频率测量（精选9篇）
频率测量 篇1
摘要：简单介绍了3种常用的测量短期频率稳定度的方法:差拍法,双混频法和频差倍增法,以及对于数据处理所采用的方法,并且在其中的差拍法和频差倍增法基础上提出一种改进的方法,从而可以提高整个系统的测量精度。
关键词：差拍法,双混频法,频差倍增法,阿伦方差
0 引言
频率稳定度是现代精密振荡器的重要特性之一,对于频率稳定度的测量,不仅可以确定振荡器性能的优劣,而且还推动了精密振荡器的研制和发展。
频率稳定度的测量是一种比较测量法,它包括建立标准,比较,数据记录和处理三个环节。频率稳定度的测量可以分为频域测量和时域测量2种,本文讨论的是时域测量。
时域测量是通过一定的时域窗口进行采样测量的。但是,无论是频率还是频率的相对起伏都无法测量它们的瞬时值,而只能在一定的时间τ内测量出它们的时间平均值,而进行采样测量的时间就是时域测量的时间窗口。接下来,将介绍3种常用的方法。
1 测量频率稳定度方法介绍
1.1 差拍法
将被测源V0(t)和参考源V1(t)输入到双平衡混频器(由肖特基二极管组成)的两个输入端,然后将输出接到一个低通滤波器,由此可以提取出差拍信号Vb(t),然后经过一个低噪声放大器,最后有一个周期计数器测量出Vb(t)的周期和周期起伏。
将V0(t)和V1(t)分别表示为:
V0(t)=V0[1+x(t)]
V1(t)=V1[1+y(t)]
则得出差拍信号为:
undefined
其中Vb=V0-V1
当参考源的频率相对起伏y(t)很小时忽略不计,则上式可以简化为:
undefined
即差拍信号的频率相对起伏可以表示为:undefined
由此可以看出差拍信号比被测源的频率相对起伏扩大了undefined倍。
把拍频信号经过低噪声放大器放大整形,以此作为计数器的开门信号。在开门时间内,计数器计算由机内产生的时标信号的个数,并把计数结果按周期时间的单位显示出来。一般所用的计数器可把机内频标信号经过倍频和分频后产生1ms,1μs,0.1μs,10ns等时标信号。
周期计数器测出拍频信号Vb(t)的周期,每次测量都可以得到一个数据,从而组成一个数据序列,最后可以通过对数据序列进行数据处理求出时域方差。
假设测量是n次有间隙测量,则可求出拍频信号Vb(t)的N次(N<=n)采样方差估计值undefined,
undefined
Tb(i)和Tb(j)分别为第i次和第j次测量所得Vb(t)的周期值。T为整个测量采样时间和间歇时间的总和,一般取T=2Tb。则可得出被测源的N次采样方差估值:
undefined,即
undefined
当上式中N=2时,即为有间隙的阿伦方差估值
undefined
对于n次采样测量即可得到(n-1)组估值的平均:
undefined
在差拍法中,由于选用了低噪声,高隔离,高效率,宽频带的混频器,所以测量精度可以达到10-13τ-1以上的测量灵敏度,但是由于存在触发误差,所以差拍信号必须经过良好的过零检波器使脉冲波具有很陡的前后沿,而且由于没有使用倍增器,所以对计数器要求很高,必须使用高时钟频率的计数器。
1.2 双混频法
被测源和参考源分别与一个公共源差拍,得到一个差拍信号fb,被测源和参考源同频率(即f1=f2),则被测源的相对频率起伏将包含在这两个差拍信号的相对时差起伏中。若公共源选择恰当,其对被测源的相对频率起伏很小。它一般作为各种原子频率标准的相互比对。在国外,这种系统的分辨率为0.1s,精度为10ps。
双混频时差法测量过程中的波形图如图1所示:
混频得到的两个差拍信号过零点的时差为ΔT,因此,被测源与参考源的输出信号的过零点时差为undefined,其中Φ是两个振荡源的固有相位差,则在采样时间τ内(τ可为差拍一周,或者n周),则相对频率起伏的平均值为:
undefined
则稳定度可用阿伦方差表示:
undefined
即
undefined
因此,只要测出两个差拍信号的时差ΔT(i)就可以估算出阿伦方差。
双混频时差法是一种较新的时域稳定度测量方法,对于频率准确度极高的原子频标的时域测量表现出良好的灵活性,而且它还可以测量放大器、倍频器和频率综合器的噪声所产生的附加频率不稳定度。但是,它只适于测量频率偏移较小或在测频期间有很高频率稳定度和很小频偏的精密频率源,因为它测量出的是有隙测量值,但得到却是无隙采样值,而且要求参考源和被测源同频率。
1.3 频差倍增法
频差倍增法是在频率稳定度时域测量领域里广泛应用的一种测量方法,该法是一种比较测量法,采用计数器作测量显示器实现取样方差的测量。可以用通用电子计数器直接测量频率源信号频率,但是不能高精度测量频标的频率准确度和频率稳定度,只能观测10-6至10-7量级的频标信号。
为了提高测量精度,可采用“频差——倍增”,将被测源信号和频差即不稳定值Δf经倍增器扩大,扩大后的信号再用计数器直接测频,同时利用计数器的闸门时间T来控制取样时间。
频差倍增法测量比对有两种途径,一种测量方法是将被测源的频率直接倍频,将频差倍增了M次,倍频后的信号频率可达几百兆赫或几千兆赫,再使用高频计数器或微波计数器测量。因此,这种倍增方法需要一套倍频链和高频计数器或微波计数器,故需配置复杂的电路和设备,一般来说实现这样的测量系统是较复杂的。
频率稳定度测量里最常用的另—种方法是通过多级倍增来实现的。多级倍增测频的基本原理是将待测信号通过多级倍频、混频及滤波,将其频率不稳定值Δf扩大,再用一般的电子式计数器如10MHz计数器进行测量,通过计数器的闸门时间T控制取样时间τ,闸门时间通常是1ms,10ms,100ms,1s和10s。
假定,参考(标准)源频率为f2,待测频标信号频率为f1,因为f1相对于f2有一任意小的频差即Δf,则有:
f1=f2+Δf
参考频标信号频率f2倍乘(m-1)次,待测频标信号频率f1倍乘m倍,经混频之后,得:
mf1-(m-1)f2=f2±mΔf
经第一级倍增后的信号频率等于原有的信号频率加上m倍的频差即频率不稳定值。再经过一级倍增后,又扩大了m倍的频差,将得到f2±m2Δf。以此类推,将得到f2±m3Δf,f2±m4Δf……
由于倍增器里的倍频电路和混频电路的自身噪声、相位起伏及杂散等因素影响,不能无限地将频差扩大。倍增次数不能很高的原因,主要是受倍频器的本底噪声所限制,对于实现较高倍增次数的倍增器,其性能主要是决定于电子线路的形式和电子元器件的质量,具体来说,良好的倍增器必须采用低噪声倍频电路和选用低噪声元器件,同时,还必须进行严格的调试。
2 数据计算和处理的方法
现在普遍采用的都是阿伦方差,用信号频率v0的相对频偏undefined在一定的采样时间τ内的平均值的方差来表示。一般采用无间隙双采样方差σ,即阿仑方差的方根值作为时域频率稳定度的统一表征量。阿仑方差可表示为:
undefined
式中〈 〉表示无穷个采样的平均。实际测量只能是有限的测量次数N,它的估值表达式为
undefinedundefined
3 改进方法
基于以下2个原因,本文采用基于差拍法和频差倍增法的一种多级倍频法,如图2所示。
(1)在差拍法中,为了实现短期频率稳定度测量,参考频标频率应当相对于待测频标频率有较大的偏调,一般拍频频率为1kHz,然而这样大的频偏对于高精密晶体振荡器是不允许的。也是不容易实现的。
(2)由于频差倍增法最后输出的载波频率即为被测源的频率,例如,测量10M信号的频率稳定度,那直接接入计数器的频率即为10M,因此对计数器的要求则相当高,否则误差相当大。
此方法主要采用四个模块:频率发生器,第一级倍频器,第二级倍频器以及低频混频器。
最后一级出来的信号500Hz+121f直接接到计数器,运用阿伦方差计算,其精度可以达到10-13。
4 结束语
在这种多级倍频的方法中,既降低了待测信号的载波频率,从而降低了对计数器的要求,又扩大了频率不稳定,因此进一步提高了测量结果的准确度。
参考文献
[1]郭衍莹.现代电子设备的频率稳定度[M].宇航出版社,1989.
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[7]Donahue T H.Digital Component for TransmitterInstability[S].USP4040055.
频率测量 篇2
频率比对精密时差测量法及初步结果
介绍了本地频标测量比对的.方法和手段.重点研究了频率比对时差测量法在中科院国家授时中心守时系统中的应用,给出了实际测试结果.通过对比相法对铯钟和氢钟分别测试的结果的分析研究,建立了主要针对氢原子钟的高精密频率信号测量系统,提高了测量精度.
作 者：董绍武 王正明 刘春侠 Dong Shaowu Wang Zhengming Liu Chunxia 作者单位：中国科学院国家授时中心,西安,710600刊 名：电子测量与仪器学报 ISTIC英文刊名：JOURNAL OF ELECTRONIC MEASUREMENT AND INSTRUMENT年，卷(期)：22(z2)分类号：P127.12关键词：频率比对 时差测量 原子钟 精度
测量RCL时频率的选择 篇3
1电阻元件
等效电路如下:
R:纯电阻;
Ls:线圈电感;
Cp:通过电阻的旁路电容。
当R<1kΩ时电感影响占主导;
当R>1kΩ时电容影响占主导。
2电容
2.1薄片电容
等效电路如下
L:引线电感;
R1:焊接电阻;
R2:金属薄片电阻,随着测试频率增加而增加;
Rp:介质中的耗散电阻,随着测试频率增加可忽略;
C:容抗。
2.2电解电容,等效电路如下。
L:连接和引线电感;
ESR:等效串联阻抗,由电解液电阻、介质、机械结构电阻组成。
C:全部容抗。
当加载直流电压时,电路如下:
Risol:绝缘阻抗,大小取决于泄漏电流。
则共振频率为,
取测试频率ftest=fo/30
3电感(线圈包络铁芯)
等效电路如下:
Rs:铜线的电阻;
RE:铁损;
Cp:线圈的匝间电容;
L:感抗。
为了减少线圈匝间电容对测试的影响,应当使测试频率远小于共振频率,通常测试频率的取值为共振频率的1/30。测试中的电压也需要低一些,以免出现铁损饱和的现象,DC 50m V~2V。
4结语
综上所述,如果想要进一步加强这类测试结果的可靠性与准确性,在进行测试的过程中必须重点观察测试电压与测试频率是否会对测试的准确性造成干扰,最大限度的减少由于人为因素而造成的测量误差。还有就是需要尽量避免测试环境对测量结果准确性的影响,例如周围噪声、环境温度变化等方面的影响。
参考文献
频率测量 篇4
基于DSP和CPLD的高精度频率测量系统设计
介绍了以CPLD(Complex Programmable Logic Device)为核心处理芯片的频率测量系统,整个系统由信号调理电路、CPLD和DSP等构成,在CPLD中设计等精度测频模块,再由DSP进行数字滤波并将采集值送至双口RAM以供上位机读取.采用CPLD 配合DSP的设计方案,具有速度高、精度高的.优点,且易于升级和扩展采集能力,具有一定的工程应用价值.
作 者：席鹏 李军 於二军 XI Peng LI Jun YU Er-jun 作者单位：中国航空计算技术研究所,陕西,西安,710068刊 名：航空计算技术 ISTIC英文刊名：AERONAUTICAL COMPUTING TECHNIQUE年，卷(期)：40(2)分类号：V2关键词：频率测量 CPLD DSP
基于测量频率的测阻方法 篇5
1 单片机电路测阻原理
电路采用AT89S52单片机，该芯片采用DIP-40封装，有4个8位并行的双向I/O口，分BIE为PO、P1、P2、P3口。20引脚为接地端;40引脚为电源端;31引脚需要接高电位使单片机选用内部程序存储器(接低电位使单片机选用外部程序存储器);18、19脚接上一个1 2M Hz的晶振为单片机提供时钟信号，第9脚为复位引脚，单片机只有满足这些条件才能正常工作。利用P3口的P3.2引脚接到555时基电路构成的多谐振荡器，将555多谐振荡电路的频率信号瓞到单片机，然后单片机的定时器测量振荡电路的振荡周期，再求电阻的值。转换的原理是根据RC振荡电路。频率厂是单片机很容易处理的数字量，这种数字化处理一方面便于使仪表实现智能化，同时，也避免了由指针读数引起的误差。在设计中，合适地选择电容，控制电阻的测量范围。
2 NE555芯片简介
555集成电路是20世纪70年代初出现的，开始只是用作定时器，所以称为555定时器或555时基电路，简称555电路。但是后来发现它有很多优异的性能而且用途极广：定时的精度、工作速度和可靠性高;使用电源电压范围宽(2～18V)，能和数字电路直接连接;有一定的输出功率，可直接驱动微电机、指示灯、扬声器等;结构简单，使用灵活，用途广泛，可组成各种波形的脉冲振荡器、定时延时电路、双稳触发电路、检测电路、电源变换电路、频率变换电路等，被广泛应用于自动控制、测量、通信等各个领域。
图2为由555定时器和待测电阻构成的多谐振荡电路。接通电源瞬间，电容器C上的电压为O，引脚2和引脚6的电位均小于Vcc/3。由555定时器的原理可知，输出Vo=1, 定时器内部放电管截止。此后电源Vcc通过待测电阻对C充电, 引脚2和引脚6的电位逐渐升高, 当升高到2Vcc/3时, 输出端跳变为低电平, 这时定时器内部放电管导通, C通过电阻和放电管放电, 引脚2和引脚6的电位逐渐降低, 当降到Vcc/3时, 输出端又跳变为高电平, 定时器内部放电管截止。周而复始形成振荡, 在输出端得到图3所示的占空比为50%的矩形信号。
3周期的计算
由图3中的波形求得电容器C的充电时间t1和放电时间t2分别为:充电时间f1=0.7R待C (1)
放电时间f2=0.7R待C (2)
所以, 多谐振荡器的周期t为:
t=t1+t2=1.4R待C (3)
由式 (3) 求得:R待=t/1.4C式中C为常量, 由于随待测电阻的变化而改变, 因此只要求出振荡周期就可得到心的电阻值, 也就满足要求。
4 多谐振荡器电路参数的选择
当单片机的晶振为12MHz，定时器工作在模式1时，定时器最大的定时时间为：t=216=65536μs，而测量范围1Ω～300kΩ，为避免发生溢出，对电容C有一定的要求：c<=t/1.4R待=0.156μF。因此，本设计中选取电容C为0.1μF的电容器。
5 周期测量方案
将多谐振荡器的输出3引脚接到单片机的P3.2引脚，外部中断0定义为下降沿中断，当电容开始放电时多谐振荡器输出端产生一个下降沿，由此产生外部中断0，在中断服务程序中开启定时器T0开始计数。在下一个周期，电容器开始放电时再次产生中断，关闭定时器，这样就得到了振荡周期。程序流程图如图4所示。
6 标度变换
将所测周期值转换成实际电阻值时，就要用到标度变换。设计中采用ROM预先存储周期一电阻的数据，然后通过查表法进行标度变换。
测量范围为1Ω～300kΩ，分辨率为1%。但考虑到存储空间的限制，所以在ROM中只需存储3K个数据，实际分辨率为3.4%，测量小阻值的电阻误差比较大，所以本系统适合测量阻值偏大的电阻。
基于线性插值的电网频率测量方法 篇6
电网频率是电力系统统一的一种运行参数,一个电力系统只有一个电网频率。在电力系统正常工作状况下,电网频率的允许偏差:电网装机容量在300万kW及以上的为±0.2 Hz;电网装机容量在300万kW以下的为±0.5 Hz。在电力系统非正常工作状况下,电网频率的允许偏差不应超过±1.0 Hz。当电力系统在低频率运行时,交流电动机的转速较低,使给水泵、通风机、磨煤机等辅助机械的出力降低;当电力系统在高频率运行时,将对系统本身和用户产生不利影响,如系统电压升高对绝缘不利、会增加用户和系统损耗等。因此,准确、实时跟踪电网频率非常必要。本文介绍一种基于线性插值的电网频率测量方法,以供参考。
1 测量电网频率的一般方法
1.1 硬件测频法
硬件测频法采用过零比较器、方波形成电路及捕获口模块实现,主要步骤如下:
(1) 将电网电压正弦波通过过零比较器进行过零比较,比较器输出信号为方波信号,如图1所示(上图为电网电压波形,下图为过零比较器输出波形)。当电网电压处于正半波时,比较器输出高电平,当电网电压处于负半波时,比较器输出低电平。
(2) 将方波信号送至处理器的脉冲捕获模块,其脉冲触发中断可设置为上升沿触发、下降沿触发、上下2个边沿触发。一般脉冲触发中断可以设置跟随定时器,当进入中断后,脉冲捕获模块自动装载指定的定时器数值到相应的影子寄存器。当采用上升沿或下降沿触发模式时,该定时器值就是电网电压正弦波的周期值,用1 s除以该值即可计算出电网频率。
这里要考虑定时器溢出问题。我国电力系统的实际电网频率一般不会低于45 Hz,即周期不大于22.22 ms,因此,可设置定时器上溢周期≥23 ms。显然,晶振稳定性越好,定时器定时时间越短,测量出来的电网频率精度越高。现有的处理器基本都能满足上述条件,所以硬件测频法的精度较高,但需占用一定的硬件资源,硬件设计较复杂,制作PCB板的成本也有所增加。
1.2 软件测频法
常见的软件测频法有基于电压过零点的算法、基于线性插值的CROSS算法[1]、最小二乘算法、卡尔曼滤波算法、傅里叶算法[2]、三点测频法[3,4,5]等。不同算法各有优缺点,如三点测频法利用3个连续的采样点计算电网频率,采样点少,计算量不是很大,理论上可行,但笔者将其应用到具体的继电保护装置中,却发现其计算结果与实际值偏差太大。在工频50 Hz电压下,采用三点测频法计算出的电网频率还不到30 Hz。这是因为实际的继电保护装置的采样值都是离散量,采样器的位数不够高,而实际信号为连续信号,所以测量误差较大。其它算法存在计算量大、软件开销大、占有资源多、要求采样点数据窗较长等缺点,限制了这些算法的应用。
2 基于线性插值的电网频率测量方法
2.1 测量原理
从上述分析可看出,软件测频法与硬件测频法都是利用电压过零点来实现的,关键是要找出2次过零点之间的时间。由于电网电压是正弦波,如果2个采样点之间存在过零点,因为采样间隔和过零点采样值是已知的,所以利用线性插值可以计算出过零点与这2个采样值之间的时间,也就是图2中的T1和T3,加上整个半波内第一个和最后一个采样点之间的时间T2,就可以测量出电网频率,可以这样做的依据是计算误差不可以太大。采用线性插值来计算过零点的理论依据:在过零点附近正弦波导数变化很小。以24点采样为例,采样点之间的相位差为15°,最不利的情况下,过零点处的导数为1,过15°处的导数为0.966,也就是说,在过零点附近利用线性插值来拟合正弦波,理论上计算误差最大为0.034,如果过零点正好处于2个采样点中间,理论上计算误差为0。实际应用中该方法肯定存在一定误差,但如果将采样点加密到一定程度,可以减少误差,使测量精度满足工程应用要求。
2.2 频率计算流程
设a(N)为第N点采样值,a0为过零点采样值,t为定时采样间隔,M为2个过零点之间的整采样间隔数。频率计算过程如图3所示。
(1) 找出与第一个过零点最近的2个采样点,利用线性插值算出该过零点与后一个采样点之间的时间T1:
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(2) 找出与下一个过零点最近的2个采样点,利用线性插值算出该过零点与前一个采样点之间的时间T3:
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(3) 计算T2:
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(4) 将T1、T2、T3相加得到半波时间T,用500除以半波时间值即可算出频率f。
3 实验测试
为了验证基于线性插值的电网频率测量方法的性能,采用综合保护装置进行测试。综合保护装置的CPU为TI公司的TMS320LF2407A芯片,其自带16路10位ADC,采样值变化范围为0~1 023,采样中心值为512,采样周期设为每周波24个定点采样,采样间隔设定为0.833 ms。因为一般情况下电网频率偏差不可能超过±1 Hz,所以选取49 Hz、49.5 Hz、50 Hz、50.5 Hz、51 Hz这5个点来计算。利用继电保护测试仪给综合保护装置加入不同频率的电压,采用线性插值进行采样,并计算频率及测量误差。
(1) 当频率为49 Hz时,采样数据如表1所示。
频率及误差计算:T1|ms=(512-483)/(587-483)×0.833=0.232;T2 |ms=11×0.833=9.163;T3|ms=(512-411)/(514-411)×0.833=0.817;T|ms=T1+T2+T3=10.212;f|Hz=500/10.212=48.96,则误差e|Hz=48.96-49=-0.04
(2) 当频率为49. 5 Hz时,采样数据如表2所示。
同理,根据表2可得出:T=10.103 ms,f=49.49 Hz,e=-0.01 Hz。
(3) 当频率为50 Hz时,采样数据如表3所示。
同理,根据表3可得出:T=10.004 ms,f=49.98 Hz,e=0.02 Hz。
(4) 当频率为50.5 Hz时,采样数据如表4所示。
同理,根据表4可得出:T=9.903 ms,f=50.49 Hz,e=-0.01 Hz。
(5) 当频率为51 Hz时,采样数据如表5所示。
同理,根据表5可得出:T=9.801 ms,f=51.01 Hz,e=0.01 Hz。
从上述计算结果可看出,该方法测量误差均在±0.05 Hz以内,说明该方法精度较高。
4 结语
基于线性插值的电网频率测量方法综合了硬件测频法和软件测频法的优点:(1) 仅利用采样点即可计算出频率;(2) 软件计算过程简单,计算量较小,占用资源少;(3) 计算结果与实际值误差在±0.05 Hz以内,精度较高。该方法已在实验室和工业现场进行了验证,均取得了很好的效果。
参考文献
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频率测量 篇7
随着数字通信技术的发展, Ka波段卫星通信将成为未来卫星通信的主流和军事卫星通信发展的必然趋势。在Ka波段,由降雨引起的信号衰减也比较显著,一场大雨引起的降雨雨衰(以下简称"雨衰")将超过20 dB,如此大的降雨衰减完全可能造成卫星通信的中断[1]。因此,对于Ka频段的卫星通信系统,准确的把握雨衰特性能够为抗雨衰提供重要的依据。但目前我国Ka 波段卫星通信还没有得到广泛的应用,很多地区没有条件测量Ka波段雨衰。
国内对Ka波段的雨衰的研究大多还是根据ITU -R模型[2]进行理论计算。但通过实际测量发现实测值和ITU -R模型的预测值误差相对较大[3,4]。本文根据武汉地区的Ku波段下行链路信号的雨衰实测和降雨数据,使用精确相对较高的频率转换法[5],对同轨道、同路径、相同降雨率情况下Ka波段下行链路信号雨衰进行了正确的换算。并根据换算结果对ITU -R模型进行修正。该换算值可为建立Ka频段卫星通信系统提供理论依据。
2 Ku波段降雨率和雨衰的测量
2.1 测量原理
国内外常见测试雨衰的方法主要有三种:卫星信标法、辐射计法和雷达法。本实验采用卫星信标法。卫星信标法是指通过雨天条件下测量接收到的卫星信标功率与晴天条件下的卫星信标功率相减,得到雨衰值。同时利用雨量计记录下当时的降雨率,就可以得到相应的雨衰与降雨率之间的关系。其测试原理图如图 1所示。
雨量计采用"双阀容栅式雨量计",其工作环境温度:0℃~60℃;测量精度:0.1mm~7mm/h;示值误差:一次性降雨≤10mm,误差≤±0.2mm,一次性降雨>10mm,误差≤±2%;工作电压:由采集器提供9~24V直流电压。测量时雨量计测出分钟降雨量(mm),并通过数据采集器存入电脑。将电脑中的数据乘以60,即为对应于该分钟的降雨率(mm/h)。
卫星信标信号由接收天线接收后,经高频头(LNB)下变频后送入频谱分析仪,再通过RS-232接口将信号电平数据存入电脑。Ku频段天线采用Super Dream生产的。低噪声变频器(LNB):增益60dB;本振11300MHz;输入频率:12.25GHz~12.75GHz;输出频率:950MHz~1450MHz;实验中测量的是垂直极化信号,根据低噪声变频器的要求,供电电路采用12.5V直流电源。
测试地点:武汉,纬度:30.52°,经度:114.31°,海拔:53.3m,卫星:亚太六号,位置:东经134°,频率:12GHz,极化方式:垂直极化。测试时间:2008年4月-2008年12月。
2.2 数据的获取与处理
选取一段时间测量的降雨率和Ku频段卫星信号下行链路的雨衰数据作为分析,通过matlab软件对获取的数据进行处理得到以下结果,如图 2。
图 2为2008年5月3日19:00至20:40降雨率和Ku频段卫星信号衰减的测量情况,从图中可以明显看出:信号衰减随着降雨率增大而增大;在降雨前后由于对流层闪烁,云吸收,大气衰减和水蒸气吸收,尽管没有降雨,信号也有4-5dB的衰减。
图 3是实测的Ku雨衰数据通过matlab综合整理得到的。图中"点"是实验实测Ku衰减值;"虚线" 是实测值根据最小二乘法拟合得到的降雨率和降雨衰减曲线;"实线" ITU-R的预测值。从图中可以看出ITU-R的预测值和信号衰减的实测值之间存在一定的误差。
3 Ku/Ka频段雨衰的频率换算
频率换算法,即根据测量得到某个特定频率f1的降雨损耗A1则可以换算相同条件下另一个频率f2上的降雨损耗A2。频率换算法需要在一定频率上进行长期的统计,而且这些数据必须由地星之间的实验链路采集而来,才能换算成另一频率的衰减值。目前已经有许多不同种类的换算模型被定义出来,有从实验数据上得到的,有从理论上得到的。这里所使用的是Boithas1989年给出的经验公式,经长期的统计数据验证,该公式具有较高的精确度[5]:
式中
A1,A2是频率在f1和f2的卫星链路的雨衰值。该变换公式适用于频率范围在7~50GHz时的情况。
图 4中"点"是实验实测Ku衰减值,"实线"是实测值根据最小二乘法拟合得到的降雨率和降雨衰减曲线,"虚线"是通过Ku频段拟合得到的雨衰值进行频率换算,得到的Ka频段(20GHz)的降雨率和降雨衰减曲线。由图可以看出: Ka频段的雨衰随着降雨率的增大而增大,当Ku频段的雨衰为5dB时,Ka频段的衰减达到了12dB左右,而随着Ku频段下行链路雨衰值增大8dB左右时,Ka频段的雨衰可达到20dB。在相同的降雨率情况下Ka频段的雨衰远大于Ku频段的雨衰,受降雨影响更为严重。已知武汉地区0.01%的降雨率为63(mm/hr)[6],要保证Ka卫星通信系统年平均可用度达99.99%,通过图中可以看出要通过抗雨衰技术使得雨衰补偿达到20dB,才能保证Ka频段卫星链路在降雨时的可用性。
图 5中"虚线"为频率换算值,"实线"为ITU-R预测值,由图可以看出随着降雨率的增大两者误差也越大。
4 ITU-R雨衰预测模型的修正
ITU-R推荐的降雨衰减预测模型为:
其中L为降雨有效路径,γ为降雨衰减率,R为降雨率,a、b为相关系数,对于不同频率其值不同[7]。
为了修正ITU-R预测模型定义 :
其中Perr是频率换算值与ITU-R模型预测值的误差,A是频率换算值,AITU是由ITU-R预测模型的衰减值。将误差Perr由最小二乘法拟合得到的其拟合曲线,表达式为:
则修正后的武汉地区Ka频段降雨衰减预测模型为:
Am=AITU+Perr
=AITU-0.0004R2+0.2333R-8.4053 (6)
其中Am是修正后的降雨衰减预测值,R为降雨率。修正后的降雨衰减预测值可以较为准确的预测亚太六号星到武汉地区的Ka频段降雨衰减值。
5 结 语
对亚太六号卫星Ku频段下行链路的雨衰值和降雨率进行测量,通过频率转换对相同条件下Ka频段下行链路的雨衰进行了正确的换算,换算结果可以为Ka频段卫星通信系统采取有效的抗雨衰措施提供理论依据,并对ITU-R预测模型进行修正。该方案也适用于Ka频段卫星上行链路(30GHz) 的雨衰换算。降雨率的测量是一项长期性的对降雨规律积累,而本次实测时间较短,随着测量时间的越长,换算的精确性也越大。
摘要：利用雨量计、频谱仪、计算机等设备,对武汉地区某时段降雨率和Ku频段卫星下行链路(12GHz)的降雨衰减进行了测量。通过数据处理,得到降雨率与降雨衰减的关系。经频率换算得到了相同条件下Ka频段卫星下行链路(20GHz)的降雨率与降雨衰减的关系。针对ITU-R预测模型的不精确性,根据频率换算值对预测模型进行修正。该换算值可为该链路Ka频段卫星通信抗雨衰方案的设计提供理论依据。
关键词：卫星通信,Ka频段,降雨衰减,降雨率
参考文献
[1]Corazza G E,V F A.A Statical Model for Land MobileSatellite Channels and Its Application to Nongeo stationaryOrbit Systems[J].IEEE Tran on V h.1994,43(3):738-741.
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[3]Zulfajri B H,Kiyotaka F,Kenichi I.Measurement of Ku-Band Rain Attenuation Using Several VSATs in KyushuIsland,Japan[J].IEEE Antennas and Wireless Propaga-tion Letters,2002(1):116-119.
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[5]Rec.ITU-R PN.618-6,Propagation Data and Predic-tion Methods Required for the Design of Earth-SpaceTelecommunications systems[S].Geneva:ITU,1999.
[6]周兆清.Ka卫星通信系统中雨衰分析[J].无线电通信技术,2006,32(5):53-55.
一种改进的电力系统频率测量算法 篇8
本文提出了一种新的频率计算方法, 对原始电力信号进行多重相关运算, 利用信号的相关函数频率不变的特性, 对相关函数进行求导, 求解极值, 得到频率的计算解析表达式, 有效的提高了信噪比, 并对谐波进行了抑制, 可以不用考虑直流电平的干扰, 降低成本, 在工程上有一定的实用价值。
二、基于极值求解的频率测量原理
假设信号是经过低通滤波的信号
对上式子求导得到
当 (1) 和 (2) 式取得极值的时候必然有
设xmax (t) =umax, x′max (t) =u′max, 可以得到
带入上式可以得到频率的极值解析表达式
假设d=0那么频率公式简化为
三、频率测量的改进算法
上面频率的计算方法只是对低通滤波后的信号进行推导的计算公式, 实际中会由于滤波器引入的额外附加误差, 造成频率计算误差扩大, 并且算法本身对噪声十分敏感。本文提出改进算法。假设原始信号表达式为
l为谐波次数, d为直流干扰, n (t) 为叠加在信号上的噪声。
对上式进行自相关运算
四、仿真分析
为了验证我们分析的正确性我们在计算机上做仿真验证, 设输入信号为
在不同信噪比, , A/D量化位数, 基波初相角, 直流电平干扰, 及谐波含量对信号的频率进行估计。图1为5%的二次三次谐波干扰下, 信噪比为60dB, 采样频率10KHz情况下, 量化位数与频率测量精度关系。图2为5%的二次三次谐波干扰, 量化位数为10位, 信噪比和频率测量精度的关系。
五、结论
结合以上的内容得出如下结论:
(1) 本文算法对电力系统频率测量具有很高的精度, 能有效地从噪声中准确的提取电力信号的基波频率。
(2) 本文算法对谐波具有很强的抑制能力, 并且对直流干扰电平不敏感。可以不需要前置滤波器, 避免滤波器带来的附加误差。
(3) 本文算法对AD量化位数要求不高, 降低测量系统成本。
摘要：本文研究了一种新的电力系统频率测量的新算法, 利用正弦信号的频率的特性, 对含有谐波、噪声、直流干扰下的电力系统频率信号进行多重自相关运算, 得到原始信号的自相关函数。分析了各个因素对本文算法精度的影响, 给出了仿真结果, 理论和实验结果表明本文算法有效的提取电力信号的基波频率, 对谐波、噪声及直流电平干扰具有很强的抑制能力。算法简单, 物理意义明确, 具有一定的实用价值。
关键词：电力系统,极值测量,多重相关法,谐波干扰
参考文献
[1]葛耀中, 王安定, 等一种不受电压过零点影响的新型频率测量方法[J].电力系统及其自动化学报, 1996, 8 (4) :18-22
[2]王海, 楼梅燕, 郑胜峰.一种基于多重自相关法的电力系统频率测量方法仪器仪表学报增刊, 2009, 30 (6) :661-665
浅谈如何提高频率测量的准确度 篇9
1 设计方案
1.1 频率测量原理
用单片机实现频率测量有两种常用方法, 测频法和测周法。测频法主要是在单位定时时间里对被测信号脉冲进行计数, 比如定时时间为1S, 则测量到的脉冲数就是所测信号频率值;测周法则是在被测信号一个周期时间里对某一基准时钟脉冲进行计数, 即测量一个脉冲信号的周期。通过分析这两种方法的基本原理可知, 测频法适合高频信号的测量, 频率越高越精确;测周法适合低频信号测量, 频率越低越精确。在这里, 为了提高测量精度和测量范围, 将这两种方法结合起来使用, 通过软件来动态切换这两种方法。
其中:fx1:被测信号的频率;
N1:标准时间Ts1内计脉冲计数值;
Ts1:标准时间;
fs1:定时器时钟频率。
其中:fx2:被测信号的频率;
N2:一个周期时间里对fs2的计数值;
fs2:基准时钟脉冲频率。
1.2 硬件设计
本方案采用MSP430单片机 (以下称MSP430测频模块) , 利用内部定时/计数器来实现高精度频率测量。MSP430单片机内部有两路16位定时/计数器TA和TB, TA由3路捕获/比较器组成, TB由6路捕获/比较器组成。
它们分别可配置为捕获模式、定时模式和计数模式。
捕获模式下, 当外部引脚TAx/TBx的电平发生跳变时, 计数器TAR/TBR中的值被保存到捕获比较寄存器TACCRx/TBCCRx中, 并产生中断 (中断允许) 。计数模式下, 当外部引脚TBCLK/TACLK有上升沿到来时, 内部计数器TAR/TBR就会加一。定时模式可精准定时, 可连续产生一个中断信号。在这里, 测周法是利用捕获功能准确的测出若干个脉冲的时间, 通过计算得出脉冲频率;测频法是利用计数功能准确测出某一段时间内的脉冲个数, 计算得出单位时间的脉冲个数 (即频率) 。
本设计是最小系统, 无须外围电路。功能框图如图1所示, 频率信号Fx被同时输入到TA的TA0引脚和TB的TBCLK引脚。TA的TACCR0被配置成捕获模式, 用来捕获脉冲信号的周期。TACCR1配置成定时模式, 产生一个间隔1S的中断, 用来计算频率和显示刷新。TB被配置成计数模式, 用来计数脉冲信号。外部晶振采用8M Hz和32768Hz。
1.3 软件设计
程序运行时, TA的TACCR0工作在捕获模式, TB工作在计数模式。对于TACCR0, 当外部有频率信号时, 在每个信号的下降沿TACCR0会产生一个中断信号, 程序会进入中断服务程序。在中断服务程序中脉冲计数器 (i TCCRO_Count) 加一, 并且更新时间寄存器 (i TCCRO_Time) 。对于TB, 当外部有频率信号时, 在每个信号的下降沿TB的内部计数器会自动加一, 内部计数器溢出时高位计数器加一。另外, TA的TACCR1工作为定时模式, 定时1/32秒。定时时间到时, 产生中断信号进入中断服务程序。每一秒记录TACCR0及TB的相关测量值, 并设置标志 (c Flag1=1) 。主程序检测到c Flag1为1后开始计算频率。首先, 计算TB检测的频率f Frequency2, 如果连续Counst1次检测f Frequency2为0Hz, 则频率为0Hz。如果f Frequency2不为0Hz, 然后计算TACCR0检测的频率f Frequency1, 如果f Frequency2大于30KHz, 则取f Frequency2作为频率值, 同时关闭TACCR0, 否则取f Frequency1作为频率值。最后保存当前值, 作为下一次频率计算的依据。
程序流程图如下:
2 实验对比
以下是使用MSP430测频模块和使用I-7080D型测频模块测量频率的对照实验, 通过数据对比说明。
2.1 实验方法
脉冲信号源FLUCK744 (PROVA123) 输出线和I-7080D及M SP430测频模块的输入线接在一起。FLUCK744显示屏显示为输出信号频率, I-7080D数码管显示为当前测得的输入频率, MSP430测频模块显示第一行表示当前测得的输入屏率, 第二行表示脉冲累积数。为了说明问题, 分别对4个方面的性能作了研究:信号源频率为整数、信号源频率为非整数、信号源频率小于1Hz及信号源频率大于100KHz。
2.2 数据对比
表1是信号源频率为整数时测量到的数据, 表2是信号源频率为非整数时测量到的数据。分析表1和表2可知:1) 在输入频率为58Hz时, I-7080D的误差是-1.7241%, 频率越低误差越大, 不符合精度要求;MSP430测频模块的误差小于0.0172%, 符合精度要求。2) 在输入频率为600.96Hz时, I-7080D的误差是-0.1597%, 频率越低误差越大, 不符合精度要求;MSP430测频模块误差小于0.0017%, 符合精度要求;3) M SP430测频模块可以测量高达500KHz的频率信号, 而I-7080D只能测到小于100KHz;4) M SP430测频模块可以测量0.1Hz的频率信号, 而I-7080D最低只能测到大于1Hz的频率信号, 且误差很大。
3 结论
通过对比充分证明, MSP430频率测试方案比I-7080D方案功能及性能有所提高。主要体现在:频率测量精度高、频率测量范围宽、可同时输出脉冲频率值和累积值, 符合应用的要求。
参考文献
[1]MSP430x1xx Familay User’s Guide, 2006.