频率测量方法概述（精选6篇）
频率测量方法概述 篇1
1 电子信号频率测量原理与误差分析
设待测电子信号的频率实际测量值、精确值分别为fx、fx0;电子信号的基准频率的标定频率与实际测量频率分别为fR、fR0;电子计数器对待测电子信号的计数值和精确值分别为n、n0;电子计数器对基准频率信号的计数值及精确值分别为m、m0。然后通过计算, 得出电子信号待测精确值为
而实际计算待测电子信号频率公式为:
从公式 (1) 与公式 (2) 就可以明显看出电子信号的实际测量值与理论计算值存在有不同, 因此必然会造成电子信号频率的测量误差。
如果设定公式 (2) 中的四个变量的绝对误差分别为, 则可以推出以下两个计算公式:
如果设定公式 (2) 中的四个变量的相对误差分别为, 则可以把公式 (4) 中的绝对误差量用相对误差量替代得到公式 (5) :
公式 (5) 中所产生的误差主要是因为电子计数器基准频率源不稳定所导致的, 当前有很多电子技术其基准频率源是由于振荡器晶体震荡频率信号分频所获取到的, 因此其稳定性同传统电子技术器相比较强, 这样就可以忽略误差项, 就可以把公式 (5) 简化为下式:
因此由公式 (6) 可以得出, 误差项是难以利用某一方法加以消除, 不仅如此, 由于在电子技术其的技术时间间隔当中也会产生一定的计数误差, 而且在计数间隔中很难保证计数始终为整, 加上电子计数器其最小技术单位为1, 因此在计数过程中所产生的量化误差同样不可消除。
2 直接测频法的误差分析
图1为直接测频法示意图。
所谓的测频法主要的原理就是在十分标准的计数时间间隔内运用计数器来准确统计待测电子信号的脉冲个数进而能够得到其频率值。然后, 又因为在时间间隔非常标准的情况下其脉冲个数均是由电子计数器捕获频率信号得到的, 因此这就能够确保m值技术的精确性, 但是这种方法的待测电子信号的计数存在1的量化误差。从公式 (6) 可以得出:
由于
从而可以推出直接测频法的误差为:
从公式 (7) 中可以看出将技术时间的间隔适当增大, 即指增加的值, 就能够保证测量的最终精度得到显著提升;同时, 待测电子信号的频率值愈高, 其精度也会随之增加。显而易见, 在测量高频信号时采用直接测频法是十分有效的。
3 变闸门测频法的误差分析
变闸门测频法示意图如图2所示:
运用方法来测量电子信号的频率的原理基本与测周期法一致, 最大的不同之处即是在确定闸门时间间隔时主要依赖于待测电子信号, 并且这不只是对一个周期进行测量, 待测信号的频率与测量的周期数之间呈正变化, 这样就可以保证测量的精确度。从图3也可以看出, 在测量待测电子信号脉冲数时其结果是十分准确的, 也即是n=n0, 并且基准频率信号的计数也是会出现1的量化误差, 可以得出:
公式 (8) 中各参数的意义为:预置闸门时间;是基准频率信号的后续计数的个数。
若预置闸门的下降沿正好与预置闸门关闭后待测电子信号的第1个下降沿重合或者略为超前, 则为0或者一个较小的数, 此时远远大于, 测量误差为, 这个误差可以认为与待测电子信号的频率没有关系, 只是与预置闸门时间成反比;而若预置闸门的下降沿超前较多, 且待测电子信号的频率很低, 则就会较大, 则变闸门测频法的测量误差为, 从这个公式可以看出测量误差随着待测电子信号的频率的增大而稍微有所增大。
4 总结
直接测频法测量高频率的电子信号的误差小, 因此比较适合测量高频率的电子信号, 而且频率值愈大, 将会使误差控制得更小, 进而可以保证与变闸门测频法所要求的测量精度保持一致;采用变闸门变频法可以将测量误差控制到最低, 并且测量过程相对稳定所以此测量方法更容易进行高精度、等精度、全量程的电子信号频率测量。
摘要：现阶段在电子信号频率的测量上大多是采用数字方法进行, 其基本原理是利用电子计数的输入通道对信号进行放大、分析、处理, 然后再结合具体数据输出符合技术要求的脉冲信号, 然后再通过定时器对采样时间间隔加以控制。一般来说, 在该时间段内对电子信号与基准频率信号进行计算能够通过计算机分析得出具体的频率值。当前在电子信号频率的测量上主要有变闸门测频法、测周期法与直接测频发三种, 对此就通过采用定量分析的方法对三种测量方法进行具体分析, 并提出一些可用参考的意见与措施。
关键词：电子信号,数字方法,电子计数器,采样
参考文献
[1]王海.精密时频测量和控制技术研究[D].西安电子科技大学, 2007, (05) .
[2]欧立权.电力系统频率测量方法及应用的研究[D].湖南大学, 2007, (05) .
基于测量频率的测阻方法 篇2
1 单片机电路测阻原理
电路采用AT89S52单片机，该芯片采用DIP-40封装，有4个8位并行的双向I/O口，分BIE为PO、P1、P2、P3口。20引脚为接地端;40引脚为电源端;31引脚需要接高电位使单片机选用内部程序存储器(接低电位使单片机选用外部程序存储器);18、19脚接上一个1 2M Hz的晶振为单片机提供时钟信号，第9脚为复位引脚，单片机只有满足这些条件才能正常工作。利用P3口的P3.2引脚接到555时基电路构成的多谐振荡器，将555多谐振荡电路的频率信号瓞到单片机，然后单片机的定时器测量振荡电路的振荡周期，再求电阻的值。转换的原理是根据RC振荡电路。频率厂是单片机很容易处理的数字量，这种数字化处理一方面便于使仪表实现智能化，同时，也避免了由指针读数引起的误差。在设计中，合适地选择电容，控制电阻的测量范围。
2 NE555芯片简介
555集成电路是20世纪70年代初出现的，开始只是用作定时器，所以称为555定时器或555时基电路，简称555电路。但是后来发现它有很多优异的性能而且用途极广：定时的精度、工作速度和可靠性高;使用电源电压范围宽(2～18V)，能和数字电路直接连接;有一定的输出功率，可直接驱动微电机、指示灯、扬声器等;结构简单，使用灵活，用途广泛，可组成各种波形的脉冲振荡器、定时延时电路、双稳触发电路、检测电路、电源变换电路、频率变换电路等，被广泛应用于自动控制、测量、通信等各个领域。
图2为由555定时器和待测电阻构成的多谐振荡电路。接通电源瞬间，电容器C上的电压为O，引脚2和引脚6的电位均小于Vcc/3。由555定时器的原理可知，输出Vo=1, 定时器内部放电管截止。此后电源Vcc通过待测电阻对C充电, 引脚2和引脚6的电位逐渐升高, 当升高到2Vcc/3时, 输出端跳变为低电平, 这时定时器内部放电管导通, C通过电阻和放电管放电, 引脚2和引脚6的电位逐渐降低, 当降到Vcc/3时, 输出端又跳变为高电平, 定时器内部放电管截止。周而复始形成振荡, 在输出端得到图3所示的占空比为50%的矩形信号。
3周期的计算
由图3中的波形求得电容器C的充电时间t1和放电时间t2分别为:充电时间f1=0.7R待C (1)
放电时间f2=0.7R待C (2)
所以, 多谐振荡器的周期t为:
t=t1+t2=1.4R待C (3)
由式 (3) 求得:R待=t/1.4C式中C为常量, 由于随待测电阻的变化而改变, 因此只要求出振荡周期就可得到心的电阻值, 也就满足要求。
4 多谐振荡器电路参数的选择
当单片机的晶振为12MHz，定时器工作在模式1时，定时器最大的定时时间为：t=216=65536μs，而测量范围1Ω～300kΩ，为避免发生溢出，对电容C有一定的要求：c<=t/1.4R待=0.156μF。因此，本设计中选取电容C为0.1μF的电容器。
5 周期测量方案
将多谐振荡器的输出3引脚接到单片机的P3.2引脚，外部中断0定义为下降沿中断，当电容开始放电时多谐振荡器输出端产生一个下降沿，由此产生外部中断0，在中断服务程序中开启定时器T0开始计数。在下一个周期，电容器开始放电时再次产生中断，关闭定时器，这样就得到了振荡周期。程序流程图如图4所示。
6 标度变换
将所测周期值转换成实际电阻值时，就要用到标度变换。设计中采用ROM预先存储周期一电阻的数据，然后通过查表法进行标度变换。
测量范围为1Ω～300kΩ，分辨率为1%。但考虑到存储空间的限制，所以在ROM中只需存储3K个数据，实际分辨率为3.4%，测量小阻值的电阻误差比较大，所以本系统适合测量阻值偏大的电阻。
频率测量方法概述 篇3
随着计算机软件技术的快速发展,很多传统的测量仪器都可以被计算机所替代,比如电压表,滤波器,示波器,信号发生器等。这些传统的器件价格昂贵,技术更新比较慢且不易携带,已经不适应现代实验室的发展,为了提高教学质量和实验效率,引入虚拟仪器的概念应用到实验室的测量基础中去。
虚拟仪器是随着计算机发展来的一种新的测量技术,和传统的测量仪器相比虚拟仪器不完全是由硬件组成的,还包括软件集成部分。计算机测量信号电压和频率的实现方法其实就是利用这种技术,由于现在的计算机价格便宜性能较高,这种方法很容易实现和普及,大大减低的实验的成本和难度。
2 实现方法
计算机测量电压频率信号的实现方法有硬件和软件两个部分组成,其中硬件是由数据采集系统和调理电路来实现,软件是由Labview来实现的。
2.1 数据采集系统
电压频率的测量是利用数据采集功能来实现的,在计算机中声卡就是一个很好的数据采集系统,输入端口就是音频插孔,所以连接线可以采用双头的3.5mm插孔音频的连接线。在Labview软件中的底层就包含着声卡的函数就,这是用声卡作为采集系统的主因,声卡采集数据的流程图1如图所示,其中SI Config是设置声卡的硬件参数,SI Clear表示用于数据的清理,SI Start表示声卡开始采集数据,SI Read表示等待缓冲区消息,SI Stop表示声卡停止采集。
2.2 信号调理电路
信号的采集是利用计算机的声卡来实现的,所以对声卡的保护是必要的,所以在输入端需要加入保护电路如图2所示,输入端如果是大于1V的信号,通过10K560的压敏电阻,使得内阻急剧下降导通,使得工作电流增加,起到了保护电路的作用。
2.3 Labview软件
利用计算机测量电压数据采集和结果显示在labview软件所设计的界面上。Labview是一种图形化语言,它是由前面板和后面板组成。前面板放置的是labview的控件,控件就是界面的控制端口,包括开关,图形显示,输入值等。后面板放置的是labview函数,像C语言中的While Loop,For Loop,Case结构都可以在labview函数库找到相应的图形。
Labview界面的设计原理就是利用Labivew的函数库放在后面labview的控件放在前面板上如图3-a和3-b所示,左边部分就是Labview界面的程序(后面板),右边部分是程序图对应的前面板,我们看到的测量结果显示在前面板上的。信号的测量结果包括采样频率,信号频率,均值电压,直流分量等。
数据采集的参数可以由Labview中Windows底层编写与声卡有关的函数来实现,如图4-a所示外面的方框为while函数,方框里面包含着Sound Input read.vi(读取声音模块),方框外部Sound Input Clear.vi(声音输入清零模块)。为了满足不断采集需求,使用Windows底层函数可以直接与声卡驱动程序相连接,可以直接的进行访问,而且封装程序低,速度快,采集缓冲区中每个位置的数据,具有较强的灵活性。程序框图对应的是系统的前面板如图4-b所示。
3 结果分析
利用信号发生器产生1V的正弦信号[6],采样频率为50KHz/S,频率为100Hz,通过连接线输入到计算机的输入端,测量电压的结果如图5所示:信号频率为100HZ,采样频率为50000KZ,交流电压有效值为1.44。实验结果表明测量结果正确。
4 结论
利用计算机测量电压信号这是个全新的概念,由于计算机本身的特性,可以在不改变硬件的条件,通过改变其软件的功能就可以实现不同的测量特性。利用图形化编程工具Labview的特点(界面生动、形象,方便操作)如可以缩短仪器设计的开发周期,并且在教学过程[7]中可以提高学生们学习兴趣,对相关仪器的了解,大大提高了教学质量。
参考文献
[1]林君,谢宜松.虚拟仪器原理及应用[M].北京:科学出版社,2006.
[2]张凯,周陬.Lab VIEW虚拟仪器工程设计与开发[M]。北京:国防工业出版社,2004.6:2-4
[3]赵贤凌等.声卡在虚拟仪器采集系统中的应用[J]科技情报开发与经济2008
[4]杨乐平,李海涛,赵勇,杨磊,安雪没.Labview高级程序设计[M].北京:清华大学出版社,2003:22-160
[5]陶沙,吴允平.基于Labview的数字滤波器的设计与仿真[J].福建电脑,2011年
[6]黄仕凰.Lab VIEW软件在模拟电路实验中的应用[J].大学物理实验.2011(02)
频率测量方法概述 篇4
EPIRB是GMDSS系统的重要组成部分之一,它是一个用户携带的便于搜索和救援的小型设备,当在海上发生意外时,EPIRB发射微波求救信号,所发射信号由环地轨道卫星接收并转发到地面站,地面接收站可以中继转播该发射信号的EPIRB位置和相关的船只识别信息[1]。
由于信号在传输过程中将产生一定的频移和相移,为了准确地解调出信号中的码元数据,可以采用相位差分解调,但由于载波频率是通过FFT估算出来,解调后存在的直流分量,给码元判别带来困难[2]。目前通常解调方法是采用锁相环或锁频环跟踪载波信号,恢复出同频同相的本地载波,通过相干解调法解调出位置数据。EPIRB发射信号采用双相PSK调制方式,采用Costas环提取载波,并直接解调出码元信息。随着EPIRB用户数量的增加,根据C/S T.012规定,新的信道被使用,信号的频带范围也相应的进行扩展。以往的示位标检测仪只能对A,B,C信道进行测试,检测不了新的F信道的信号,急需进行功能扩展。因此,本文提出了一种自适应EPIRB信号载频跟踪和测量方案。
1 EPIRB发射信号技术规范
1.1 EPIRB的信号参数
EPIRB信号每一子帧报文时长为400ms±1%,子帧间的发射时间间隔为50s,每一帧数据由160ms未调制载波的导频部分和数据调制部分组成,其中数据调制采用双相L的PSK调制方式,包含同步位,帧同步和位置信息位[3]。具体报文结构图如图1所示。其码元速率为400bps±1%。
1.2 EPIRB的信道分配
随着航海技术的发展,对406MHz的EPIRB示位标系统的容量和信道提出了更大的需求。根据COSPAS/SARSAT组织的发布406MHz频率管理计划标准(C/S T.012)中的信道分配和“用户”需求,2009年以后的示位标除了使用信道A,B,C外,还使用了中心频率为406.037MHz的信道F。信道A,B和C的中心频率分别为406.022MHz,406.025MHz和406.028MHz。目前使用的EPIRB,其载频为信道A,B,C和F中的任意一个中心频率。从2013开始,中心频率为406.040的信道也将投入使用。
2 载波跟踪锁相环
为了将EPIRB信号中的数据正确的解调出来,可以用锁相环产生本地载波[4]。由于EPIRB的发射信号采用双相L的PSK调制方式,且信号中存在数据的比特跳变,所以选用的载波锁相环必须对180度相移不敏感,故选取Costas环来实现载波的跟踪。其结构如图2所示。
假设输入信号为EPIRB数据信号经过采样后的得到的,则可以表示为:
其中,α(nTs)为调制相位,取值为±1.1rad。如果本地码相位精确对齐,则I路的混频信号通过低通滤波器,其中的高频分量将被滤除,其输出值为:
同理可得,Q路的输出值为:
将混频后的信号通过低通滤波器,I,Q路中的高频分量将被滤除,可得本地载波的相位差为:
当Δθ=0时,则本地载波与调制载波同频同相,此时不仅可以测量出载频,还可以解调出信号中的数据码元,因为此时I路的信号即是基带信号的离散采样,进行位同步提取后,就可以判别出基带中的数据码元。如果Δθ不为0,通过不断的调整NCO的输出频率和相位,使的Δθ接近0。
3 软件Costas环与FFT结合测频
载频为406MHz的EPIRB信号,先与本地载波混频,然后滤掉高频分量,采样后的中频信号为锁相环的输入信号,由于基带信号为数字形式,因此采用软件Costas环来实现对载频的跟踪和测量。
3.1 软件Costas环
软件锁相环可以认为是一个时间离散的模拟锁相环[5]。其z域的模型如图3所示。
N(z)为NOC的传递函数,且N(z)=K0z-1/(1-z-1),则其传递函数为:
式中,c1,c2为环路滤波器系数,可由如下公式计算:
式中,undefined为阻尼系数,T为采样时间间隔,Bl为噪声带宽。阻尼系数一般选取0.7,因为此时的滤波器收敛速度足够快且过冲不高。
3.2 FFT与Costas环结合
由于随着用户数量的增加,EPIRB发射信号的频带范围变宽,会导致跟踪精度的降低和锁定频率时间的加长,甚至捕获失败。可以先进行FFT粗略测频,将粗测频率作为软件Costas环的中心频率,减小初始频差,在较小的噪声带宽下,也能获得高精度的载频,有利于信号频率的测量的方法,其流程如图4所示。
输入信号为中频采样后的数字信号,对信号先进行512点的FFT运算,粗略计算信号导频部分的频率。将此频率作为NCO的初始中心频率,与输入信号混频后通过低通滤波,读取I/Q路的基带数据,通过公式(4)计算出相位误差,产生控制信号,调整NCO的输出值,进入下次循环。整个过程中,对于每一个子帧数据只进行一次FFT运算。
4 仿真结果和分析
信号的载频Fc=406.0255MHz,系统采样频率fs=100MHz,码元速率为400bit/s,噪声为加性高斯白噪声。考虑到Matlab的计算处理能力,采用数字下变频处理,将406.0255MHz的频率与中频406MHz混频后,通过低通滤波器,降低中频到2.55kHz。粗测频时,DFT采用512点的FFT,测得频率值为ft=25488Hz,将此ft作为Costas环中NCO的初始频率。载波的频率跟踪结果如图5所示。
从图5可知,采用FFT先粗略的测量频率,估计出当前EPIRB信号所处的信道,然后采用二阶的软件Costas环跟踪载波,缩短了锁相环的捕获时间,在100ms之后完全跟踪上了信号导频阶段的载频。从100ms到160ms的时间间隔中,由于锁相环进入稳定状态,对NCO的输出频率求平均值,可以计算出载频的平均频率。在160ms以后,出现了调制数据,此时可以通过软件Costas环解调出数据码元。对于目前已经使用信道进行仿真,结果如表1所示。
由表1可知,软件Costas环在EPRIB信号导频阶段测量的频率精度明显高于FFT直接测量的精度。对于A,B,C和F信道中任意一个信号,FFT与Costas环相结合跟踪载频的方法,都能够较快地跟踪到载频信号,并且测得的频率精度较高。
5 结束语
本文针对EPIRB发射信号的特征,提出了FFT与软件Costas环结合来跟踪信号的载频和测量频率的技术方案,充分利用了EPIRB信号导频阶段的未调制信号,快速获得高精度的稳定频率。仿真结果表明,该方法能在短时间内完成载频跟踪和测量,且具有较好的跟踪精度。
参考文献
[1]史玉林.EPIRB读码器的数字解调技术[D].南京:南京理工大学,2005.
[2]冉黄伟.基于DSP的中频数字接收机设计[D].南京大学硕士学位论文,2007:15-17.
[3]Specification for COSPAS-SARSAT 406MHz Distress Beacons[Z].2005(10).
[4]张厥盛.锁相技术[M].西安:西安电子科技大学出版社,1994.
[5]Mark A Wickert.Phase-Locked Loop with Application[M].ECELecture Notes,Fall 2004.
频率测量方法概述 篇5
频率是电力系统重要电气参数之一, 对电力系统频率测量算法的研究在理论和实际中都有重要的意义[1]。频率的测量主要有硬件测频和软件测频两种方法[2], 硬件测频就是由过零比较电路、方波形成电路和计数器构成, 简单、方便, 但需要增加硬件电路而且易受干扰。软件测频包括基于插值的cross算法、最小二乘方法、递推富氏算法、全波富氏算法、卡尔曼滤波算法等, 但都存在这样那样的不足与缺陷。为此, 提出了一种电力系统频率实时测量的新方法, 仿真实验表明利用提出的测频方法测量电力系统频率可靠而准确。
2、测量频率的基本方法
2.1 基本原理
假设母线电压采样期间电压幅值保持不变, 同时系统频率的变化率也不迅速, 则母线电压可用表示为[3]:
式中, Um为电压幅值, f为母线电压频率, t为时间, θ0为初相角。
当对母线电压以T秒为时间间隔采样时, 第k、k-1、k-2和k-3点的采样值可以表示为:
将 (2) 式减去 (5) 式得:
将 (3) 式减去 (4) 式得:
用 (6) 式除以 (7) 式得:
则:
当电压每周波采样12点时, 采样周期为:。因此, (8) 式左边除uk-1-uk-2=0的点外, 任何其它点都是成立的, 也即:在uk-1-uk-2过零点附近, 式 (8) 的计算误差很大或是无意义的, 为消除电压过零点对算法精度的影响, 可利用等比定理:
如果, 则:
利用等比定理可将经过n次计算的1+2cos (2πf T) 按 (10) 式进行绝对值和补偿, 得到:
式中, n≥2, 可根据需要来取n值。从式 (11) 可以看出, 尽管单个|uk-1-uk-2|可能为零, 但不可能为零, 有效地解决了电压过零点问题, 并且算法有较高的精度。值得注意的是:提出的算法与同类方法相比, 由于分子分母都同时采用差分的形式, 并且采样时间间隔非常短, 可有效地滤除变化不大的直流分量, 而且对一些谐波有一定的抑制作用。
2.2 频率的测算方法
令:
则:
可见, 频率f是关于比值x的函数。当存在x0且满足-2≤x0-1≤2, 即-1≤x0≤3时, 式 (13) 在x0处可展开为泰勒级数:
当f=f0=50Hz时, 且每周波采样12点时, x0=2.7321, x在x0附近变动, 将g (x) 在x0处按 (14) 展开, 并取前2项、前3项和前4项:
3、测频算法性能分析
采用提出的电力系统频率实时测量方法进行仿真实验。考虑到测频算法的可实现性, 测频算法在实际应用中泰勒级数只能取有限的项数, 由于泰勒级数的截取, 一定会引起测频误差。图1表明了分别按式 (15) 、 (16) 和 (17) , 即截取泰勒级数前2项、3项和4项进行测频时, 当频率从40Hz变化到60Hz时, 引起的误差。这里x值按 (12) 式计算, 式中, n=12。
图1表明测频算法截取误差随频率变化的关系。可见, 随着项数的增加计算精度也增加, 考虑到电力系统频率的大致变化范围一般在45Hz到55Hz[4], 此时, 截取3项和4项的测频算法的绝对误差都小于0.02Hz, 相对误差小于0.1%, 因此, 都可以满足电力系统继电保护和测量的需要。
4、结语
提出电力系统频率实时测量的新方法, 仿真实验表明:当取泰勒级数展开式前3项或4项测频可达到很高的精度, 测频精度完全满足电力系统继电保护和测量的需要。
摘要：针对电力系统频率实时测量的硬件方法和软件方法存在的不足, 基于波形拟合技术和泰勒级数展开方法提出电力系统频率实时测量的新方法。仿真实验表明算法实现简单、测频准确。
关键词：电力系统,频率,频率测量
参考文献
[1]索南加乐, 葛耀中等.一种不受过零点影响的新型频率测量方法[J].西安交通大学学报, 1995, 29 (3) :84-102.
[2]Tao H, Morrison I F.The Measurement of Power System Frequency Using a Microprocessor[J].Electric Power System Research, 1986, 11 (2) :103-108.
[3]王东, 毕潇轶, 王元利.一种电力系统频率的实时估算方法[J].继电器, 2004, 32 (18) :17-19.
频率测量方法概述 篇6
在不少测量系统中,特别是在“有效信号微弱(常在mV、μV级)且其带宽覆盖工频”的测量系统中(如人工地震勘探中),常有工频干扰大于被测有效信号、使系统的信噪比(S/N≤1),以至出现系统测量根本无法进行的现象。当然可以设计一个50Hz的、陡度很大(-80db)而频带很窄的“窄带陷波器”,陷去工频干扰。但随着工频的漂移,陷波器由于不能随着工频的变化改变其陷波频率,往往失去作用。为此,要求监控工频“频率的变化”,并把这种变化转换成“电压的变化”再去控制“工频陷波器”的“陷波中心频率”的变化,使陷波器能对变化的工频进行“追踪式陷波”,以确保剔除夹杂在信号中的工频干扰。
在“水轮机发电机组”中,要求快速、实时测出发电机发出的交流电频率(即工频)的变化(指偏离规定值50Hz),通过调控水轮机入口水轮叶片的角度以改变流量、水轮机的转速和发电机转速,以达到“发电机所发出电流的频率(即工频)做出相应的变化”的目的。
本文介绍了一种“周期查表法”,采用AT89C51作为处理控制芯片,软硬件易实现,能够满足实时测量的要求,旨在为精确测量频率探索一条新的途经。
实验证明,效果良好。
二、工作原理
1、工作过程
采用一些常规的计算机硬件技术、通用芯片应用技术,可对工频信号的周期进行十分稳定、精确的测量,用查表方式求得其对应的频率,即可实现对工频频率的“简单、稳定、快速、精确”的测量和监控,在频率偏离的情况下,能自动跟踪频率变化测得其精确值。
众所周知,工频测量是指频率在45～55Hz范围内的频率测量。我们约定,与此频率范围对应的工频信号监控输出电压的幅度范围为:-5v～+5v(峰峰值)。
通常,输入信号中夹杂有干扰信号,故先将其通经一“中心频率为50Hz、带宽为10Hz、陡度为—40db的有源滤波器”,以压制干扰,确保高测量精度要求。这样,频率测量范围可控制在45～55Hz之内。
为了提高测量精确度,单片机选用1MHz时钟信号。
根据T与f的关系:T=1/f(互为倒数)
可得:1/55Hz=18182us
1/45Hz=22222us
我们用AT89C51单片机内的两个计数器T1和T0,在上述工频方波控制下相继(接替式)对1MHz时钟记数,直到工频周期的结束。显然,两个计数器计数值之和,即为所测工频的以μs为单位的周期值。
我们设计得“当第一个计数器T1的计数值达到18182时,不再计数(并保持此状态直到测量周期的结束),同时打开第二个计数器T0,而第二个计数器T0要一直计数到待测'工频方波周期'的结束。”
显然:工频周期T=T1+T0 (μs)
不难看出:在工频频率的可能变化范围(45Hz～55Hz范围)内,T0的计数值的变化恰在:0～4040的范围内(因为22222-18182=4040)!
这样,我们就可以用一个4K的EPROM芯片,从地址单元000H开始,到地址单元FC7H为止的范围内,建一个“从55Hz开始,其周期按微秒(μs)变化的工频频率表”,一直建到45Hz。如果我们将第二个计数器T0的计数结果值,直接作为该E-PROM的地址值,则实现了"T0-EPROM"的直接查表。这样一来:“工频频率测量”就变成了一次“简单的快速查表”了。其“频率一电压输出”关系表,亦可按同样方法,预先设置在EPROM表中。
通过AT89c51单片机的两个计数器T1和T0对1MHz时钟记数,两个计数器计数值之和,即为所测工频周期的以μs为单位的数值。使第一个计数器的计数值恒定不变(18182),而第二个计数器的每个值(<4040),都与工频的一种频率(周期)相对应。根据这种“一一对应”的关系,我们以第二个计数器的值为地址,预先在EPROM中建立了一个“表”,表中放有和其对应的工频频率值。这样一来:“工频频率测量”就变成了一次“简单快-速的查表”了。
先看图1:
待测信号经滤波整形,以方波的形式输入到单片机AT89C51的和P3.端,作为单片机的外部中断信号,控制单片机AT89C51的两个定时器(定时器0和定时器1)进行记数。外中断和工作在下降沿触发方式,时钟信号作为基准。正常测量时,T1=18182时,溢出中断,T0续记数;T0值在0～4040之间,检测到信号的下降沿,引起外中断从而进入T0外中断服务程序。然后根据T0值,立即可以从表中查得与其对应的真正的精确的工频频率!得出测量结果(工频频率)。如果出现T1值在0～18182之间,外中断,系统满输出F=55Hz;如果出现T0值大于4040,溢出中断,系统零输出
AT89c51单片机有两个存储器:程序存储器ROM(4KB)和数据存储器RAM (256B)。对于本方案,由于数据表占用约16KB,片内数据存储器RAM只有256B,系统必须进行存储器的扩展—扩展了一片EPROM,27256的片选端CE接地。27256与单片机连接方式灵活。将27256作为程序存储器使用时,应按程序存储器的连接方法进行编址。如果作为数据存储器,也可按照数据存储器或I/O口编址。27256可用于存放程序和数据表。我们将这个"T0—F"对照表先写入一只“只读存储器27256”中,27256是32KB容量的EPROM,它用了15根地址线。存储器27256的最高3位地址A14和A13、A12,是其段地址。一共有8段,如下:
其中:每段(L12位)4KB
A11～A0 000000000000～111111111111
程序存放在000段,占4KB;数据表放在001、010、011和100段,约占16KB。
27256的“100段”里,存放相应的12位DAC高8位精确权码,而将低四位权码存放在011段的低4位中。
5位七段LED显示器,作为单片机的输出设备,显示工频频率(保留小数点后三位)。显示工频频率的5位10进制数的BCD码,按顺序被分别存放于74LS164中,可直接带动7段液晶数码管LED,用十进制数字显示被测信号频率。
在监控系统中,不仅要得到精确的数字显示的测量结果,还要得输出线性度极好的模拟电压输出,控制执行机构完成必要的动作,实现对系统的实时控制。电压输出可分为单极性和双极性两种形式。外部可加运算放大器将其输出的电流信号转换为电压输出,加一个运算放大器可构成单极性电压输出电路,加两个运算放大器则可构成双极性电压输出电路。在实际应用中,需要极性不同的正负电压输出时,可用两级运算放大器实现。数模转换器DAC1210采用双极性输出,可以很方便地实现线性电压输出-5V～+5V,即当f=55Hz时,输出为-5V;f=45Hz时输出为+5V。
另外,系统进行片外扩展时,P0端口分时用作地址数据总线,是一个真正的双向端口,构建系统的8位数据总线和低8位地址总线,而P2端口用来构建高8位地址总线。PO口输出'L8地址'(为外程序存储器和外数据存储器所必用),但必须外加地址锁存器(如74HC273);与P2口输出的'H8'(可不加'外地址锁存器')共同构成16位外地址,能寻址64KB空间。由于27256的输出是只有8位2进制的总线,所以数据的传送是分两次进行,由其总线输出的数据必须分时、分段按节拍发出,并被迅速、及时地锁存在相应的DAC1210中,分两次把12围数据分别送到DAC1210的高低字节输入锁存器中,然后再把12位数据送到12位D/A转换器,即开始转换,需三次输出。
可见:
(1)电路简单,易实现。
测量响应速度为一个工频周期。
(2)对输入信号进行跟踪式测频,输出用十进制数字显示被测信号频率,显示5位(保留小数点后三位)。
频率分辩率优于0.004HZ(45～55Hz范围)。
因:
①最高测量频率设定为55Hz,与之对应的周期为18182μs;此时,若周期增加1μs,其对应的频率变为:54.996Hz。
②因最低测量频率设定为45Hz,对应的周期为22222μs;此时,若周期减少1μs,其对应的频率变为:45.002 Hz;
那么,用1μs周期的时钟信号来度量被测信号的周期,最大引入的误差仅为:±0.004 Hz!它出现在55Hz处。
③将被测信号的频率转换成相对应的电压,实现线性调控电压输出-5～+5V,即当f=55Hz时,输出为-5V;f=45Hz时,输出为+5V。
“频率一电压”线性关系如图2。“频率一电压”线性度良好。
再看图3:
单片机在很大程度上改变了传统的设计方法,以往采用模拟电路、数字电路实现的电路系统,大部分功能单元都可以通过对单片机硬件功能扩展及专用程序的开发,来实现系统提出的要求。以AT89C51为核心,配置相应的外围接口,以软件配合硬件系统进行控制,执行元件构成的计算机监测系统,可以提高控制系统的技术性能、技术含量。这意味着许多电路设计问题将转化为程序设计问题,简化了电路,能准确实现系统功能的要求。测量方法简单,测量精度高,具有性能优良,可靠性好。
程序存储器27256的寻址空间是32KB(0000H-7FFFH)。
复位后单片机进入程序运行状态。PC=0000H,程序执行从地址0000H开始。
在程序中,设置T1工作于方式1,构成一个16位计数器;设置T0工作于方式0,构成一个13位计数器,只用了THO的高8位和TL0的低5位。
记数器初值的设定:
TH1=B8H,TL1=FAH;
TH0=10H,TL0=00H。
·T1的初始值设置为B8FAH,即1011100011111010;因1111111111111111-1011100011111010=100011100000101=18181,当T1溢出中断时,记满值为18182。
·T0的初始值设置为1000H。
当T0外中断时,总计数值一定小于18182+4040=22222。正常测量时,定时器T1溢出中断,定时器T0外中断。
定时器T1用于基数记数,定时器T0用于测量记数,T0值作为查表依据。
为了提高精确度,应消除第一次非同步测量。
正常测量时,T1计数值可达到18182,即计数满时,溢出中断。
如果外中断,满输出:55Hz。再次等待中断。
·T1溢出中断,启动T0开始继续记数。
正常测量时,计数值在4040以内,外中断。查表输出测量结果,并再次等待中断。
如果计数满时,溢出中断,零输出:45Hz。再次等待中断。
2、电路中所采用的若干数字集成电路介绍
(1)关于27256
是一种32KB×8位的紫外线擦除电可编程的只读存储器。它为28脚双列直插式封装。+5V单电源供电。
A0～A14是地址线,D0～D7是数据总线,CE是片选线,OE是数据输出选通线,VPP是编程电源。
总线D0、D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7是只读存储器的公共出口;
任何时候,总线上只能输出一个单元的输出;
总线D0～D7到底是哪个单元的输出,由地址决定。
(2)关于74HC373
74HC373是常用的地址锁存器芯片,它实质是一个是带三态缓冲输出的8D触发器,在单片机系统中为了扩展外部存储器,通常需要一块74HC373芯片。
(3)关于七段LED显示器
有5个共阳极七段数码管,作为单片机的输出设备,显示工频频率。LED采用静态显示方式,通过5个串联的串入/并出移位寄存74LS164直接驱动,单片机P3.0、P3.1两个引脚分别用于串行口输入、输出。
(4)关于DAC1210
DAC1210是一个12位D/A转换器,24脚双列直插式封装,双寄存器结构(各12位),输入端与TTL兼容,属电流型输出D/A转换器。
DAC1210具有12位的数据输入端,且其12位数据输入寄存器由一个8位输入寄存器和一个低4位输入寄存器组成。两个寄存器都具有锁存器功能,可直接连到数据总线上。
三、工程应用
在水电厂中,对水轮发电机组频率的测量或电网频率的测量是必不可少的。根据本文所研究的应用全数字集字电路(IC)制作的“查表式工频监控装置”,在广州源星电器自动化有限公司对“广东梅州市西阳水电站”、“江西斗晏水电站”和“广东信宜云丽水电站”的老式‘机械调速器’或其后的‘电液调速器’的改造中,取得了很好的效果。无论是调节精度,还是对“水轮机-发电机”机组的转速变化作出的响应速度,都有了很大的改善,使电站所发出的电的质量(所发电的工频频率的稳定性)有了很大的改善和提高,得到用户的好评和肯定。
本文研究的基于AT89C51单片机测频方案,电路简单,程序易调试,使工频查表式测频方案更加稳定、可靠,成本更低。因此一经提出便得到合作单位“广州源星电器自动化有限公司”的认可和肯定,并组织相关技术人员承接我们所开发的相应的软硬件,在前述的“梅州市西阳水电站”2号机组开展试验。已试运行半年多,工作稳定性、监控精度、响应速度都令人满意。
根据同一机组采用三种“测频调速方式”的情况,‘水轮-发电机组'的运行性能对比如右上表:
实践证明,这种方法在保证了较高测量精度的同时,能保证频率测量的快速完成,对于微型化智能测试系统的研制和进一步开发产品具有一定的参考价值和实际应用意义。
摘要：工频频率的检测历史悠久。以往工频频率的测量方法存在计算量偏大,在测量精度和测量速度上不能获得较好统一的缺点,影响了实际应用。本文提出了一种新的频率测量方法——“周期查表法”,利用测周期记数结果,可直接从数据表(已建立的)中查得与之一一对应的工频频率!快速而精确,并进而,探索出了一种由单片机控制的频率测量控制系统。
关键词：工频,查表,单片机,扩展
参考文献
[1]机械科学研究院,国家电力公司、中铁电气化勘测设计院.电能质量供电电压允许偏差,GB/T12325-2003[S].中国标准出版社,2004年.
[2]电力科学研究院,机械标准化研究所,国家电力调度中心.电能质量电力系统频率允许偏差,GB/T 15945-1995[S].中国标准出版社,2004年.
[3]汪得彪等.MCS-51单片机原理及接口技术[M].北京:电子工业出版社,2007年.
[4]杜树春.单片机C语言和汇编语言混合编程实例详解[M]北京:北京航空航天大学出版社,2006年.