通信频率（精选8篇）
通信频率 篇1
在现代社会中, 通信技术在社会发展中起着非常关键的作用, 尤其是短波通信技术更是不可或缺。短波通信不受有源中继体及网路枢纽的控制, 在山区、海洋、戈壁等任何地域都可覆盖, 是战时唯一的可靠的实用远程通信手段, 是世界各国军用远距离通信的首要选择;是抗震救灾、应急处突是通信方式的重要通信手段。同时, 短波通信技术成本较低, 架设机动灵活, 因此, 即使是在各种新型通信技术不断涌现的今天, 无线短波这种传统的通信手段依然获得了快速发展并不断拓展应用空间。
一、短波通信发展要求
高度信息化是当今通信技术的总体特点, 其对通信系统及通信技术的要求也越来越高。短波通信设备正朝着数字化、集成化、一体化、网络化的趋势发展, 其未来主要的业务将是图像与数据的整合。随着电磁环境的日益恶化及无线电通信业务的发展, 短波通信应在如下几方面开展深入研究:
1.1 高速、大容量通信
传统的短波通信发展较慢, 主要制约因素是容量有限, 如电报速率在200b/s以下, 这很难满足当今以图像为主流的现代通信需要。而要适应社会发展对短波通信技术的要求, 就必须不断提升短波通信的传输速度及容量。
1.2 可靠通信
电离层反射、传播损耗、电离层倾斜、电离层骚动、散射传播及波导传播的随机性、多径衰落等诸多因素对短波通信产生的不利影响, 因此, 需要不断提高短波通信的可靠性。
1.3 抗干扰通信
短波通信具有隐蔽性差的特点, 其信道保密性能不足, 缺乏必要的抗干扰能力。因此, 要不断提升短波通信的抗干扰性能。
二、我国民用短波通信技术发展的现状
2.1 HF.90H超小型跳频短波电台
HF.90H是引进的澳大利亚技术, 其突出特征是运用智能边带跳频技术, 突破了语音跳频技术中易被识破及跟踪、不安全不隐蔽的弊端。该技术运用SSB边带跳频模式传送语音信号, 其瞬时频率与噪音类似, 且跳频编码在语音起伏中, 跳频频率很难确定。普通的短波信道经常有噪声及干扰信号存在, 而HF.90H频带适应性较强, 可自动排除噪音信道, 大大提高了通信质量。
2.2 CHESS系统
CHESS系统利用数字信号处理技术及DSP芯片为基础, 其跳频宽带能到2.56MHz, 跳频速率可达5000HOPS/S, 同时具有非常高的数据传输速率。该系统最显著的特点是运用了差分跳频技术, 以及将编码与频率调制技术相结合, 对频率编码后, 控制了跳频的频率, 可以实现通过频带换取音噪比及信干比。
三、常用短波通信电波传播途径分析
3.1天波传播
3.1.1电离层
天波主要依靠电离层反射进行传播, 因此可研究总结电离层在不同时段对不同频率电波的反射规律, 以提高短波通信质量。在整个电离层中, 通常是D层、E层、F1 及F2 层对电波通信有较明显的影响, 不同层次之间并没有明显的界限。D层高度在60-80 千米, 午间电子密度达到最高, 夜晚逐渐消失;E层高度在100-120千米, 白天电子密度高于晚上;F1 层高度在180 千米, 与D层一样, 中午电子密度最高而夜晚消失;F2 层高度在200-400 千米, 电子密度是下午达到最高值, 黎明降到最低值。
3.1.2 电离层对电波的反射与折射
电离层的电波频率及其电子密度对折射率有直接影响, 其中, 电波频率与折射率呈现反向相关, 即电波频率越高, 电离层对电波具有的折射率越小;电子密度与折射率呈正向相关, 即电子密度越高, 电波折射率越大。电子密度是随着电离层高度的增加而升高的, 同时导致电波折射率不断升高。在电波频率确定不变的前提下, 电波的入射角度越大则越容易被反射回地面;当入射角小于某一数值时, 电波会直接穿过电离层进入太空。电波的入射角度固定时, 越高频率的电波需要达到更高层次的电离层才有可能被反射回地面, 当频率达到一定数值时, 在折射角不满足条件的情况下, 电波会透过电离层进入太空。
3.1.3 电离层吸收电波
在电波穿过电离层的过程中, 电离层中的自由电子会处于运动状态, 因此会消耗电波能量, 这就是所谓的电离层吸收电波。电波频率与电子密度影响着电离层对电波的吸收程度。电波频率越低、电子密度越高, 吸收能力就越强。
3.2 地波传播
地波传播这一通信方式可以在特定距离内搭建起比较稳定可靠的网络。此网络的有效距离会受到电台的发射频率、传播路径及天线结构等因素影响, 同时载波频段也会对其产生影响。假设前三个条件固定, 载波频率就是影响通信距离的特定因素。这是因为载波频率越低, 大地会吸收较少的电波, 因此, 应该选择低段的短波频率用于地波通信频率;地波传播距离越远时, 通信信号越弱, 当到达距离的临界点后, 短波通信就无法保证其可靠性, 造成信号中断。
四、短波通信电台通信频率的选择
由于电子密度及电离层的高度是不断变化的, 因此对于短波电台来讲, 选择合理的通信频率是保障通信质量的关键。若选择过低的通信频率, 会造成电离层过度吸收电波, 不能保证短波信号的信噪比;若选择过高的通信频率, 则会造成电波穿过电离层, 直接进入太空。因此, 短波通信电台在选择通信频率时要综合考虑如下几点:
首先, 在通信距离固定的前提下, 短波通信频率要低于被电离层反射的最高频率, 以避免电波透过电离层直接进入太空;
其次, 当短波电台通信频率较低, 电离层会较强的吸收电波, 这时短波电波通信频率降低到某一区间, 短波信噪比会大大下降, 通信质量没有保证。正常来讲, 短波通信的最低通信频率为3-4MHz;
再次, 在选择通信频率时也要考虑时间段变化, 日间与夜间的频率应该不同。
实践证明, 在黎明及黄昏时电离层的电子密度变化较为频繁, 应根据实际情况对电波频率进行相应调整。
五、短波通信技术的发展展望
随着短波通信技术的发展, 其主要呈现出如下发展趋势:
首先, 由单一自适应技术发展为全自适应技术。自适应主要是指频率的自适应, 也被称为实时选频技术。在信息化时代, 主要的通信方式是数据通信, 因此单一频率自适应远远不能满足通信要求。短波通信新技术的问世推动了短波数据网的搭建与发展, 同时频率自适应技术可同其他自适应技术构成全自适应通信系统, 这也是短波通信技术的发展趋势。
其次, 抗干扰技术由低速窄带发展为高速宽带。大部分短波跳频电台依然是模拟跳频电台, 其在技术上一直没有攻克通信距离近、语音质量低等难题, 且是窄带跳频。若想提高短波通信的抗干扰能力, 必须提高跳频速率及信号带宽。这同时也可有效提高信息的传输速率。
再次, 短波通信系统网络朝着第三代全自适应网络方向发展。通信系统网络化、通信数字化、通信业务综合化是未来短波通信系统的发展主流趋势, 信息系统的建设应以有效性、可靠性、抗毁性为基本要求。为提高通信系统的智能化、自动化, 短波通信设备应向第三代通信设备方向发展, 以适应未来短波通信业务的发展要求。
六、结语
随着科技的发展, 短波通信技术会逐渐发展为全自适应技术, 且其信号带宽会不断拓宽, 抗干扰性能等也会不断提升, 通信过程将变得更为顺畅, 相信短波通信技术在未来会有更广阔的应用前景。
摘要：随着我国信息技术的发展与经济的进步, 短波通信技术取得了飞速发展, 被广泛应用于通信行业各领域中。现代短波通信技术的应用深刻的影响着军事、航空、海运、等各行业, 极大的推进了我国信息技术的发展, 满足着人类的通信需求。基于此, 本文简要介绍了短波通信发展的要求, 阐述了我国短波通信技术的发展现状及、常用的通信装备、短波电波的传播途径, 并就短波通信电台的通信频率选择及通信技术的发展前景做了简单分析, 希望能对短波通信技术的应用有所帮助。
关键词：短波通信,频率选择
参考文献
[1]李晋.短波通信发展现状与前景探析[J].大陆桥视野, 2013 (12)
[2]付彦哲.浅析短波通信发展现状及的选频研究[J].科学与财富, 2015 (21)
通信频率 篇2
【发布文号】交函无委(1993)226号文 【发布日期】1993-04-15 【生效日期】1993-04-15 【失效日期】
【所属类别】国家法律法规 【文件来源】中国法院网
交通通信800ＭＨｚ集群系统频率的申请、核配和使用的规定
（1993年4月15日交函无委（1993）226号文）
第一条 交通通信800ＭＨｚ集群系统是交通专用通信网的重要组成部分。为确保交通专用通信网的统一和畅通，充分发挥交通移动通信的作用，有效地利用800ＭＨｚ频率资源，切实加强无线电通信的管理，特制定本规定。
第二条 交通系统各单位申请使用800ＭＨｚ集群移动通信频率，均须遵守本规定。
第三条 交通部无线电管理委员会办公室（简称部无委办）根据全国交通系统800ＭＨｚ频率规划，负责审批交通系统各部门设台申请，核配工作频点。
第四条 各申请单位应根据全国交通通信总体规划的要求和本地区的实际情况，统一规划本地区800ＭＨｚ集群系统的建设布局。
第五条 交通专用集群通信的设台申请，统一由部无委办办理。申请单位应提交设台和使用频率的申请文件，并附项目可行性研究报告。其内容包括建设规模、所设台台址、功率大小、覆盖范围、业务量、建设期限及效益分析等。经批准后到地方无委办理设台手续。
第六条 设置800ＭＨｚ集群通信系统台站，其无线电通信设备应符合国家技术标准和交通通信技术体制及进入交通专用通信网联网工作的入网要求，设备选型需经部无委办同意。
第七条 各设台单位在交通专用800ＭＨｚ频率不能满足业务需求时，也可向地方无委申请使用其它800ＭＨｚ频率，并报部无委办备案。
第八条 频率使用应贯彻有偿占用的原则。
第九条 部无委办根据频率使用情况，对已指配的800ＭＨｚ频率有权进行调整或改核。
第十条 未经部无委办批准，任何单位或个人不得转让频率；严禁出租或变相出租频率。如有违反，部无委办将予以收回。
第十一条 本规定由交通部无委办负责解释。
第十二条 本规定自发布之日起实施。
短距无线通信频率共存研究 篇3
关键词：有限区域,ZigBee,Wi-Fi,干扰,共存
1、引言
随着人们越来越注重用户体验, 无线通信技术得到巨大的发展, 大量的无线通信技术应用在2.4～2.4835GHz ISM频段上, 为人们提供越来越丰富的数据服务。无绳电话、无线局域网 (WiFi) 、蓝牙 (Bluetooth) 、Zig Bee、无线USB (Wireless USB) 、等用于有限区域内信息交换的短距离无线通信技术标准得到了迅速的发展。由此空间集中且频段集中而产生的多径干扰和同频带干扰更加频繁, 需要工程研发人员和用户在项目开发与使用时特别注意。
2、Zig Bee技术的特点
ZigBee技术, 即IEEE 802.15.4协议, 定义了2.4GHz频段和868/915M H z频段两个物理层, 并且采用了D S S S工作方式。在2.4GHz频段ZigBee定义了每一信道宽3MHz的16个信道, 相邻两个信道的中心间隔为5MHz, 使相邻信道之间留有2MHz的频率间隔。在通信编码时, ZigBee采用32码片的PN码, 将4个信息位编码到每一个符号中, 使其具有250Kbps的最高数据速率。
ZigBee技术拥有功耗低、成本低、速率低、距离近、时延短、容量大、安全高、免专利费、自组织网通信方式等的特性, 可应用于几乎所有需要低速率无线通信的行业[1]。
3、Zig Bee通信信道特性分析
我们以Wi-Fi的协议中的IEEE 802.11b和ZigBee (IEEE802.15.4) 的信道算法比较中分析Zig Bee的信道的一些特性。如图1和图2所示, 有4个Zig Bee信道 (n=15, 16, 21, 22) 落在3个Wi-Fi信道的频道间距上, 即使这些间距上信号的能量不为零, 但因其会比信道内的能量低很多, 所以可将这些频段作为ZigBee网络的工作信道, 将系统间干扰降至最小。
在进行网络初始化或者响应中断时, ZigBee设备会先扫描一系列被列入信道表参数中的信道, 以便进行动态信道选择。在有Wi-Fi网络活跃工作的环境中建立一个Zig Bee网络, 可以按照上述空闲信道来设置信道表参数, 来加强网络共存的性能。
假设一个室内环境下的Zig Bee和Wi-Fi设备节点如图3分布, 在频偏为零的同信道条件下分析ZigBee对Wi-Fi的干扰。每个ZigBee节点呈独立一致性均匀分布, 其处于活动状态的概率为, 分布密度为。假设有N个ZigBee节点会产生对STA (WLAN中的站) 有效的干扰, 则分组冲突概率为,
室内路径损耗选用对数距离模型
其中:k——依赖于周围环境, ——零均值的高斯分布随机变量, m0——近地参考距离。
由文献[4]和文献[5]可知, 对于一个半径为r的覆盖区, 假设STA的SIR阈值为β (如果ZigBee节点要对STA产生有效的干扰, 使其SIR必须小于β) , 则有效干扰区域的百分比 (即对于STA的SIR低于β的区域百分比) 为, 如果在半径r范围内α, SIR低于β阈值的概率为, 则
这里
其中:ΓAP——AP的传输功率, ΓZ——ZigBee的传输功率。则对数正态分布变量SIR的均值为:
其方差为σ。
针对上述模型我们可做出定性分析, 由于ZigBee的协议中有着特殊的睡眠机制, 节点处于活动状态的概率一般小于1%[3], 可取10d Bm[6], AP的传输功率为14 dBm, 而ZigBee的为0 dBm[4]。
据文献[5]可知, 分组出错率的期望, 分组冲突概率越大, 相应的分组出错率也越大。从图4可以看出, 随AP和STA的距离m以及σ的增加, 系统的性能越差。
4、Zidbee与其它短距无线通信技术的共存
4.1 频率共存
实际应用环境中, ZigBee网络很可能与其他的通信技术使用相同的通信频段。ZigBee协议中为保证在2.4GHz频段和其他无线通信技术标准的共存能力, 采用了空闲信道评估和动态信道选择。
(1) 空闲信道评估 (CCA, Clear Channel Assessment) :
ZigBee在物理层的碰撞避免机制 (CSMACA) 中提供CCA, 即如果一个信道被其他设备占用, 则不必考虑所采用的通信协议退出传输。
(2) 动态信道选择:Zig Bee中的协调器首先要扫描信道表中所有的信道, 然后再确认并加入一个合适的ZigBee网络 (PAN) , 而不是去创建一个新的P A N, 这样就减少了有限区域内同频段PAN的数量, 降低了潜在的干扰风险。如果信道上出现了严重的干扰, 协调器上层的软件会根据信道算法选择一个新的信道。
4.2 ZigBee与Wi-Fi的共存
类似IEEE 802.15.2中规定的, ZigBee与Wi-Fi的共存方案也可分为协作方式和非协作方式两种[7]。在协作方式下我们可采用时序控制, 使用一个控制器监控ZigBee和Wi-Fi的工作状态, 任何一个装置需要传输数据时先向控制器申请时隙, 由控制器分配时隙, 使得每一时刻只有一方在工作, 从而避免干扰。协作方式最主要应用于同一设备中存在Zig Bee和Wi-Fi两种装置的情况。在实际应用环境中, 将会有许多Zig Bee和Wi-Fi装置同时存在于不同设备中, 这就需要非协作方式减小干扰。这时我们采用自适应调整分组大小、动态信道分配、功率控制等方式进行控制。
4.3 ZigBee与蓝牙、Wireless USB的共存
Zig Bee没有采用跳频通信技术, 而蓝牙与Wireless USB均采用了调频通信的方式。其中蓝牙采用FHSS并将2.4GHz ISM频段划分成79个1M H z的信道, 以伪随机码方式在这79个信道间每秒钟跳1600次。而每一个Wireless USB的信道宽1MHz, 采用了DSSS将2.4GHz ISM频段分割成为79个1MHz信道。Wireless USB设备具有频率捷变特性, 会根据通信链路质量动态地改变信道。因此, 当Zig Bee与蓝牙或Wireless USB设备产生严重干扰以至于影响其通信时, 蓝牙或Wireless USB设备会主动改变通信频率摆脱干扰。
4.4 ZigBee与无绳电话共存
所有无绳电话都会在ISM频带中产生出相当高的能量, 所以它会干扰许多射频系统。如果无绳电话采用FHSS, 它发出的干扰可完全中断一个Zig Bee网络的工作, 这是因为与蓝牙和Wireless USB (1MHz) 相比, 它占用更宽的信道 (5～10MHz) , 而且无绳电话信号的功率很高。跳转到ZigBee信道中间的FHSS无绳电话可能会导致ZigBee设备连续重复发送数据, 故建议在ZigBee网络以外使用这些电话。如果无绳电话采用DSSS, 则可将无绳电话与Zig Bee系统所使用的信道配置成互不重叠, 以消除干扰。
4.5 ZigBee与微波炉共存
日常家电中的微波炉是最难以预测和最分散的干扰源。因为每个微波炉因其使用情况, 溢出的能量强度不同, 频谱也不一样。实验[8]证明, 当微波炉和ZigBee设备距离小于1m时, 约0.5%～2%的ZigBee数据帧被破坏, 但当微波炉和ZigBee设备距离大于1m时, 微波炉对Zig Bee的干扰就基本上就不存在。
5、结语
设计者和用户在使用ZigBee设备时可能面对非常复杂的现场环境。当系统出现通信不成功时, 要仔细分析现场情况, 如果是因为干扰的存在, 则应该认真分析干扰源, 并针对性的采取措施, 如改变通信频率, 改变发射功率, 增加通信延时等。
参考文献
[1]瞿雷, 刘盛德等.ZigBee技术术及应用[M].北京航空航天大学出版社, 2007.
[2]IEEE Std 802.15.2.Coexistence of wireless personal area networks with other wireless devices operating in unlicensed frequency bands[S].2003.
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[4]Theodore S Rappaport.无线通信原理及应用[M].北京:电子工业出版社, 1998.
[5]Howitt I.WLAN and WPAN coexistence in UL band[J].Transactions on Vehicular Technology, 2001, 50 (4) :1114-1124.
[6]Kamerman A.Coexistence between bluetooth and IEEE 802.11 CCK solutions to avoid mutual interference[Z].Lucent Technologies Bell Laboratories, 1999.
[7]IEEE Std 802.15.2.Coexistence of wireless personal area networks with other wireless devices operating in unlicensed frequency bands[S].2003.
卫星移动通信系统的频率同步技术 篇4
卫星移动通信系统是利用卫星作为中继, 实现区域乃至全球范围的移动通信的系统。如图1所示, 其主要包括三部分: 空间段, 由一颗或多颗卫星组成, 可以是地球静止轨道卫星或中、低轨道卫星;系统控制中心和若干信关站, 用于将移动用户接入核心网; 移动地球站, 包括手持、车载、舰载、机载终端等。
在系统通信过程中, 一个很重要的方面是无线链路的频率同步。以欧洲地球静止轨道卫星通信系统GMR -1为例, 其工作频率带宽为34MHz, 位于1. 525 ~ 1. 559GHz ( 下行链路 ) , 和1. 6265 ~ 1.6605GHz ( 上行链路) 。34MHz的工作频带被分成1087个成对的 子载波, 子载波间 隔为31.25kHz[1,2]。
卫星移动通信系统的频率漂移主要由三个方面原因产生:
( 1) 终端本地时钟的不稳定。若时钟的长期稳定度为1ppm, 没有任何补偿的情况下, S频段的频率偏差将达到kHz量级。在完成对频率校正信道 ( FCCH) 的捕获, 并以此为参考对本地时钟频率校正后, 终端的收发频率与系统标称频率之间的偏差可以降至几Hz量级。
( 2) 卫星运动导致的多普勒频移: 静止终端的上、下行最大多普勒频移可以达到几百Hz。
( 3) 由于终端的运动, 导致的上、下行最大多普勒频移也可以达到几百Hz。
2 地面终端的频率同步
上行和下行信号的频率都需要在卫星端与它们的标称频率一致。频率同步的任务是对发送信号进行预校正, 使其到达卫星时的频率与标称值一致; 同时对接收到的下行信号进行频率捕获和跟踪, 保证解调性能满足系统要求。
上行信号的频率同步需要网络下发发送频率校正消息; 下行信号的频率同步主要依靠地面终端自身完成对频偏的估计和补偿[3]。
2. 1 空闲模式的频率同步
2. 1. 1 初始频率捕获
在初始频率捕获阶段, 终端首先搜索具有最大信号电平的控制载波。完成频率校正信道 ( FCCH) 的捕获后, 终端将其频率作为参考频率, 并一直锁定在该载波上。
FCCH信号通常为一个实chirp信号, 由上下扫频chirp信号构成, 其调制基带信号复包络形式为
其中φ0为随机初始相位, p ( t) 为功率斜升函数, T为系统的符号周期[4]。
初始频率捕获的处理流程如图2所示。将接收的信号与本地上下两路扫频信号相乘后再进行快速傅里叶变换 ( FFT) , 通过检测频域峰值位置的变化规律, 即可估计出初始频率偏差。
2. 1. 2 寻呼模式
在寻呼模式下, 终端已经通过FCCH完成了初始频率捕获。此时终端需要通过继续监听寻呼信道 ( PCH) 或广播控制信道 ( BCCH) 进行频率跟踪。
频率跟踪的处理流程如图3所示。首先对接收信号的残余频率偏差进行估计, 并根据估计值进行频偏补偿; 接着对信号的随机相位旋转进行估计和补偿, 得到满足系统解调性能要求的信号。实际设计中, 频率偏差估计可以利用突发中的所有符号, 采用盲估计算法, 例如Fitz算法、L&R算法等; 相位偏差估计可以利用突发中的独特码, 采用最大似然算法[5]。
2. 1. 3 告警模式
在告警模式下, 由于终端已经不能正常接收PCH和BCCH, 只能通过周期的监听FCCH保持频率同步。
2. 2 初始接入的频率同步
终端在发送随机接入信道 ( RACH) 之前, 首先以波束中心的多普勒频移进行频率的预校正。网络将检测实际的多普勒频移相对于点波束中心的差别, 并将此值下发给终端。
初始接入的频率同步策略如图4所示。其中标称BCCH接收频率为FB, RACH发送频率为FRH, 信令或业务信道发送和接收频率为FT和FR。下行链路中, 由卫星运动带来的点波束中心的多普勒频移为dF0, 实际的多普勒频移为dFU; 上行链路中, 实际的多普勒频移为ε·dFU。具体的频率校正过程如下:
( 1) 网络计算下行点波束中心的多普勒频移, 并通过BCCH向终端广播FRH和dF0;
( 2) 终端接收的BCCH信号的频率为FB+dFU, 对于点波束中心的静止终端, dFU= dF0;
( 3) 终端通过将接收频率乘以发送 / 接收频率比例因子ε, 并以dF0进行预校正后得到RACH发送频率;
( 4) 经过上行多普勒频移ε·dFU后, RACH信号到达卫星端的频率为FB+ 2ε· ( dFU- dF0) ;
( 5) 网络通过捕获RACH信号, 检测其相对于标称频率的偏差, 并将偏差值dFU- dF0通过接入允许信道 ( AGCH) 下发给终端。终端切换至指定的发送和接收频率FT和FR, 并以此再进行频率的预校正。这样再经历上行多普勒频移后, 信令或业务信号到达卫星端的频率即为标称频率FT。
2. 3 通信模式的频率同步
在通信过程中, 下行链路的频率通过终端的本地参考时钟来保持。同时, 由于时钟的不稳定度, 以及终端与卫星的相对运动导致的多普勒频移, 终端需要对接收信号进行频率跟踪, 保证解调性能满足系统要求。
在上行链路, 采用闭环的频率同步策略, 其频率校正过程如图5所示。具体的频率校正过程如下:
( 1) 假设一段时间后, 由于时钟的不稳定度和下行多普勒频移, 终端的接收频率发生漂移ΔdFU;
( 2) 由于发送频率是以接收频率为参考的, 故也将偏移相应的值;
( 3) 在经历上行多普勒频移后, 到达卫星端的信号频率将相对于标称频率偏差 ( 1 + ε) ·ΔdFU;
( 4) 网络不断检测实际频率与标称频率的偏差, 一旦发现偏差超过预定门限, 则通过随路信令信道将偏差值下发给终端;
( 5) 终端以此进行频率的预校正, 这样再经历上行多普勒频移后, 信号到达卫星端的频率即为标称频率FT。
3 机载终端的频率同步
机载终端作为一类特殊的终端, 其运动速度可以达到1000km/h, 并有可能在1分钟之内转变方向。相比地面终端, 其多普勒频移要大得多, 变化率也快得多。在下行链路, 大的多普勒变化率将超过地面终端频率跟踪环的范围, 在上行链路, 将导致网络需向终端频繁的发送频率校正消息。
因此, 需要对机载终端进行多方面的改进。首先需配备一个高稳定度的本地时钟, 长期稳定度优于0.1ppm, 以此为参考得到准确的标称频率。同时终端还需估计由于终端与卫星相对运动导致的多普勒频移。这可以通过对比下行信号频率和其标称值得到。通过将该多普勒频移用于发送信号的频率预校正, 则信号到达卫星端时的频率将接近标称值。也就是说, 机载终端在网络侧看来, 如同一个慢速移动的地面终端。
4 实验性能
在欧洲电信标准委员会 ( ETSI) 规定的地球静止轨道卫星传播信道模型下, 初始频率捕获的实验性能如图6所示。可以看出, 在极低信噪比条件下, 仍能有较高的频率捕获性能。例如在信噪比为- 8. 5dB时, 频偏估计的误差仍能保持在20Hz以下。在系统正常工作信噪比 ( 5. 5dB) 条件下, 频率跟踪的实验性能如图7所示。可以看出, 频率跟踪的性能随突发长度的增加而提高, 且均满足系统需求。Fitz算法的性能可接近修正克拉米罗界 ( MCRB) 理论下限, 但其可跟踪的频率范围是L&R算法的一半。
5 总 结
在卫星移动通信系统中, 由于本地时钟的不稳定, 以及终端与卫星之间的相对运动, 会导致较大的频率漂移。为保障系统的正常通信, 需要时刻进行无线链路的频率同步。一方面, 下行信号的频率同步依靠终端自身解决, 通过采用有效的频率捕获和跟踪算法, 保证解调性能满足系统要求; 另一方面, 上行信号的频率同步需要网络和终端进行闭环控制, 通过采用有效的同步策略, 保证信号到达卫星端的频率为标称值。机载终端由于其较大的多普勒频移和较快的变化率, 地面终端的频率同步方案已不足够适用, 因此需要对机载终端进行多方面的改进。
摘要：卫星移动通信系统是利用卫星作为中继, 实现区域乃至全球范围的移动通信的系统。在系统通信过程中, 一个很重要的方面是无线链路的频率同步。本文首先介绍了卫星移动通信系统及其频率偏差的原因, 接着讨论了地面终端所采用的频率同步技术, 同时还讨论了特殊的机载终端所采用的频率同步技术, 最后总结了卫星移动通信系统的频率同步机制。
关键词：卫星移动通信,频率同步,多普勒频移,地面终端,机载终端
参考文献
[1]ETSI TS 101 376-5-1, GEO-Mobile Radio Interface Specifications Part 5:Sub-part 1:Physical Layer on the Radio Path[S].European Telecommunications Standards Institute, 2005.
[2]ETSI TS 101 376-5-5, GEO-Mobile Radio Interface Specifications Part5:Sub-part 5:Radio Transmission and Reception[S].European Telecommunications Standards Institute, 2011.
[3]ETSI TS 101 376-5-7, GEO-Mobile Radio Interface Specifications Part 5:Sub-part 7:Radio Subsystem Synchronization[S].European Telecommunications Standards Institute, 2011.
[4]王力男, 卫星通信系统中chirp信号设计与捕获[J].无线电通信技术, 37 (6) :58~60, 2011.
通信频率 篇5
在文献[1]中, 主要研究 “上—越—下”传播模式, 天线采用数百米长的单极天线, 实际矿井隧道等地下环境中空间有限且接收天线置于地面, 并不需要向下透入地层, 这种情况下长的单极天线并不适合。在文献[2]中, 把整个传输信道看作是无限大半导电媒质, 忽略了地下腔体及穿出地层时折射衰减的影响, 与实际不符。因此, 本文分析了磁偶极子在地下通信中的电磁波传播模式以及影响通信的各个因素, 以达到在给定条件下选择最佳工作频率使通信最优化, 对于实际应用具有十分重要的指导意义的。
1电磁波传播模型
1.1传播模型建立
为了分析方便起见, 将地下空间理想成一个球形腔体。由于腔体的半径a通常都远小于波长λ, 因此环形天线是最小的, 相当一个磁偶极子。下面推导设置在地下腔体中磁偶极子 (即电小环形天线) 电磁场各分量的表达式。
取如图1所示的球坐标系统。令球形腔体的球心与球坐标的原点重合, 腔体半径为a, 环天线置于腔体正中, 环面积为S, 电流为I, 环面法线与极轴方向一致。 腔体内为 “1”区, 其电参数为μ０, ε１, σ１=0, 腔体外为“2”区, 其电参数为μ２=μ０, ε２, σ２。 计算电磁场的步骤如下:1将磁偶极子场的各个分量用电矢量位来表示, 并求出“1”区和“2”区电矢量位解的形式, 这些解中包含了未定常数;2利用边界条件确定未定常数, 从而求出电磁场各分量的表达式［１］。
按照图1的结构可以看出, 磁偶极子的磁流矩为方向, 所产生的电场只有E分量。由于Er=0, 故其电磁场可用一仅含有r分量的电矢量位来表示, 即电场方向垂直的。此外由于天线系统与z轴对称, , 于是场的其他分量为［３］
式中, k2m=ω2μm (εm-jσm/ω) , 下标m取1或2分别代表“1”或“2”区。
根据在无限大半导电媒质中磁偶极子的场, 令其电参数ε=ε１, σ１=0, 即得腔体中的磁偶极子产生的初级场
根据初级场和腔体边界条件确定ψ１与ψ２, 具体推导过程这里不再叙述, 可参考文献[1]。考虑腔体影响后腔体内电磁场与式已经不同, 腔体内电磁场是导电媒质与腔体共同作用结果。由于接收天线在腔体外场中, 这里只给出腔体外场的表达式为
称为转换系数, 其中j k２a=β。
和空气中环天线辐射场比较可以看出, 两者场的表达式形式相同, 腔体的作用只是将电流与环面积的乘积由IS转换成 (IS) ｅ而已。在实际应用中还需要考虑大地-空气界面的影响。
考虑到电波越过大地空气界面时发生折射［４，５］, 折射衰减因子, λ 为波长, 则在地面上接收点处的电磁场的场强为
到此建立了完整的环天线在地下岩层的传播模型。到达接收点的电磁场是发射天线能量扩散、穿透衰减及折射衰减共同作用结果。
最后利用积分乌莫夫矢量的方法, 计算通过r=a的球面的复功率求出天线送到周围半导电媒质的有功功率
因而天线的辐射电阻Rｍ由式 (15) 解出:
这里给出环天线损耗电阻为
上面讨论的小环天线是单匝的。如果是N匝, 则只需将场的表达式都乘以N。相应地, 功率Pｍ和辐射电阻Rｍ则应乘以N２。从这里可以看出, 空气中辐射理论在地下通信中已经不再适用。辐射电阻与腔体大小及岩层电参数等有关。
1.2腔体对电磁场影响
在中频段电磁波在地层中的传输以传导电流为主［４］, σ２>>ωε２, 于是
腔体对辐射场影响可通过对转化系数分析得到, 如图2~图4所示分别为转换系数随岩层导电率、腔体半径及频率变化图。
从图中可以看出, 转换系数与岩层导电率、腔体半径及频率成正相关, 但幅值变化范围很小。转换系数越大, 表明腔体对腔体外的场的影响越变大。
2通信最优化选择
当通信条件及要求给定时, 需要综合考虑与地下通信系统有关的各个因素, 并根据这些因素建立数学模型, 然后对整个地下通信信道进行分析计算, 得到实现地下通信需要的功率, 以及在发信机输出功率给定的条件下, 通信保障的距离。这需要选择合适工作频段, 以达到通信最优化。它与岩层的厚度、岩层的电参数、传播条件等因素有关。
2.1天线选择
在地下通信中, 由于地层对电波的吸收很严重, 接收点的信号往往十分微弱。对发信天线最主要的要求是:当接受点所要达到的场强给定时, 需要的天线的输入功率尽可能小。下面, 就从这一要求出发, 来比较电性天线与磁性天线的性能。
一个环面积为S磁偶极子在半导电媒质中建立给定场强所需要功率Pｍ (W) , 长度为的电偶极子在接受点建立相同场强所需要功率Pｅ (W) 分别为［６］
如图5所示频率为100kHz~1MHz时所需功率比较。
经过以上分析比较, 在地下空间有限时磁性天线比电性天线更有效。
2.2所需功率计算
功率计算需要考虑通信的具体给定条件及要求。本实验课题中, 通信种类为人工报, 接收带宽为3 000 Hz, 听觉接收时要求信噪比为S０/N０= -4dB, 要求时间利用率在一个时区内为90% (即90%时间能够达到要求, 这和大气噪声统计特性有关) 。通信条件:夏季, 20∶00~24∶00;西安34°N, 108°E;频率为500kHz;发信天线为环天线, 环面积S =1m２, 圈数N =20, 采用半径a′=1mm的铜线绕成;绝缘腔体半径a=2m ;岩层厚度h =150 m ;岩层导电率σ２=10－３S/m。以下计算中场强单位dB是相对于1μV/m的比值。
首先计算大气噪声参数。查阅CCIR (国际无线电咨询委员会) 第322号报告得噪声参数［７］
式 (21) 中, Fａ为噪声系数, Fａ=Fａｍ+Dｕ, Fａｍ是某一时段Fａ在一个季度的平均值, 实际的Fａ值是围绕其平均值起伏变化的, 其起伏幅度的概率分布接近正态分布。Dｕ为Fａ上十分值, 即只有10%的时间Fａ能超过的值与Fａｍ的差值。b为信号带宽, f为信号频率。频率为500kHz时Fａｍ=85dB, Dｕ=9 dB, Fａ=94dB, 平均90%的时间大气噪声将不会超过此电平, 则可保证90%的时间利用率。根据式 (21) 可得大气噪声参数En=94+10lg3 000+20lg0.5-95.5=27.25 (dB) 。
必需的信号场强为Es=En+S/N=23.25dB (14.53μV/m) 。
计算必需的发信功率 (即发信机输出的有功功率) 。为便于计算, 先按发信功率为1 W来计算接收点的场强Eｚ。由于接收点场强的平方与发信功率成正比, 故可按下式求出必需的发信功率Pｔ
根据式 (15) 和式 (16) 求出天线输入电阻, 进而求得输入电流, 根据式 (13) 求出接收点场强Eｚ= 8.35μV/m, 则所需发射功率
到此计算出给定条件和要求时所需的发射功率, 在给定条件下所需发射功率为3 W。
2.3最佳工作频率
在相同的通信条件下, 若使用不同的频率, 则所需发信功率也不同。这是因为如果频率用得过高, 电波穿过岩层时所引入的衰减就会很大, 这就需要很大的发信功率才能维持所需的信噪比。反之, 如果频率用得过低, 不仅天线的效率会很低、电波在地面折射时所引人的衰减很大, 而且大气噪声电平很高, 这时也需要很大的发信功率才能维持所需的信噪比。因此, 频率过高或过低都不利于通信, 只有某一合适的频率才能使所需的发信功率最小。表1列出了不同频率下大气噪声参数、所需信号场强及功率。
按上述功率计算方法, 在只改变频率而其他条件保持不变的情况下进行计算, 可得Pｔ-f的关系曲线, 如图6所示。由图可见, 当f =0.4 MHz时, 所需发信功率最小。所需发信功率最小的频率称为最佳频率, 用f０表示。
最佳频率和许多因素有关, 不是固定不变的。 这些因素主要有:岩层厚度h及其导电率σ２和天线结构。它们对f０的影响如下:
(1) h越厚, 电波的“穿透衰减”就越严重。为降低“穿透衰减”, 应降低工作频率。这时f０将变低, 可比较图6、图7中曲线, 图7中通信条件h =80 m, 其他如图6中。
(2) σ２越高, 电波的“穿透衰减”也越严重。为降低“穿透衰减”, 也应降低工作频率。可比较图6、 图8中曲线, 图8中通信条件σ２=0.8×10－３S/m, 其他如图6中。
天线效率和天线圈数、环面积及所用材料有关, 频率越低, 天线效率越低, 为提高天线效率应使用较高的频率。可比较图6、图9中曲线, 图9中通信条件天线10圈、面积2m２, 其他如图6中所示。
从上述分析中可以看, 相同的通信条件下, 若使用不同的频率, 则所需发信功率也不同。在给定条件下需要选择合适工作频率来使发射功率最小或发射距离最远, 从而达到通信最优化目标。
3总结
本文对置于地下腔体中的环天线辐射场进行了分析, 给出了辐射场的表达式及辐射电阻, 通过分析比较在地下通信中环天线更有效;基于传输模型计算了达到通信要求所需功率, 为了使通信最优化分析了影响通信的各个因素, 并给出了最佳工作频率。 从计算中可以看出在大气噪声对通信影响较大, 在未来研究中接收机采用弱信号接收技术及噪音抵消技术则可显著提高信噪比及通信距离。
摘要：针对无线地下通信信道复杂、难以预测的问题, 建立了环形天线地下通信电磁波传播模型, 比较了磁性天线与电性天线性能, 分析了在给定条下所需发射功率及影响通信的各个因素, 从而选择最佳工作频率使通信最优化, 对于工程实践具有重要的指导意义。
关键词：地下通信,环形天线,电磁场,发射功率,最佳工作频率
参考文献
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[2] 向新, 罗奕, 易克初, 等.穿透岩层地下通信信道分析.煤田地质与勘探.2005;33 (4) :77—79
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[6] Austin B A.Medium frequency body loop antenna for use underground electrically small antennas, IEE Colloquium on 1990
通信频率 篇6
未来信息化战场上,战术通信网主要在野战条件下构建,在一定的空域、时域、频域上要大量使用无线传输设备,工作频率非常集中,频率资源异常紧缺,战场电磁环境十分复杂。因此,科学合理地对战术通信网进行频率规划具有十分重要的意义。为提高频率资源的利用率,高效的频率规划方法都依据频谱的三维特性,即不仅考虑频谱和时间,而且还要考虑空间因素来指配和使用频率。地理信息系统(Geographic Information System,以下简称GIS)具有将空间数据与属性数据无缝连接的功能,在空间量测、网络分析、统计分析、空间数据可视化等方面具有独特的优势,充分满足了战术通信网频率规划与管理工作的需求。将GIS技术引入频率规划中,可为战术通信网频率规划提供有力的辅助决策支持。本文主要研究了与战术通信网频率规划相关的可视化显示、无线覆盖预测、场强分析和干扰分析方法,对基于GIS的战术通信网频率规划系统进行了软件结构设计。
1 基于GIS图形功能的频率规划可视化显示
GIS能按一定的空间拓扑关系,以数据库的形式来存储各种空间地理要素及属性数据,它利用图形方式来描述各种空间地理要素,将地理属性数据管理和空间数据的拓扑关系相结合,能满足各类不同要求的地图绘制,具有图形、属性数据的输入、编辑、输出以及地图管理等功能。
GIS的图形功能解决了数据库的数据可视化问题,它将数据库中有关台站信息和敌我态势等以图标的形式自动描绘在数字地图上,在图形与数据库之间建立了直接的联系,同时使得数据的查询极为方便和直观。GIS采用分层技术对地理信息和态势信息进行处理,即将不同类型的要素分别表示在不同的层面上,可以对其叠加和隐藏,增强了战术通信网的综合管理和分析能力。GIS提供了几种常用的直观图,如柱形图、饼图、折线图、面积图等,这些图形可用在战术通信网频率规划的各种统计分析上。
2 基于GIS空间分析的无线覆盖预测技术
战术通信网无线覆盖预测是频率规划的基础,它不仅是频率规划的依据,还是台站开设所必需的计算基础。在战术通信网无线覆盖预测中,地形地貌是影响电波传播及信号覆盖的最重要因素。GIS空间分析主要是在DEM(Digital Elevation Model,数字高程模型)上进行地形属性计算和特征提取等方面的功能。利用空间分析可以帮助频率规划者了解台站的空间特征和周边情况,合理选择台站位置,为场强分析提供地形因子信息,从而为频率规划提供辅助功能。
2.1 地形分析
地形分析主要包括两个方面:一是地形数据的基本量算(如:确定点的高程、两点之间的距离和方位等),二是数据的地形特征分析(如:坡度/坡向分析、通视性分析、剖面分析等)。
通视分析在战术通信网频率规划中发挥着重要作用。战术通信网在野战条件下开设,大量使用接力机和超短波电台。在微波、超短波频段,由于无线电波沿地面传播时衰减很大,遇到障碍物时绕射能力较弱,又无法通过电离层折射进行通信,属视距通信,因此两点间能否通视直接影响到通信质量,也是计算接收点场强的重要依据。GIS地理信息处理模块一般都提供两点通视和区域通视的功能,这些通视分析功能为优化台站信号覆盖范围和均衡台站的选址提供了基本的决策支持。如频率规划中的台站选址,可利用数字地形模型,借助三维分析的通视分析功能,在定义视点与台站辐射半径值的基础上,可分析地形的可视区域和盲区,用不同方式区分显示分析区域的通视区域和盲区,最终形成一个通视区和盲区有对比效果的分析结果,再辅以二维电子地图的背景数据形成通视分析的专题图件,在专题图件上可以很清晰地看到可视区域和盲区,如图1、图2所示。通过多个点之间的分析,最终选择出一组能全部覆盖全部分析区域,同时台站数量又最少的组合,这样的组合就是该区域范围内较为理想的台站位置分布。
坡度分析是根据DEM资料计算出地面上每一点的坡度,然后在地图上按坡度的大小,以不同颜色区分开来,绘制成坡度图,以便为频率预测服务。断面分析是根据DEM获得发射机任意方向上场强计算所需要的有关地形参数,还可以根据需要生成该方向高程的分布曲线,反映了区域的地貌形态、地势变化、地质构造等,是台站选址的重要依据。
2.2 重叠分析和缓冲分析
在战术通信网频率规划中,对台站覆盖效果进行分析是一项很重要的工作。在这一过程中,GIS重叠分析技术和缓冲区分析技术是有效的手段。通过矢量叠加、栅格叠加分析,可以确定目标覆盖区的地磁要素、军事区域、陆地地貌及土质等内容,从而为台站选址提供合理化建议。通过缓冲区分析,可以对频率规划效果进行科学分析,如统计某一地区内还未覆盖的区域,需要在求解缓冲区后与现有台站综合覆盖区进行空间叠加求差计算,从而为无线覆盖决策分析提供科学依据。
3 基于GIS的覆盖区场强分析
无线通信链路的通信可达性除和地形有关外,无线电传播损耗也是一个关键因素。为了保证无线电通信用户的通信质量,确保无线覆盖范围和电波传播的可靠性,降低频率干扰程度,必须进行无线电传播损耗计算,分析覆盖区场强。
3.1 传播模型的选择
理论上讲,自由空间无线电波的传播损耗大小与传播距离的平方及使用频率的平方成正比关系,但是在确定无线电系统实际通信距离、覆盖范围和无线电干扰影响范围时,同时还要考虑到在传播路径上存在着各种各样的影响,如高空电离层影响,高山、湖泊、海洋、地面建筑、植被以及地球曲面的影响等,因此传播模型的选择至关重要。传播模型是一种数学模型,在选择时需要考虑很多的因素,包括:功能设计、准确性和有效性、简单易用、对计算资源的需求、数据的需求、模型间关系、公认度和可接受性、运算速度、通用性等。
为了预测电波的传播,很多专家、公司都推出了自己的传播模型,例如在移动通信系统设计中,就有奥村-哈塔模型、Cost-231模型、EGU模型等等。而在电波传播模型中,最重要的是模型的可接受性,当在研究中出现相互矛盾的结果时,公认性就显得十分重要了,如国际电信联盟推荐的ITU-RP.1546模型,是进行无线电台站电磁兼容分析计算、地面业务国内、国际间频率协调最常用的传播模型。同时,传播模型的选择也要符合军队的相关规范。在传播模型选择的基础上,还需在不同的地形条件中对传播模型参数进行修正,得到反映不同地区实际无线环境对无线电信号影响情况的模型修正系数。
3.2 场强分析
在选择合适传播模型的基础上,可计算相应点的场强,并将计算结果叠加到地图上。传统的方向分析法是以台站为中心,在给定的方向上作一条射线,沿着这条射线寻找出满足覆盖条件的边界点(称为边界测试点,简称测试点)。根据计算的精度和计算量,可以在测试点周围确定出任意个方向作射线,通常可以间隔10度确定出36个方向,分别寻找出满足覆盖条件的边界点,再将这些边界点连接起来,形成一个闭合的多边形,这个多边形的区域就是符合覆盖条件的覆盖区域。基于上述场强计算方法,根据计算需求可以获得不同场强等级的多边形区域,类似于地图上的等高线,分别表示不同场强值对应的区域。在频率规划时对不同覆盖区进行空间拓扑分析、距离分析,然后判断该频点在该点是否可用。
场强覆盖区可利用GIS作图,将覆盖区场强用不同颜色绘制成连续区域。具体实现上,可由点对点的场强分析组合得出。如图3所示,0点为视点,OP的长度为台站的覆盖半径,0点至P点的传播损耗情况可采用离散判定法,即在观察者与目标连线上取等间隔的点进行判定,然后以X轴正向为起点(0弧度),将待通视直线OP以台站所在位置0点为圆心旋转一周(2π弧度),即可完成台站的覆盖区场强情况分析。
4 基于地理空间信息的干扰分析
为实现战术通信网频率规划的有效性,需要进行干扰分析。干扰分析是频率规划中不可或缺的部分,是频率规划的前提,同时也是检验频率规划效果的方法。干扰分析着重考虑台站间的空间分布及相关性能参数,求解台站干扰区和服务区在地理空间上的分布。干扰分布区域在空间上呈面状分布,可将其拓扑关系分为边界重叠、内相切、外相切、相交、内相离、外相离等状态。在实际的频率规划中,根据干扰场强值的大小要求画出覆盖区,然后判断覆盖区域之间的拓扑关系,从而可以得出相关台站之间是否存在干扰,进而求出干扰区和服务区在地理空间上的分布。通过地理空间叠加和融合处理分析技术,可以科学给出“解扰”的决策方案,如根据地形、距离确定天线方向、极化方式,根据台站空间分布情况确定新增台站或调整现有相关台站。
5 基于GIS的战术通信网频率规划系统软件结构设计
在软件结构设计上,鉴于频率规划系统较多地涉及到GIS相关功能的调用,为提高开发效率,降低开发难度,应将频率规划系统与GIS有机集成。基于对GIS相关功能进一步封装的思想,系统软件结构可分成如图4所示的三层结构。
其中,平台支撑层主要由GIS和数据库管理系统组成,为频率规划系统提供必要的支撑服务。功能集成层主要为频率规划系统提供所需的具体应用功能,是对GIS相关功能的封装与集成开发。用户交互层是为用户提供直接交互的操作环境,分为频率监测、频率分配、接力通信频率指配、超短波网频率指配和短波网频率指配模块,完成用户所需功能的具体调用。
6 结束语
在战术通信网频率规划过程中,为充分利用频率资源,需要合理设置台站位置、科学计算无限覆盖区,了解不同台站之间的干扰情况,最终实现频率利用率的最大化。本文利用GIS实现了抽象的无线电频率规划的可视化显示,研究了无线覆盖预测、场强分析和干扰分析,为战术通信网频率规划提供了辅助决策功能,最后对基于GIS的战术通信网频率规划系统进行了软件结构设计。
在战术通信网频率规划中引入GIS技术,可以为频率规划提供辅助决策功能,提高频率规划的有效性,还可以为频率规划系统提供基础地理信息空间平台。本文在如何利用GIS提高战术通信网频率规划的效率和有效性上作了一定的研究,相信随着GIS技术的持续发展和相关功能的不断开发,必将促进频率规划水平的整体提高。
参考文献
[1]陈东.电磁频谱工程[M].北京:解放军出版社,2007.
[2]朱华华,范荣双.基于GIS空间分析的广播电视频率规划研究[J].广播与电视技术,2008(1).
通信频率 篇7
虽然JIDS和卫星通信等新型通信方式不断涌现, 机载短波通信在远距通信中仍占有重要的地位[1]。鉴于试验室仿真和测试总是难以摆脱纸上谈兵的潜在嫌疑, 提出运用飞行试验实际对机载短波通信进行功能和性能的考核, 真实飞行得出的对短波通信评估的可信度与实战最为接近。合理高效的试飞方法是进行飞行试验的基础, 根据短波通信试飞的技术特点, 提出了一种短波频率预测方法。
在战争中, 当卫星被打掉, 又超出超短波通信距离时, 短波通信就成为超视距通信的重要甚至是唯一的手段。短波的通信距离主要受到通信频率的影响[2]。在实际飞行试验中, 需要明确频率和通信距离之间的关系。
通过合理的技术方法预先得到被试两地的优势通信频率, 直接决定试飞的短波话音、数据通信的质量以及通信距离。频率频率在传统的试验中, 都是凭经验选频率, 致使短波通信试验一直效率低下。所以, 频率的选取是机载短波通信飞行试验和实战应用的关键。
1 频率和通信距离的关系分析
1.1 电离层对短波通信距离的影响
短波通信是利用电离层反射实现的。由于电离层不会被摧毁, 短波通信是其他通信方式不可替代的。对于无线电路来说, 可以应用的频率不是整个的短波波段, 而仅仅是它的一部分, 即所谓的工作频率。若频率太高, 虽然传播的吸收损耗小, 但电波易穿出电离层, 无法反射至接收点;若工作频率太低, 吸收损耗增大, 致使无法保证通信所需的信噪比[3]。
短波传输损耗主要是自由空间传输损耗Lbf[2], Lbf是2个理想的电源天线在自由空间传播和接收无线电波时产生的损耗, 短波在传播路径上的衰减如式 (1) 所示, 反应了短波频率与通信距离的关系。
又可表示为:
式中, Lbf为自由空间传输损耗;d为通信距离;f为短波频率;λ为短波波长。
频率一定时, 电波主要由2条路径反射回来。仰角高波在电离层浓度较大处反射, 一跳的距离近;低仰角波在较低处反射, 电离层电子浓度小, 一跳的传播距离远。不同仰角时信号的轨迹如图1所示。
1.2 短波的最高可用频率分析
当短波频率升高时, 图1中的高仰角和低仰角波的轨迹趋于重合, 此时相应的频率就是这一距离的最高可用频率fMUF[4], 通信距离和fMUF的关系如图2所示。
相应通信距离的fMUF由公式 (3) 表示:
式中, i100=arcsin (0.985cosβ) , fMUFE (d) 为两地距离为d的最高可用频率;fc (E) 为E层的临界频率。i100为射线入射角, β为初始入射仰角。由图2可以看出, 入射角小最高可用频率低, 最高可用频率随入射角增大而升高, , 从而传播路径越远。
1.3 寂静区对短波通信距离的影响
200 km对于短波通信来说是个临界距离:小于200 km时, 地波传播;大于200 km时, 天波传播, 这样就形成了一个短波通信的寂静区[5,6]。如图3所示, 寂静区的形成是由于地波衰减较快, 传播距离较近处就无法接收到地波, 而相应频率的电波只能在一定距离外才能收到。
由图3可知, 寂静区的范围取决于内半径r1和外半径r2[7]。当频率升高时, 地波衰减增大, r1就减小。为了使电离层将电波反射回来, 随着频率的增高, 反射的仰角就要减小, 所以r2较大。
2 通信频率预测及试验结果
频率是影响通信距离的关键因素, 实现可靠的频率预测对于提高飞行试验的效率有重要意义[8,9]。将传统的选频方法与提出的预测方法进行比较, 结果如表1所示。
选用短波通信工作频率时, 应该尽量接近电波能反射回地面的最高可用频率 (MUF) , 通常选取MUF的80%~90%作为通信频率[10]。这样, 既避免了当电离层变化时电波穿过电离层的可能;又防止若频率取得太高, 电波深入反射层使吸收损耗加大。
通过软件辅助计算[11], 将从互联网上获得的, 当天北京天文台发布的太阳辐射通量 (Flux) 和K指数 (单个台站3小时内地磁扰动强度的指数, 称为3h磁情指数[12]) 及目标地的经纬度输入就可以得出一天内两地之间的短波通信适宜频率。
短波通信是一种远距通信方式。试验中将该飞行试验的航路设计为阎良到海南陵水。试飞中采用了1 000 W的短波电台作为地面通信终端, 假定频率选择10 MHz, 由式 (1) 得出, 信号在航路上传播的传播衰减为117.64 d B。由式 (2) 可得相应有效作用距离约为1 819.33 km。阎良和海南陵水的距离为1 828 km, 与上面分析的通信距离非常接近, 满足航线的距离要求。
在互联网上找到12月17日至12月23日这7天的太阳辐射通量和地磁指数K, 如表2所示。
计算2010年12月20日阎良 (N34.64°、E109.24°) 和三亚陵水 (N18.5°、E109.08°) 之间短波电台通信时可用的频率, 计算结果如图4和图5所示。图中上方TERMINAL表示地点, Sunrise/Set表示日出/日落时间, A Bearing to B表示以A点为轴心, B点在逆时针方向上偏离正北方向的角度, SSN是太阳黑子数, Flux是太阳辐射通量, K是3小时磁情指数, Path Length是两地距离。
图4是一天之中各时段的最高可用频率。可见正午之前的最高可用频率低, 正午之后有所升高。在飞行试验中, 根据试验时间合理地改变所选通信频率即可;图5表示了各个频率在各个时段的可用性百分比, 以及在传播路径上的信噪比。
对于图5的注释如表3所示。
根据图5所得结果, 夜间时段较为适用的频率比白天要高, 最佳频率在14 MHz左右, 因为虽然14.1 MHz和7.1 MHz可用性都为A, 但14.1 MHz的信噪比较高。考虑到试验的气象和时段, 发现原定的试验的频率明显偏高, 将原来的短波定频模式下午时段中的频率进行了修改, 如表4所示。修改之后超视距通信效果良好, 话音质量3级以上[13]。
3 结束语
运用短波通信理论研究了短波频率与通信距离的关系, 分析了影响短波通信距离的因素。又因为解决频率问题的需要, 提出了一种预测频率的方法, 方法首先确定了相应距离和时刻的最高可用频率 (MUF) ;再对各频率在一天中不同时段的可用性百分比以及信噪比进行分析, 综合评价预测出通信质量较好的频率。并通过飞行试验验证了该方法在工程上的可行性。在后续某型直升机短波远距数传试飞和某型预警机短波远距离通信试飞中有着良好的应用。
摘要：机载短波通信是CNI (通信/导航/识别) 体系内不可或缺的组成部分。运用短波通信理论分析了机载短波通信通信频率与通信距离之间的关系, 鉴于通信距离在实战中的的重要性, 提出了一种预测短波通信频率的方法。方法主要为以下2点:一、特定时间和路程下的最高可用频率;二、每一频率在每一时段的信噪比及可用性百分比。方法主要经由理论分析、软件辅助计算, 并结合电磁环境的监测结果和实际地面互联互通经验对预测结果进行修正, 给出每一时刻的最佳通信频率。最后, 通过真实飞行试验对该方法的可行性进行了工程验证。
通信频率 篇8
随着城市规模和人口密度的不断增加, 城市调频广播的覆盖要求相应提高。
尽可能大的覆盖面积以及质量优良的覆盖效果, 给调频发射台提出了更高的发射要求。但是, 伴随调频广播频率的增加和发射功率的加强, 调频广播对民用航空无线电导航和通信频率之间的干扰问题变得越来越突出。
特别在建设新电台、增设新频率、增加发射机功率等提高或加强广播覆盖的情况下, 如何防止和规避对航空通信系统的干扰, 成为经常困扰广电部门的问题。
本文尝试依据国标GB6364-86和国际电联ITU-R SM.1009-1标准提供的规范, 通过比较两种标准的异同, 结合相关评估参数的分析和计算, 掌握第一手材料, 利于广电部门先期发现问题, 在与航空部门的沟通协调时, 避免决策失误。
1 调频广播对民航通信系统存在的干扰问题
1.1 民航通信的特点决定了其受到调频广播干扰的可能性民航易受调频广播干扰的通信系统包括:
1.超短波定向台 (VHF/UHF DF) , 工作在118MHz~150MHz和225MHz~400MHz两个频段。
2.仪表着陆系统 (ILS) 中的航向信标台, 工作在108MHz~111.975MHz频段。
3.全向信标台 (VOR) , 工作在108MHz~117.975MHz频段。
4.机载甚高频通信, 工作在118MHz~137 MHz频段。
从频率分段来看, 民航通信工作频段108MHz~137MHz紧邻调频广播通信频段88MHz~108MHz, 极易受到广播信号的邻频和互调干扰。
基于以上干扰的情况, 国际电信联盟颁布了ITU-R SM.1009-1, 提供了干扰定义及协调规范。我国在1986年出台了国家标准GB 6364-86《航空无线电导航台站电磁环境要求》和它的宣贯指导材料。
1.2 国标GB6364-86和国际电信联盟ITU-R SM.1009-1标准介绍
国标GB6364-86《航空无线电导航台站电磁环境要求》是强制性标准。
国际电信联盟ITU颁布了Rec.ITU-R SM.1009-1《约87MHz~108MHz频带内声音广播业务同108MHz~137MHz频带内的航空业务之间的兼容性》建议书。
这两个标准均描述了调频广播与民航导航系统的兼容性问题。
因篇幅所限, 本文暂不涉及调频广播与民航甚高频通信系统的兼容性讨论。
1.2.1 调频广播对民航通信干扰分类
在上述两个标准中, 均定义了4种类型的干扰。
1.A类干扰
A类干扰是由一个或多个广播发射机对航空频段的无用发射引起的。包括A1类和A2类干扰。
1) A1类干扰
单个发射机可能产生杂散发射或者几个广播发射机在航空频段上可能互调产生频率分量, 这种情况称为A1类干扰。
2) A2类干扰
广播发射机工作频率靠近108MHz的边带辐射进入航空接收机, 其过程称为A2类干扰。这个干扰机理实际上仅由使用108MHz附近频率的广播发射机引起, 而且只干扰使用108MHz附近频率的航空通信业务。
2. B类干扰
B类干扰由航空频段外频率上的广播信发射在航空接收机上产生的干扰。包括B1类和B2类干扰。
1) B1类干扰
航空频段意外的广播信号使接收机变为非线性状态, 可能会使航空接收机产生互调, 这种情况称为B1类干扰。要产生这种干扰, 至少需要出现两个广播信号, 它们应有一定的频率关系, 且在非线性过程中, 能够在航空接收机使用的有空射频信道上产生互调产物。其中一个广播信号必须有足够的振幅, 使接收机进入非线性区域, 这样即使其它信号的振幅相当低也可能会产生干扰。只考虑三阶互调产物, 其形式为:
在这里, 引入了两个定义:
触发值 (启动值) :强广播信号的最低值, 当叠加在航空接收机输入端时, 可产生三阶互调产物, 且该产物的功率足以表示潜在干扰。
截止值:叠加在航空接收机输入端时, 弱信号产生三阶互调的调频广播最小值。
简单地说就是, 当叠加在航空接收机输入端的广播信号的电平大于接收机B1类干扰的触发值 (启动值) 时, 若此时输入端还有另一广播信号, 其电平大于接收机B1类干扰的截止值, 那么这两个广播信号将会在此航空接收机上产生互调产物。
我国调频广播使用87MHz~108MHz频段, 民航的航向信标台和全向信标台分别工作在108MHz~111.975MHz和108MHz~117.975MHz频段, VHF通信系统工作在118MHz~137MHz频段。调频广播信号的三阶互调产物正好能够落在民航使用的频段内。
2) B2类干扰
当航空接收机的射频部分被一个或多个广播发射信号变为过载状态时, 可能会发生灵敏度降低的现象, 这种情况称为B2类干扰。
1.2.2 GB6364-86和ITU-R SM.1009-1中B1类干扰评估方法的差异
通过对两个标准的认真分析, 发现其A类干扰评估标准比较一致, 而对B1类干扰的评估计算方法则有较大差异。两标准针对B1类干扰的评估方法, 最大的区别在于民航接收机的触发值和截止值的不同。
同样的计算条件下, 通过两种标准评估的B1干扰情况区别如下:
1. GB6364-86
在GB6364-86中, 对于B1类干扰采用抗干扰度公式进行预测计算。当测得航空接收机输入端的两个或两个以上的调频广播信号的功率电平时, 可根据抗干扰度公式计算出有无互调干扰的可能。根据可能形成互调产物的抗干扰度公式和航空接收机B类干扰的启动值和截止值, 以启动值和截止值作等值线, 即可得出可能产生互调的区域, 从而可以预测航空通信台站可能受到调频广播干扰的区域。
宣贯指导材料中给出了民航接收机触发和截止电平的曲线, 见图2和图3。
注意:国标GB6364-86是在1986年颁布实施的标准, 其中定义的“现有ILS接收机”、“现有VOR接收机”应视为代表80年代技术水平的民航接收机;而文中定义的“将来的ILS和VOR接收机”可理解为20年后较为先进的民航接收机。
对比两图发现, B1类干扰的触发值和截止值, 对于“现有的接收机”和“将来的接收机”差距在15~20d B之间。可以理解为, 随着民航接收机技术的发展, 其对广播信号的抗干扰能力应该是大大增强的。
GB6364-86中定义的触发值和截止值电平计算公式为:
(1) 触发值
式中:f为广播频率, MHz;
k为系数, 对于ILS为126;对于VOR为119。
注解:在式 (3) 中, max (0.4;108.1-f) 含义为, 取0.4和108.1-f两个数值中最大的那个。例f=108.1时, max (0.4;108.1-f) =max (0.4;0) =0.4。f=103.9时, max (0.4;108.1-f) =max (0.4;4.2) =4.2。
(2) 截止值
2. Rec.ITU-R SM.1009-1
在Rec.ITU-R SM.1009-1中, 关于触发值和截止值的定义与GB6364-86不同。
(1) 触发值
式中:LC:为有用信号电平变化修正因子;
NA:航空接收机输入端的有用信号电平;
Nref:航空接收机输入端的有用信号参考电平, ILS为-89d Bm, VOR为-82d Bm;
K=140 (ILS) 或133 (VOR) ;
fA:航空通信频率;
f:广播频率。
(2) 截止值
3. 两标准中触发和截止电平的计算差别
截止值:通过式 (4) 与式 (7) 对比看出, 其常数的设置有12个d B的差距。
触发值:通过式 (3) 与 (5) 对比发现, 式 (3) 中K=126 (ILS) 或119 (VOR) 与式 (5) 中K=140 (ILS) 或133 (VOR) , 亦有很大的不同。
在式 (3) (国标GB6364-86) 的定义中, 仅仅简单给出了k的值, 而在式 (5) (国际电联Rec.ITU-R SM.1009-1) 的定义中, 其参数设置较式 (3) 复杂, 另外考虑公式中第二项的常数设置中有8倍的差距, 可以预见根据两者计算出的触发值会有较大差异。
两者电平差异可以通过下面的举例来说明。
2 计算示例
在这里举例分析, 对于ILS接收机来说, 同样的106.1MHz广播信号, 如果按照国标GB6364-86进行计算:
(1) 触发值
将相关数据代入式 (3) , 可得到N=-28d Bm;
(2) 截止值
将相关数据代入式 (4) , 可得到N=-40d Bm。
若按照Rec.ITU-R SM.1009-1标准计算, 过程如下:
(1) 触发值
此公式的触发值计算受到有用电平修正因子和航空通信频率的影响。
(2) 截止值
将相关数据代入式 (4) , 可得到N=-52d Bm。
可以看到, 此标准截止值的计算与GB6364-86类似, 但是公式中的常数参数比GB6364-86中小8d B, 那么截止值的计算结果相应就要小8d B。
理论上, 根据ITU标准计算得到的触发和截止电平均小于根据GB6364-86标准计算的结果, 可以认为根据ITU标准计算的干扰保护范围将大于根据GB6364-86计算的结果。在具体的评估中, 要重点注意这个计算差异。
3 结论
通过对国标GB6364-86和国际电联Rec.ITU-R SM.1009-1标准针对B1类干扰定义的分析及模拟运算, 可得出如下结论:
1.GB6364-86中, 对不同广播频率产生的触发值给出了图表, 没有直接给出计算公式 (图1和图2) 。
2.Rec.ITU-R SM.1009-1中, 对不同频率的触发值和截止值给出了具体的计算公式, 并且明确了对民航通信的具体频率进行干扰计算。
3.两者计算的结果表明:Rec.ITU-R SM.1009-1计算的触发距离和截止距离与国标GB6364-86计算的“将来的ILS接收机”触发距离接近, 小于“当前的ILS接收机”计算结果。这说明广播信号对航空通信的B1类干扰, 随着航空接收机技术的进步, 其干扰可能性在不断降低。
4.理论上, 触发值越高, 其对应的广播信号场强就应该越大。视距传播条件中, 在发射机功率和天线增益一定的情况下, 场强应决定于测试点与发射源之间的有效距离。触发值越高, 则距离就越小。在实际应用中, 被测点的广播信号场强值应该由ITU-R P.370或ITU-R P.1546的电波传播模型计算或通过实际测试得到。视距传播计算出的场强值为理论值, 实际值应小于理论值。那么得到的实际触发距离也会小于理论计算的距离。
在进行广播发射台对民航通信系统的干扰预测分析时, 需要考虑的因素很多, 在本文中仅仅针对其中的某些要点进行了简单的阐述, 深层次的技术细节仍有待探讨。
在广电部门新建发射台站、调整发射频率和功率的过程中, 不可避免地要和民航系统进行无线电频率协调工作。以往的协调工作中, 由于缺少资料, 广电部门较难从标准的层面进行严格认真的论证分析, 无法有理有据地与民航部门沟通, 易造成我们的工作被动。笔者希望以本文为引子, 在今后与民航部门的频率协调中, 可以依据标准进行论证和协调, 最大限度地调和广播电视发展与民航通信安全保障之间的矛盾, 力争取得互利双赢的结果。
参考文献
[1]GB6364-86.航空无线电导航台站电磁环境要求.
[2]阎荣泽.《航空无线电导航台站电磁环境要求》指导材料[M].中国标准出版社1986.
[3]Recommendation ITU-R SM.1009-1, Compatibility BetweenThe Sound-Broadcasting Service In The Band Of About 87-108MHz And The Aeronautical Services In The Band 108-137MHz, (1993-1995) .
[4]GY/T196-2003调频广播覆盖网技术规定.