开关频率

开关频率（精选6篇）

开关频率 篇1

RCC式开关电源具有所需器件少, 成本低, 不用外部时钟控制, 工作于临界连续状态, 可以方便的实现电流型控制, 在结构上是单极点系统, 容易得到快速稳定的响应, 具有自动功率限制等优点。RCC电路原理简单, 由开关变压器和主开关管谐振产生振荡, 副开关管可以调节占空比, 以此调节输出电压, 如图1所示[1,2]。但是RCC电源的占空比、工作频率随使用环境和内部参数的变化而改变, 使得开关管控制极的电流驱动波形 (MOSFET为电压驱动) 难以确定, 给器件参数选定, 尤其是变压器的设计带来困难[1,4]。传统的设计主要有诺模图法和磁芯面积乘积AP计算校验法。这两种方法在定频率计算中较实用, 但若未知频率, 将不能用以上两种方式设计。传统的方法是给RCC电源预设一频率, 然后设计变压器[1,4]。但因变压器参数直接影响到电源工作频率, 所设计变压器工作频率经常因与预设频率相差太大而不能正常工作, 电源参数需多次重复设计, 导致初期设计计算量大, 而且该“拼凑法”在后期调试中, 实际频率很难与理论值吻合, 导致电源不能工作在设计的最佳状态。

本文推导出频率计算公式, 并得出频率与输入电压成正比, 与负载电流, 原、副边电感量反比。在确定的输入电压和已知的最大输出功率下, 根据所需工作频率可求得变压器各线圈电感量, 并进一步确定变压器原、副边匝数等相关参数, 该方法一次设计就能确定电源所有参数。本文通过5 V/10 A、12 V/4 A两路输出输出电源的设计说明该方法的设计思想, 并对硬件调试验证设计的合理性。

1 RCC原理

RCC原理简图如下:

上电后, C3两端电压使电流经起振电阻R1、R2, 使主开关管Q1导通, 随着Q1导通, 经由反馈线圈T1′的反馈信号加强对Q1控制极正向驱动, Q1迅速导通, 因感应电动势与电流变化率成正比, 当变压器原边电流最大 (饱和导通) , T1′两端电压为0, Q1退出饱和状态开始关断, 此时T1′感生反向电动势, 加速Q1关断, 同时饱和状态R4两端电压驱使Q2开通, 并将Q1控制极短路使Q1关断, 此后经起振电阻R1、R2重新开通Q1, 依次循环[1]。

RCC电路始终工作在临界导通模式, 不会出现反激式变换中的连续能量传递模式, 其原边电流始终都是一个锯齿形三角波形, 而不会出现梯形波。RCC电路调节电压输入的方式是通过控制原边的峰值电流来实现[4]。

2 占空比与自振荡频率计算

变压器T1原边电流Ip, 电压Vin, 电感量Lp, 导通时间t有以下关系

Vin=Lp× (Ip/t) (1)

在t为导通时间Ton时, 原边有电流最大值

I1p=Vin/Lp×Ton (2)

则导通时间

Ton=Lp/Vin×Iqp (3)

由变压器基本原理得副边最大电流值

I2s= (Np/Ns) × (Vin/Lp) ×Ton (4)

电流以Vout/Ls比率减小, 输出瞬时电流

Is=I2s-Vout/Ls×t (5)

当t=Toff时, 有

I2s-vout/Ls×Toff=0 (6)

带入 (1) 得关断时间

Toff= (Np/Ns) × (Ls/Vout) ×I1p (7)

由式 (1) 、式 (2) 知占空比

$D=1/[1+(V{}_{\text{i}\text{n}}/V{}_{\text{o}\text{u}\text{t}})\times \sqrt{L{}_s/L{}_p}](8)$

由 (3) 知占空比与变压器一次侧电感量Lp成正比, 与输入电压Vin、二次侧电感量Ls成反比, 占空比不受负荷电流影响。

由变压器一次侧和二次侧能量相等条件知

1/2×Lp×I${}_{1p}^2$×f=Vout×Iout (9)

I${}_{1p}^2$= (2×Iout×Vout) / (Lp×f) (10)

由振荡频率

f=1/ (Ton+Toff) (11)

代入式 (3) 、式 (7) 、式 (10) 整理得

$f=\frac{1}{2\times {\rm I}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}\times \left(\frac{1}{\sqrt{L{}_p}/V{}_{\text{i}\text{n}}+\sqrt{L{}_s}/V{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}\right){}^2(12)$

由 (12) 知, 振荡频率f随输入电压Vin升高而升高, 随负载电流Iout、原、副边电感量Lp、Ls增大而减小。根据式 (8) 和式 (12) , 可选定变压器的重要参数Ls、Lp, 进而求出变压器的其它参数。

3 变压器的设计与计算

3.1 选择磁芯

所设计5 V/10 A、12 V/4 A两路电源最大输出功率为Pout=98 W, 则输入功率Pin=Pout/η, 若效率η=0.8, 则Pin=123 W。取满载最小频率50 kHz, 查磁芯参数表知:EE35在50 kHz时最大输出功率为105 W, EE40为175 W, 故选EE40的磁芯。

3.2 求原、副边匝数

变压器原边匝数Np计算公式为[2,4]

Np=Vin/ (2×Bw×Ae×f) (13)

其中输入电压Vin=300 V, 磁通密度Bw取240 mT, EE40磁芯有效面积Ae=127 mm2, 工作频率f≥50 kHz, 将上述值代入 (6) 得Np≤98。原边平均电流

Ip=Pin/Vin=0.41 A (14)

则原边最大电流

I1p=4×Iin=1.64 A (15)

若占空比D=3/10, 原边最大电感量

Lp=Vin×Ton/I1p=Vin×Dmax/ (fmin×I1p) =1.1 mH

5 V输出线圈最大电流I5s=40 A, 电感量

L5s= (V5out+0.7) ×Toff/I5s=2.00 μH (16)

同理I12s=11.11 μH。由 (3) 、 (7) 知

${\rm N}{}_s/{\rm N}{}_p=\sqrt{(L{}_s\times {\rm T}{}_{\text{o}\text{n}})/(L{}_p\times {\rm T}{}_{\text{o}\text{f}\text{f}})}(17)$

将Np=98代入 (17) 可得5 V输出线圈匝数N5s=2.73, 则N5s取3匝。12 V输出线圈匝数N12s=6.4, N12s取7匝。主开关管控制极驱动绕组T1′输出电压值可在开关管B、E极反向击穿电压内取值, 可取15 V, 相应匝数为8匝。

3.3 选定线径

漆包线电流密度J=4A/mm2, 则线径

$\phi =2\times \sqrt{{\rm I}/(J\times \text{π})}(18)$

相应可求得原边及开关管控制极驱动绕组、+5 V、+12 V输出绕组线径分别为:φp=0.36 mm, 2×φ5s=1.26 mm, φ12s=1.13 mm。查GB线径表, 各绕组取值分别为:0.4 mm, 2×1.32 mm, 1.18 mm。

3.4 验证磁芯窗口能否容下导线

固定的输出功率下, 振荡频率f太低会导致磁饱和, 损坏变压器及开关器件。在磁芯中插入气隙, 使磁芯的实际导磁率下降, 可有效防止磁芯磁饱和, 气隙Lg计算公式如下:

Lg=4×π×10-7×Ae×N${}_p^2$/Lp (19)

由式 (19) 得Lg=1.39 mm, 即EE40磁芯安装时, 留Lg/2=0.7 mm间隙。

3.5 验证磁芯窗口能否容下导线

导线所占窗口面积计算公式为:

Aw1=π× (φp/2) 2× (Np+8) +π (φ5s/2) 2×N5s+π× (φ12s/2) 2×N12s (20)

由 (20) 得Aw1=29.18 mm2。查EE40磁芯窗口面积得Aw=173.23 mm2, 取窗口使用系数经验值0.4, 则0.4×Aw=69.292 mm2>Aw1=29.18 mm2, 磁芯空间能容下漆包线。

4 缓冲网络、负反馈电路、原边电流探测电阻及滤波选择

因变压器原、副边线圈不能完全耦合, 变磁芯气隙等因素, 变压器有较大漏感, 使开关管关断时能量不能完全传递到副线圈, 原边将产生较大的感应电压, 并与开关管集电极电压叠加。为防止开关管损坏, 需设计如图2所示的由R3、C4、C5、D1组成的RCD续流吸收回路[6], 感应电压

V${}_e^2$=1/2×Lp×I${}_p^2$×f×R (21)

则续流电阻

R=2×V${}_e^2$/ (Lp×I${}_e^2$×f) =0.13×V${}_e^2$ (22)

因选用开关管BU508A的耐压值为1 500 V, 则Ve≤1 500-Vin=1 200 V, 故R≤187 k, 为保证系统可靠性, R可取取50 k。

负反馈电路通过控制开关管Q2开关时间, 间接调节主开关管Q1通断。稳压器件KIA431的REF引脚稳压输出2.5 V, 当图2中R11=RV1+R10时, 电压输出为+5 V。若电源输出电压波动, 线性光耦PC中的发光二极管亮度会变化, 从而使流过Q2控制极电流变化。若在副输出+12 V串联电位计RV2到KIA431, RV2可部分感测+12 V输出变化, 实现半闭环稳压。以+5 V为基准, 设计+12 V辅输出, 因副边电压与匝数成线性关系, +12 V输出电压将更精确。连接方法如图2所示:将变压器引脚6、7短接, 在5 V绕组基础上再续4匝作+12 V绕组。

图2中R7为探测原边电流峰值关键器件, 并实现原边功率, 当流过R7电流过大时, R7两端电压升高, 驱动Q2开通, 并使Q1关断, 以此过程调节最大输出电流值。但是因原边主电流流过R7, 影响电源总体效率, 一般R7取电源总功率的0.1% [4]。本设计中R7=0.1%×Pin/I${}_p^2$=0.74 Ω, 实际设计中R7可取1 Ω/2 W, 如图2所示。

因RCC工作方式输出电压为方波, 电流为锯齿波, 纹波较大, 所以输出需并联大电容并合理设计滤波器稳压, 由常用LC谐振频率公式:

$f=1/(2\times \text{π}\times \sqrt{L\times C})(23)$

得

L=1/[ (f×2×π) 2×C] (24)

C=1/[ (f×2×π) 2×L] (24)

若截止频率取1 kHz, 因+5 V绕组电感量L5s=2.0 μH, 则由 (25) 知:图2中C8=12 665 μF;+12 V绕组L12s=11.11 μH, 则C9=2 280 μF, 电容实际值应不小于理论值。二级LC滤波器中取C10=C11=1 500 μF, 由式 (24) 知L1=L2=17 μH。

图2中Q2并非振荡必须器件, 但是输出稳压须由Q2调节。空载时Q2导通时间长, 流过电流大。设计中初选50 V/150 mA的2PC1815, 则空载上电瞬间Q2损坏, 连带击穿Q1的BE结。Q2改换功率稍大的13003, 上述问题得以解决。调试中, 频率f受原边线圈匝数、磁芯气隙和负载电流影响较大。实测满载时输入电流、输出电压 (整流前) 波形如图3～图5所示。

由图3知Ton=1.3×5 μs=6.5μs, Toff=3×5 μs=15 μs, 则频率

f=1/ (Ton+Toff) =46.5 kHz (26)

占空比

D=f×Ton=0.3 (27)

由图4知副边电压为频率为f, 占空比为1-D的方波, 并可推得电流波形为Toff时间内线性递减的锯齿形三角波, 理论值与实测值基本相符。

图5所示为满载时输出纹波电压最大为30 mV。

5 结束语

RCC电路通过变压器原边线圈与开关管谐振产生自振荡, 在输入电压和负载一定时, 振荡频率受原、副边电感量影响较大, 原边电流波形为锯齿形三角波。副开关管Q2非振荡必须元件, 但能通过负反馈调节振荡频率, 使输出电压稳定。辅输出不可控, 为提高电压精度, 变压器设计中应在主输出基准上设计辅输出, 并在输出端与反馈端跨接一探测电阻, 实现半闭环控制稳定输出。因RCC工作频率可变, 而过低频率将导致磁芯磁饱和, 因此RCC变压器设计时必须留气隙以增大磁阻, 防止磁芯饱和。与普通变压器工作方式不用, RCC变压器原、副边线圈相当于储能电感, 加之变压器磁芯装配预留气隙产生的漏感以及缓冲网络引发的损耗, 不能用原边的压匝比求副边匝数。但是在可以在副边线圈间以此关系求解。RCC方式因输出电压为方波, 电流为三角波, 纹波大, 对输出滤波器的要求较高。通过设计二级LC滤波电路将纹波限制在较小范围。

参考文献

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[4]Runlife.RCC日本公司内部培训资料[DB/OL].http://bbs.dianyuan.com (2007-08-18) [2010-07-18].

开关频率 篇2

关键词：开关磁阻电机调速系统,电流控制,限频率,Matlab/Simulink

1 引言

开关磁阻电动机调速系统 (SRD) 是继变频调速、无换向器电动机调速之后发展起来的新一代无级调速系统, 具有结构简单、运行可靠、效率高及节能效果好、启动转矩大、启动电流小、能够软启动等突出特点, 成为交流电机调速、直流电机调速和无刷直流电机调速系统强有力的竞争者, 引起各国学者和企业界的广泛关注。

研究具有较高动态性能、算法简单、能抑制参数变化、扰动等各种不确定干扰的SRD系统控制技术成为近期的重要任务。绕组电流是影响SRD运行特性的最主要因素, 研究电流控制方法对于拓宽SRM应用领域具有重要意义。本文提出一种基于可编程逻辑器件 (FPGA/CPLD) 的限频率电流控制方法, 通过Matlab/Simulink仿真证实, 该电流控制方案取得了比较理想的效果、能够有效改善SRD的调速性能。

2 常用的SRD电流控制方法

SRD一般采用转速、电流双闭环控制, 可以获得较高的控制性能。从闭环结构上看, 电流控制环在里面, 称做内环;转速控制环在外边, 称做外环。高性能SRD调速系统要求电流控制具有快速的动态响应速度, 较宽的电流输出范围, 另外, 为了系统的安全可靠, 还要保证功率器件的恒定开关频率。人们做了大量的研究, 提出了许多有效的电流控制方法, 其中最主要的是滞环电流控制、定时关断、PWM控制等方法。

A.B.Plunkett提出电流滞环 (hysteresis) 控制法, 在一个控制周期内, 检测到的实际电流If与速度调节器的输出量即电流参考值Ic进行比较, 当两者之差超过滞环区域的边界时, 滞环控制器就会产生控制信号, 改变功率变换器开关状态使绕组供电电压反向, 使实际电流控制在环内。滞环控制方案简单易实现, 动态响应速度快, 鲁棒性强, 但是不能保持恒定的工作频率, 开关损耗大, 尤其是大功率的SRD, 开关损耗将限制其在大功率场合的应用。

定时关断, 即电流上限和关断时间恒定, 是指在一个控制周期内, 当检测的实际电流If超过给定电流Ic时, 控制主开关关断一段时间, 然后再开通。关断时间恒定, 但是电流下降量不确定, 与绕组电感、电感变化率及转子速度等因素有关。关断时间的选取应当适宜, 时间过长, 相电流脉动大, 发生过斩;时间过短, 斩波频率过高。

PWM控制是在相绕组的导通区引入PWM调制信号, 通过调节PWM的占空比实现SRD调压间接地调节电流。优点是斩波频率固定、电流脉动小, 但是控制算法复杂, 开关工作在高频斩波状态, 损耗大。

3 限频率电流控制方法

SRD的绕组电感随转子位置变化, 绕组反电势随电流和位置变化, 这些变化的参数对电流控制器的参数影响很大, 要设计能适应这些参数变化的电流控制器就要综合考虑各方面的影响。

本文提出限频率电流斩波控制方法, 其思想是:1) 在低速小电感位置, 斩波频率限制在一定范围;2) 在中高转速时, 尽可能减少斩波的次数, 以降低损耗。该方法既能使开关频率在设定的范围内, 又能在不需要频繁斩波时, 减少斩波次数, 降低开关损耗, 同时降低电流脉动, 提高电机性能。

3.1 理想情况下的限频率斩波策略

理想情况下是指忽略开关器件以及电流检测比较环节的延迟, 只考虑电流上升和下降时间。图1给出了限频率斩波方式时的电流波形, 该情况下有两个工作状态:1) 主开关导通, 电流上升;2) 主开关关断, 电流下降。在电流上升到超过参考电流时主开关由导通状态转变为关断状态, 关断的时间Tkf由下式确定。

${\rm T}{}_{k\text{f}}=\frac{{\rm T}{}_{(k-1)\text{f}}}{{\rm T}{}_{(k-1)\text{o}}+{\rm T}{}_{(k-1)\text{f}}}\times {\rm T}{}_{\text{p}}$ (1)

式中:k为电流斩波次数, k≥2;Tkf为主开关第k次要关断的时间;T (k-1) o为主开关第k-1次开通的时间;T (k-1) f为主开关第k-1次的关断时间;Tp为期望斩波周期。

忽略电阻压降, 当电感L和反电动势E不随时间变化时, SRM一相电压平衡式为

$\pm U{}_{\text{s}}=L\frac{\text{d}i}{\text{d}t}+E$ (2)

式中:+Us为绕组励磁阶段的外加电压;-Us为开关关断后续流阶段所加的电压。

可以证明, 不管第k-1周期T (k-1) o是多少, Tko都与Us和E有关, 而与上一周期的导通时间和关断时间无关, 而且第k周期的Tko+Tkf=Tp, 也即在电路参数不变时, 电流控制器在一个斩波周期后进入稳定状态。Tko及占空比计算如下:

${\rm T}{}_{k\text{o}}=\frac{U{}_{\text{s}}+E}{2U{}_{\text{s}}}{\rm T}{}_{\text{p}}$ (3)

$D=\frac{U{}_{\text{s}}+E}{2U{}_{\text{s}}}$ (4)

当考虑电感随转子位置变化时, 在电感上升区, 随着电感的增加, 斩波关断时的电流下降越小。但当磁路饱和时, 斩波关断时的电流反而有增大的趋势。斩波周期Tko+Tkf也在Tp左右有很小的波动, 仿真结果表明, 0.95Tp<Tko+Tkf<1.05Tp。

综上分析可以看出, 对于线性化的SRD, 采取限频率斩波方式, 低速时斩波频率固定, 响应速度高, 跟随性能好, 主开关第二次关断之后, 电流斩波下降及上升时间均为恒定值, 因而占空比固定不变, 这与PWM电流调节器的结果是相同的。在电感为恒定值时, 相电流上升和下降过程是线性的, 每一个斩波段的电流波动值Δi也是固定的。在电感上升阶段斩波时, 电流变化率非线性, 随着电感值的变化而变化, 电流波动幅值也随之变化。

3.2 考虑实际情况时的控制算法实现

3.2.1 考虑电流检测及开关器件的关断延迟时间

实际上任何固态电子开关器件均具有开关延迟, 特别是关断过程。再加上电流检测过程的延迟, 当电流达到参考值后不会立刻下降, 即存在一个超过参考电流的时间, 如图2中a-b-c段, 这一段是不可控的, 在实现算法时应考虑到这一暂态。为避免超过参考电流阶段产生的不良影响, 在设计控制器时, 斩波关断时间是从下降低于参考电流时刻开始计时的。

3.2.2 考虑第一次斩波

当转子位置角θ=θon时, 主开关导通, 电流第一次超过参考值Ic时对其斩波, 此时计算出的斩波关断时间不能反应电路的实际参数, 有时小于开关器件的关断时间, 对电流不起作用。为此, 将T1f设置成大于开关器件关断时间的一个较小的常数, 一般可取几十微秒。

3.2.3 交替斩波策略

大部分高性能SRM调速系统都采用经典的每相两只主开关和两只续流二极管的双开关型功率变换器。通常斩波工作时两个主开关器件同时导通和关断, 这种电流斩波方式称为无续流斩波方式, 也叫硬斩波。当采用续流斩波方式时, 在斩波段, 只关断一个主开关器件, 而另一个主开关器件保持开通, 这种斩波方式也叫软斩波[1]。显然, 对于相同的电流脉动, 软斩波方式续流期间绕组电流下降较硬斩波方式时缓慢, 因而可减少斩波次数, 降低开关损耗, 这对主开关器件是有利的。除了电机工作在制动模式时为了保持电流可控而采用硬斩波以外, 软斩波方式是首选的斩波模式。

为了进一步降低开关频率及平衡两只开关管的损耗, 本文采用交替斩波策略[1]。每只开关管的斩波频率是电流斩波频率的一半。交替控制策略是在软斩波基础上改进形成的。即当反馈电流超过参考电流时, 关断一只主开关使电流下降, 选择哪只主开关及关断时间由电流控制器做出判断。因此, 控制器应当记录上一次哪一只主开关关断了及上一斩波周期主开关关断和开通的时间。显然, 算法实现时需要增加关断等待计时、关断延时等状态。

4 电流控制器的状态及其转换

有限状态机是实现高效率、高可靠逻辑控制的优越途径, 采用有限状态机来描述FPGA/CPLD的行为, 如表1所示, 状态机中存在5个状态。在状态0, 绕组中没有电流, 两只开关管T1, T2都是断开的。当MCU/DSP给定指令信号, 状态机进入状态1, T1, T2都开通, 绕组中产生电流, 随着电流的增加必然会出现电流超过给定值这一时刻, 这将导致状态机转变到状态2。状态2, 即关断等待计时状态, 是不可控的, 是开关器件的关断延迟时间, 将有一只开关管关断使电流下降, 然后状态机进入状态3。进入状态3之前, 电流控制器计算出开关管应当关断的时间并放在一个寄存器中。在状态3时, 电流下降, 控制器计数下降时间直到下降时间达到存储值, 状态机转到状态4。状态4保持一个时钟周期之后状态机转入状态1。在1～4的任何一个状态, 只要MCU/DSP发出关断信号, 控制器将关断两个开关器件进入状态0。

以上讨论的状态机没有把制动模式考虑在内。如果要考虑制动状态, 应在状态2时计数电流超限时间, 超过预设时间即进入制动状态。若可能, 从MCU/DSP输出一个关于电机状态的控制信号更合适。

5 基于Simulink的电流控制器的仿真

Matlab R2006a中有一个SRM模型的实例power_SwitchedReluctanceMotor.mdl, 本文在其基础上, 建立6/4极SRD的仿真模型, 由S函数构建限频率电流控制环。为了实现交替斩波策略, 把模型中功率变换器的门极驱动信号由原来的3个变换成6个, 使每相的两个开关管能够单独控制。SRM模型参数:定子内阻0.05 Ω, 转动惯量100kg·m2, 摩擦系数0.02 N·m·s。电路供电电压240 V, 开通角42°, 关断角75°, 负载转矩0。

图3是给定电流为200 A, 电机运行在500r/min转速下的仿真结果。由电流波形图可以看出, 在开始阶段, 由于电感较小, 且反电势也小, 斩波关断时, 电流下降缓慢, 上升迅速, 占空比小, 而后面部分电流下降快。斩波周期设定值为100 μs, 实际周期在95～105 μs之间。图4是转速在2 800 r/min时的电流和电压波形, 只在斩波的最初阶段有一个很短的关断时间, 对电流波形不会产生很大的影响, 能避免在该参考电流附近出现电流增加, 输出转矩减小的现象。

6 电流控制器的硬件实现

图5是电流控制器的硬件电路实现框图。本系统采用的CPLD是EPM1270T144C5, 它是属于ALTERA公司的MAX II系列的一款器件。MAX II器件系列是一种非易失性、即用性可编程逻辑系列, 它采用了一种突破性的新型CPLD架构。这种新型架构的成本是原MAX 器件的一半, 功耗是其十分之一, 密度是其4倍, 性能却是其2倍。振荡器产生CPLD所需的时钟信号, 控制信号可以由MCU或者DSP提供。采用霍尔电流传感器检测绕组电流, 其最大的优点是测量精度高、线性度好、响应快速, 可以做到电隔离检测。检测的电流信号进入比较器, 与给定电流值进行比较, 如果检测电流大于给定电流, 则比较器输出高电平信号, 否则输出低电平。CPLD接收比较器的输出信号, 随后计算上一次斩波的开通和关断时间, 然后算出这次的关断时间以及判断应该关断哪一只开关器件。最后, CPLD输出斩波信号来驱动功率变换器。

控制算法中用到一个除法, 除法器在本控制器中是主要的资源消耗, 需实现32位除法和16位乘法。其他的逻辑及定时环节消耗很少的资源。一相斩波控制器大约消耗30个宏单元。

7 结论

本文提出一种非常适用于开关磁阻电机调速系统的电流控制策略, 并经过Matlab/Simulink仿真得到验证, 最后介绍了基于CPLD的电流控制器的实现方法, 对其控制算法和硬件功能作了较详细的描述。该电流控制器优点为:易于实现频率限制、避免高速时斩波频率过高的风险;排除了数字电流控制器的采样延迟, 获得了良好的动态性能;较数字电流控制器的成本低、实现简单, 不需要复杂的数学运算、消耗很少的CPLD宏单元。

参考文献

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[6]潘松, 黄继业.EDA技术与VHDL[M].第2版.北京:清华大学出版社, 2007.

开关频率 篇3

城区配网中, 开关柜是最重要的组成部分。但城网开关柜在运行过程中, 由于柜体底部基础长期处于密封状态, 且底板封堵不到位, 导致井下的地气不断向开关柜内渗透, 同时, 由于开关柜内外温差较大, 使得渗透到开关柜内的地气雾化形成凝露, 凝露附着在开关柜的内壁上并逐渐形成水珠, 水珠滴落在电缆“T”型头上导致绝缘老化, 产生闪烁放电, 长时间运行, 必然会产生单相接地或相间短路等故障, 影响正常供电。

针对此问题, 必须找到解决井下地气与户外空气对流, 避免地气渗透到开关柜内形成水珠滴落在电缆上导致的绝缘老化, 减少开关柜的故障频次的方法, 是提高供电可靠性的首要问题。

1 10k V开关柜常见故障及对策

1.1 常见故障

10k V开关柜通常分为半封闭式和金属封闭式 (HXGN、GAE、AMS、SBC、ZS1) 等。也可按断路器型号分为真空开关柜、少油开关柜、SF6开关柜等。如今开关柜的概念完整地说已演变成由高压断路器、负荷开关、接触器、高压熔断器、隔离开关、接地开关、互感器、所用变以及控制、测量、保护、调节装置、内部连接件、附件、外壳和支持件等组成的成套设备。由于开关柜设计制造、安装工艺等方面存在的问题造成事故:部分开关柜相间距离不够, 支持瓷瓶对地爬距不够, 隔板绝缘材质差、柜内电缆头制作工艺差等, 若系统运行年限过长或者系统出现过电压时就产生单相接地, 甚至造成相间短路[2]。

1.2 对10k V开关柜常见故障的对策

应从技术和管理上采取综合性的反事故措施, 才能有效地预防10k V系统开关柜烧毁事故的频频发生。抓紧对老旧开关的改造和缺陷的消除。采用技术先进、安全可靠的开关柜厂家制造的开关柜。选择开关柜应该从技术先进、性能稳定、结构合理、使用方便、安全可靠等方面出发。

如, 为达到“无油化”的要求, 可以考虑逐步更换为真空断路器或SF6断路器;对于10k V系统应防止雷电过电压;对直流电源和二次系统加强管理, 保证蓄电池有充足的容量, 保证蓄电池及二次系统地完好性;采取和加强直流电源系统及二次系统本身防过电压的措施;进一步改善运行环境, 加强线路巡视, 及时清扫, 加强通风, 避免过高的环境温度和湿度;做好封堵检查, 采取措施防止老鼠等小动物进入高压室[2]。

2 某城网现状分析

某区域城区中心拥有10k V开关柜24台, 运行过程中故障频发, 供电可靠性得不到保障, 严重影响到了市民生活质量。在2009~2010年对故障进行了统计, 如表1。

3 原因分析

针对10k V开关柜故障问题, 从温、湿、味等三个方面进行了认真分析, 绘制出了故障系统图 (如图1) , 图1显示了造成故障的原因。

从图1可以看出, 造成开关柜故障频发的原因很多。但主要原因是由开关柜设备绝缘下降造成的。

4 处理措施

加强对10k V开关柜运行的巡视检测。遇到柜内的异声要仔细分析, 有时一个小放电现象等到下次巡视时可能已发展为绝缘故障, 巡视时必须高度认真细致;同时加强对导电回路进行红外线带电测温, 可以提高设备过热故障巡视水平, 特别对主变大电流回路有关接头的检测, 一旦出现温度异常升高, 即可以先通知调度转移负荷来防止过热恶化成事故;对开关运行要随气候变化进行改善, 应加装室内除湿装置, 防止湿度高引起开关柜内绝缘闪络, 在夏季, 环境温度较高, 设备负荷电流又大, 产热高, 应加强10k V开关室通风排热来降低设备温升, 防止过热[1]。

根据上述指导思想, 采用以下两种方法对其进行预防。

4.1 沙料隔离封堵法

从图2分析, 可以看出, 采用了木炭吸湿和胶泥封堵, 满足既能隔湿热又能吸潮的功效。

4.2 开关底座改造

针对底座透气孔空气对流不畅问题, 对底座进行了改造。

(单位:次数)

图形说明:1开关柜, 2底座, 21透气孔。

通过改造前后对比 (如图3所示) , 可以看出底座2的四周设有一个与其内腔连通的透气孔21, 设计为矩形, 尺寸大小设计为600mm*300mm。并在透气孔21内设有滤网, 滤网用于防止垃圾物进入后堵塞透气孔21, 从而保证了井下的地气能够与户外空气对流。

底座2采用混凝土砌成, 相比采用钢板而言, 其成本更低, 有利于降低维护成本。

使用时, 将开关柜1安装在底座2上, 井下的地气通过透气孔21与户外空气对流, 避免了地气渗透到开关柜1内形成水珠滴落在电缆上导致的绝缘老化, 减少了开关柜的故障频次 (如图4所示) , 避免了因开关柜故障给电力公司或用户带来的经济损失, 提高了供电的可靠性。

5 结论

针对影响开关柜故障的主要因素, 提出了有效的解决办法, 降低了设备故障率, 减少了设备损坏, 提高了供电可靠性, 提升了电力企业形象, 社会效益明显。

摘要：针对10kV开关柜故障频发, 影响城市电网供电, 给市民生活带来诸多不便的问题, 进行了深入分析和研究。通过对开关柜的设计及周围运行环境分析, 得出开关柜底座设计不合理、运行环境恶劣是造成故障频发的主要因素, 并找到了解决开关柜故障频发问题的方法。通过实践证明, 此方法是可行的, 具有相当高的可靠性和经济性, 得到了较广泛的推广和应用。

关键词：开关柜,底座,故障

参考文献

[1]10kV开关柜运行中故障原因分析, 中国风电材料设备网资讯频道, 2012-08-02 16:48:39.

开关频率 篇4

目前, 电流控制模式仍是以高性能PWM整流器控制为主流, 其控制思想的核心是通过引入电流反馈来改造系统的开环频率特性, 使电压环的开环传递函数中不再有共扼极点, 提高了系统的动态跟踪特性。比较成熟的电流控制模式主要有滞环电流控制和固定开关频率控制2种。滞环电流控制具有很好的电流跟踪性能, 但是滞环宽度固定将导致功率器件的开关频率变化范围较大, 造成交流侧滤波电感设计困难以及功率模块应力和开关损耗增大[1]。固定开关频率控制能很好地弥补滞环电流控制方法的不足, 其主要思想是用实际电流与给定电流的偏差信号与一个频率固定的载波进行比较, 从而产生PWM信号[2]。载波频率就是功率器件的开关频率, 调整载波频率就能对功率器件的开关频率进行调节[3,4]。因此, 固定开关频率控制方法对于外围硬件电路的设计来说, 实现起来较为容易。笔者建立了三相PWM整流器模型, 并采用固定开关频率控制策略对该模型的性能进行了仿真。

1三相PWM整流器数学模型

三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示, 主要由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。理想状态下, 忽略功率开关管的功率损耗, 则有如下矢量关系:

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式中:undefined为电网电动势参考矢量;undefined表示交流侧电压矢量;undefined表示交流侧电感电压矢量;undefined表示交流侧电流矢量。

将三相电压型PWM整流器功率管损耗等值电阻RS同交流滤波电感等值电阻RL合并, 并令R=RS+RL, 采用基尔霍夫电压定律建立三相PWM整流器的三相回路电压电流方程:

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式中:ia、ib、ic表示交流侧电流;L、R分别表示交流侧电感和电阻;ea、eb、ec表示电网电动势;sa、sb、sc分别为a、b、c三相开关函数;udc、uNO分别表示直流侧输出电压值和中性点电压值。

考虑三相对称系统中有

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综合式 (1) ～ (3) , 有

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另外, 对直流侧电容应用基尔霍夫电流定律, 有

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式中:c为电容;udc为直流母线电压;el为电流电动势。

联立式 (2) ～ (5) , 同时引入状态变量X=[ia, ib, ic, udc]T, 可以得到三相PWM整流器一般数学模型的状态变量表达式:

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其中:

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;

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;

E=[eaebecel]T。

2固定开关频率控制策略原理

2.1 三相PWM整流器在d-q坐标系的数学模型

三相PWM整流器固定开关频率控制采用电压外环电流内环的双闭环控制方式, 电压外环中的电压偏差信号经过电压调节器得到给定正弦波电流信号, 该电流信号与反馈电流信号的偏差经电流控制器处理后得到调制波信号, 然后与一个固定频率的载波信号相比较, 从而得到PWM波。该结构的主要优点在于物理意义清晰, 控制性能优良, 只要通过电流内环的电流指令限幅, 就可以使PWM整流器恒流运行, 实现功率开关器件的过载保护。式 (6) 表示的是三相PWM整流器在abc坐标系下的状态方程, 但是对于控制器的设计实现难度很大, 通常需要进行矢量变换, 把abc坐标系下的状态方程转换到d-q旋转坐标系下来分析, 式 (7) 表示的为经过旋转变换后在d-q坐标系下的数学模型[4]:

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式中:vd、vq为三相VSR交流侧电压矢量;ed、eq为网侧电动势矢量;idc为直流侧电流;id、iq为等效到d-q轴的电流值;sd、sq为等效到d-q轴上的开关矢量;iL为电流侧电阻负载电流。

从式 (7) 可看出, 在d-q旋转坐标系下的三相PWM整流器状态方程仍是一个强耦合的系统, 电流id、iq除受控制量vd、vq影响之外, 还受交流侧电感电压ωLid、ωLiq以及电网电动势ed、eq的影响, 单纯的对电流分量id、iq进行负反馈控制并没有消除d-q轴电流的耦合。本文采用前馈解耦控制, 以实现d-q轴电流的解耦。

电流内环控制器采用PI调节器, vd、vq的控制方程可写成:

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式中:KiP、KiI分别表示电流内环比例、积分增益;i*d、i*q分别表示d-q旋转坐标的下的两相参考电流分量;W、L分别表示电网电流角频率和交流值滤波电感值。

将式 (8) 代入式 (7) 并化简得

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从式 (9) 可看出, 此时d、q电流分量实现了解耦控制。三相PWM整流器在d-q旋转坐标系下的解耦控制结构如图2所示。

2.2 电流内环控制结构

固定开关频率控制中电流内环的作用是迫使交流侧电流跟踪指令电流, 使输入电流正弦化, 同时还能提高电流的动态性能。理想状态下, 整流器可以等效成一个比例环节, 但是考虑到整流器本身的非线性特性, 而且以及为了避免功率开关管上下直通以及自关断器件的驱动信号还要引入延时, 因此, 整流器可以用一个小时间常数的一阶惯性环节Gj (s) 来表示。同时考虑到电流内环采样延时Ts, 可令Gi (s) =1/ (Tss+1) 。在电流内环PI调节器中, KPWM表示桥路PWM的等效增益;交流侧滤波电感L和电阻R的时间常数为L/R。整流器的电流内环结构如图3所示。

2.3 电压外环控制结构

电压外环可以稳定直流侧输出电压, 三相PWM整流器交流侧输入电流和直流侧输出电压的传递函数[1,5,6]为

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式中:K=3R/4udc;TZ=LIm/Um;TP=0.5RC;R为直流侧负载电阻;C为直流电容;Um、Im分别为交流侧相电压幅值和相电流幅值。

在设计时, 考虑PWM整流器要处于单位功率因数运行状态, 因此, 设置无功电流分量i*q=0, 而且由于电流闭环作用, 动态过程中iq变化已经很小, 在直流输出电压稳定之前iq已经完成暂态过程达到零值。由于电流环是一个二阶系统, 在设计时, 考虑输入电流无误差跟踪指令值, 可以对电流环进行降阶处理, 用一个一阶惯性环节Ci (s) 来替代, 因此, 可以获得如图4所示的电压环结构。

其中:

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电压外环开环传递函数为

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电流调节器是电流内环必不可缺的调节器, 能有效提高电流响应能力。为了使零极点对消, 此时电压环调节器应满足:Kpu=TpKIu, 代入式 (12) 中, 可得式 (13) :

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于是电压外环闭环传递函数为

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从峰值响应时间方面考虑, 忽略对直流电压动态性能影响较小的时间常数TZ, 对Gu (s) 作进一步简化处理:

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3仿真实验

3.1 整流和逆变仿真波形

利用Matlab软件对固定开关频率控制策略进行仿真, 具体实验参数:交流侧电源为fea, b, c=50 Hz, 电压Ea, b, c=380 V, 交流侧滤波电感L=5 mH, 直流侧负载RL=100 Ω, 电容Cdc=2 000 μF, 设置等值电阻R=0.5 Ω, 电流内环KiP=8, KiI=30, 电压外环KuP=5, KuI=40, 开关频率fs=10 kHz, 采样频率均为2 000 Hz。为了观察对直流电压给定U*dc的跟踪能力和整流器的调压能力, 设定U*dc为一个阶跃函数:

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直流侧输出电压udc波形如图5所示。从图5可看出, udc对电压给定u*dc有较好的跟踪能力。

图6为PWM整流器整流状态下A相电动势ea和ia波形。

从图6可看出, 由于直流输出电压的2次过渡过程, 导致开关状态不稳定, 故交流侧A相启动电流幅值变化较大, 进入稳态后, 电流变化基本稳定, 在t=0.06 s时, 整流器工作在稳定状态, 此时ea和ia基本同相位, 即功率因数接近于1。

图7为有功功率P和无功功率Q的波形。从图7可看出, 在同步旋转坐标系下通过对有功和无功电流的解耦控制, 可以得到无功功率接近于0, 验证了本次仿真实验满足单位功率因数的要求。

图8为PWM整流器逆变状态下A相电压ea、电流ia波形。从图8可看出, 当直流负载幅值高于输出直流电压udc时, PWM整流器工作在逆变状态, 此时ea和ia反相位, 功率因数为-1, 实现了能量的双向流动。

3.2 关键参数设置对输入电流的影响

三相电压型PWM整流器系统设计的一个重要指标就是交流侧输入电流的正弦化。从图6可看出, ia在0≤t≤0.06 s和0.15≤t≤0.2 s这2个过渡阶段变化较大, 稳态时电流做正弦变化。由傅里叶原理可知, 任何周期性波形均可分解成基波正弦波加上许多谐波频率的正弦波。A相电流有效值可以表示为

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电流谐波畸变率ITHD为

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式中:I1表示A相电流基波幅值;N表示谐波次数。

A相开关信号sa表示成傅里叶级数的形式为

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式中:ωs=2πfs;da为A相开关占空比。

将式 (18) 代入式 (6) 中, 得

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式中:AaN=2sin (2πNda) -sin (2πNdb) -sin (2πNdc) ;BaN=cos (2πNdb) +cos (2πNdc) -cos (2πNda) ;VS表示载波幅值。

忽略交流侧电阻R以及直流侧输出电压的udc波动的影响, 通过式 (19) 可以得到ia的基波分量iaL和谐波分量iaH:

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从式 (20) 可看出, 输入电流谐波含量会随着滤波电感值的增大而降低, 随着直流电压值的增大而增大;滤波电感值的增大会导致电流跟踪性能的降低。图9为L=20 mH时的ea和ia波形。

对比图6不难看出, ia对ea的跟踪性能明显降低, 且电流相位有较大的滞后。图10表示的是L=5 mH时的电流谐波分布情况。从图10可看出, 电流谐波分量主要集中在工频50 Hz处, 此时交流侧A相电流畸变率为4.68%, 符合小于5%的设计要求。

4结语

采用电压外环、电流内环的双闭环控制结构, 结合前馈电流解耦控制, 建立了PWM整流器的固定开关频率控制器模型, 并对固定开关频率控制策略进行了仿真。通过仿真实验波形可以看出, 采用固定开关频率控制能得到较为稳定的直流侧输出电压, 交流侧电流正弦度较好, 功率因数近似为1。固定开关频率控制能提供较为优良的功率管开关性能, 降低了对交流侧滤波电感的设计难度, 能有效地限制功率开关损耗, 同时对硬件驱动保护电路设计要求较低, 具有较好的实际意义。

参考文献

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[2]沈安文, 余高明, 万淑芸.PWM整流器的过调制固定开关频率控制方法[J].电力电子技术, 2001 (4) :35-38.

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[4]ZHONG Yanping.Novel Current Decoupled ControlStrategy for PWM Rectifier[J].Transactions of ChinaElectrotechnical Society, 2005, 20 (8) :74-77.

[5]李谦, 李永东.三相PWM整流器闭环控制研究[J].电气传动, 2007, 37 (11) :18-21.

[6]朱俊杰.三相PWM整流器控制策略研究[D].长沙:湖南大学, 2004.

开关频率 篇5

模块化多电平换流器(MMC)自2003年由Marquart和Lesinicar提出以后就备受关注[1,2,3,4,5,6,7]。目前世界上在建的柔性直流输电工程多数采用了MMC或者其类似结构[8]。MMC具备电压源换流器特性,能够实现四象限运行[9]。同时,由于其桥臂由多个功率模块单元级联组成,利于子模块设计与系统扩展,具有无需大量绝缘栅双极型晶体管(IGBT)串联,器件承受电压变化率低并且换流器输出波形谐波含量较低等优势[10],因此成为了高压直流(HVDC)输电领域的研究热点和发展趋势。

对于MMC控制系统的设计,子模块悬浮电容的电压均衡问题是需要考虑的主要问题之一,目前也得到了广泛的研究。现有电压均衡控制策略可以分为三类:第一类为基于电容电压排序的均衡算法,该类策略因其原理清晰、实现简单,为大多数文献所采用。该类策略研究主要目的为减小开关动作的频率及损耗[11,12,13,14];第二类是通过为子模块增加独立的控制系统以实现电容电压稳定控制[15];第三类是通过控制触发方波脉冲的生成形式,实现直流电容存储能量的均衡[16]。基于电容电压排序的电压均衡控制算法需要对采集到的电容电压进行实测和排序。而在实际工程中,子模块数量达到成百上千个,传统均压方法通常采用子模块电容电压排序选通的方法,该类算法的排序运算占用了大量计算资源,难以满足控制系统的要求。文献[11]引入保持因子,使电容电压未越限的子模块具有保持原来开关状态的能力,降低了开关器件的动作频率;文献[12]通过引入子模块间的最大电压偏差量,一定程度上解决了排序算法导致的IGBT开关操作过于频繁的问题;文献[13]同样提出双保持因子来降低开关器件频率;文献[14]设计了一种基于平均值比较电压均衡控制策略,降低了排序环节占用的计算资源及开关频率。但对于文献[11,12,13,14]提出的优化平衡控制策略,均属于非定量控制开关频率的控制方式,无法准确控制频率大小,而MMC中子模块开关频率大小一直是MMC设计及其正常运行的重要参数,开关频率的波动可能会造成子模块电容电压波动幅度较大,从而影响系统的稳定运行以及换流器的运行效率。

因此,本文提出一种MMC子模块平均开关频率(下文称为子模块开关频率)精确控制方法,在降低器件开关动作频率、降低损耗的同时能够精确控制开关频率,该策略基于比例—积分(PI)控制器的精确控制子模块开关频率原理,能够精确地控制开关频率并实现电压的均衡控制。最后,在PSCAD/EMTDC中搭建了双端101电平的模块化多电平换流器型高压直流(MMC-HVDC)模型,对所提出的控制策略进行了较为全面的仿真验证。

1 MMC拓扑与基本运行原理

图1为三相MMC等效电路示意图,换流器由三相六桥臂组成[17,18,19],其中每相由上下两个桥臂构成,每个桥臂由N个子模块和1个桥臂等效电感L组成。如图1所示,半桥子模块由2个IGBT(T1和T2)、2个反并联二极管(D1和D2)和1个直流电容C组成,其中半桥子模块的2个IGBT正常运行状态下的开关状态互补,通过控制IGBT的投切状态来控制子模块电容的投入或者切除状态。换流器的交流侧可通过变压器与交流系统连接。图中交流侧线电流为isj(j=a,b,c,下同);vj_up和vj_down分别为各相上、下桥臂的桥臂电压;iupj和idownj分别为流经各相上、下桥臂的桥臂电流;Udc和idc分别为直流侧电压和电流;O为直流侧虚拟零电位点。

图1中任意时刻上下桥臂投入的子模块数量之和保持为n,这样可以产生一个恒定的直流电压Udc,所以上、下桥臂电压va_up和va_down可表示为:

式中:m为电压调制比。

对于MMC调制方式,本文采用适用于模块数较多情况下的最近电平逼近调制(NLM)[20,21],其控制流程图见附录A。

2 子模块电容电压平衡控制策略

2.1 传统的电容电压控制方法

MMC的直流电压控制和三个相单元的并联结构可以维持直流电压平衡,随着相单元上、下桥臂子模块投切状态的切换,其上、下桥臂子模块电容电压之间也能够实现平衡。

传统均压法是通过对桥臂子模块电容电压进行排序,并根据桥臂电流的方向进行导通和旁路。由文献[11]可知,当子模块放电时,选择电容电压较高的子模块放电,使得被选中的相应子模块电容电压降低;反之,当子模块充电时,选择电容电压较低的子模块充电,使得被选中的相应子模块电容电压升高。根据子模块的运行状态选择合适的子模块,就可对电容电压进行调整,最终实现电容电压的均衡。

由此可见,由于采用传统的排序方法,在每个周期内均会对所有子模块电容电压进行重新采集电压信息并全排序,因此会造成子模块开关频率过高导致IGBT损耗较大,增加换流器损耗,降低功率器件的使用寿命。

2.2 电容电压的优化平衡控制策略

在传统均压法中,并未考虑降低器件开关频率的要求,因此子模块的投切仅根据电容电压排序结果,并未考虑子模块的上一时刻投切状态。

而对于电容电压优化平衡控制策略[11,13],在电容电压额定值附近设定一组电压上、下限值,对于电压越限的子模块,则不做任何处理,直接进入排序模块,而对于电压未越限的子模块则希望保持原投切状态。所以针对电压值未越限的桥臂子模块,结合桥臂电流的充放电情况对其电容电压进行处理,然后再做排序,这种处理的目的是在一定程度上增加电压值未越限的子模块在触发控制下一次动作时保持原来投切状态的概率,以降低器件的开关频率。具体处理方法为通过引入双保持因子HF1和HF2对传统均压方法进行优化,其中HF1>1,两个保持因子的关系是:

1)若桥臂电流为充电方向,触发控制下一次动作时投入电容电压较低的子模块。将处于投入状态且电容电压大于电压上限的子模块不做处理,直接输入至排序模块;将处于投入状态且电容电压小于电压上限的子模块的电容电压乘以HF2后再做排序,这样,通过人为降低排序模块中储存的电容电压值,增大了这些子模块在触发控制下一次动作时保持投入状态的可能性。

2)若桥臂电流为放电方向,触发控制下一次动作时投入电容电压较高的子模块。把处于投入状态且电容电压小于电压下限的子模块不做处理直接输入至排序模块;将处于投入状态且电容电压大于电压下限的子模块的电容电压乘以HF1后再做排序,这样,通过人为增大排序模块中储存的电压电容值,增大了这些子模块在触发控制下一次动作时保持投入状态的可能性。

以上部分即为电容电压优化平衡控制策略,通过双保持因子的引入,使得无论在充电还是放电时,子模块都有更大的概率保持原先的投切状态,以避免子模块的频繁投切,从而降低子模块的开关频率。具体流程图如图2所示。根据原理易知,在传统电容电压控制方法中HF1=HF2=1。

3 MMC子模块开关频率精确控制方法

子模块开关频率是换流器正常运行的一项重要指标,过高的开关频率会增加换流器的损耗,降低功率器件的使用寿命。准确地在线测量子模块开关频率是实现频率控制的基础,本文设计了一种基于PI控制器的测量子模块开关频率控制模块,如图3中频率测量模块(绿色虚线框)所示。首先,根据任一相桥臂输入的N维桥臂子模块触发信号Ti(K+1)和上一时刻触发信号Ti(K),统计触发脉冲0和1变化的次数;其次,除以桥臂子模块数目的两倍(变化两次为开关一次),计算得到此时刻的子模块开关频率;最后,通过滑窗(蓝色虚线)的不断移动统计出固定滑窗时间内的平均开关频率,本文中固定滑窗数目取20 000个。

在每一采样时刻计算得到新的子模块开关频率值fK+1以后,则滑窗会移动一位,同时计算并输出固定滑窗时间内的子模块开关频率fins,满足:

由2.2节结论可知,通过在排序模块中添加保持因子,可在一定程度上降低开关频率,而且易知随着保持因子的增加,开关频率会进一步降低,因此子模块开关频率与保持因子的大小存在一定的反比例关系。因此,可以提出一种基于PI控制器的子模块平均开关频率控制方法,利用保持因子的闭环反馈控制,可实现对系统频率的快速主动定量控制,有效降低系统运行损耗。

图3中为本文所提出的子模块开关频率控制方法的原理框图,基于PI控制器(红色虚线框)的频率控制环节与排序模块、频率测量模块组成了一个闭环控制系统。当实测子模块开关频率fins与频率参考值fref不同时,两者偏差值输入PI环节以后经过限幅环节输出保持因子HF1,进而通过调整排序均压模块使得fins快速趋近于目标值fref,实现系统频率的精确定量控制,保证系统的稳定运行。

4 仿真分析

为了验证本文提出的子模块开关频率精确控制方法的有效性,在PSCAD/EMTDC中搭建了101电平双端MMC-HVDC系统,系统详细参数如下:交流系统的交流电压UBus(L-L_RMS)=230kV,有功功率P=1 000 MW;变压器的额定容量STN=1 060 MVA,类型为YN/d型,变比为220kV/341.3kV,漏抗LT=0.15(标幺值);MMC的单桥臂子模块数n=100,桥臂电抗L0=85mH,子模块电容CDM=5mF,子模块电压USM=6.4kV;直流系统的直流电压Udc=±320kV。仿真步长为30μs。

1)稳态仿真

对PSCAD/EMTDC中所搭建的101电平双端MMC-HVDC系统进行稳态情况下的仿真,开关频率参考值设定为120Hz,仿真结果如图4所示。

由于本文研究的重点为子模块开关频率的定量控制策略,因此忽略了系统的启动过程。直流电压波形如图4(a)所示,其相较于额定值的波动幅度百分比小于5%,满足系统稳定运行的条件。如图4(b)各子模块电容电压仿真波形所示,子模块电容电压波动的幅值较小,满足纹波波动阈值的要求。图4(c)为换流器传输的有功功率和无功功率的仿真结果,可以看出系统能够保证稳定的功率传输。图4(d)为子模块开关频率fins的仿真结果,由图可知在PI控制器的作用下,子模块开关频率稳定在目标值120Hz,波动幅度很小,保证了功率器件的安全稳定运行。图4(e)为稳态情况下得到HF1的实际仿真结果,可以看出,在系统运行时,PI控制器可以很好地实现其动态调节的功能。

2)潮流翻转仿真

与稳态运行情况相同,在5s时令定有功功率侧的有功功率指令由1 000 MW跳变为-1 000 MW(即有功功率由定有功功率侧向定直流电压侧传输),仿真结果如图5所示。

如图5(a)所示,直流电压在5s时发生较大波动,在5.25s时又恢复至正常运行状态,同时直流电压波动幅度也满足系统正常运行的条件。如图5(b)所示,各子模块电容电压在5s前后均能保持稳定运行。图5(c)为系统传输的有功功率和无功功率仿真结果,由图可知,有功功率能够较好地跟随参考值变化,无功功率在潮流翻转时刻有较小的波动,其后能够保持为初始额定值。由图5(d)可知,子模块开关频率fins在潮流翻转前后波动很小,能很好地跟随参考值。

3)控制器动态响应

同时,为了测试本文所提出控制器的适用性,对子模块开关频率参考值进行阶跃变化,在8s时和11s时分别阶跃至100 Hz和80 Hz,仿真结果如图6所示。

如图6(a)至图6(c)所示,在频率阶跃变化过程中直流电压、子模块电容电压、有功功率和无功功率都可以保持稳定运行,说明该控制器可以在不影响系统稳定运行的前提下对子模块开关频率进行有效控制。子模块开关频率如图6(d)所示,在参考值阶跃变化时,可以很好地跟随参考值的变化,所以由仿真结果可知,PI控制器具有很强的适用性。

4)固定HF1与动态HF1的对比验证

本文的工作重心是提出一种子模块开关频率精确控制方法,即通过设计PI控制环节,对MMC子模块开关频率进行定量控制,同时保证其余指标在合理的范围内,降低了采用非脉宽调制(PWM)类均压控制算法时功率器件动作频率的随机性,便于降频和降损运行以及模块冷却系统设计。因此,为了控制子模块开关频率,作为均压环节的重要指标,HF1需要动态调节,比如文中固定频率fref为120Hz时,HF1为一动态调节的变量(如图4(e)所示)。同时,为了考虑固定HF1对开关频率的影响,下文将展示其相应仿真结果,并与动态调节HF1的仿真结果进行对比,重点对比子模块开关频率以及电压、电流谐波含量等。其中对于固定保持因子,经过反复实验,最终取得HF1=1.038 5时,其所对应的开关频率最接近120 Hz,所以取HF1=1.038 5,仿真波形图如图7所示。

由图7(a)和(b)可知,固定HF1与动态调节HF1相比,换流器电压、电流的总谐波畸变率(THD)更小一些,但都在可以接受的范围之内,这是由两种完全不同的控制目标引起的。由图7(c)可知,两种方法对于fins的控制并无明显差别,而动态调节HF1时,可以在MMC运行范围内对子模块开关频率达到快速精确控制。由图7(d)可知,固定HF1与动态调节HF1相比较,子模块电容电压波动略小,但均在可接受的范围内。

通过以上仿真结果可知,通过采用子模块开关频率主动定量的精确控制方法,无论是稳态期间还是暂态期间,子模块开关频率都能够保持稳定,说明所提出的开关频率的定量控制方法具备较好的适用性。

5 结语

本文提出了一种基于PI控制器的MMC子模块开关频率精确控制方法,可以精确定量控制子模块开关频率。分析了在排序模块中添加双保持因子的原理和效果,为PI控制器的设计提供了一定的依据。同时,本文设计了测量子模块开关频率的模块,最后搭建了基于PI控制器的子模块开关频率的闭环控制器,通过设定子模块开关频率为120Hz参考值的仿真可以发现,在稳态、潮流翻转等情况下,子模块的实际开关频率都可以控制在120 Hz,并且其余控制量都可以保证稳定运行;接下来对频率参考值进行了阶跃变化,频率仍然能够跟随参考值的变化,证明了PI控制器的适用性。以上仿真结果都表明了本文设计的控制策略的准确性和有效性。

开关频率 篇6

1 双馈发电机工作基本特性

双馈发电机的基本控制策略是依据原动机转速控制转子电流的频率,并使其满足

其中,f1为电网频率,fmech为转子的机械频率,f2为转子励磁电流频率,p为电机极对数。根据式(1)控制双馈发电机的双PWM变流器[2,3],原理如图1所示。当发电机转子工作在亚同步速时,网侧变流器从电网吸收能量,转子侧变流器从网侧变流器吸收能量并传递至定子;当发电机转子工作在超同步速时,转子侧变流器从发电机转子吸收能量,网侧变流器从转子侧变流器吸收能量并传递至电网。当发电机转子工作在同步状态下时,发电机转子、转子侧变流器、网侧变流器与电网间无能量交换。图中,P1、Q1分别为发电机定子输出有功和无功功率,P2为发电机转子、变流器及电网的有功传递值,Q2为网侧变流器输出的无功功率,Pg和Qg为机组总有功和无功输出。

2 基于定子磁链定向的矢量控制分析

图2为双馈发电机定子磁链定向矢量图,下标1、2分别表示定子和转子。在定子磁链定向算法中,m轴与定子磁链重合。以下分析中,转子侧采用电动机惯例,定子侧采用发电机惯例[4,5]。

在m、t坐标系中,定子绕组电压方程:

定子绕组磁链方程:

定子输出功率方程:

转子绕组电压方程:

转子绕组磁链方程:

忽略定子电阻压降,按照定子磁链定向控制方式,感应电动势矢量E1滞后ψ190°,电动机定子电压矢量U1与E1同相位,则um1=0,ut1=-u1。将R1=0,ψm1=ψ1,ψt1=0,um1=0,ut1=-u1代入定子绕组电压方程和磁链方程,并联立式(4)(5)(6),得到:

式(7)即为定子电流控制方程,式(8)即为转子励磁电流控制方程。

3 基于I-PI控制的双电流环设计

3.1 电流PI调节内环设计

双馈发电机转子励磁系统双电流环的外环为定子电流环,内环为转子电流环[6,7,8,9,10]。为更精确描述转子励磁变流器的传递函数,本文通过近似描述滞后环节的Pade′等效法,对变流器的开关频率所导致控制滞后效应进行分析,旨在达到转子励磁双电流环的设计目标,同时得到基于开关频率函数的PI参数。

式(9)为Pade′等效法近似描述的滞后环节分子分母多项式有理函数多项式传递函数。

其中,m与n分别为分子、分母最高阶次,系数ai、bi分别由式(10)(11)计算得到。

其中,cni、cmi分别为二项式系数。若令τ=Tcontrol(变流器开关周期),m=0,n=1,则得到滞后环节传递函数近似表达式:

如图3所示,设电流内环PI环节Ai Rm2的传递函数为W_Ai Rm2(s)=Kim2(τim2s+1)/(τim2s),变流器滞后环节传递函数为e-Tcontrols,同步坐标系下转子惯性环节传递函数为

其中,ΔL为转子侧电抗器电感值。则转子电流环开环传递函数为

为使调节器零点对消控制对象较小值极点,令:τim2=(ΔL+L2-Lm2/L1)/R2,则得到典型I型系统,其开环传递函数为

对应的闭环传递函数为

根据闭环传递函数一般形式:

则可依据动态性能指标σim1%及ξim2计算得:

3.2 电流外环设计

如图4所示为依据第2节理论分析所得完整电流内环与电流外环控制原理图,其中,电流内环闭环传递函数同式(13)。

分析知电流内环闭环传递函数截止频率较低,故电流内环闭环传递函数可近似表达为

据此可得出结论:电流外环仅需设计积分调节器即可获得理想特性。

设外环电流调节器传递函数:W_Ai Rm1(s)=Kim1/s,则电流外环开环传递函数为

若令T∑=R2·τim2/Kim2,则可以得到典型I型系统闭环传递函数为

依据动态性能指标σim1%及ξim1计算得:

3.3 电流双环调节器参数整定函数自变量分析

由上述分析可知:Kim2=f(Tcontrol,τim2,ξim2,σim2,R2),其中,τim2由系统固有特性决定,ξim2与σim2由调节性能决定,所以Kim2=f(Tcontrol,τim2,ξim2,σim2,R2)可蜕变为完全由变流器开关频率所决定的函数。

对函数Kim1=f(Tcontrol,τim2,ξim1,σim1,ξim2,σim2,R2),τim2由系统固有特性决定,σim1、ξim1、ξim2、σim2由调节性能决定,因此函数Kim1=f(Tcontrol,τim2,ξim1,σim1,ξim2,σim2,R2)也蜕变成完全由变流器开关频率所决定的函数。

此外,t轴的I-PI双电流环设计与m轴完全一致,文中不再赘述。

4 仿真分析

为验证文中基于开关频率函数的I-PI双电流环设计正确性,用Matlab 7.1/Simulink搭建了仿真平台[11]。双馈发电机参数为:额定容量SN=160 k V·A,额定频率fN=50 Hz,定子电阻R1=0.013 79Ω,定子自感L1=0.007 842 1 H,转子电阻R2=0.007 728Ω,转子自感L2=0.007 842 H,互感Lm=0.007 69 H(参数值已折算至定子侧);转子侧变流器输出电抗ΔL=10 m H;电网参数:400 V,50 Hz。

4.1 PI控制电流内环仿真分析

依据Tcontrol=0.000 5 s及上述仿真参数计算得[12]:τim2=1.332 8 s;令σim2%=1.5%,则:ξim2=0.8,可求得Kim2=8.046 8。图5、6、7所示分别是设置变流器开关频率为2 k Hz、1 k Hz、500 Hz时实际控制仿真波形。电流内环目标设置为0.5 s时刻20~60 A阶跃。仿真结果说明,当参数整定函数的开关频率与实际变流器开关频率一致时,电流内环能够达到设计目标,实现优异的动、静态性能;而当参数整定函数的开关频率与实际变流器开关频率不一致时,无论超调量及调节时间都将背离设计目标,且当变流器实际开关频率与电流内环设计中开关频率自变量偏差越大,其结果是背离设计目标程度越明显。

4.2 PI控制双电流环仿真分析

本文依据σim1%=1.5%,ξim1=0.8动态性能指标及内环设计结果进行计算,得到:Kim1≈305。

图8所示为变流器开关频率为2 k Hz时I-PI环实际控制仿真波形,图9为开关频率为1 k Hz时I-PI实际控制仿真波形电流外环目标设置为0.5 s时刻20~60 A阶跃。仿真结果显示,当参数整定函数的开关频率与实际变流器开关频率一致时,I-PI双电流环能达到设计目标,实现优异的动静态性能;而当参数整定函数的开关频率与实际变流器开关频率不一致时,无论超调量及调节时间都将明显背离设计目标。

5 结论

本文通过理论推导,省略了传统双馈转子励磁调节器的外环比例调节器,提出了一种采用PI调节器转子电流内环、I调节器定子电流外环的双馈转子励磁调节器。通过对电流双环调节器参数整定函数的自变量进行分析,得出了基于变流器开关频率函数的参数整定方法。仿真结果验证了通过该整定方法可以得到较好的定子电流动、静态控制特性。

摘要：针对双馈发电机(DFIG)转子励磁变流器定子磁链定向的矢量控制方式,对双馈发电机的定、转子双电流环传递函数进行分析。为确保定子电流环及转子电流环的动、静态调节性能,提高风能利用率,降低电网输入电流谐波含量,采用Pade′等效法对变流器的滞后环节进行了近似描述,并依据电流内环的频带特性对其进行了简化,提出了一种基于变流器开关频率函数的I-PI双电流环参数整定方法。推导得出了变流器双电流环参数整定函数,并研究了采用I-PI双电流环的内、外环电流调节器性能。该参数整定方法物理意义明确,易于系统实现。最后,利用Matlab/Simulink仿真,验证了所提方法的有效性和正确性。

关键词：双馈发电机,变流器,矢量控制,磁链定向,电流环,参数整定

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