开关特性（精选7篇）
开关特性 篇1
开关 (断路器) 分合闸时间、分合闸不同期、分合闸速度以及线圈的动作电压等, 直接影响开关分合性能, 对电力系统安全稳定带来很大影响, 这些参数测试结果应符合有关要求。本文以DB系列开关特性分析仪为例进行介绍, 它基本适用于不同型号开关的特性试验。
1 工作原理及技术性能
1.1 工作原理
分合闸时间试验原理为:当计算机检测到分合闸线圈上电信号时, 启动计算机计时器, 同时对多路断口信号进行扫描采样、计时, 一旦检测到断口信号状态发生改变, 即停止计时, 从而得到断口的分合闸时间。速度则通过测试开关机械传动部件在开关分合过程中的相关距离及时间后计算得到。
1.2 性能特点
1.2.1 性能
能对如下参数进行测试:
(1) 时间:6~12个断口的固有分、合闸时间、同相同期、相间同期、合闸电阻的预接入时间、预接入波形及电阻阻值。
(2) 重合闸:每断口的合—分、分—合、分—合—分过程时间、金短时间、无电流时间。
(3) 弹跳:每断口的合闸弹跳时间、弹跳次数、弹跳过程、弹跳波形、每断口的分闸反弹幅值。
(4) 速度:刚分速度、刚合速度、最大速度、时间—行程特性曲线。
(5) 行程:总行程、开距、超行程、过冲行程、反弹幅值。
(6) 电流:分、合闸线圈的分合闸电流值、电流波形图。
(7) 动作电压:机内提供DC 30~250V可调电源, 自动完成低电压动作试验电压测量。
1.2.2 特点
(1) 适用于国内外所有SF6开关、GIS组合电器、真空开关、油开关等。
(2) 万能测速传感器、直线行程传感器和旋转传感器, 安装方便。
(3) 菜单提示操作, 开关动作一次, 显示所有数据及波形图谱。
(4) 主机可存储多组现场分、合闸试验结果, 机内实时时钟, 便于存档保存。
(5) 内置快速微型打印机, 打印所有数据及图谱。
(6) 配有与PC机联机软件, 试验结果可直接存入硬盘, 也可输出到各类打印机上。
(7) 具有数据分析功能, 能对开关机械特性的各项指标参数进行有效分析。
(8) 配置速度自定义添加程序, 用户可根据需要, 自由添加各种刚分、刚合速度定义。
2 操作步骤及注意事项
2.1 现场接线
首先保证被试开关处于停电状态, 开关两端地刀接地, 将开关处于合闸位, 切断开关的操作电源。仪器到现场后, 首先将仪器保护地与现场地网连接, 方可进行其它接线与操作。
2.1.1 地线与断口线
用地线将三相开关的动触头短接, 然后与仪器金属接地柱可靠连接。再接开关断口线。对于感应电很强的220k V、500k V等高压开关, 现场接线要戴上绝缘手套。
2.1.2 分合闸控制线
分合闸控制电源由仪器内部提供时, 断开被测开关控制箱内的控制电源 (通常是将控制箱内控制电源与控制母线相连的保险拔掉) , 但不能切断开关机构的储能电源, 然后再按图1接线。
使用外部现场电源作分合闸控制时, “控制电源输出”不接线。开关做单合试验时, “外触发”2根线并接合闸线圈两端;开关做单分试验时, “外触发”2根线并接分闸线圈两端。使用外部电源操作时, 用“外触发”方式。外触发方式不管开关机构是交流还是直流都可测试。使用外触发时, 分合闸控制电源输出不接线。
2.1.3 测速传感器
仪器配备万能测速传感器、直线行程传感器和旋转传感器三种测速传感器, 分别在不同情况下使用。3种传感器通用一根传感器信号线, 连接到仪器的“速度传感器”插座上。
(1) 万能通用测速传感器即加速度传感器。测速时, 将万能传感器直接紧固安装于开关的提升杆上或水平连杆上, 或其它传动杆上。
装设万能通用传感器时应注意: (1) 万能传感器的插座方向应与动杆的运动方向一致, 尽量保持与动杆平行。如果装成歪斜可能造成测量数据不准。 (2) 万能传感器安装应该根据动杆粗细不同选用相应半径的卡件使传感器很牢固的卡在动杆上, 不能晃动。开关动作时, 传感器应紧随动杆一起运动, 不可与动杆之间有相对晃动, 否则可致测试数据不准。 (3) 万能传感器安装于开关动杆上, 开关动作时, 传感器上下左右应留有一定的位置空间, 不致使传感器在运动过程中与周围开关部件相撞, 造成损坏。
(2) 旋转传感器。有些开关, 尤其是进口和合资开关, 直线传动部分被封闭在开关本体里面, 万能传感器找不到安装地点。开关厂家出厂做速度试验时, 在开关分合指示器或拐臂旋转轴上做试验, 此种情况选用旋转传感器。旋转传感器的轴应尽量与开关旋转轴保持同心, 否则传感器旋转有阻碍。
(3) 行程传感器。如果需要很精确地测出开关的动作行程, 则需要使用行程传感器, 在安装时要保证传感器运动轴能够直线运动, 用磁性万能支架固定好传感器。
2.2 操作步骤
首先进入菜单操作界面, 依次选择菜单, 按照以下步骤进行操作。
(1) 测试前, 仪器的各种操作状态的设置。根据不同的开关型号设置速度定义, 测试时长、触发方式、传感器类型等
(2) 测试电压:根据现场需要, 依照仪器屏幕提示, 设定开关的操作电压。内部电源电压校验:用万用表量“控制电源输出”的合闸端或分闸端, 将测试时长设定在2000ms或4000ms, 做单合或单分操作, 即可量到输出电源的电压值。注意仪器内部操作电源不可用作现场储能电机的电源, 校验完毕后务必将测试时长调回到250ms, 否则长时间直流输出会烧毁开关合分闸线圈。
(3) 仪器完成设置后, 进行试验。开展开关的单合、单分试验。
开关的“合—分”试验, 整定“合—t1—分”控制时间间隔后试验, 直接得到开关的一合时间、一分时间、金短时间值。
开关的“分—合”试验, 整定“分—t2—合”控制时间间隔后试验, 直接得到开关的一分时间、一合时间、无电流时间值。
开关的“分—合—分”试验, 整定“分—t2—合—t1—分”控制时间间隔后试验, 直接得到开关的一分时间、一合时间、二分时间、金短时间、无电流时间值。
合闸、分闸的自动低电压动作试验, 进入界面后, 根据仪器的屏幕操作提示进行操作即可。
某个设定电压下, 对开关反复进行多次分合试验。如: (1) 在30%的额定电压下, 对开关连续操作三次, 开关应可靠不动作, 即用此功能完成。 (2) 开关厂做开关试验前在额定电压下, 对开关需进行多次分合后, 再进行试验, 也用此功能。
(4) 仪器完成试验后, 查看、分析、打印试验结果。测试结果的综合曲线图谱, 包括各断口的时间波形、弹跳波形、时间—行程曲线、线圈电流波形等, 这些波形都是以时间为横坐标在一个坐标图上显示的综合图谱。
以表格的形式显示所测的结果值, 包括各断口的固有分合时间值、同相同期、相间同期、刚分刚合速度、最大速度、线圈电流、开关总行程、超行程或反弹幅值等。
显示各断口的弹跳时间、弹跳次数。如果想看到每断口更详细的弹跳过程, 在“详细”光标下, 可看到相应断口的第一合时刻、第一分时刻、第二合时刻、第二分时刻……的更详细的弹跳过程。
对所测得的“时间—行程”曲线进行分析可以得到相关的数据。
2.3 试验完成后的拆线
试验完成后, 先关闭仪器电源, 合上开关两端地刀, 拆除仪器分合闸控制线、断口线、速度传感器及信号线、开关动触头的短接线, 最后拆除保护地线。恢复现场, 结束试验。
3 使用及维护
开关特性分析仪应在其规定的条件下使用, 工作电压应为220V±10%、温度为-10~45℃、湿度小于80%。因为天气和场地原因, 工作现场应避免一些恶劣条件, 否则会对设备造成损伤, 如灰尘过多、太阳暴晒、雨水淋湿等。太阳光过大时可将仪器放置在遮荫处, 注意搬运时避免碰撞。在使用完毕之后要清理灰尘, 在整洁、干燥的地方存放。
仪器校验需要每年校验一次, 送交有相关资质的机构进行校验。
双向气动快速开关阀动态特性分析 篇2
目前对高速阀门的研究多以电磁阀[1,2]为对象,然而,一些易燃易爆介质场合(如军工用高压氧气阀门)无法使用电磁阀,此外电磁阀存在大流量和高频响之间的矛盾。使用气动阀进行远距离集中控制或就地控制可解决此类问题,同时还能解决大口径阀门目前存在的能耗较高的问题。
现有蝶阀采用的是弹簧复位拔叉式传动机构[3],各方面性能均满足使用要求,但因其采用单作用结构,会存在回复弹簧变形问题,并且响应速度很大程度上受气缸性能的影响[4,5]。为此,本文采用ADAMS仿真技术[6,7,8,9]与实验测试相结合的方法[10,11],以自主研发的双向冲击气缸为动力,设计了一种快速开关阀,它不存在回复弹簧变形的问题。
1 双向气动快速开关阀动力学仿真基础
1.1 双向气动快速开关阀动力学方程
双向气动快速开关阀系统的动力学方程可用非自由质点坐标系表示,用拉格朗日乘子算法处理位置约束和运动约束后得到运动微分方程。
对于刚体,采用笛卡儿坐标和欧拉角作为广义坐标,即qi=(xi,yi,zi,ψi,θi,φi)T,对于双向快速开关阀动力学系统,有q=(q1T,q2T,…,qnT)T,其动力学微分方程为
式中,T为系统动能;q为系统广义坐标系统;为广义速度列阵;Q为广义力列阵;ρ为对应于完整约束的拉氏乘子列阵;u为对应于非完整约束的拉氏乘子列阵;φq(q,t)为完整约束方程;为非完整约束方程。
令,把式(1)降为一阶代数微分方程组一般形式,即
式中,λ 为约束反力及作用力列阵;F为系统动力学微分方程及用户定义的微分方程组;Φ 为描述约束的代数方程组;G为描述系统速度的方程组。
定义系统的状态矢量y = (qT,uT,λT)T,式(2)可写成单一矩阵方程,即
1.2 双向气动快速开关阀仿真算法
双向气动快速开关阀仿真算法采用Gear预估-校正算法,其核心在于对系统状态矢量值进行预测,通过分解系统雅可比矩阵进行求解,反复迭代,若预估结果与校正的差值小于规定误差限,则接受该解,否则重新估计、校正直到满足收敛条件。
2 双向气动快速开关阀结构设计
双向气动快速开关阀设计特点为:启闭时间一致,响应快,流量大,因此快速开关阀由双向冲击气缸、蝶阀和动力转换装置三部分组成。
如图1所示,双向冲击气缸作为执行机构为开关阀提供快速稳定的冲击力与回程力。内置换向阀的双向冲击气缸主要参数见表1。
1.后端盖2.后端盖进气口3.后蓄能腔4.通气管5.后中盖6.无杆腔7.有杆腔8.活塞杆9.前中盖10.前蓄能腔11.前端盖12.前导气管13.前中盖喷口14.后导气管15.蓄能腔进气口
图2所示为垂直板式硬密封蝶阀,阀门型号为D641-10P,阀板通径为300 mm,阀轴直径为50mm,阀板厚度为30mm,密封填料摩擦力矩为140N·m,阀座密封表面层堆焊耐高温耐腐蚀合金材料,密封圈由不锈钢片与柔性石墨片相间层叠组成。
图3所示为气动快速开关阀的动力转换装置,阀轴上端部通过花键水平固定开槽连接件,并通过活塞杆上的固定滑块将气缸冲击力转化为阀门的旋摆运动,依靠传动机构保证密封。由于双向冲击气缸冲击动能过大,并且该快速开关阀不使用弹簧力回复,因此在阀门开启过程中如不采取有效措施,双向冲击气缸就会对快速开关阀的其他部件造成破坏,故在动力转换装置的末端引进一个气动缓冲器。活塞杆在气动缓冲器的作用下减速至零,完成阀门的开启过程,同时消除过大的动能对装置造成的冲击损伤。缓冲器主要参数见表2。
1.气动缓冲器2.阀轴3.滑块4.螺母5.活塞杆6.气缸
3 双向气动快速开关阀实验测试与仿真分析
在使用ADAMS对快速开关阀进行仿真前,需要获取仿真所需双向冲击气缸的参数性能,即冲击气缸位移与速度之间的关系。 为此,采用实验测试的方法,通过Hotshot mega高速相机捕捉气缸位移-速度函数,如图4所示,图中,p为工作气源压力。
在0.7MPa工作气源压力下,将0.06s内双向冲击气缸活塞杆的运动情况以速度函数的形式输入到ADAMS中。
通过ADAMS对双向气动快速开关阀进行动力学仿真,将蝶阀(图5)的固定约束阀体省略,简化为阀轴,双向冲击气缸仅作为驱动设备,简化为活塞杆。 通过ADAMS提供的四种约束将开关阀构件组成一个机构系统,见图6。
快速开关阀为垂直板式结构,阀板两边受到的水流冲击力相等,相当于在无水流冲击下进行仿真。选取阀轴顶端垂直于动力转换装置的边缘点和滑块顶端圆面中心点为观察点。气动快速开关阀未安装缓冲装置时的动力仿真结果如图7所示。活塞杆的速度、位移曲线表明活塞杆在阀门开启过程中一直加速,在0.01s和0.015s时加速度发生突变,这与动力转换装置的结构有关,活塞杆最大速度达7m/s,最大位移为140mm;阀门在0.005s之后角速度快速上升,在0.03s达到角速度最高值78.5rad/s,并在0.034s时开始下降,阀门开启运动比较平缓;阀轴轴向速度始终不为零,由伯努利方程可知,阀轴转速过快,受到向上的升力。
使用PNJ011-双气室单杆插孔元件来模拟气动缓冲器,在活塞杆的作用下,通过缸体左侧缓冲腔内的气垫来吸收动能,从而达到缓冲的目的。安装缓冲器时需注意,安装位置离活塞杆太近会导致阀门不能完全开启,若太远则缓冲效果不明显,阀轴的部分残余冲击力会直接作用在密封面上,对其造成破坏。 所以缓冲器安装位置应计算准确,以保证当开关阀开度最大时,阀板的旋转速度为零并保持不动。阀门运动过程中缓冲器活塞杆应满足
式中,ps为缓冲器内部压力;S为缓冲器截面积;F为活塞杆对缓冲器的作用力;ds为缓冲器内部长度;Lx为缓冲器安装位置距动力转换装置左边顶点的距离;l为阀门有效转矩的力臂;M为阀轴有效转矩。
缓冲器安装在活塞杆轨迹线的末端,因缓冲器内部长度为30mm,所以双向冲击气缸的活塞杆在位移L为110~140mm范围内的速度取值范围为6.39~7m/s。缓冲器在运动过程中速度随着双向冲击气缸活塞杆速度的减小而减小,因为ds>L >0,所以存在一点使得Lx=L,此时,Lx即缓冲器安装的位置。 图8所示缓冲器的位移、速度、压力曲线表明,缓冲器活塞杆速度降为0时,位移最大值为20.5mm,缓冲时间为5ms,即气动缓冲装置的安装位置为活塞杆端部距动力转换装置初始顶点20.5mm处。由缓冲腔压力曲线可知,在开启过程中,内部压力逐渐增大至最大值2.48MPa。经计算,在内部缓冲压力取最大值时,缓冲器对双向冲击气缸活塞杆的反作用力远小于硬密封蝶阀的操作力矩与气源压力之和,即缓冲结束后双向冲击气缸不会回弹。
气动快速开关阀关闭时间不仅与双向冲击气缸节流孔设计、弹簧垫片缓冲设计有关,而且与气源回程压力和气动缓冲器的反作用力有关。由活塞杆位移曲线可知,123.5mm位移处所对应的时间为0.033s,因此可计算出双向快速开关阀开启时间为0.038s。由图9所示的阀门角度变化曲线可知,阀门关闭时间为0.036s,与阀门开启时间基本一致。
4 结论
(1)本文以自主研发的双向冲击气缸为执行机构,根据流量、响应速度、可靠性的要求,设计出内置气动缓冲装置的双向快速开关阀。
(2)在0.7MPa气源压力驱动下,双向气动快速开关阀启闭时间一致,耗时仅为0.038s。
(3)气动缓冲装置的安装位置为活塞杆端部距动力转换装置初始顶点20.5mm处,最大内腔压力达2.48MPa,且缓冲结束后不会导致双向冲击气缸回弹,有效避免了因冲击过快导致的阀板撞击阀座而引起的部件破坏。
(4)阀轴在开关启闭过程中转速过快,受到向上的升力,因此产生轴向175μm的位移,设计阀门时需注意。
参考文献
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开关特性 篇3
国内外许多相关文献对功率MOSFET开关特性的研究或者侧重于器件设计本身,或者是在特定的实验条件下进行的,所得结论不适用于阻性负载的实际应用情况,《实际应用条件下Power MOSFET开关特性研究(上)》(见本刊2007年第21期175-178页)已经详细地分析了一般应用条件下(阻性负载)功率MOSFET的开关过程,本文进一步从功率MOSFET内部结构分析了功率MOSFET的开关现象,重新确立了阻性负载应用条件下开关损耗的近似计算公式,并对多种因素对开关特性的影响效果进行了实验研究。
1 功率MOSFET 的开关现象
1.1 功率MOSFET内部结构和极间电容的电压依赖关系
为提高器件的耐压和耐流能力, 功率MOSFET一般都采用垂直导电结构,图1所示为VDMOSFET(N沟道)的内部单元结构图。其中,栅源之间、漏源之间和栅漏极之间均存在着极间电容,这些电容的大小及其变化成为影响功率MOSFET开关过程的关键因素。由图中可以看出,栅源电容CGS主要由三部分组成,即:
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栅源电容主要由两部分组成,即:
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漏源电容CDS为漏源耗尽层间电容。上述这些电容在开关过程中将随着半导体结构状态的改变而发生显著的变化,而极间电容的变化反过来又将影响开关过程,其中CGD受开关过程的影响和他本身的变化对开关过程的影响都最为显著。
当VDS很大时,空间电荷区较宽,因此CGDBULK很小,有CGDBULK ≪CGDOX,故CGDCGDBULK,即栅漏电容主要由CGDBULK决定且保持一个较小的值。随着VDS的减小,空间电荷区变窄,CGDBULK增大。当VDS减小至VDS=VGS (即VGD=0)时,空间电荷区收缩至栅极氧化层与半导体边界,从而使得CGDOX在CGD中占主导地位。随着VDS进一步减小,空间电荷区进一步收缩,CGDOX从而 CGD进一步迅速增大,直至最终VDS接近于零时CGD趋于最大值。CGD与VDS的依赖关系如图2所示。
图1中极间电容CGD和CGSP均是其各自极间电压的非线性函数,但其电容值与其极间电压的依存度以及电容值的变化对开关过程的影响远不如CGD。
1.2 功率MOSFET开关行为[4,5]
在功率MOSFET的实际应用中,许多情况下其负载都是电阻性或近似阻性的,因此本文在阻性负载条件下研究功率MOSFET开关行为。功率MOSFET的开通过程大致可分为下述4个阶段,如图3所示。
(1) t0～t1: t0时刻给功率MOSFET加上理想开通驱动信号,栅极电压从0上升到门限电压VGS(th),MOSFET上的电压电流都不变化,CGD很小且保持不变。MOSFET栅极充电等效电路如图4(a)所示。
(2) t1～t2:MOSFET工作于恒流区,漏极电流ID等效于一个压控电流源,他随着VGS快速线性增大,ID在负载电阻R上产生压降而使VDS迅速下降。栅极充电等效电路如图4(b)所示。VDS的迅速下降一方面使CGD快速增大,另一方面,undefined,根据密勒定理,将CGD折算到输入端,其栅极输入等效电容值将增大为Cin12=CGS+(1-K)CGD。
(3) t2～t3:t2时刻VDS下降至接近VGS(即VGD0), CGD开始急剧增大,漏极电流ID已接近最大额定电流值。随着VDS减小至接近于通态压降IDmax·RDS(on), CGD趋于最大值(t3时刻)。在此过程中,一方面CGD本身很大,另一方面,undefined绝对值很大,由于密勒效应,等效输入电容Cin23非常大,从而引起栅极平台的出现,栅极电流几乎全部注入CGD,使VDS下降,其栅极充电等效电路如图4(c)所示。
(4) t3～t4:t3时刻后VDS下降至通态压降并基本不变,CGD亦保持最大值基本不变,但密勒效应消失,Cin34=CGS+CGD,栅极电流同时对CGS和CGD充电,栅极平台消失,栅源电压不断上升直至接近驱动源的电源电压VDD,上升的栅源电压使漏源电阻RDS(on)减小。t4时刻以后MOSFET进入完全导通状态。其栅极充电等效电路如图4(d)所示。
功率MOSFET关断过程与开通过程恰好相反,如图3(t5～t9)所示。
2 功率MOSFET开关损耗计算
由图3可知,功率MOSFET硬开关过程中开关损耗大,开通时主要发生在t1～t3期间,关断时主要发生在t6～t8期间,且随着开关频率的提高而线性增长。为简便起见,将图3中漏源电压VDS和漏极电流ID作分段线性化处理,如图5(a)、(b)所示,并设MOS管导通电流为ID(on),关断漏源电压为VDD,t2和t7时刻所对应的漏源电压均为VDS(TP),转换周期为T,则由图5可得在t1～t2,t2～t3,t6～t7和t7～t8区间的平均功耗为:
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故在一个开关周期内的平均开通损耗为:
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在一个开关周期内的平均关断损耗为:
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故在一个周期内总的转换损耗为:
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3 驱动功率[5]
从能量损耗的角度,一个开关周期内驱动器为驱动MOSFET所消耗的能量包括两部分,即导通期间消耗的能量和关断期间消耗的能量。
导通期间驱动器所提供的全部能量一部分通过MOSFET的输入电容Ciss存储起来,一部分通过电阻(Rdrh+RGext+RGint)被消耗掉,被消耗掉的这部分能量:
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关断期间消耗的能量即导通期间输入电容Ciss存储起来的那部分能量:
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故在一个开关周期内所消耗的总能量为:
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故在一个开关周期内栅极回路所消耗的平均功率即驱动MOSFET所需的平均功率为:
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应用栅极电荷曲线可以直观地反映出导通期间消耗的能量和关断期间消耗的能量,如图6所示。
4 开关特性实验
4.1 开关过程影响因素实验
本文在设定主回路电压VDC=280 V,开关频率为fs=80 kHz,阻性负载的实验条件下,采用IR2110作为驱动器对影响功率MOSFET开关过程的多种因素进行了实验研究。
图7(a),(b)分别为开通和关断过程不同驱动源电压下的栅源电压VGS实验波形,功率MOSFET为IRF840,实验结果表明:驱动电源VCC的大小对开关过程的影响明显,随着VCC增大,开通速度加快,但关断延迟时间变长,因此,VCC大小应适当。
图8为开通过程不同栅极电阻下的栅源电压VGS实验波形,实验结果表明:栅极电阻的大小对开关过程的影响很大,随着RG减小,开关速度加快,但当RG过小时,栅极回路将发生振荡,对开关过程的安全可靠性不利。
图9为开通过程不同漏极电流下的栅源电压VGS实验波形,实验结果表明:漏极电流的大小对开关过程的影响主要表现为对平台期栅极电压的影响,随着ID增大,平台期栅极电压VGS(PL)将增大(二者之间的关系由MOSFET器件手册的输出特性曲线给出),因此,主回路负载的大小对开关速度没有显著的影响。
图10为开通过程不同MOSFET器件的栅源电压VGS波形,实验结果表明:不同功率MOSFET其开关特性不同,这是由于不同的器件其结构参数不同,因而CGS,CGD和CDS等电气参数不同,故开关特性不同。因此在功率MOSFET应用时,应根据具体的器件型号来设计驱动电路。
4.2 功率MOSFET开关过程的功率损耗实验
开通过程MOSFET功率损耗实验波形如图11所示。根据实验曲线按式(3)～式(7)作近似估算,undefined。实验结果表明:在开通过程的t1～t2阶段和关断过程的t7～t8阶段MOSFET功率损耗很大,其损耗均为平台阶段(t2～t3,t6～t7)的5倍以上,但其对一个开关周期T内平均损耗的贡献还取决于该阶段持续时间。在本文的实验条件下,t1～t2,t2～t3,t6～t7,t7～t8各阶段对总平均损耗undefined的贡献率分别为:17.6%,7.3%,16.1%和58.8%,可见,缩短t1～t2阶段和t7～t8阶段的持续时间对于降低开关损耗具有重要意义。实验结果还表明:开通损耗和关断损耗一般是不相等的,在本文的实验条件下,关断损耗占总平均损耗undefined的约3/4,可通过优化措施调整开通时间和关断时间的比例以使总开关损耗适当减小。
4.3 驱动功率实验测算
在本文图11的实验条件下,栅极电荷量QG可通过实验和近似估算得到,QG=∫undefinediGdt50 nC,故驱动IRF840型MOSFET所需的平均功率由式(11)计算约为60 mW。因此,在实际应用时驱动器所提供的驱动功率不是考虑的主要问题。
5 结 语
本文从功率MOSFET实际应用的角度出发,分析了功率MOSFET的开关现象,对功率MOSFET开关过程的功率损耗和所需驱动功率进行了研究,提出了有关参数的计算方法,并对多种因素对开关特性的影响进行了实验研究。通过理论分析和实验研究,可得出如下结论:
(1) 阻性负载条件下功率MOSFET的开通和关断过程均可分为四个阶段,其中第二阶段和第三阶段至关重要,器件的开关速度和开关损耗均主要取决于这两个阶段。
(2) 功率MOSFET所特有的开关现象(输入等效电容急剧增大而出现平台现象)是由
开通和关断过程的第二阶段和第三阶段CGD的变化和密勒效应的双重原因共同引起的。
(3) 栅极电阻对开关速度和开关损耗有显著影响,而驱动源电压对开通过程和关断过程持续时间和损耗的分配有显著影响,可通过降低驱动源电压使总开关损耗减小。但驱动源电压的大小同时影响MOSFET的导通电阻,从而影响通态损耗,因此驱动源电压的选取应适当。
(4) 功率MOSFET器件数据手册所给出的开关过程有关参数如Ciss,Coss,Crss,栅极电荷Q以及Tr,Tf等都是在特定的测试电路(如恒流负载、恒流驱动源)和测试条件下取得的,其数值对于功率MOSFET的实际应用的帮助是有限的,开关过程有关具体参数应根据具体应用场合和具体条件进行计算或实验得到。
上述结论对于功率MOSFET的正确运用和设计合理的MOSFET驱动电路具有指导意义。
参考文献
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[5]侯铁年,马怀俭.功率-MOSFET开关特性与参数的测试电路及方法[J].电测与仪表,2002,39(4):27-30.
开关特性 篇4
如图1所示,文献1中所提出的燃气动力开关,设计了流阻自动调节结构,能自适应输入燃气的变化,保证活塞运动稳定,并且通过活塞运动到位,接通开关。针对燃气动力开关流体动力控制特性的热力系统,王晖从数值计算的角度出发,建立了该开关的复杂气体动力学数学模型,并通过计算求解方程组的方法对开关的流体动力控制特性进行了分析[1]。由于数值模拟法涉及到较多而又复杂的数学方程,会给数值计算过程带来一定的困难。本文拟应用流体网络理论,建立计算简洁、准确的燃气动力开关热力系统流体网络模型,为灵活进行各种工况下的开关流体动力控制特性分析打下基础。
流体网络理论是由研究管内流体传输与瞬变而发展起来的一门应用科学。它可以用来分析发生在工业动力装置、控制测量装置和生物医学工程等各种流体管路系统中功率和信息的传输过程,以及由于扰动引起的各种流体瞬变现象。它主要涉及两个学科的内容:一是流体力学,二是电气网络和传输线理论[2]。
流体网络-电相似法遵循从流体力学方程出发,推导出流体网络中每个元件和管路与电气网络中相对应的等值数学模型,从而建立起流体网络的等效线路,最后用网络分析的方法得到各个节点上压力和流量的瞬态特性[3]。本文正式基于这一思想,建立燃气动力开关热力系统的等值数学模型,再应用基尔霍夫定律,建立该电路模型的数学模型,最后通过数学模型求解,对开关的流体动力控制特性进行仿真分析。且与数值计算法进行比较,验证模型可靠和建模方法可行。
1 流体网络原理与燃气动力开关等效模型
1.1 流体网络原理
流体动力控制问题可抽象概括为压力(P)、流量(Q)两个变量与流阻(R)、流容(C)、流感(L)三个参量之间的关系问题。弄清它们之间相互联系、相互制约的内在规律后,就能揭示流体动力控制系统所固有的、决定其性质的根本属性。这就为建立简洁、正确的数学模型打下了基础,也为把机、电、液系统统一起来进行综合研究提供了理论依据。
1.1.1 流阻
流阻与电子线路的电阻相似,它可以改变流体的流量,而在它两端产生压力降。在流体呈层流状态时,流阻的大小与两端的压降成正比,与流过的流量成反比,可表示为:
R———流阻;
△P———流阻两端的压降;
Q———流体的质量流量。
1.1.2 流容
在一个包含可压缩流的系统中,任何体积一定的容器都具有与它相联系的流体容量。容器内压力的变化会引起其中流体质量的变化,容器内流体质量随压力的升高而增加,即容器内将产生质量的积聚。
流容就可定义为流体质量变化与引起它变化的压力变化之比值,即:
1.1.3 流感
在流体网络中,任何发生高速瞬态流动的地方,由于流体惯性使流体质量加速或减速而引起压力变化。我们把流感定义为管段两端引起的压力变化与流量变化率之比,即:
1.2 燃气动力开关等效模型
针对本文的研究对象,可以将流感忽略。按照上述的知识介绍,图1所示的燃气动力开关的流体网络图如图2所示。
可以得到燃气压力、流量与流阻、流容之间的关系如下:
(1)流阻:
2 等效电路模型求解
根据等效电路模型有关的系统对应参量[4],燃气动力开关等效电路模型如图3所示。
其中,PE———输入源的燃气压力;PA、V1———A腔的压力和容积;PB、V2———B腔的压力和容积;R1、Q1———进气口处的流阻、流量;R2、Q2———从A腔流入B腔时流阻、流量。
按照流体网络与电学相似的方法,建立电相似模型如图4所示。按照图4所示的电路图,对其进行拉氏变换后的传递函数关系式如下:
3 模型验证
对以上模型求解,将获得燃气动力开关工况下的压力分布数据。本文对高温环境工况下进行了计算,并将计算结果与文献1中的数据进行对比。
由于在活塞运动的整个过程中,R1、R2、C1、C2的值是不断变化的,从而系统的传递函数是不断变化的。在对输出XO(s)进行反拉氏变换时,可以考虑将R1、R2、C1、C2离散后得到某一时刻的特定值,分别分析这些时刻时的输出值xo(t),最后将分析得到的这些时刻时的输出值xo(t)综合起来即得到了活塞运动整个过程的系统输出xo(t),如图7所示(实线为计算值,虚线为文献1数据)。
由图6可知,在活塞运动的整个过程中,输出燃气压力介于6.4MPa和6.55MPa之间,其相对差为2.3%,这个值很小,说明输出的燃气压力变化很小,即在活塞运动的整个过程中,活塞底部受到的压力基本上没有变化,从而保证了活塞运动的稳定性,进而保证了开关接电的安全性和可靠性。计算结果与文献1数据相比,曲线趋势是一致的,数值相差0.3MPa以内,相对误差在5%内,验证了模型可靠和建模方法可行。
4 结论
本文应用热力系统流体网络原理,建立了燃气动力开关流体网络模型,并进行了仿真计算,与相关文献数据进行比较后的结果验证了本文所建立模型可靠和建模方法可行。
参考文献
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[2]罗志昌.流体网络理论[M].北京:机械工业出版社,1988.
[3]宋东辉,李少华.应用流体网络理论求解热力系统流体网络模型的探索[J].汽轮机技术,2016,58(2):95-100.
开关特性 篇5
开关磁阻电动机特殊的定、转子双凸极结构,以及多变量耦合且工作于磁饱和状态等特征,使得电磁转矩的解析计算十分困难[1]。如何在满足工程精度要求的前提下,以近似的方法获取开关磁阻电动机的转矩特性是开关磁阻电动机研究中的一项重要内容。通常开关磁阻电动机的电磁转矩可利用有限元分析法或基于磁链模型计算得到。有限元分析法先通过电动机的定、转子几何尺寸等相关物理参数计算出定、转子极附近的磁场分布,再进一步求解得到电磁转矩[2]。磁链模型计算法则依据开关磁阻电动机的基本能量转换规律,先将各角度上的磁链对电流积分得到磁共能,再将各电流对应的磁共能对角度微分得到电磁转矩[3]。
本研究首先分别采用基于暂态电流和稳态电流的实验方法,对一台4相8 /6极开关磁阻电动机的转矩特性进行检测,并根据转矩的实测数据用曲线拟合的方法得到转矩关于相电流和转子位置角的解析函数T( θ,i) 。最后,为了提高拟合精度,提出一种基于区间分段的拟合方法对转矩特性进行拟合,最终所得转矩模型具有较高的拟合精度。
1转矩特性的测量实验
由于开关磁阻电动机的各相绕组完全相同且相互独立,只需对其中的任意一相进行测量[4]。转矩特性T( θ,i) 是相电流i和转子位置角 θ 的二元函数,因此实验将先对每一个特定角度的转矩-电流特性T-i进行测量,再得到全周期完整的转矩特性T( θ,i) 。实验过程中转子将会被固定在某一特定位置,并向绕组供以直流脉冲电压。通过用数字示波器记录实验中的转矩和电流波形及其对应的数值T( t) 和i( t) ,如此便可得到该位置的转矩-电流特性T - i。要得到整个周期的转矩特性T( θ,i) ,需要对各转子位置进行上述实验。
实验电路原理图及实验平台如图1所示。
L,R—待测开关磁阻电动机任意一相绕组的等效电路,分别代表相电感和相电阻
绕组经过功率开关元件IGBT连接电源[5]。为了避免交流电源的谐波和电路中的RLC振荡所引起的误差,该实验采用一种精密可调直流稳压电源供电。 续流二极管D在IGBT关断时为绕组提供释放能量的通道,其通断由信号发生器来控制[6]。
本研究的实验对象为一台四相8 /6极开关磁阻电动机,其厂家给出的基本参数如表1所示。在实验之前需要对绕组阻值进行测量[7]。
1. 1基于暂态电流法的转矩测量
为了测量特定位置的转矩-电流特性,实验需要使用分度卡盘固定电动机的转子位置,此外还需要使用转矩测量仪来测量具体转矩数值。转矩测量仪输出为高频数字信号,为了便于通过示波器观察,需要通过数模转换模块将频率信号转化为电压信号。本研究在一个绕组周期上从对齐位置到非对齐位置进行了30组实验,其主要步骤如下:
( 1) 用分度卡盘固定好转子位置,并用配置好的电源和触发信号去激励电路;
( 2) 用数字示波器观测并记录一个脉冲周期的电流-转矩波形及各采样点采样数据;
( 3) 解除分度卡盘的锁定,将转子往非对齐位置转动1°的机械角度,并重复( 1) 和( 2) 的操作;
当转子转动到非对齐位置时便完成了转矩特性的检测。部分位置的实验波形如图2所示。
上方曲线为测量电阻R1上的电压波形( 1 V/div) ,用来描述绕组电流,下方曲线为用来描述转矩的电压波形( 1 V/div) ,示波器采样周期为1 ms
通过实验波形可直观地体现各变量之间的变化趋势,但要建立精确的数学模型来找到各变量间的解析关系还需借助于具体的实验数据。示波器在记录实验波形的同时也采集了31组对应电流和转矩的离散数据序列,为了获取各位置转矩与电流的对应关系,实验选取各位置上电流和转矩从零增长到最大值的单调区间内的采样值,其余的值舍弃。笔者根据实验数据用Matlab在二维坐标中绘制出部分位置的转矩-电流波形,如图3所示。图中每一条曲线代表一个位置的电流-转矩特性。
本研究将各位置的电流-转矩特性所组成的转矩值矩阵转置,可得到不同电流值对应的位置-转矩特性
如图4所示。
可见,随着电流的上升转矩值有明显波动,这是由于在暂态过程中示波器采样存在着电磁干扰,与此同时转子和转矩测量仪连接处的细微相对位移以及系统转动惯量和摩擦都会对转矩产生影响。该实验所采用的转矩测量仪是高精度仪器,这些机械干扰信号均会被转矩测量仪所捕获,因此实验结果的精确度并不理想。
1. 2基于稳态电流法的转矩测量
暂态电流法是一个动态采样过程,一方面电流和转矩采样序列中各采样点难以一一对应,另一方面在动态过程中采样电流和转矩总会有误差被示波器捕获。为了消除上述两种误差来源,本研究现采用基于稳态电流的方法进行转矩测量。稳态电流法将不对上升阶段的电流和转矩进行采样,而是等电流达到最大值并保持一定时间待其进入稳定状态后再分别对稳态电流和转矩进行采样,并分别取平均值。为了能够得到足够多的稳定状态下的数据采样点,需要将实验的采样周期和占空比增大,如此便可测得特定角度、特定电流所对应的转矩数值。实验方法在做出此改进之后,首先采样时间上的误差被消除,因为电流和转矩都已经处于稳定状态,它们的采样值在时间上总是对应的。其次对稳定阶段的值进行采样并取平均进行滤波也减小了实验误差对结果的影响。
采用稳态电流法所得前半周期部分位置部分电流对应的实验波形如图5所示。其中图5( a ~ c) 对应5°位置,图5( d ~ f) 对应15°位置,图5( g ~ i) 对应25°位置。
此时通过对称性可得后半周期的转矩特性,其对应的二维和三维曲线如图6所示。
图中所示曲线完全由实验结果直接描点绘图所制成,没有经过滤波或拟合的处理,从图中可以看出由原始数据所绘图形已经十分连续光滑,没有明显的波动和干扰,可见基于稳态电流法的实验效果良好,系统误差源被有效地抑制。根据所得转矩曲线可知,该实验所测得的转矩特性与开关磁阻电动机的基本理论相符合[8,9]。
2基于解析法的转矩特性数学建模
在测得转矩特性之后便可通过查表的方式得到特定电流和位置所对应的转矩大小,然而实验法所得转矩数据存在一定的局限性。一方面,实验法得到的均是离散数据,不能精确定位到任意位置、任意电流所对应的转矩,难以满足控制精度较高的场合。另一方面, 在实际应用中查表的方式也将大量消耗控制器的资源。虽然可以通过减小实验的步距角增加实验次数来提高精度,但这对实验仪器有着严苛的精度要求,也将耗费更多的人力物力。因此连续的转矩-电流-位置的函数关系对于高精度的开关磁阻电动机控制至关重要,这需要得到转矩特性的解析表达式[10]。然而开关磁阻电动机的高度非线性导致没有现有的物理公式来描述这3个变量间的非线性耦合关系,因此要得到转矩特性的解析函数,需要基于转矩的实测数据,通过曲线拟合的方式得到一个经验公式来近似。
2. 1基于最小二乘拟合的转矩模型
转矩特性的曲线拟合需要先拟合出各电流对应的转矩T关于位置角 θ 的函数T( θ,P) ( 其中P为拟合系数) ,再拟合出各转子位置对应的P关于电流i的系数函数P( i) ,从而得到转矩的解析函数T( θ,P( i) ) , 即T( θ,i) 。本研究以实测转矩数据为基础,使用最小二乘法分别尝试了7 ~ 12阶多项式的曲线拟合,拟合效果如图7所示,拟合的精度指标如表2所示。
从波形中可以看出,9阶多项式在后半区间内的拟合效果最为平滑稳定,曲线的波动程度最小,但其在小角度区间上的明显波动影响了整体的拟合效果,故其平均相对误差最大,达到了28. 47% 。按照最小二乘法的原则,应选择均方误差最小的10阶多项式作为拟合函数,然而在得到多项式系数后还需将各多项式系数对电流再一次进行拟合,每增加一个多项式系数便增加一次曲线拟合,这就增加了整体的计算复杂度。 因此在考虑均方误差和平均相对误差的同时还需权衡整体的拟合难度,应尽量减少拟合函数的多项式系数。 各阶多项式拟合结果中,12阶多项式从4次方项到常数项的多项式系数均为0,因此实际的系数为8个,在各阶多项式拟合结果中个数最少。与此同时,12阶多项式拟合的平均相对误差和均方误差分别为14. 99% 与0. 010 9,与9阶多项式的对应精度指标仅有微小差别,因此本研究选择12阶多项式作为拟合函数,即:
以式( 1) 作为转矩的拟合函数,分别对电流为1 A ~ 7 A时所对应的7组转矩-角度特性进行拟合,可得7组多项式系数。由于P9~ P13均为零,实际的转矩函数如下式:
得到各电流对应的多项式系数P1~ P8后,还需对各系数Pi( i = 1 ~ 8) 再进行一次关于电流的拟合,以得到最终的转矩函数,即:
经试验,5阶多项式拟合的结果精度较高,这将会产生新的8组多项式系数,将各组多项式系数分别代入其对应多项式函数即可得到要求的8个多项式系数函数P1( i) ~ P8( i) 。最后将P1( i) ~ P8( i) 代入式( 3) 便得到了最终的转矩拟合函数T( θ,i) ,其对应的二维曲线及其整个周期的三维曲面如图8所示。拟合的总体平均相对误差为14. 89% ,均方误差为0. 011 0。 由此便完成了转矩特性解析模型的建立。
2. 2基于区间分段的转矩拟合模型
转矩函数的平均相对误差达到了14. 89% ,与实际转矩特性已经有了较为明显的误差。这是由于转矩函数的波形具有强烈的非线性,难以找到能反映其变化规律的基本初等函数作为拟合函数。与此同时,转矩波形在其周期内的单调性也有变化,在前三分之一周期内为增函数,后三分之二周期内为减函数,且转矩增加的速度很快,减少的趋势却较为平缓,中间还有一段接近水平的区域。若使用同一种函数来进行拟合, 对转矩特性的跟踪将顾此失彼,难以同时准确地拟合出两种相反的变化趋势。因此本研究将针对此问题对转矩特性以分段的方法进行拟合,也就是将拟合的区间从转矩增减性发生改变的位置附近分开成两个单调区间,前半区间为增区间,后半区间为减区间。然后再分别对这两个单调区间上的转矩特性进行拟合,分别得出两个区间上的解析函数,最后通过分段函数的形式给出转矩特性的解析函数。
由转矩的实测波形可知,从非对齐位置到8°位置附近的区间内转矩单调增加,其后到对齐位置的区间内转矩单调减少,因此本研究首先以8°位置为分界点,将角度区间分为增区间和减区间两个部分。与此同时将转矩的实测数据也以8°为分界点分前、后两个部分,并依此数据为基础,分别对增减区间的转矩数据进行拟合。拟合仍然采用最小二乘的方法,并以多项式函数作为拟合函数。经试验,增、减区间的拟合函数分别选取7阶多项式和5阶多项式可以得到较高的拟合精度,其拟合效果图如图9所示。
增区间和减区间所对应的拟合转矩和实际的对比图如图9( a) 、9( b) 所示。从图中可以明显看出采用分段的方法拟合转矩较为精确地跟踪了实测转矩,前半区间与后半区间的总体平均相对误差减小到了3. 61% ,均方误差减小到了5. 82 × 10- 4。因此对于从非对齐位置到对齐位置的完整区间,固定电流的转矩- 角度的解析函数是一个以8°为分段点的分段函数,两个区间上都为多项式函数,阶数分别为7阶和5阶,即:
式中: P1~ P8—增区间转矩函数的多项式系数; Q1~ Q6—减区间转矩函数的多项式系数。与完整区间上的转矩拟合一样,此时需要进一步完成各多项式系数对电流的拟合,以得到各多项式系数关于电流的函数, 并最终求出转矩关于角度和电流的二元函数,即:
经试验,前、后半周期均采用7阶多项式可达最佳拟合精度效果。将拟合所得关于电流的多项式系数分别代入前、后半周期的各多项式函数,便得前半周期的多项式系数函数P1( i) ~ P8( i) 以及后半周期的多项式系数函数Q1( i) ~ Q6( i) 。最后分别将式P1( i) ~ P8( i) 和式Q1( i) ~ Q6( i) 代入式( 5) ,便得到了使用区间分段拟合法的解析函数。现在本研究根据解析函数绘制出整个周期的转矩拟合曲线和转矩实测曲线的二维曲线,以及经对称化处理后的转矩三维曲面图形,分段拟合法的转矩曲线及转矩曲面如图10所示。
从图中可以看出使用分段的方法后拟合转矩对实测转矩的拟合效果较为理想,从图像中已难看出明显误差。拟合的平均相对误差为6. 14% ,均方误差为0. 024 5,精度较高。因此,使用基于区间分段拟合法的效果要明显好于完全区间拟合法。
3结束语
本研究针对开关磁阻电动机转矩特性难以获取的问题,首先分别用基于暂态电流和稳态电流的方法对一台4相8 /6极开关磁阻电动机进行了转矩测量实验,其中使用稳态电流法所测得转矩精度较高; 接着在实验测得的转矩数据的基础上,对实验样机的转矩特性进行了数学建模。建模主要使用基于最小二乘的曲线拟合方法,得到了实验样机转矩关于相电流和转子位置角的函数解析式。
开关特性 篇6
关键词：控制与保护开关电器,反时限特性,电流校准,三相电流,漏电,检测
0 引言
控制与保护开关电器是低压电器中的一种新型产品, 其英文缩写为CPS。控制与保护开关电器集成了传统的断路器、接触器、过载保护继电器、变压器、启动器、隔离器等的主要功能, 具有远程自动控制和就地直接人工控制功能、面板信号指示及声光信号报警功能、过压欠压保护功能、断相及缺相保护功能、过载反时限保护功能, 能够接通、承载并分断规定的非正常条件 (如短路) 下的电流[1,2,3]。目前, 市场上的控制与保护开关, 存在延时特性非线性、采样精度不高、校准方式单一、脱扣机制不完善、辅助功能不丰富等问题。
本研究提出一种新型控制与保护开关电器, 具备精确线性反时限特性、较高的采样精度, 提供多种电流电压校准方式且具备安全迅捷的脱扣方式以及用户可定制的辅助功能, 同时以其成本优势迅速打开市场。
1 系统设计图
系统设计图如图1所示。控制保护开关通用变压器输出电压大约为18 VAC, 经过整流滤波电路、得到22 V直流电压以驱动分励脱扣器以及继电器, 再经过DC-DC电路得到5 V电压给单片机等芯片供电。电压检测采用18 VAC电阻分压得到交流小信号直接采样, 电流检测采用3个电流互感器独立采样, 电压电流采样信号经过运算放大电路输入至单片机, 直接用单片机自带10位精度A/D进行采样, 同时将电流、电压值显示于数码管;数码管采用并-串转换芯片实现静态驱动, 获得稳定及高亮显示;脱扣电路分为继电器脱扣和分励脱扣, 采用继电器节能驱动电路实现继电器低功耗无源输出;采用大功率三极管驱动分励脱扣器切断控制与保护开关主电源, 实现瞬时分闸的目的。
2 电路原理
硬件原理图由采样电路 (电流和电压采样) 、电源电路、显示电路以及继电器输出和脱扣电路四部分构成, MCU采用ATMEL公司的ATMEGA32A型单片机, 自带8路10位A/D, 是目前该项目最具性价比的单片机之一。本研究将着重介绍电流电压采样电路、继电器输出电路。
2.1 采样电路
该放大电路通过滑动变阻器与电阻的串并联实现电流参数的微调, 电路图如图2所示, 用来修正由于互感器一致性产生的误差以及运放的误差。本研究采用“Microchip Technology Inc”的MCP6004通用运算放大器进行电流、电压信号的放大。该运放支持轨对轨输入和输出, 单电源供电情况下可以满幅输出, 工业级的芯片供电电压为1.8 V~5.5 V。在该放大电路中, 本研究通过一级放大以及二极管滤除负半周期波形, 再进行电压跟随, 最后利用单片机按周期采样 (采样频率与市电频率一致) 得到实时电流电压值。这种采样方式相比峰值检波采样, 具有更快的反应时间 (T=20 ms) , 而峰值检波电路需要较长的时间进行电容充电, 不适合该项目, 两种测量方法的比较情况如表1所示。
2.2 继电器输出电路
继电器驱动电路如图3所示, 当继电器吸合时, 其动作电压 (加载继电器驱动线圈两端的电压) 一般要在其工作电压的75%以上, 才能保证可靠动作。可靠吸合后, 其线圈两端的维持吸合电压一般只要达到其工作电压的30%~40%即可, 低功耗驱动就是根据继电器的这一特点实现的。当单片机控制信号TUOK为低时, 三极管Q2截止, 继电器不工作;当TUOK为高时, 对电容充电, 电阻R2相当于暂态短路, Q2工作在饱和导通状态, 继电器线圈两端电压约为VCC, 而当C1充电完成后, 由于R2的作用Q2基极电流减小, Q2工作于放大区, 调整R2的阻值可控制Q2集电极发射极电流的大小, 从而控制落在继电器线圈两端的电压, 达到降低继电器闭合时功耗的目的。其中, Q2:可选择通用NPN管, IC>继电器核定电流, VCEO>VCC;VI:控制端电压 (单片机输出) ;R3:Q2饱和导通时的限流电阻, 可按照如下公式取值:
式中:hFE (min) —继电器hFE最低值, Ik—继电器额定工作电流。
R2:电路在工作稳定后, 由于R2和R3的共同作用, Q2工作在放大区, 达到继电器闭合后低功耗保持的目的。
式中:Vk—继电器吸合维持电压, Rk—继电器直流电阻。
3 反时限算法分析
目前, 反时限[4,5,6,7,8,9]过流保护已广泛应用于发电机、变压器、电动机和配电网的保护之中。根据国家电力行业标准, 微机反时限过流保护曲线数学表达式为:
式中:C—反时限特性常数, 该项目中C=2;IB—基准电流;I—实际工作的等效电流;t—反时限过流保护动作时间;k—反时限常数。
在电力系统中, 故障电流的大小并不是恒定不变的。考虑到不同时刻实际电流的大小不同, 故控制与保护开关电器采用式 (3) 的积分形式进行反时限过流保护的判断。本研究将式 (3) 改写为:
其中, 等式右端的积分体现了过电流的热效应随时间的累积, 当该积分大于k时, 反时限过流保护动作。本研究取反时限特性常数C=2, 得到的反时限特性曲线如图4所示, x轴表示实际电流Ir1对额定电流In的倍数, y轴表示C=2时的反时限动作时间。
由于MCU只能处理离散数据, 只有将式 (4) 离散化后才能应用到控制与保护开关电器中。本研究将式 (4) 离散化后整理得:
式中:ΔT—两次反时限求和时间间隔, 一般取计算的间隔时间, 由于ΔT很小, 在这段时间内假设故障电流基本不发生变化。M—保护动作时的求和次数。
在反时限过流保护中, 在选定某一条反时限曲线后, k, C和ΔT均为常数。当I>IB时, 本研究启动反时限过流保护, 并对式 (5) 左端逐次累加求和。当求和达到临界值G (G=k/ΔT) 时, 反时限过电流保护动作, 动作时间为t=MΔT。
由于MCU进行A/D采样是离散的, 式 (5) 是符合该项目的反时限特性拟合公式, 本研究采用拟合曲线法进行计算, MCU在求和时间间隔内只需进行一次浮点运算, 对于该项目选用的ATMEGA32A单片机, 是完全可行的, 相比直接数据储存查表法更为精确。
4 测量结果分析
该项目过载反时限特性实际测量结果如表2所示, 其中取反时限特性常数C=2, 为极限反时限特性。
表2的数据客观体现了过载反时限特性, 反时限动作理论值通过公式 (3) 计算得到, 反时限动作实际值通过电动机保护器性能校验台测量得到, 其实际结果基本符合反时限理论曲线, 但是仍存在一定的误差。在国标要求下的最恶劣的电气环境中测量, 当Ir1≤4 In时存在10%以内的误差, 当Ir1增大到8.4In时, 误差范围也将扩大到15%。这是由于电网的不稳定, 在延时过程中电压和电流实时改变而导致的误差, 但是该误差范围仍在国标要求以内。在实际较为良好的电气环境中, 测量的反时限动作理想值误差控制在5%以内, 较好地验证了该项目的反时限算法[10]。
5 结束语
当前电气行业正由机械式朝电子式、智能化、模块化发展。本研究针对当前新兴的控制与保护开关电器的市场需求, 以及传统控制与保护开关操作和生产上的缺陷, 设计研发了基于反时限特性的控制与保护开关电器, 实现过载长延时反时限动作保护、短路瞬时保护、过欠压保护、三相不平衡保护、漏电保护等一系列功能。该研究成果已在市场应用, 得到生产厂家和客户的广泛认可。
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开关特性 篇7
随着智能电网建设的推进, 智能高压开关的需求越来越大, 而机械特性是衡量智能高压开关性能的重要参数之一。目前, 业内主要使用KOCOS进行开关机械性能的检测, 且在进行开关机械性能检测时, 仍然在使用传统的模拟传感器用于位移信号的测量, 而不使用智能高压开关设备上安装的高精度数字式位移传感器。笔者认为主要原因是测量时二者供电电平不一致, 导致二者不能同时使用。
美国国家仪器公司 (NI公司) 的产品在数据采集、仪器控制、仿真等领域极富盛名。笔者使用NI公司的Lab VIEW软件及数据采集板卡, 搭建了一套用于智能高压开关机械特性检测的平台, 经实验检验, 具有一定的使用价值。
1 硬件选型及物理连接
NI PXI-6281是一款高精度多功能M系列数据采集 (DAQ) 模块, 经优化可提供18位模拟输入精度, 同时具有24条数字I/O线;2个32位、80 MHz计数器等资源[1,2,3,4]。笔者使用PXI-6281数据采集板卡, 采集智能高压开关设备上的位移信号、分合闸线圈电流信号、断口信号, 用于机械特性的计算分析。
智能高压开关用数字式位移传感器输出信号为差分脉冲对 (A+/A-, B+/B-) , 且工作电源为5VDC, 需将差分脉冲对转为单端脉冲信号后接入板卡PXI-6281。小电流传感器用于监测分合闸线圈电流值, 其输出信号为差分模拟量, 可直接将差分模拟信号接入板卡PXI-6281。PXI-6281的数字输入通道可实现断口信号的采集。
2 软件实现
Lab VIEW是一种图形化编程语言, 且包含功能丰富的软件包, 使用Lab VIEW开发能够从繁琐的代码编写和调试过程中解脱出来, 仅需选择软件包中不同的子VI, 然后完成各子VI之间的连线即可[5]。
程序的核心部分主要在三个while循环内实现, 以便实现连续的数据采集与机械特性计算分析。循环一的主要功能是独立获取三个采样通道的采样数据, 进行数据简单处理之后, 将三个通道的采样数据以二维数组的形式存入队列A。循环二的主要功能为通过阈值触发模块, 实现大量无效采样数据与较小有效采样数据的分离及存储, 若阈值触发则将截取的采样数据存入队列B。循环三的主要功能为获取队列B中的有效采样数据, 并进行机械特性的计算与分析。
首先使用6281/Ctr0产生指定频率 (15KHz) 的时基信号, 通过PFI接口作为三个采样通道的时钟源。使用”CI角度编码器VI”创建位移信号的采集通道。位移采集通道的默认数据为转轴的角度值, 通过近似转换为直线位移值, 其中220为动触头的行程, 78为机构的额定转角, ω为转轴的转角。使用”数字输入VI”和”AI电压VI”分别创建断口、分合闸线圈电流采集通道。在while循环内将三个通道的数据以二维数组的形式存入队列A中。
循环二的主要功能为从队列A中获取采样数据, 同时进行数据的遍历与阈值触发的检查。如果满足阈值触发的条件, 则截取设定采样长度的有效数据存入队列B, 同时将截取固定采样长度的数据以文件的格式进行本地存盘, 否则继续进行阈值触发的检查。如果超过设定时间, 无阈值触发, 则清空队列A, 以减少内存的压力。
循环三的主要功能是实现机械特性的计算分析与波形的显示。首先获取队列B中的有效采样数据, 并对二维数组进行遍历, 获取每个采样通道的数据。遍历位移通道的数据, 获取位移通道的起始值与结束值, 二者之差即为断路器的行程。遍历断口通道数据的第一次跳变位置, 并记录数据跳变位置的索引 (断口索引) 。由于三个通道是同步采集, 因此由断口索引可以获取断口位移和断口时间。零点时间通过“瞬态特性测量VI”根据设定好的参考电平值获取, 零点时间除以采样频率得到零点索引, 根据零点索引遍历时标通道数据得到零点时间。断口时间减去零点时间得到分闸时间 (或合闸时间) [6,7,8]。根据“分前合后10ms”的原则[9,10,11,12], 由断口索引加 (减) 10ms时间对应的采样点数, 即可得到分合闸参考位移索引。由分合闸参考位移索引, 遍历位移通道数据, 即可得到分合闸参考位移, 再除以10ms, 即得到分合闸速度。流程图如图1所示。
3 实验与数据
为了验证NI平台计算结果的准确性, 使NI平台与Ko Cos进行同步采集, 测试数据如下。
4 结束语
笔者使用NI公司的多功能数据采集板卡, 采集智能高压开关机械特性测试过程中的传感器信号, 通过lab VIEW编程, 开发出用于智能高压开关设备机械特性计算的软件。为了检验机械特性计算结果的准确性, 将NI平台的采集与分析系统与Ko Co S平台, 搭建在一起, 同时对同一次分合操作进行测量, 通过同步采集结果的可知, 整个系统具有较高的计算精度。
摘要：本文介绍了使用Lab VIEW进行智能高压开关机械特性计算分析平台构建的过程, 详细介绍了软件流程的实现。最后通过实验对比, 验证了方法的可行性。