同步频率（精选8篇）
同步频率 篇1
1 系统概述
卫星移动通信系统是利用卫星作为中继, 实现区域乃至全球范围的移动通信的系统。如图1所示, 其主要包括三部分: 空间段, 由一颗或多颗卫星组成, 可以是地球静止轨道卫星或中、低轨道卫星;系统控制中心和若干信关站, 用于将移动用户接入核心网; 移动地球站, 包括手持、车载、舰载、机载终端等。
在系统通信过程中, 一个很重要的方面是无线链路的频率同步。以欧洲地球静止轨道卫星通信系统GMR -1为例, 其工作频率带宽为34MHz, 位于1. 525 ~ 1. 559GHz ( 下行链路 ) , 和1. 6265 ~ 1.6605GHz ( 上行链路) 。34MHz的工作频带被分成1087个成对的 子载波, 子载波间 隔为31.25kHz[1,2]。
卫星移动通信系统的频率漂移主要由三个方面原因产生:
( 1) 终端本地时钟的不稳定。若时钟的长期稳定度为1ppm, 没有任何补偿的情况下, S频段的频率偏差将达到kHz量级。在完成对频率校正信道 ( FCCH) 的捕获, 并以此为参考对本地时钟频率校正后, 终端的收发频率与系统标称频率之间的偏差可以降至几Hz量级。
( 2) 卫星运动导致的多普勒频移: 静止终端的上、下行最大多普勒频移可以达到几百Hz。
( 3) 由于终端的运动, 导致的上、下行最大多普勒频移也可以达到几百Hz。
2 地面终端的频率同步
上行和下行信号的频率都需要在卫星端与它们的标称频率一致。频率同步的任务是对发送信号进行预校正, 使其到达卫星时的频率与标称值一致; 同时对接收到的下行信号进行频率捕获和跟踪, 保证解调性能满足系统要求。
上行信号的频率同步需要网络下发发送频率校正消息; 下行信号的频率同步主要依靠地面终端自身完成对频偏的估计和补偿[3]。
2. 1 空闲模式的频率同步
2. 1. 1 初始频率捕获
在初始频率捕获阶段, 终端首先搜索具有最大信号电平的控制载波。完成频率校正信道 ( FCCH) 的捕获后, 终端将其频率作为参考频率, 并一直锁定在该载波上。
FCCH信号通常为一个实chirp信号, 由上下扫频chirp信号构成, 其调制基带信号复包络形式为
其中φ0为随机初始相位, p ( t) 为功率斜升函数, T为系统的符号周期[4]。
初始频率捕获的处理流程如图2所示。将接收的信号与本地上下两路扫频信号相乘后再进行快速傅里叶变换 ( FFT) , 通过检测频域峰值位置的变化规律, 即可估计出初始频率偏差。
2. 1. 2 寻呼模式
在寻呼模式下, 终端已经通过FCCH完成了初始频率捕获。此时终端需要通过继续监听寻呼信道 ( PCH) 或广播控制信道 ( BCCH) 进行频率跟踪。
频率跟踪的处理流程如图3所示。首先对接收信号的残余频率偏差进行估计, 并根据估计值进行频偏补偿; 接着对信号的随机相位旋转进行估计和补偿, 得到满足系统解调性能要求的信号。实际设计中, 频率偏差估计可以利用突发中的所有符号, 采用盲估计算法, 例如Fitz算法、L&R算法等; 相位偏差估计可以利用突发中的独特码, 采用最大似然算法[5]。
2. 1. 3 告警模式
在告警模式下, 由于终端已经不能正常接收PCH和BCCH, 只能通过周期的监听FCCH保持频率同步。
2. 2 初始接入的频率同步
终端在发送随机接入信道 ( RACH) 之前, 首先以波束中心的多普勒频移进行频率的预校正。网络将检测实际的多普勒频移相对于点波束中心的差别, 并将此值下发给终端。
初始接入的频率同步策略如图4所示。其中标称BCCH接收频率为FB, RACH发送频率为FRH, 信令或业务信道发送和接收频率为FT和FR。下行链路中, 由卫星运动带来的点波束中心的多普勒频移为dF0, 实际的多普勒频移为dFU; 上行链路中, 实际的多普勒频移为ε·dFU。具体的频率校正过程如下:
( 1) 网络计算下行点波束中心的多普勒频移, 并通过BCCH向终端广播FRH和dF0;
( 2) 终端接收的BCCH信号的频率为FB+dFU, 对于点波束中心的静止终端, dFU= dF0;
( 3) 终端通过将接收频率乘以发送 / 接收频率比例因子ε, 并以dF0进行预校正后得到RACH发送频率;
( 4) 经过上行多普勒频移ε·dFU后, RACH信号到达卫星端的频率为FB+ 2ε· ( dFU- dF0) ;
( 5) 网络通过捕获RACH信号, 检测其相对于标称频率的偏差, 并将偏差值dFU- dF0通过接入允许信道 ( AGCH) 下发给终端。终端切换至指定的发送和接收频率FT和FR, 并以此再进行频率的预校正。这样再经历上行多普勒频移后, 信令或业务信号到达卫星端的频率即为标称频率FT。
2. 3 通信模式的频率同步
在通信过程中, 下行链路的频率通过终端的本地参考时钟来保持。同时, 由于时钟的不稳定度, 以及终端与卫星的相对运动导致的多普勒频移, 终端需要对接收信号进行频率跟踪, 保证解调性能满足系统要求。
在上行链路, 采用闭环的频率同步策略, 其频率校正过程如图5所示。具体的频率校正过程如下:
( 1) 假设一段时间后, 由于时钟的不稳定度和下行多普勒频移, 终端的接收频率发生漂移ΔdFU;
( 2) 由于发送频率是以接收频率为参考的, 故也将偏移相应的值;
( 3) 在经历上行多普勒频移后, 到达卫星端的信号频率将相对于标称频率偏差 ( 1 + ε) ·ΔdFU;
( 4) 网络不断检测实际频率与标称频率的偏差, 一旦发现偏差超过预定门限, 则通过随路信令信道将偏差值下发给终端;
( 5) 终端以此进行频率的预校正, 这样再经历上行多普勒频移后, 信号到达卫星端的频率即为标称频率FT。
3 机载终端的频率同步
机载终端作为一类特殊的终端, 其运动速度可以达到1000km/h, 并有可能在1分钟之内转变方向。相比地面终端, 其多普勒频移要大得多, 变化率也快得多。在下行链路, 大的多普勒变化率将超过地面终端频率跟踪环的范围, 在上行链路, 将导致网络需向终端频繁的发送频率校正消息。
因此, 需要对机载终端进行多方面的改进。首先需配备一个高稳定度的本地时钟, 长期稳定度优于0.1ppm, 以此为参考得到准确的标称频率。同时终端还需估计由于终端与卫星相对运动导致的多普勒频移。这可以通过对比下行信号频率和其标称值得到。通过将该多普勒频移用于发送信号的频率预校正, 则信号到达卫星端时的频率将接近标称值。也就是说, 机载终端在网络侧看来, 如同一个慢速移动的地面终端。
4 实验性能
在欧洲电信标准委员会 ( ETSI) 规定的地球静止轨道卫星传播信道模型下, 初始频率捕获的实验性能如图6所示。可以看出, 在极低信噪比条件下, 仍能有较高的频率捕获性能。例如在信噪比为- 8. 5dB时, 频偏估计的误差仍能保持在20Hz以下。在系统正常工作信噪比 ( 5. 5dB) 条件下, 频率跟踪的实验性能如图7所示。可以看出, 频率跟踪的性能随突发长度的增加而提高, 且均满足系统需求。Fitz算法的性能可接近修正克拉米罗界 ( MCRB) 理论下限, 但其可跟踪的频率范围是L&R算法的一半。
5 总 结
在卫星移动通信系统中, 由于本地时钟的不稳定, 以及终端与卫星之间的相对运动, 会导致较大的频率漂移。为保障系统的正常通信, 需要时刻进行无线链路的频率同步。一方面, 下行信号的频率同步依靠终端自身解决, 通过采用有效的频率捕获和跟踪算法, 保证解调性能满足系统要求; 另一方面, 上行信号的频率同步需要网络和终端进行闭环控制, 通过采用有效的同步策略, 保证信号到达卫星端的频率为标称值。机载终端由于其较大的多普勒频移和较快的变化率, 地面终端的频率同步方案已不足够适用, 因此需要对机载终端进行多方面的改进。
摘要：卫星移动通信系统是利用卫星作为中继, 实现区域乃至全球范围的移动通信的系统。在系统通信过程中, 一个很重要的方面是无线链路的频率同步。本文首先介绍了卫星移动通信系统及其频率偏差的原因, 接着讨论了地面终端所采用的频率同步技术, 同时还讨论了特殊的机载终端所采用的频率同步技术, 最后总结了卫星移动通信系统的频率同步机制。
关键词：卫星移动通信,频率同步,多普勒频移,地面终端,机载终端
参考文献
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[5]N.Noels, H.Steendam, M.Moeneclaey, H.Bruneel, Carrier Phase and Frequency Estimation for Pilot-Symbol Assisted Transmission:Bounds and Algorithms[J].IEEE Transaction on Signal Processing, 53 (12) :4578~4587, 2005.
同步频率 篇2
时间和频率同步是双基地雷达的关键技术之一,文中介绍了一种基于北斗卫星的时间和频率同步方案,即接收北斗卫星转发的标准时间和频率信号,采用同步系统功能模块实现两基地的时间和频率同步.该方案克服了传统同步装置需要较长时间来校正频率误差的.缺陷,提高了两基地的时间和频率同步精度,同时也提高了测距精度.
作 者：彭芳 左继章 陈玉峰 PENG Fang ZUO Ji-zhang CHEN Yu-feng 作者单位：彭芳,陈玉峰,PENG Fang,CHEN Yu-feng(空军工程大学工程学院,西安,710038)
左继章,ZUO Ji-zhang(空军第一试验训练基地,甘肃酒泉,735305)
同步频率 篇3
近年来,以可再生能源为基础的分布式发电技术发展迅速[1],将分布式电源与电网相连实现并网发电是合理有效利用分布式电源的关键技术[2]。双模式逆变器可以工作在独立和并网两种模式[3,4,5]。分布式发电系统的接口逆变器在独立运行模式与并网运行模式之间的平滑切换是实现电网与分布式发电系统相结合的研究重点[6]。
逆变器并网时刻的瞬态冲击电流受瞬时电压偏差和系统阻抗两个因素的影响。系统阻抗由逆变器与电网之间的线路阻抗以及逆变器的输出阻抗组成,线路阻抗与电网的电压等级以及传输线路的距离有关,逆变器的输出阻抗则由系统的控制策略决定,因此,仅通过调节系统阻抗减小并网冲击的方法并不实际。要实现逆变器双模式运行及两种运行模式间的平滑切换,与电网的同步过程是不可或缺的。若未能实现同步,系统在由独立运行模式切换至并网运行模式时,在逆变器输出电压与电网瞬时电压差较大时闭合并网开关,就会产生较大的冲击电流,这将严重影响电网的安全稳定运行,甚至造成并网失败。因此,快速、精确的主动同步控制算法是逆变器实现并脱网平滑切换的必备条件[7]。
逆变器采用下垂控制带载运行时,其输出电压的频率和幅值随负载变化;另一方面,负载电压与电网电压的相位也有偏差,且偏差随时间变化。为了减小并网冲击,在逆变器从独立运行模式切换至并网运行模式之前,必须进行负载电压与电网电压的同步控制,即控制逆变器输出电压幅值、频率和相角向电网电压的幅值、频率和相角逼近,最终两者差值达到一定的阈值,满足并网开关闭合标准。基于下垂控制的主动同步控制策略中,频率差和相角差都是通过控制逆变器输出电压的频率进行调节,频率不同步会导致相角差不停变化,因此,如何实现频率和相角的同时同步是主动同步控制的难点。
本文详细介绍了基于下垂控制的频率同步调节过程,分析了频率和相角分时段调节的同步方法与频率、相角同时调节的同步方法的工作原理及弊端。提出了一种基于频率恢复控制的逆变器主动同步控制策略,频率恢复控制保证逆变器运行过程中输出电压频率恢复至额定值,主动同步控制策略只需考虑幅值和相角同步,解决了采用传统下垂控制时频率和相角难以实现同时同步的问题。理论分析和实验结果表明主动同步控制策略具有良好的快速性和稳定性。
2 频率和相角调节
传统下垂控制的表达式为[8]:
式中,ω、V分别为逆变器输出电压的频率和幅值;ω0、V0为逆变器输出电压的额定频率和额定幅值;P0、Q0分别为逆变器额定有功、无功功率;m、n分别为有功、无功下垂系数。
文献[9,10]介绍了一种频率和相角分时段调节的同步方法。为了稳定相角差,首先进行频率的同步,频率同步完成后再以一固定的频率扰动进行相角同步。频率和幅值的同步控制式为:
式中,ωgrid、Vgrid分别为电网电压的频率和幅值。
频率同步控制原理如图1所示,调节过程如图2所示。逆变器独立运行时,P-ω下垂曲线为L1,运行点A对应额定负载P0、额定频率ω0。有功负载变化时,输出电压频率也随之变化。假定初始状态下负载为P1,根据下垂控制曲线,系统运行于B点,输出电压频率上升为ω0+Δω。启动同步控制后,逆变器与电网电压的频率差经过PI调节器得到频率补偿量,下垂曲线根据其大小上下移动,系统运行点也随之移动,输出电压频率向电网电压频率靠近。当两电压频率相同时,PI调节器输出不再变化,下垂曲线固定为L2,即实现频率同步[11]。
频率同步完成后,将PI调节器输入置0,其输出固定为Δω,再以一固定的频率扰动ΔΩ进行相角同步。相角同步完成后,去掉ΔΩ,Δω的存在保证了频率同步和相角同步同时实现,相角同步控制原理如图3所示。
频率和相角分时段调节的同步方法能够保证逆变器输出电压和电网电压频率和相角的准确同步。但是,相角的同步过程会对原有的频率同步造成影响,频率扰动的大小决定了相角调节的速度,也影响着整个主动同步控制过程的快慢。因此,在切换逻辑及频率扰动值的设计上需予以考虑[12]。
由于相角差调节至零且不再变化时,频率也一定是同步的,许多文献只对相角差进行同步控制,同时调节频率差和相角差[13]。相角和幅值的同步控制式为
式中,θ、θgrid分别为输出相角和电网电压相角。
与式(3)和式(4)相比,式(5)和式(6)简化了同步过程。但是,同时调节频率差和相角差会导致一个较长的振荡过程,不但很难实现频率和相角的同时同步,而且会对系统的稳定运行产生负面影响。
3 基于频率恢复控制的主动同步控制
应用P-ω下垂控制两台容量相同的逆变器,并联运行系统在负载突变时的调节过程如图4所示。假设初始t0时刻,两逆变器有功负载P1(t0)=P2(t0)=P0,ω1(t0)=ω2(t0)=ω0。t1时刻,突增有功负载至Pload,且靠近DG1而远离DG2。因为DG1等效阻抗小于DG2,DG1输出有功增加至P1(t1)以满足负载需求,DG2输出有功则增加至相对较低的P2(t1),因此,ω1(t1)<ω2(t1)。DG1和DG2输出频率积分即相位同时减小,但是θ1相对降低以减小DG1输出的有功功率,而θ2相对升高以增加DG2输出的有功功率。t2时刻,ω1(t2)和ω2(t2)变化至相同的值,使得θ1和θ2以相同的速率变化而不改变其相对值,两逆变器输出有功固定为P1(t2)和P2(t2),均分有功负载。
由以上分析可知,各逆变器稳态运行时频率相同,因此
若选择下垂系数m1P01=m2P02,则稳态时各DG输出有功功率满足式(8),即各逆变器输出有功功率与其有功容量相匹配。
稳态时,逆变器输出电压频率偏离额定值,为了使频率恢复至额定值,本文提出一种频率恢复控制方法。以DG1为例,其控制式为:
频率恢复控制原理如图5所示。图5表明,t2时刻开始频率恢复控制,ω1(t2)与ω0(通常为0)之间的差值使得有功功率设定点P01向P1移动。因此P-ω下垂控制线向上移动,而ω1向其设定值ω0靠近。t3时刻,P01=P1,ω1=ω0,恢复过程达到稳态。为了避免对功率分配性能的影响,频率恢复控制的常数应尽量取大,当两逆变器频率恢复控制的动态性能一致时,在恢复过程中两台逆变器相对相位差维持不变,因此有功功率分配状态保持不变。
下垂控制及频率恢复控制的输出只与本地负载有关,稳态时逆变器输出电压频率达到额定值。基于频率恢复控制的主动同步控制原理如图6所示。
图6表明,主动同步控制器通过三相系统的软件锁相环(Software Phase Lock Loop,SPLL)获取并网开关两侧的PCC电压和电网电压信息[14,15],得到角频率扰动量Δω的计算公式为:
由式(10)可知,电网电压和PCC电压的相角差经过PI调节器后得到角频率扰动量Δω,Δω使得逆变器输出电压频率偏离电网频率,从而控制相角差不断减小直至为0,此时Δω恢复至0即逆变器输出电压频率恢复为电网频率,实现了相角和频率的同时同步。
4 仿真与实验
4.1 仿真分析
本节对提出的基于频率恢复控制的主动同步控制策略进行仿真分析。设置仿真参数:逆变器输入直流电压160V,额定输出电压幅值60V,角频率ω给定值314 rad/s,输出额定有功功率500W,无功功率0var,电网电压等级60V。
首先验证频率恢复控制的功能。系统带本地阻性负载独立运行,图7为负载突变时逆变器输出功率及各控制量的变化过程。图7表明,负载突增及突减后,逆变器输出功率立刻变化以满足负载要求,由于频率恢复控制的作用,有功功率的参考值跟随负载变化,稳态时与负载大小匹配,逆变器输出电压角频率ω经过波动后恢复至额定值。
主动同步控制相角调节过程如图8所示。图8表明,由于本文采用的频率恢复控制,PCC电压与电网电压的相角差由电网频率偏差引起,由于受电网电压质量控制,偏差很小。
图9为主动同步控制过程中电网电压、PCC电压和两者之差的波形。初始时刻,逆变器独立运行,其输出电压与电网电压的差值随时间变化;2s时加入主动同步控制,PCC电压与电网电压的差值逐渐减小至0;同步完成后,PCC电压一直跟踪电网电压,两者差值稳定为0,因此可在此后任意时刻闭合并网开关。
综上所述,本文提出的基于频率恢复控制的主动同步控制器可以使逆变器输出电压迅速跟踪电网电压,为独立运行向并网运行的平滑切换提供了必要条件。
4.2 实验验证
搭建了采用DSP+FPGA作为主控电路的三相并网逆变器实验平台。实验参数与仿真一致,在主动同步之前,采用三相锁相环获得PCC电压和电网电压的幅值、相位信息。图10为A相电网电压和电网电压相位信息。
主动同步相角调节过程如图11所示。未加入主动同步时,相角差以非常缓慢的速度变化;加入主动同步控制器后,角频率扰动量使得相角差迅速减小,稳态时两者均稳定为0,与仿真分析一致。
图12为主动同步控制过程中电压波形。图12表明,初始时刻逆变器独立带载运行,其输出电压与电网电压差值随时间变化。加入主动同步控制后,电压差迅速减小后达到并网标准,完成同步。
图13为同步完成稳态时电压波形。图13表明,同步后,逆变器输出端口电压一直保持对电网电压的跟踪,等待并网开关的闭合。
5 结论
本文提出的基于频率恢复控制的主动同步控制策略,在稳态时保证了孤岛运行的逆变器工作频率稳定为额定值,主动同步过程仅控制调节幅值和相角同步,简单有效地实现了基于下垂控制方法的并网同步,仿真和实验结果验证了其可行性。该方法的提出为基于下垂控制双模式逆变器控制系统的稳定运行提供了有力保障。
摘要：随着微电网的提出,运行于独立和并网双模式的并网逆变器受到越来越多的关注。逆变器并网过程中与大电网的同步问题是实现逆变器平滑并网的关键,如何保证并网过程中频率和相角的精确快速控制是主动同步控制的难点。本文提出了一种适用于下垂控制的主动同步控制策略,该策略采用频率恢复控制方法使得并网逆变器工作频率固定为额定值,主动同步过程只需考虑幅值和相角同步,简化了控制策略,解决了采用传统下垂控制时频率和相角难以实现同时同步的问题。仿真和实验验证了该方法的有效性。
同步频率 篇4
关键词：同步,采样频率,检测概率,定时偏差
一、引言
数字信号的同步是进行后续解调的前提条件, 是现代无线通信中的一个关键环节。其中伪码同步的方法凭借其强大的抗干扰性被广泛采用。伪码同步的主要思想是通过伪随机同步序列对期望信号的到达时间进行估计。现有的方法有:在滑动相关法的基础上发展出来的广义加权相关法[1], 相关谱时延估计[2]和自适应时延估计[3];以及现代信号处理方法, 如高阶统计量分析[4], 时频分析[5], 小波变换和模糊函数[6]等估计方法。此外, 文献[7]等还讨论了干扰场景下的时延估计方法。
虽然目前业界对同步算法的研究已经很充分, 但已有算法几乎都是在基带速率上实现的[1]~[7], 缺乏对信号过采样时同步方法的讨论与性能分析。针对这一问题, 本文介绍了高采样频率下的同步方法, 分析了不同采样频率对同步性能的影响, 并给出了相应的建议。
本文其余部分安排如下:第二部分给出系统模型, 第三部分进行理论分析, 仿真结果与分析在第四部分给出。第五部分为本文结论。
二、系统模型
如图1所示, 本文采用通用的无线通信系统同步模型。发射端采用长度为L的伪码作为同步序列, 与用户符号一起组帧, 经过上采样、低通滤波、上变频, 以及数模 (DA) 变换后得到发射信号s (t) , 其中上采样的倍数为M。发射信号经过无线信道到达接收端后, 接收端对接收信号r (t) 进行模数 (AD) 变换, 下变频、滤波和下采样, 将本地存储的同步序列与接收的过采样信号进行滑动相关, 通过检测峰均比输出同步位置。在下采样过程中, 通过改变下采样倍数N来确定接收信号的过采样率, 较小的N值对应较高的过采样率。
2.1发射机
发射机将长度为L的同步序列置于长度为K的用户数据块前, 形成帧结构的发射数据。其中同步序列用以向接收端提供时间, 频率和相位同步信息。信号经过上采样、滤波处理后, 进行上变频以及DA变换, 得到发射数据s (t) 。其数学表达如式所示:
其中an表示数据帧中的第n个元素, T为一个数据符号的持续时间, g (t) 表示成型滤波器的时域响应。
s (t) 经过射频处理后, 馈入天线发射。
2.2信道
考虑加性白高斯噪声 (AWGN) 信道, 其等效的低通冲激响应为:
则接收信号可表示为:
其中A表示信号的幅度衰减;为信号的传输时延;n (t) 表示接收信号中叠加的高斯白噪声。
2.3接收机
接收机接收到信号后, 首先对接收信号进行AD变换以及下变频处理, 然后通过低通滤波, 以及下采样模块。如图1所示, 此时接收机获得的是过采样信号。接收机通过调节下采样倍数N来改变接收信号的过采样率ε, 较小的N值对应较高的过采样率。
将本地存储的同步序列与上述过采样信号进行滑动相关, 通过检测峰均比输出同步位置, 完成接收机的同步操作。
三、性能分析
3.1检测概率和虚警概率
假设收发双方均采用根升余弦成型滤波器, 将接收信号中期望信号的功率归一化, 则接收信号中期望信号相关值C与定时偏差的关系可写为[8]:
其中R为根升余弦成型滤波器的滚降因子。
根据式可以得到, 不同过采样率下的期望信号相关值为:
其中M/N表示接收端过采样的倍数, 表示在M/N的过采样率下, 接收端相关峰C与定时偏差的关系。图2描绘了R=0.2时, 不同过采样倍数下, 接收端相关峰与定时偏差的关系。从图中可以看出, 随着采样率的增加, 相关峰的峰值点有所降低。
结合公式, 在加性高斯噪声信道下, 滑动相关器输出结果模方Z的概率密度函数为[9]:
其中, H0表示接收同步序列与本地序列未对齐;H1表示接收同步序列与本地序列大概对齐, 即符号定时偏差满足, 其中Ts表示采样间隔;为滑动相关器输出中噪声分量的功率;I0为0阶修正贝塞尔函数。由此可以得到任意门限VT下的检测概率PD:
结合式 (7) 、式 (8) , 当采样率较高时, Ts较小, 式中的积分区域较小, 结合图2可以看出, 此时检测概率提高。此外, 通过对比图2中的三条曲线可以看出, 随着采样率的增加, 相关峰曲线的变化越来越小。同理, 可以得到任意门限VT下的虚警概率Pf:
从式 (9) 可以看出, 由于虚警概率只与噪声功率有关, 所以采样频率的改变不会对虚警概率造成影响。
3.2同步定时偏差分析
同步定时的偏差主要来自两个方面:随机噪声、时间量化误差。
虽然额定工作点上的随机噪声是无法消除的, 但其统计特性可以得到。根据文献[10]的推导, AWGN信道下定时偏差的方差的克拉美罗限 (CRLB) 如下式所示:
其中N0为白噪声的单边功率谱密度, 为信号的等效带宽。
由于在采样过程中采样点之间存在时间间隔, 采样点通常都不是信噪比最大值点, 采样点与信噪比最大值点之间的时间偏差定义为时间量化误差, 即观测误差。时间量化误差的降低可以通过减小采样点之间时间间隔, 即增加采样率来实现。
综上所述, 同步定时偏差与接收信噪比、信号等效带宽和采样率有关。提高采样率可以减小时间量化误差, 但同时也成倍的增加了接收端的运算量。
四、仿真结果与分析
本文利用Matlab仿真软件对不同采样频率下的同步方法进行了仿真验证。同步序列采用长度为512的伪随机序列, 发射端基带速率为62.5MHz。接收端分别在62.5MSPS, 125MSPS, 250MSPS, 500MSPS和1GSPS的采样率上采用滑动相关法进行同步。其中门限设置满足恒定虚警概率为0.001。
检测概率的曲线如图3所示。从图中可以看到, 检测概率随着采样率的提高而增加, 其中两倍过采样率可以带来约1.5d B的增益;与两倍过采样率相比, 四倍过采样率带来约0.2d B的增益;但在此基础上继续提升采样率所带来的增益已经不明显。这与3.1节中的分析结果一致。
为方便分析, 假设粗同步的定时偏差在区间[-T/2, T/2]上均匀分布。接下来分别给出四倍及以上的采样率下, 精同步定时偏差的仿真结果。本部分采用精同步后符号定时偏差的均方根值 (RMS) 来评价精同步性能。
从图4可以看出, 当接收码片信噪比大于-13d B时, 高采样率下的定时偏差RMS值略小于低采样率时的RMS值;但是当接收码片信噪比为-15d B时, 高采样率下的定时偏差RMS值比低采样率时的RMS值大。这是因为在低信噪比下噪声较大, 采样率越高, 精同步时比较的采样点越多, 误判的几率越大, 因而其定时偏差RMS值越大。随着信噪比的增加, 采样率高时的误判几率降低, 同时由于采样时间间隔更小, 其定时偏差RMS值将比采样率低时的RMS值小。
综上所述, 增加采样频率可以提高信号的检测概率;在高接收信噪比下可以缩小符号定时偏差, 提高系统同步的精度, 但是, 当采样频率足够高时, 继续提高采样频率获得的性能提升并不大, 同时成倍的增加了接收端的运算量。所以综合上述因素, 在本文仿真条件下, 若工作点为-11d B时, 在四倍基带的采样速率下进行同步可以兼顾同步性能和处理复杂度。
五、结束语
考虑现代数字通信系统中的同步问题, 本文从检测概率和同步误差性能的角度分析了不同采样频率对同步性能的影响, 并进行了仿真验证, 分析与仿真结果表明提高采样率可以提高同步性能, 但同时会增加接收端的处理复杂度。此外, 当采样频率足够高时, 继续提高采样频率获得的性能提升并不大。因此, 在工程实现时, 同步环节的采样频率选取需要在同步性能与复杂度上折中考虑。
参考文献
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同步频率 篇5
高速发展的通信网对同步时钟网提出了日益严格的要求, 对同步定时性能以及安全性的要求越来越高, 以保障通信网络可靠运行。厂网分开、大电网互联、高压输电系统的筹建, 都对各厂站的时频基准提出了更高的要求。为提高各类以计算机技术和通信技术为基础的设备及系统的运行水平, 提高事故分析的准确性和可比性, 减少设备存在的缺陷, 有必要建立全厂、全站、全网的同步时钟系统。而智能电网的发展对时间和频率有了更高的需求, 当前的电力网络要求更高的精度、安全性和可管理性, 要求对现有同步时钟网络进行完善, 以适应网络发展的需要。
统一时钟 (频率和时间) 是电力通信网同时也是电力系统安全运行、提高运行水平的一个重要保证措施。统一时钟可实现全网各站以及站内系统在统一时间基准下的运行监控和事故后的故障分析, 也可以通过各开关动作的先后顺序来分析事故的原因及发展过程。因此, 必须建立一个独立于电力业务网之外的频率时间同步网来支撑整个电力通信网以及电力业务网。
1 时钟同步技术简介
广义的时间包括时间和时间间隔2层含义, 它们都可用时、分、秒的形式来表述。其中时间是用来标注某件事发生的时刻, 而时间间隔则标注的是某件事的持续时间长度。时间有不同的参照体系, 主要有通用时间接口 (Universal Time Interface, UTI) 、国际原子时 (International Atomic Time, TAI) 以及全球协调时 (Universal Time Coordinated, UTC) [1]。
数字同步网信号源并没有时、分、秒这种时间概念, 而时钟同步网则是建立起这种具有时间标志的新型同步网络, 它以UTC为系统时间, 并以高稳定时间源经过交换分配输出时钟信号, 为网络中的系统 (装置) 提供同步信号源。
1.1 时钟源
我国常用的时钟源有2种, 一种是原子时钟源, 另外一种为GPS系统[2]。
目前国际时间基准和国家时间基准主要采用铯原子钟, 准确度达到±3×10-15, 长期稳定度达到±2×10-15, 成为现代最高标准时钟源。
GPS系统是美国国防部自1973年开始研制的第二代卫星导航系统, 历时21年, 于1994年正式投入运行。GPS发送美国海军天文台的UTC (USTU) , 美国海军天文台的UTC由20多个铯原子钟构成。GPS系统的定时精度能够达到300 ns以内, 在精确定位服务 (Precise Position Service, PPS) 下, GPS提供的时间信号与UTC之差小于100 ns, 若采用差分GPS技术, 则与UTC之差能达到几个ns。
1.2 授时技术
我国主要有以下3种授时方式。
1) 地面无线电波授时。国内有BPM短波授时和BPL长波授时, 具有覆盖范围大的优点, 短波授时时间精度可达到50μs, 长波授时时间精度可达到1μs。
2) 卫星授时。GPS定位系统全球覆盖, 精度优于100 ns;北斗定位系统是我国自主研制的区域性卫星导航定位系统, 目前覆盖我国, 精度可达到50 ns, 应用尚未普及。
3) 网络授时。通过网络方式实现授时, 主要有NTP和PTP 2种方式[3], 本文只论述PTP授时方式。
2 精确同步时钟协议简介
精确同步时钟协议 (Precision Time Protocol, PTP) 是由IEEE1588标准[4]定义的一个在测量和自动化系统中的时钟同步协议, 它使用时标来同步本地时间的机制。它规定了将分散在测量和控制系统内的分离节点上独立运行的时钟, 同步到一个高精度和准确度的协议, 这些时钟是在一个通信网络中互相通信的。按这个基本格式, 这个协议要形成树形的管理, 使系统内的这些时钟产生一个主从关系。在一个子网中只有一个主时钟, 从时钟从主时钟得到时间, 所有时钟最终都是从一个称为祖母时钟那里得到它的时间。任何时钟和它的祖母时钟之间的通信路径都是最小跨度树的一部分。
一个IEEE1588精确时钟 (PTP) 系统包括多个节点, 每个节点都代表一个时钟, 在网络中每个时钟有从属时钟、主时钟和原主时钟3种状态。一个简单系统包括一个主时钟和多个从属时钟, 如果同时存在多个潜在的主时钟, 那么活动的主时钟将根据最优化的主时钟算法决定。所有的时钟不断地与主时钟比较时钟属性, 如果新时钟加入系统或现存的主时钟与网络断开, 则其他时钟会重新决定主时钟。如果多个PTP子系统需要互联, 则必须由边界时钟来实现。边界时钟的某个端口会作为从属端口与子系统相联, 并且为整个系统提供时钟标准。
分布时钟的PTP系统由普通时钟和边界时钟组成。普通时钟是只有一个PTP端口的时钟, 边界时钟是带2个或多个不同的PTP通信路径端口的时钟, 如一个可在它的端口上实现PTP协议的交换机就是一个边界时钟。普通时钟只有接收时间的能力, 边界时钟具有传递时间的能力。
PTP协议能取得高精度对时的主要原因是采用了现场可编程门阵列 (Field Programmable Gate Array, FPGA) 技术, 在物理层通过专用硬件进行时间标志, 同时还采用了最佳时钟算法。PTP继承了NTP基于局域网的低花费模式, 同时又提供了优于IRIG-B的对时精确度, 并且PTP能在各种网络中传输, 不会产生影响太多的时延和抖动。实验表明, 这种PTP时间校准精度在选择优质的时间接收装置后可以达到1μs, 今后还可以进一步提高。
3 网络时间传输方式
为了准确地将一级时钟节点的时间源基准信号传送到各站点的时钟同步设备, 可以采用2种传输方式:一种是IP数据网络方式;另一种是IP over SDH方式。
目前支持PTP协议的路由器正在开发之中, 尚未商用化, 现阶段只能采用SDH传送, 待支持PTP协议的路由器成熟后, 可以考虑在数据网上传送, 实现专线和网络双通道传送, 提高时间同步网的可靠性。
4 PTP协议组网方案
PTP组网中, PTP协议设计之初主要是针对自动控制领域的精密时钟同步, 而近年来PTP技术开始在通信等领域得到迅速发展和应用。PTP在局域网中的时间精度最高, 而通过IP over SDH的方式远距离传输PTP, 并且利用SDH传输网传输时钟源信号, 通道可靠并且传输抖动低, 其精度可达到优于1μs的水平。PTP组网需要支持PTP协议的交换机。
本方案中由于站点主要针对地区局、500 k V和220 k V变电站, 利用PTP协议方式需采用IP over SDH的传输方式。省电力公司配置成一级时钟节点, 需要配置一级时钟设备和PTP交换机;地区局和变电站均配置为二级时钟节点, 需要配置PTP从钟设备。省电力公司和二级时钟节点需要配置协议转换器, 完成100 M以太网接口至E1接口的转换, 利用省电力SDH光传输网组网。
PTP网络拓扑结构如图1所示。
5 各变电站时间同步现状
目前, 电网中各变电站通过建立GPS接收站获取全网统一时间。在GPS卫星故障或GPS天线受损的情况下, 时钟依靠装置内部的晶体振荡器维持对时。
各变电站GPS系统配置主要有2种方式:一种是较早配置的准同步GPS系统, 它通过在变电站的主控室、各等级继电保护小室均安装独立的GPS天线, 分别获取时钟信息;另外一种为最近配置的站内GPS同步系统, 它通过在主控室配置GPS天线, 获取站内主时钟源, 各等级继电器小室内的应用系统 (装置) 则利用光缆或电缆从主控室的主时钟源获取时钟信息。2种变电站GPS系统配置方式如图2所示。
这2种方式存在的问题如下。
1) 各站点只通过GPS系统作为唯一的时钟源, 虽然目前精度可满足应用要求, 但考虑到GPS全球卫星定位系统由美国政府所控制, 因此存在一定的安全隐患。
2) 由于各站点内各系统GPS接收机生产厂家不同, 性能参数和输出精度存在很大差异, 随着时间的积累, 各GPS系统之间的时间偏差必然逐渐增大, 进而无法满足时钟同步精度和可靠性的要求。即使统一GPS接收机的厂家, GPS天线等故障也会造成因无法正常接收卫星信号而使接收机切换到由内置振荡器输出时间, 进而造成与其他系统的时间偏差。
3) 部分变电站较早配置的准同步GPS系统采用多GPS分别获取时钟的方式, 不仅维护成本高, 还导致同一站内应用系统 (装置) 的时钟信号不同源。
6 变电站系统时钟同步方案
针对分散多GPS时钟的变电站、全站统一GPS时钟的变电站和新变电站, 可采取相应的同步方案。
1) 分散多GPS时钟的变电站。分散多GPS时钟的变电站需要进行全站统一GPS时钟改造, 首先要考虑统一站内时钟基准, 并在此基础上实现时钟同步组网。而用于组建时间同步网的PTP从时钟可以直接用来承担站内时钟基准的角色, 不需要另外再增加基准时钟, 只需要增加扩展时钟, 同时组网时钟可以任意设置以GPS为参考或以地面链路为参考, 并且进行自动保护切换。变电站内连接示意如图3所示。
PTP从时钟接收上游地面链路信号时, 可以通过独立式E1/ETH协议转换器, 也可以直接将该转换模块嵌入式模块内置于该时钟电路中。目前准同步方式配置的变电站都是早期投运的变电站。
2) 全站统一GPS时钟的变电站。全站统一GPS时钟的变电站的GPS时钟主屏可直接从二级节点新配的从钟利用直流电平转换器 (Direct Current Level Shifter, DCLS) 接口引入时钟基准信号, 实现同步组网。如果二级时钟从时钟设备布放位置与现有GPS时钟主屏走线距离较远 (50 m以上) , 还需要增加时钟补偿模块。全站统一GPS时钟的变电站连接如图2所示, 同时PTP从时钟也可以自由选择以GPS或地面链路为主参考信号。目前新建变电站均采用全站统一GPS时钟。
7 结语
利用PTP实现主从设备之间的时间和频率同步, 并组建高精度的地面授时网络, 将彻底改变目前对于GPS等卫星授时系统的依赖, 避免了无线授时所固有的一些缺陷, 具有重要战略意义[5]。基于PTP over SDH的PTP时间同步方式适应了未来通信网络发展的方向, 将成为众多领域高精度时间同步的可靠途径, 对进一步完善电力时间同步系统及智能电网的建设具有重要意义。
摘要：智能化大电网的发展对时间同步提出了越来越高的要求, 高精度、大范围、高性能的时间同步系统成为电网正常运行的必要保证。PTP通过IP over SDH的方式来组建时间同步网络, 能够达到电力全网时间精度优于1μs的精度指标。文章结合当前变电站的实际情况, 论述如何在现有变电站之间实现频率与时间的同步。
关键词：GPS,PTP,时间同步网,时间精度,SDH
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同步频率 篇6
MIMO-OFDM技术因其具有抗多路衰落,更高的频谱利用率和更大的容量而被认为是下一代无线通信系统中很有前景的一项技术。而在集中式系统和分布式系统中,分布式MIMO-OFDM系统的各发射天线成分布式摆放,具有更好的覆盖等优势而在实际中得到广泛的应用。但在分布式系统中,受多径的影响,不同发射天线的主径信号并不能同时到达同一接收天线,各天线之间存在互时延(ITD)。因此,实现符号同步就需要估计出不同发射天线的符号延时。并且发射天线不能使用同一射频本振以及多普勒频移的存在,收发天线间将存在多个载波频偏。因此其定时同步和频率同步的实现具有更大的复杂性。现阶段对MIMO-OFDM同步的研究主要针对集中式系统,这些算法都不能运用到分布式系统。本文提出一种基于多段重复的训练序列的定时同步和频率同步,通过对每段序列的不等周期性,实现对多个时间延时的估计,通过对多段重复序列的自相关实现对单个频率偏移的估计。首先建立分布式MIMO-OFDM的系统模型,然后提出同步算法,最后对提出的算法进行仿真。
2 系统模型
设计的系统中有Nt个发射天线,L个接收天线,每一个接收天线收到的是所有发射天线的信号。因为发射天线成分布式排列,所以系统中存在多个时间偏移和载波偏移,系统模型如图 1所示。
在第m个传输天线上的OFDM符号可以表示为
undefined
其中-G≤n≤N-1,1≤m≤Nt,Xm(K)为第m个天线上的调制信号,N是IFFT点的个数,G是循环前缀的个数。
存在频率偏移和时延时,第l个接收天线的信号为
undefined
上式中hundefined是第q个传输天线和第l个接收天线之间的第a个信道冲击响应,θql和εql是它们之间的传输时延和频率偏移。
3 同步算法
3.1 训练序列的设计
设计的训练序列如图 2所示,ZP是功率为零的随机序列;SS是用于定时同步的训练序列,在不同的发射天线上SS是周期不相同的SP序列的重复;Nc是用于频率同步的Zadoff-Chu序列,在不同的发射天线上,让其有不同的相位旋转。
图中各序列的代数表示如下:
undefined
在不同的发射天线上,LSP是不同的,即
undefined
这里选择Frank序列,它具有理想的非周期自相关性和理想的周期自相关性,定义为
undefined
用于频率同步的PN序列是一个多段重复的Zadoff-Chu序列,定义为
undefined
3.2 定时同步
定时同步分两步实现,即粗定时同步和细定时同步。粗定时同步的实现可以通过接收信号的自相关性,利用训练序列中包含的信息,代价函数为
undefined
细定时同步可以由接收信号和训练序列之间进行相关运算得到,为
undefined
则细定时同步估计为
undefined
总的定时同步估计为
undefined
3.3 频率同步
频率同步也分为粗频率同步和细频率同步。粗频率同步由PN的自相关特性得到,为
undefined
式中,r(i)是PN序列,N2是PN序列的长度,L是PN序列重复的次数,N是IFFT计算点数。粗频率同步以后,对接收信号进行频率补偿,即
undefined
细频率同步的实现由OFDM符号的本身存在的冗余信息CP来实现,即
undefined
上式中r(k)是OFDM的时域信号,N是OFDM的载波个数,NC是CP的长度。因此,总的频率偏移估计为
undefined
4 仿真结果及分析
对提出的同步算法的性能通过仿真来评定,仿真参数的设定如表 1所示。
考察2个传输天线和1个接收天线的系统,图 3所示为高斯信道下定时同步帧接收正确率的仿真结果。仿真结果表明,新提出的方法在定时同步的正确率方面表现出了很好的性能,在信噪比为-2dB时正确率已经达到了100%,并且两个天线上的传输正确率几乎相同。
频率同步考察了在不同长度的训练序列下系统的最小均方误差的性能,仿真结果如图 3所示。从图 4中可以看到,新提出的方法表现出了良好的性能,训练序列的长度越长,系统的性能越好。
5 结 论
本文对分布式MIMO-OFDM系统中的同步问题进行了研究,提出了一种基于训练序列的定时和频率同步算法,通过对训练序列的全新设计估计出了多个时间偏移和单个的频率偏移,并对新提出的算法进行了仿真,仿真结果表明,新提出的方法在定时同步的正确率和频率偏移估计的最小均方误差方面表现出了很好的性能。
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同步频率 篇7
数字多媒体广播除了节目容量大、质量高之外, 最大的特点就是具有广播性, 广播的质量和成本与用户数量无关。因此, 数字多媒体广播在国家信息基础设施建设和国家信息安全战略中具有重要地位。
中国移动多媒体广播 (CMMB) 是我国研发的具有自主知识产权的数字多媒体广播标准。CMMB系统采用正交频分复用 (OFDM) 调制技术, 具有频谱利用率高、抗干扰能力强的特点[1,2]。通过卫星和地面补点器组建单频网, 可以实现天地一体的大面积广播覆盖, 用户可以在全国范围内进行移动接收。
在单频网的实现中, 最关键的就是频率同步, 即要求所有发射机的载波频率都相同。因为发射机之间的频率偏差不仅衰减了有用信号, 而且产生了子载波间干扰 (ICI) , 造成了系统信噪比的严重损失[3,4]。
本文提出了一种用于CMMB卫星单频网的频率同步方法。通过闭环的方式控制卫星下行信号的频率, 将所有信号的频率锁定到基准频率上, 从而保证了全网的频率同步。
2 系统概述
CMMB系统的物理层帧结构如图 1所示。每帧分为40个时隙 (TS) 。每个时隙包括1个信标和53个OFDM符号。信标由发射机标识信号 (TxID) 和2个相同的同步序列构成。OFDM符号由循环前缀 (CP) 、符号体和前后保护间隔 (GD) 构成。
OFDM符号共4096个子载波, 传输三种类型的信号:连续导频、离散导频和数据, 其分布图案如图2所示。其中连续导频占用固定的82个子载波, 同一时隙内的连续导频上传输的符号相同。
CMMB系统的卫星单频网如图 3所示。基准频率信号为2647.5 MHz的正弦波, 由10 MHz的GPS时钟源经过264.75倍频后产生。调制器产生CMMB基带信号, 并将基带信号变换为标称频率为70 MHz的中频信号。上变频器对中频信号进行上变频, 得到标称频率为14000 MHz的卫星上行信号。卫星对接收到的上行信号进行下变频和放大, 得到标称频率为2647.5 MHz的卫星下行信号。由于设备制造工艺的偏差, 以及使用过程中器件老化、温度漂移等原因, 卫星下行信号的频率很难精确的保持在2647.5 MHz上。单频网适配器将卫星下行信号和基准频率信号进行混频。同样, 混频后信号的中心频率也不是0而是Δf, 即链路中各个设备所累积的频率偏差。因此, 需要对信号的频率偏差进行估计, 并进行频率校准。
3 初始频偏估计
在系统启动后, 单频网适配器首先需要对信号的初始频偏进行估计。初始频偏估计利用信标中2个同步序列的时域相关。
同步序列的长度NT = 2048。对接收的2个同步序列r1 (n) 和r2 (n) 进行自相关。当存在频偏Δf0时, 由于发送的同步序列均为PN (n) , 在不考虑噪声的情况下[3,4]
频偏值Δf0可以由自相关值的相位得到
其中angle表示取相位, fS为系统采样率。
由于自相关值相位的变化范围为[-π, π], 频偏估计的范围
当频偏不在此范围之内时, 将存在整数频偏ΔfI = M fS / NT, 其中M为整数。整数频偏值可以在补偿了小数频偏之后, 以fS / NT为间隔进行扫频得到。
对接收的同步序列r (k) 进行小数频偏补偿
对本地长同步序列PN (k) 进行整数频偏调整
m可以根据扫频的范围进行选取。小数频偏补偿后的同步序列与整数频偏调整后的本地同步序列进行互相关
整数频偏值ΔfI可以由互相关函数的峰值得到
从而得到总的初始频偏估计值Δfinit= Δf0+ΔfI。
4 频偏跟踪与校准
在工作过程中, 单频网适配器还需要对信号的频偏进行跟踪。残余频偏估计利用OFDM符号中连续导频的频域相关。
OFDM符号的长度NF = 4096+512+24 (符号体的长度+循环前缀的长度+保护间隔的长度) 。当存在频偏Δfres和相偏Δφ时, 接收的时域序列
其中x (n) 为对发送频域序列X (k) 进行K= 4096点IFFT后的时域序列, η (n) 为噪声。对y (n) 进行FFT, 得到接收的频域序列
上式最终可化简为[5,6]
其中η′ (n) 为噪声项,
对接收的相邻OFDM符号中的连续导频CPj-1 (k) 和CPj (k) 进行互相关。由于发送的连续导频均为CP (k) , 在不考虑干扰的情况下
残余频偏值Δfres可以由同一时隙内的所有互相关值的相位得到
调制器通过调整中频信号的频率, 对链路中各个设备所累积的频率偏差进行补偿, 从而将卫星下行信号的频率锁定到基准频率上。频率校准采用逐次逼近的方式, 即根据残余频偏估计值Δfres的方向, 在上一次频率调整值的基础上加上 (或减去) 一个delta值作为新一次的频率调整值。频率调整每个时隙进行一次, 初始值为初始频偏估计值Δfinit。
5 性能与分析
卫星信道模型由2条Rice径和4条Rayleigh径组成, 具体参数如表 1所示。其中K为Rice系数 (直射径与反射径的功率比) 。
设卫星下行信号的初始频偏为2 MHz, 初始频偏估计的方差如图 4所示。可以看出, 由于同步序列具有较强的相关增益, 可以有效对抗噪声的干扰, 初始频偏估计具有较高的精度。且通过增大m值, 可以实现大范围的频偏估计。
设卫星下行信号的残余频偏为200 Hz, 当delta值分别为4、8、12 Hz时, 频偏跟踪的方差如图 5所示。相应的, 中频信号的频率调整值如图 6所示。可以看出, 由于对同一时隙内的所有连续导频互相关值进行求和, 可以有效对抗信道的影响, 频偏跟踪具有很高的精度, 跟踪的方差可以控制在10 Hz以内。同时具有很高的稳定性, 可以迅速将信号的频率锁定到基准频率上。且delta值越大, 锁定速度越快, 当然这是以跟踪的精度为代价的。
6 结论
本文提出了一种用于CMMB卫星单频网的频率同步方法。该方法利用信标中同步序列的时域相关进行初始频偏估计, 利用OFDM符号中连续导频的频域相关进行频偏跟踪。通过闭环的方式控制卫星下行信号的频率, 将所有信号的频率锁定到基准频率上, 从而保证了全网的频率同步。实验结果表明, 该方法具有较高的精度和稳定性, 可以很好的满足系统的需求。
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同步频率 篇8
正交频分复用 (orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 以及相关技术是一种无线环境下的高速传输技术, 它利用许多并行的子载波来传输数据, 把非平坦信道转化为相对平坦信道, 同时又可以提高频谱效率[1]。但OFDM系统的主要缺陷之一在于对同步误差十分敏感, 特别是在低信噪比情况下问题变得更加严重。针对这一问题, 研究了在OFDM信号带内插入导频信号 (Pre-coded inband Pilots Design for OFDM signal, PIP-OFDM) 的技术, 它能使系统在低信噪比下达到很好的同步[2]。
该文将Van de Beek JJ等人提出的小数倍载波频率粗同步和时间同步估计算法应用到PIP-OFDM系统中, 并做了相应的算法改进。仿真结果表明, 改进算法比原算法在性能上有了明显的提升。
2 PIP-OFDM系统
2.1 OFDM信号中的导频信号结构
设A为OFDM信号中导频信号的总数目, Au为通用导频信号数目, Ad为识别导频信号数目, 由文献[3]可得:
假设用Lu和Ld分别表示通用导频信号和识别导频信号的OFDM符号 (即副载波指数) , 且不同的符号占用相同的位置。m个OFDM符号具有来自S个发射机的N个副载波, 即:
上式中vu和vsd分别表示通用导频信号和识别导频信号的调制信息, 也被称为通用导频码字和识别导频码字。所有发射机中的通用导频码字在同一个CR网络中使用一样的调制信息。同时, 每个发射机拥有单独的识别导频码字vsd, 其中s代表发射机的ID。为了简化分析, 假定所有的导频信号具有相同的能量, 其表达式为:
对于任何k1、k2和s, 上式均成立。
(2) 式对应的时域表示式为:
2.2 频域中导频参考符号
频域中的导频参考符号主要有通用导频参考符号和频谱侦测导频参考符号两种。通用导频参考符号定义为:
上式所对应的时域表达式为:
通用导频信号和识别导频信号均应用于基于导频信号的频谱检测算法中。因此, 频谱检测导频参考符号定义为:
式中L={Ld, Lu}代表所有导频信号的取值范围。
3 连续传输模式下的小数倍载波频率粗同步
3.1 典型算法
在Van de Beek JJ等人提出的算法中[4], 频率偏移量可表示为:
上式中r (k) 为接收的信号采样序列, θ是符号估计偏差, L为保护间隔长度。
3.2 新算法
为分析简便起见, 假设整数倍载波频率已经得到很好的估计[5], 此时可以将m个OFDM符号在连续传输模式下的模型定义如下:
式中γm (n) , ym (n) , wM (n) 分别表示接收采样信号、发射采样信号以及经采样离散化后的高斯噪声;τ和ε分别代表符号定时偏移和小数倍载波频率偏移 (经归一化) 。
4 连续传输模式下的小数倍载波时间同步
4.1 典型算法[6]
若用额定的采样周期Ts来归一化定时同步误差, 则该误差可表示成:
第k个子载波的相位和符号定时偏移Td、Δt的关系为:
由于同步误差的存在, 第j个OFDM符号的第k个子载波的相位偏转为:
式中Tu=NTS, φ0表示公共相位误差, 2πΔf T为小数倍频偏和采样钟偏移之和。第j个符号的第k1和第k2个子载波间相位偏转之差可表示为:
式中k1和k2是发送已知复信号的导频点频率, Δk是两者的频率间隔。
总的定时误差可表示为:
因为使用了大量的导频, 为了提高估计精度, 可用下式表示各相位差的平均值, 即:
由于Td/Ts是一个整数, 而Δt (j) /Ts是一个小数, 因此可用round-off函数把整个定时同步误差划分为整数部分和小数部分。此时, 定时误差可表示为:
相邻两个导频子载波的相位差可表示为:
其中pq代表第q个散布导频, q=1, 2, …, Q。
4.2 新算法
典型算法是利用同一个OFDM符号中相邻的导频子载波进行估计的[5], 这里考虑是否可以利用连续两个OFDM符号相邻导频点的相位差来得到细的符号定时偏移值, 即:
至于细符号定时偏移值及其平均过程的计算过程与典型算法中的式 (16) 、式 (17) 和式 (18) 相同。
5 仿真结果与分析
仿真实验构造的PIP-OFDM系统具有256个子载波, 循环前缀长度Ng=32, 每个OFDM信号中有A=16个导频字, 这16个导频字包括通用导频字Ad=8和识别导频字Au=8。
图1所示为高斯信道下频率偏移估计误码率和最小均方误差性能的比较仿真结果。从图1中可以看出, 改进算法性能较典型算法有了明显提高。图2所示为高斯信道中时间偏移估计误码率和最小均方误差性能的比较仿真结果, 其中M为用户识别期间OFDM符号的持续时间。从图2中看到, M越大性能越好, 新的算法明显比典型算法优越。
6 结论
针对OFDM系统在低信噪比时同步性能差这一弊端, 研究了一种新的PIP-OFDM系统, 并对Van de Beek JJ等人提出的小数倍载波频率粗同步和时间同步估计算法进行了改进。仿真结果表明, 改进后的算法能够更好的对频率和时间进行估计, 从而使PIP-OFDM系统的同步性能获得显著提高。
摘要：同步是OFDM技术必须解决的问题之一, 且传统的同步算法只有当信噪比很大时才能达到很好的效果。该文研究了一种新的PIP-OFDM系统, 它是将一种特殊的带内预编码导频信号加入到一般的OFDM系统中, 保证系统在低信噪比情况下也能获得很好的同步。对小数倍载波频率粗同步和时间同步估计算法进行了改进, 并应用于新的系统。仿真结果表明, 改进的算法能够更好的对频率和时间进行估计, 从而使得系统能够获得很好的同步性能。
关键词：OFDM,PIP-OFDM,频率同步,时间同步
参考文献
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[2]Wang Cong, Wang Xianbin, Lin Hai and Jean-Yves Chouinard.Low SNR timing and frequency synchronization for PIP-OFDM system[C].Vehicular Technology Conference, 2010, pp:1-5.
[3]C.Wang, X.Wang, H.Lin and J.Y.Chouinar.Design and exploitation of pre-coded in-band pilot for OFDM signal in cognitive radio[C].Personal, Indoor and Mobile Radio Communications Symposium, 2009 (PIMRC'09) , pp:1776-1780.
[4]J J.Van de Beek, Sandell M and Borjesson P O.ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems[J].IEEE Trans.on Signal Processing, 1997, 45 (7) :1800-1805.
[5]艾渤, 王劲涛, 钟章队.宽带无线通信OFDM系统同步技术[M].北京:人民邮电出版社, 2011.