例验证
本算例验证天线与金属平板相对位置不同时, 第二部分所建立的仿真平台计算方向图的准确性。
4 仿真结果分析
以两个发 射孔径 四个接收 孔径为例, 发射单元 方向图为Fe=cos[klcosθ-cos (kl) ]/sinθ;接收单元方向图为Fed=cos (0.25π (sinθcosφ-1) ) ?cos[klcosθ-cos (kl) ]/sinθ。两发射点位置坐标为 (-0.5, 0, 0) 、 (0.5d, 0, 0) 。远区场散射目标假设为一金属平板, 尺寸为100m×100m, 在中心坐标系中的位置坐标 (10000m, 0.5π, 0.5π) 。
4.1 GTD 计算回波与雷达回波方程结果对比
由雷达回波方程可知, 假设发射一个复高频信号φT (t) , 其功率为PT (t) = |φT (t) |2, 从固定点目标反射的信号是φT (t) 的延迟形式:
其中τ为目标的双程延迟时间, Gt为发射天线主瓣在目标方向上的增益, Gr为接收天线主瓣在来波方向上的增益, λ是雷达工作波长, σ为目标散射截面积。
雷达回波方程的结果是真实可信的, 用于检验本文所提出的算法的正确性。这里仅以单脉冲信号为例作简要说明。两发射信号假设为:
t0为2×10-7s, 频点取样间隔1MHz, d设为5m。发射信号波形及其频谱为:
(0, d1, 0) 处天线单元接收的回波信号如下
由图可知, 由本文所述算法计算得到的回波信号与由雷达回波方程得到的回波信号基本吻合, 从而证明此算法可行。可利用此算法进一步计算空间电磁场分布, 用于设计分布式天线各子单元位置、放置姿态等, 还可通过此算法计算复杂步进频脉冲信号的回波。
4.2分布式天线辐射特性分析
首先分析自由空间中, 发射天线各单元组成的分布式天线的远场频域和时域辐射特性并与集中式阵列进行对比。两发射信号假设为:
单元间距增加后, 电场强度与集中阵相比明显减弱并呈周期带状发散。初步分析, 由于相邻两个子单元的相位差为kdsinθcosφ= (d/λ) ·2π·sinθcosφ, 对于集中式阵列, d/λ≤0.5, ejkdsinθcosφ中只包含一个周期, 远区场电场分布主要受天线阵到目标场点的距离R影响, R增大电场自然减弱;而当d为5m时, ejkdsinθcosφ是周期变化的, 分布式天线的周期带状电场分布受各子单元到目标场点的相位差影响较大。
当给定发射信号并存在远场目标时, 目标对分布式发射天线的来波信号产生回波, 分析d分别为0.05m、5m时接收天线区域的频域时域电场分布情况并进行对比。这里仅以位于 (0, dl, 0) 处的接收天线单元为例说明接收天线所在区域散射场强度在某频点以及某时刻xz切面分布情况。
通过以上仿真结果可知, 各个单元分布以后, 空域电磁场与集中式阵列有很大差异, 部分经典的阵列天线设计理论 (通常要求阵元间距小于半波长) 已不再适用。因此, 对分布式天线的进一步理论研究具有重要意义。
5 结论
本文基于分布式天线建模, 通过UTD与射线寻迹的方法, 研究了分布式天线的辐射特性及其与集中阵的差异。首先验证了该算法的正确性, 同时在此基础上建立分布式收发天线模型, 仿真分析了由发射到接收这一电磁能量传播的全过程。通过与传统雷达回波方程所得结果的对比验证了这一方法的正确性。因此利用此方法, 可以计算存在复杂远场目标情况下分布式天线的辐射特性及针对不同发射信号所接收到的回波信号。从而在充分发挥分布式天线组建灵活、适装性好、电磁隐蔽性好和有效孔径面积大等方面优势的前提下, 尽可能从空域角度提高电磁能量的利用效率, 为系统后端的高效率、高质量目标检测奠定基础。
摘要：通过建立分布式天线及远场目标的一致性几何绕射 (UTD) 模型来分析分布式天线的辐射特性。首先利用存在金属平板时半波振子的辐射方向图验证所建模型的正确性。然后分析了远场目标对分布式发射天线的来波信号产生回波时接收天线接收到的回波信号, 并与由经典雷达回波方程计算的回波信号进行对比, 证明此计算方法的正确性。最后利用此方法计算远场目标和接收天线区域的时频电场幅相分布情况。该研究是分布式天线的设计与优化、系统后端的波束合成与目标检测的前提和基础, 具有很好的理论指导意义。
关键词：分布式天线,几何绕射理论,UTD,方向图,回波信号
参考文献
分布式小天线 篇3
口面场分布函数的选择是双反射面天线赋形设计的关键问题之一。大量研究表明,口面场分布函数对赋形双反射面天线的增益和近轴旁瓣起到决定作用[1]。
赋形双偏置天线采用了偏置结构,消除了遮挡,其辐射性能比圆对称反射面天线更好,但天线的非对称性结构导致了天线加工成本增高,限制了该类天线的广泛应用。平方公里阵天线(SKA)[2]将由约3 300面15 m口径的天线组成,要求天线的辐射性能优异。巨大的需求数量可以使单个天线的加工成本降低,因此双偏置格里高利天线是一种较为理想的天线形式。
圆对称双反射面天线口面场分布函数的研究已有许多文献和论著介绍[1,3,4],主要是针对有遮挡的双反射面天线进行,而有遮挡的口面场分布函数并不适用于无遮挡双偏置反射面天线的赋形设计,因此需要对无遮挡形式的口面场分布函数进行深入研究。
1 几何参数变化对口面场分布的影响
文献[5]通过选取馈源方向图和对称面(中截面)口面场分布函数,对天线主副反射面的对称面曲线进行赋形,通过构造矢量函数[6]求得副反射面,再根据反射定律、等光程条件求得天线主反射面。
下面将固定对称面上的口面场分布,改变天线的几何参数来研究整个口径面上口面场分布的变化。
对于双偏置反射面天线,选定主反射面直径DM、副反射面直径Ds、主反射面焦距FM、主反射面对副反射面的净距H及馈源照射半张角作为初始几何参数,即可计算出天线的其他几何参数。
文献[5]中选取DM=15 m、Ds=2.9 m、FM=5.4 m、H=0.5 m、θm=55°对天线进行赋形设计,对称面口面场分布函数为
结果表明,不同几何参数的天线其整个口面上的口面场分布、方向图的增益和前几个近轴旁瓣一致,口面场分布基本为圆对称分布。仅通过选取对称面口面场分布函数,对天线对称面曲线进行赋形设计,就可有效控制整个主反射面的口面场分布。因此,进一步研究天线对称面的口面场分布函数对双偏置反射面天线的赋形设计是十分有意义的。
2口面场分布函数的研究
天线辐射方向图获得最大增益的条件是口面上具有等幅同相的场分布,但此时天线的第一旁瓣也达到最高。天线的增益和旁瓣特性是相互矛盾的,控制旁瓣的关键就是折中处理增益和旁瓣的关系,从而使天线既能提供较佳的增益又能提供满足指标要求的旁瓣。这就需要研究口面场分布函数对天线辐射方向图影响,以便于选择其最优形式。
2.1等幅余弦口面场分布
等幅余弦口面分布表达式如下:
式中,r=R/Rm为归一化半径,τ为常数。
取τ=0.2,分别取ρ=0.6、ρ=0.4、ρ=0.2,对应的口面场分布如图2所示。
利用图2中的口面场分布函数对天线进行赋形设计,在10 GHz频率计算得到的辐射性能如表1所示。
表1中的结果表明,口面场分布愈不均匀,口面效率愈低,旁瓣也愈低。此结论与文献[7]、文献[8]中结论一致。
2.2其他几种口面场分布
对口面场分布函数进行了深入研究,其中具有代表意义的哈明口面场分布、幂函数口面场分布、指数口面场分布如图3所示。
哈明口面场分布函数使用改造形式
利用图3中口面场分布函数对天线进行赋形,在10 GHz频率计算得到辐射性能如表2所示。
表2中的结果表明哈明口面场分布函数产生的辐射方向图第一旁瓣满足低于-20 dB的要求,但效率偏低;幂函数和指数口面场分布函数产生的辐射方向图第一旁瓣都高于-20 dB。以上口面场函数都不能满足天线高增益和低旁瓣的要求。
2.3改进型余弦口面场分布
将余弦口面场分布函改造为:
3结束语
通过利用相同的口面场函数对不同几何参数的天线进行赋形设计,可得到几乎一致的口面场分布,说明仅对天线的对称面曲线进行赋形,再通过构造矢量函数求取整个副反射面,就可有效控制整个主反射面的口面分布,进而获得理想的辐射方向图。
研究了赋形双偏置格里高利天线口面场分布对辐射方向图的影响,并针对SKA的实际需求给出了一种具有高效率、低旁瓣的改进型余弦口面场分布函数,研究的结果可应用于指导双偏置格里高利天线赋形设计。文中的无遮挡形式口面场分布函数亦适用于双偏置卡塞格伦天线。
摘要：针对目前关于双偏置反射面天线的无遮挡形式口面场分布函数的研究较少的情况,研究了赋形双偏置天线的几何参数变化对口面场分布的影响,进而深入分析了口面场分布对辐射方向图的影响。针对平方公里阵天线(Square Kilometer Array,SKA)高效率低旁瓣的要求,提出了一种改进型余弦口面场分布函数。计算结果表明,天线第一旁瓣电平低于-20 dB,天线效率高于85%。
关键词：口面场分布函数,高效率,低旁瓣,赋形,双偏置反射面天线
参考文献
[1]杨可忠,杨智友,章日荣.现代面天线新技术[M].北京:人民邮电出版社,1993.
[2]DEWENEY PETER E,HALL PETER J,SCHILIZZIRICHARD T,et al.The Square Kilometere Array[J].Proceedings of the IEEE,2009,97(8):1482-1496.
[3]杨可忠,杨智友.口面场分布函数[J].无线电通信技术,1990,16(4):1-10.
[4]张立军,史振起.高效率低旁瓣天线口面场分布函数研究[J].无线电通信技术,2010,36(4):36-38.
[5]孙滢翔,杜彪,吴建明.一种双偏置格里高利天线的赋形方法[J].电波科学学报,2011,26(增刊):513-516.
[6]TAKEICHI YHASHIMOTO T,MANO S.卫星通信天线电气和机械设计中的先进技术[M].电子部十四所八部译.南京:电子部十四所八部,1995.
[7]林昌禄,聂在平,肖笃,等.天线工程手册[M].北京:电子工业出版社,2002
分布式小天线 篇4
相控阵天线以其波束扫描灵活、多波束形成响应快速的特点,在雷达和通信等领域中受到广泛关注。对于单脉冲相控阵天线,天线处于接收状态时,要求同时形成接收和波束、方位差波束以及俯仰差波束,这3个波束的形成一般依靠强迫馈电网络来实现。为了降低馈线系统的复杂性,传统的馈电网络设计通常以确保和波束低副瓣特性而牺牲差副瓣特性,采用和差器形成和差波束,仅对和波束进行幅度加权,2路差波束直接通过和差器相减得到[1]。
用传统的简单形成和差单脉冲接收波 束方法[2,3,4,5,6],显然得不到满意的差波束。这是因为这种方式不能实现和差波束独立馈电,无法解决“和差矛盾”。
为解决“和差矛盾”,一般方法是先将和、差波束形成通道分开,在单元级别分别进行和差通道独立馈电,这将会使大型单脉冲相控阵天线的强迫馈电网络[7]非常复杂,甚至在工程上不可实现。
为了降低大型单脉冲相控阵天线的强迫馈电网络非常复杂性,本文提出一种单脉冲相控阵天线和差一体化强迫馈电网络设计方法,提出在子阵级别上共用部分和差网络,然后对为数不多的子阵进行单独加权,这样能使独立馈电的和差波束的设计大大简化,降低了馈电系统复杂性和研制成本,并且很好地解决了“和差矛盾”问题。通过设计俯仰向和差一体化网络、方位向和差一体化网络以及合成器,并按照一定关系级联,最终形成3个符合系统要求的独立接收波束。
1 和差通道低副瓣设计
为了获得和差波束的低副瓣电平,最好是分别对和差通道进行幅度加权,根据工程经验,和差通道的加权方法分别为Chebyshev加权和Bayliss加权较为适宜。
1. 1 和通道低副瓣加权方法
对于和通道,为形成低副瓣 特性,一般采用Chebyshev加权。Dolph-Chebyshev综合是指在给定副瓣电平( 或笔形波束宽度) 的条件下,获得最窄的波束宽度( 或最低的副瓣电平) ,利用Chebyshev多项式的性质可以得到等副瓣电平的方向图。根据文献[1,2,8,9,10],Dolph-Chebyshev奇数单元和偶数单元的电流分布为电流分布为:
利用式( 1) 和式( 2) 给出的单元数与副瓣电平就可以综合等副瓣电平的Chebyshev方向图。
1. 2 差通道低副瓣加权方法
对于差通道,为了形成低副瓣,一般采用加权Bayliss加权,Bayliss法可获等旁瓣电平的低副瓣差方向图。根据文献[1,8,9,10],可得Bayliss分布的电流分布:
利用式( 3) 和式( 4) 给出的单元数与副瓣电平就可以综合Bayliss差方向图。
2 和差一体化馈电网络原理
传统的馈电网络设计如图1所示,把天线阵面分为4个像限,采用和差器形成和差波束,仅对和波束进行幅度加权,2路差波束直接通过和差器相减得到[1]。这种方式不能实现和差波束独立馈电,无法解决“和差矛盾”。
为获得和差通道的低副瓣波束,利用上节提出的和差通道加权方法,其和差通道的理想幅度分布如图2所示。和差一体化和差网络原理如图3所示。同理,在另一维采用子阵和差一体化功分器,可以将该设计方法扩展至二维相控阵天线阵面,其拓扑图如图4所示。
由图2可知,和分布与差分布有70% 的单元的分布趋势是一致的。因此和差网络的部分通道可以共用,这有利于减少复杂度。根据上述分析,有70% 的比例可知部分幅度分布的和差是相似的,那么仅需对中心的若干单元进行特殊设计,便可以实现和差馈电网络的一体化设计。
具体方法如下:
1两侧70% 数量的子阵由于和差激励分布相同,不需要特别处理,直接采用功分器馈电;
2中心30% 数量的子阵由于和差分布不同,需要做和差处理,利用180°混合环将和差通道分开,然后对和、差通道进行单独加权,以逼近差通道Bayliss分布。
3 设计实例与仿真结果
为了验证提出的和差一体化馈电网络有效性,针对一个单元数为3 000左右的二维相控阵天线进行馈电网络设计,该天线阵面的方位向与俯仰向单元数为Nx×Ny= 72×56。
对于如此巨多单元数的天线阵,为了使其强迫馈电网络简化,在子阵级别上进行和差网络设计。首先将天线阵2 976个单元按方位×俯仰 = 4×6 =24单元为一个子阵进行划分,形成方位向子阵数为12个,俯仰向子阵数为14个,总共144个子阵。划分子阵后,整个阵面就简化为144个输入/输出端口,然后针对这144个端口开展和差网络设计。这样俯仰向设计一个14口和差一体化共用网络,在方位向设计一个12口和差一体化共用网络,通过合成器,把俯仰向和差一体化网络差口相加,形成俯仰差波束; 通过方位向和差一体化网络,把俯仰向和差一体化网络和口相加,形成接收和波束,同时在方位向和差一体化网络差口形成方位差波束。
根据方位俯仰的电流分布,就可以根据式( 5)计算获得接收和波束、方位差波束以及俯仰差波束方向图,如图5所示。
式中,dx为X方向阵元间距; dy为Y方向的阵元间距; amn为第mn个单元馈电相对于第00单元的馈电强度的比值; ψmn为第mn个单元馈电相对于00单元的相位差。
从图5可以看出,接收和波 束副瓣电 平 <- 30 d B,方位差波束副瓣电平 < - 22 d B,俯仰差波束副瓣电平 < - 22 d B。
采用和差一体化强迫馈电网络的天线与传统采用非独立馈电的和差馈电网络天线相比,天线差波束幅瓣电平下降了约10 d B。需要指出的是,差副瓣性能劣于和波束副瓣特性,这主要是由于采用子阵化,对幅度台阶量化( 图3) 获得的; 在中心30%的口径内,如采用更细颗粒的子阵划分,可以获得更好的差副瓣特性。
4 结束语
详细介绍了一种单脉冲相控阵天线和差一体化强迫馈电网络设计方法,提出在子阵级别上共用部分和差网络,然后对为数不多的子阵进行单独加权,这样能使独立馈电的和差波束的设计大大简化,降低了馈电系统复杂性和研制成本,并且很好地解决了“和差矛盾”问题。目前该馈电网络已完成工程研制,并已运用于平面二维扫描相控阵天线,仿真结果表明:接收和波束副瓣电平 < - 28 d B,俯仰差波束副瓣电平 < -22 dB ,方位差波束副瓣电平 < - 22 d B,仿真结果验证了该设计方法的有效性。该方法为大型单脉冲相控阵天线馈电网络设计提供了参考。
参考文献
[1]张光义.相控阵雷达系统[M].北京:国防工业出版社,2001:248-252.
[2]郑雪飞,郭昌燕.和差分布一体化设计[J].现代雷达,1996,18(4):45-49.
[3]胡航,刘伟会.只利用一种模拟加权的子阵级和差波束旁瓣抑制方法[J].电子与信息学报,2009,31(4):973-976.
[4]黄建军,李渠塘.一种新颖的宽带和差模波束形成系统[J].无线电工程,1997,27(4):5-9.
[5]陈定,牛宝君,何炳发.和差分布的优化设计[J].微波学报,2010(8):152-155.
[6]汪茂光,吕善伟,刘瑞祥.阵列天线分析与综合[M].西安:电子科技大学出版社,1989:87-93.
[7]张文梁,丁春艳.多路宽带带状线功率分配器设计分析[J].无线电工程,2012,42(7):59-61.
[8]刘学观,郭辉萍.微波技术与天线[M].西安:西安电子科技大学出版社,2001:97-104.
[9]束咸荣.相控阵雷达天线[M].北京:国防工业出版社,2007:47-82.
分布式小天线 篇5
目前, 移动通信应用正从语音向数据转移, 从2G/3G向HSPA/LTE演
进, 对天线技术创新提出了全新的要求。天线的小型化、智能化、有源化及多制式、集中式等发展趋势成为后3G时代面临的新挑战, 而作为我国具有自主知识产权的TD-LTE面临的挑战尤为严峻。从2G到3G, 再到LTE, 大容量业务不断发展, 对天线系统的性能和稳定性都提出了越来越高的要求。这也是西安电子科技大学与多家通信企业共同倡议成立天线系统产业联盟的一个重要因素。
近年来, 民族天线产业取得了长足发展, 在国内外市场份额不断攀升, 为中国移动通信事业的发展做出了重要贡献。但与之相伴的是如何创建有序竞争, 良性发展的产业环境, 成为重要课题。段宝岩院士认为, 天线产业界应避免非良性竞争, 携手建立一套与建设、优化及维护综合权重相适应的健康竞争体系, 这一观点也得到了业界专家的广泛认同, 有专家指出, 近年来天线质量有所下降, 个别厂家的三阶互调、五阶互调抽检合格率较低, 前后比、交叉极化比、垂直面波瓣宽度等指标合格比例也有所降低;也有专家指出, 目前天线质量问题必须引起高度关注, 需要从统一计量标准、建立天线厂商资格认证机制、制订科学合理的技术规范、出台客观公正的评价规则、建立科学合理的检测机制等5个方面出发, 建立一套完整、科学、客观的天线质量评判体系, 以引导企业进入良性竞争的轨道。