时间频率

时间频率（精选8篇）

时间频率 篇1

a)饮用水源地。全年采样不少于12次,采样时间根据具体情况选定;b)河流。较大水系干流和中、小河流全年采样不少于6次,采样时间为丰水期、枯水期和平水期,每期采样两次。流经城市或工业区,污染较重的河流、游览水域,全年采样不少于12次。采样时间为每月一次或视具体情况选定;c)排污渠。全年采样不少于3次;d)底泥。每年在枯水期采样1次;e)背景断面。每年采样一次。在污染可能较重的季节进行;f)潮汐河流。全年按丰、枯、平三期,每期采样2 d,分别在大潮期和小潮期进行,每次应当在当天涨潮、退潮时采样,并分别加以测定。涨潮水样应当在各断面涨平时采样,退潮时也应当在各断面退平时采样,若无条件,小潮期可不采样;g)湖泊、水库。设有专门监测站的湖、库,每月采样不少于1次,全年不少于12次,其它湖、库每年采样2次,枯、丰水期各1次。

摘要：<正>a)饮用水源地。全年采样不少于12次,采样时间根据具体情况选定;b)河流。较大水系干流和中、小河流全年采样不少于6次,采样时间为丰水期、枯水期和平水期,每期采样两次。流经城市或工业区,污染较重的河流、游览水域,全年采样不少于12次。采样时间为每月一次或视具体情况选定;c)排污渠。全年采样不少

时间频率 篇2

迈克尔A.Lombardi，丽莎。纳尔逊，安得烈，诺维克，张胜利S.美国国家标准与技术研究院的时间和频率划分

这篇文章介绍了全球定位系统（GPS）卫星信号是被用来进行时间和频率的计量的。文章讨论了GPS接收器能怎样为频率校准和实间同步提供一个参考信号。它也解释了利用了几种类型的GPS信号测量时间和频率。这些包括单向或直接接收测量，单和多通道共视的测量，和载波相位测量。讨论了ＧＰＳ信号可以提供国家的可追溯性和国际标准得可追溯性。介绍ＧＰＳ

GPS，众所周知的一种全球定位工具，也已经成为发布时间和频率的主要系统。GPS接收机是电信网络、校准和测试实验室中的固定装置。它们使时钟同步、校准和在任何设施中控制振荡器即可以用ＧＰＳ卫星视线安置一个室外天线接收装置。

ＧＰＳ卫星是被美国国防部（美国国防部）来控制和操作的。星座包括至少２４个卫星轨道在地球20200公里的高度在6个固定的飞机倾向于从赤道55°。轨道周期是11小时58分钟,这意味着一个卫星绕地球飞行每天两次。通过处理从卫星收到信号,GPS接收器可以确定其位置GPS卫星广播两个载波频率: 在1575.42 MHz L1,L2为1227.6 MHz。每颗卫星广播扩展频谱波形,称为伪随机噪声在L1和L2(打印)代码,并且每个卫星它是由打印标识代码传送。有两个类型的打印代码。第一个类是一个粗糙的收购(C / A)代码与芯片的1023芯片每毫秒。第二种类型是一个精密芯片的速(P)的代码10230芯片每毫秒。C / A码是广播在L1,广播L1和L2 P代码。GPS接收视线,这意味着天空的天线必须有一个明确的观点。如果一个晴朗的天空视图是可用的,可以收到近的信号地球上的任何地方每个卫星携带铷和铯振荡器,或两者的结合。车载的振荡器为载体和提供参考代码广播。他们带领USDOD地面站和引用协调世界时(UTC)由美国海军维护天文台(USNO)。经双方协议UTC(USNO)维护和UTC(NIST)在100 ns,这两个时间尺度之间的频率偏移是< 1 x 10-13年

GPS接收设备有几种类型的GPS接收器使用和频率计量。成本、大小和设计的从模型的GPS定时接收机有着显著的不同模型,但大多数都有个共同的特性。大多数接收器使用C /代码L1频率播出作为他们的时间和频率参考。最能同时从8到12卫星追踪,可以提供时间和频率信号来自一个平均的卫星视图。大多数提供time-ofday和日期信息在计算机可读的格式,通过rs11彼此。由于频率漂移和老龄化问题,这个需求不可能会见石英振荡器,和困难会见铷振荡器,因为他们需要定期调整。铯振荡器将很容易满足要求,但他们的高成本使它不切实际的购买多个单位。很容易看到GPSDO电信是一个很好的解决方案网络问题。两个其他类型的GPS接收器用于越多本文中描述的专业测量。Common-view GPS接收器实际上是集成结合标准GPS定时接收机的系统测量硬件和软件。这种硬件和软件使系统测量个人卫星和存储结果,这样他们就可以稍后处理。Carrier-phase GPS接收器是大地的设计和测量应用。通常更昂贵的比传统的时间和频率接收器,他们跟踪和衡量L1和L2载波频率。他们的潜力定位性能特殊,L1航空公司只是19厘米波长和定位的不确定性通常是用厘米来衡量甚至毫米。当用于时间和频率测量,收集的数据必须存储可以稍后处理。GPS天线使用大部分的接收器这里描述很小,通常直径< 100毫米。他们通常有内置放大器驱动天线电缆,用于获得多天线导航。使用高增益天线可以使用长天线电缆,只要100一些实例。与GPS接收器用于导航,时间和频率接收器是坐落在一个房间或实验室和一个很长的天线电缆通常是必要的。GPS测量技术所隐含的不同类型的接收器在最后一节中,有几种不同类型的GPS时间频率计量学测量中使用。这些测量可分为三个将军类别:单向、common-view carrier-phase。大多数的GPS测量校准和测试实验室单向测量。单向的测量很容易和他们不确定性是小到足以满足要求几乎所有的校准或测试实验室。Commonview和carrier-phase测量需要更多的努力,包括测量数据的后期处理。为这个原因,他们通常留给国际比较计量实验室的时候测量不确定性必须尽可能小。表1比较了GPS测量技术。表1。典型的GPS测量技术的不确定性技术时间频率不确定性不确定性24小时、2σ24 h,2σ

单向< 20 ns < 2 x 10 – 13 单通道10 ns≈≈1 x 10-13年Common-View多渠道< 5 ns < 5×1015Common-view单向GPS测量单向GPS技术使用的信号从GPS接收机作为标定参考。的GPS信号实时使用,没有后期处理测量结果是必需的。的目的测量通常是同步定时脉冲,或校准频率源。在接收机用于测量之前,它必须完信号采集过程。的一部分收购过程包括测量天线的位置。与GPS导航接收器计算位置修正而移动速度(通常更快位置修正每秒),GPS时间和频率接收器通常不会移动,不需要调查完成后计算位置修正一次。

因此,时间和频率接收器通常存储单一位置固定,使用同样的位置上。许多接收器时自动启动调查他们正在打开。在这个过程结束的时候,前面面板指示器告诉操作员,接收者是准备好了 使用。一旦完成信号采集,输出从接收机连接到测量信号系统。时间同步测量,1 pps信号从接收方通常是作为一个输入时间间隔计数器。频率测量的例如,频率输出(10 MHz)GPSDO作为一个相位比较器的输入,或用作吗外部时基频率计数器。单向性能自带领GPS卫星传输信号同意UTC,长期GPS精度接收方一直都是优秀的。的性能C /代码接收器成为更好的5月2日,2000年(51666年MJD)当USDOD集选择性的可用性(SA)为零。SA是一个USDOD指令,可用于有意引入GPS信号减少噪音它的定位和定时精度。图1是一个阶段情节显示典型的GPS接收器,数据记录在立即SA将之前和之后零。图1所示。相图显示之前和GPS性能 在SA被设置为0。

10分钟的数据点如图1所示 通过比较平均接收的信号 pps典型的GPS定时接收机的输出

UTC(NIST)使用时间间隔计数器。图2显示了 15天内立即收到阶段

2000年5月2日。在此期间,收到peak-topeak变化阶段数据< 50 ns。相图表明,GPS广播aretightly控制,自振幅相位测量一天比一天相似。这导致优秀的准确性和稳定性时平均1天或更长时间的使用。然而,信号的相位噪声限制短期稳定,艾伦偏差所示(σy(τ))图(图3)。

图2。GPS接收器和UTC(NIST)在SA后15天时间间隔设置为0。图3。频率稳定度(Allan偏差)的GPS接收机在SA被设置为0 图3显示的稳定性接收机是near1 x 10-1天,相位噪声持续平均下来直到稳定性达到十14部分。虽然不是如图3所示,这个接收器的相位噪声限制了短期稳定在1 s 10 9部分。如果你选择

发布频率从GPSDO获得,或使用它作为参考测量系统,确保其短期稳定满足您的需求。虽然GPSDOs可以校准几乎任何频率标准测量段1天或更长时间,他们通常不适合测量振荡器稳定< 1000年代的平均时间。

与单向GPS建立可追溯性可追溯性的定义告诉我们,可追踪的 测量需要一个“完整的链

比较所有规定的不确定性。“这链通常来源于与国际或国家标准。[1]为了显示跟踪通过GPS,NIST的链必须扩展从GPS测量NIST。我们提供两个例子(表2和图3)如何记录追溯链。两个链显示追溯回UTC(NIST),和回到国际单位制(SI)由局国际des重量等维护措施(BIPM)。记住,每一个环节的追溯链涉及比较引用和被测设备或信号。链接的不确定性A、B和C非常小,几乎没有对大多数测量结果。

时间频率 篇3

关键词：离散傅里叶变换；频谱分析；信号检测

中图分类号：TP301.6

随着科学技术的发展，被噪声掩盖的各种信号的检测越来越受到人们的重视，应用范围遍及声、电、热、力学、地质、环保、生物、医学、激光材料等领域[1]。

同时，随着数字信号处理技术在社会生活中的广泛应用，数字信号处理技术在信号检测中也发挥着重要的作用。在信号检测中，传感器提取的信号常常是连续时间信号，利用数字信号处理技术检测信号，需对信号进行时域和频域的离散化处理，再采用数字系统进行分析。

1 利用DFT检测连续时间信号频谱的原理

数字系统分析信号的频谱，采用的是有限长序列的离散傅里叶变换，简称为离散傅里叶变换（DFT）。DFT对应的时域序列和它的频谱均为有限长序列，因而利用DFT检测连续时间信号的频谱，在时域和频域都要对信号做离散化处理和信号的截短处理[2]。

首先，对连续信号x（t）进行离散化，使之成为离散序列x[k]。为了使抽样信号能恢复原信号，信号抽样时应该满足时域抽样定理，即：

fsam≥2fm （1）

其中，fm为信号x（t）的最高频率，fsam为抽样频率。

其次，如果连续信号x（t）无限长，则离散化后的序列x[k]也无限长，无法采用DFT分析，需要对其进行加窗wN[k]截短，使它成为有限长序列x[k]，即：xN[k]=x[k]wN[k]，由DTFT的性质，该式的频域表达式为：

XN（ejΩ）=1/2π∫π-πX（ejθ）WN（ej（Ω-θ））dθ （2）

其中，X（ejΩ）、WN（ejΩ）、XN（ejΩ）分別是信号想x[k]、窗函数wN[k]、加窗后序列窗xN[k]的离散时间傅里叶变换频谱。

当wN[k]是长度为N的矩形窗RN[k]时，相当于对序列x[k]直接截断。WN（ejΩ）为：

（3）

矩形窗的幅度频谱为 ，如图1所示：

图1 矩形窗的幅度频谱

其中，矩形窗函数主瓣的有效宽度定义为：ΔΩw=2π/N

因此，加窗对频谱分析形成一个不利影响，即谱线变成了具有一定宽度的谱峰，谱峰的宽度与信号的长度成反比，所取的信号越长，谱峰的宽度越窄。当信号中两个不同频率分量的频率差Δf小于谱峰的有效宽度时，计算出的频谱可能显示不出两个明显的峰值。为使计算出的频谱能显示出相邻的谱峰，相邻频率分量的频率差Δf应当大于谱峰的有效宽度，即：

（4）

其中，T为时域抽样间隔，N为抽样点数，fsam为抽样频率，Tp=NT为时域信号的长度。由式（4）可知，所取的信号Tp越长，所能分辨的谱峰间隔Δfw就越小，即分辨相邻谱峰的能力就越强，因此，根据（4）可知分辨相邻谱峰所需的最小样本数为：

（5）

2 利用DFT检测连续信号中频率较近的信号分量

连续信号中的两个频率分量在频域相距较远时，检测比较容易。而当它们的频率相距较近时，准确地检测它们应该考虑时域连续信号的长度Tp、两个频率的距离Δf，从而获得分辨两个频率分量的最小抽样点数N[3]。

如连续信号x（t）=cos（2πf1）+cos（2πf2），其中f1=110Hz，f2=130Hz，两个频率分量相距较近Δf=20Hz。若要检测出x（t）中的两个频率f1、f2，实现过程如下。

首先，按照时域抽样定理式（1）选取抽样频谱fsam=500Hz对信号进行抽样，样本间隔为T=1/fsam；

根据式（5）计算当采用DFT分析其频谱时，N≥fsam/Δf=500/20=25，

时域信号的长度：Tp=NT=25×1/500=0.05s，利用DFT求得连续信号x（t）近似频谱的MATLAB仿真波形如图2所示：

如果选取时域信号的抽样样本数N=20，连续信号x（t）频谱的MATLAB仿真波形如图3所示：

图2 信号样本点数N=25

图3 信号样本点数N=20

比较图2、图3可以看出：如果对时域信号抽样时选取的样本数大于等于25，能够清晰分辨出连续信号想x（t）中的两个频率成分f1=110Hz，f2=130Hz，如果选取的样本数小于25则不能明确判断出信号x（t）中的频率分量是一个还是两个。

3 结束语

利用DFT检测连续信号中频率较近的分量时，应当根据分量的频率差、窗函数主瓣的有效宽度、时域信号的抽样频率，并准确计算时域信号的抽样点数，才能获得理想的检测效果。

参考文献：

[1]高晋占.微弱信号检测[M].北京：清华大学出版社.2004.

[2]陈后金，薛健，胡健.数字信号处理（第2版）[M].北京：高等教育出版社，2007.

[3]刘晓虹.信号分析与处理实验[M].呼和浩特：内蒙古大学出版社，2011.

作者简介：刘晓虹（1969-），女，硕士，副教授，研究方向：数字信号处理。

作者单位：包头师范学院 信息科学与技术学院，内蒙古包头 014030

水质监测采样时间与采样频率 篇4

地面水质采样时间与采样频率:a) 饮用水源地。全年采样不少于12次, 采样时间根据具体情况选定;b) 河流。较大水系干流和中、小河流全年采样不少于6次, 采样时间为丰水期、枯水期和平水期, 每期采样两次。流经城市或工业区, 污染较重的河流、游览水域, 全年采样不少于12次。采样时间为每月一次或视具体情况选定;c) 排污渠。全年采样不少于三次;d) 底泥。每年在枯水期采样一次;e) 背景断面。每年采样一次。在污染可能较重的季节进行;f) 潮汐河流。全年按丰、枯、平三期, 每期采样2 d, 分别在大潮期和小潮期进行, 每次应当在当天涨潮、退潮时采样, 并分别加以测定;g) 湖泊、水库。设有专门监测站的湖、库, 每月采样不少于一次, 全年不少于12次, 其他湖、库每年采样两次, 枯、丰水期各一次。有废水排入、污染较重的湖和水库, 应酌情增加采样次数。

时间频率 篇5

高速发展的通信网对同步时钟网提出了日益严格的要求, 对同步定时性能以及安全性的要求越来越高, 以保障通信网络可靠运行。厂网分开、大电网互联、高压输电系统的筹建, 都对各厂站的时频基准提出了更高的要求。为提高各类以计算机技术和通信技术为基础的设备及系统的运行水平, 提高事故分析的准确性和可比性, 减少设备存在的缺陷, 有必要建立全厂、全站、全网的同步时钟系统。而智能电网的发展对时间和频率有了更高的需求, 当前的电力网络要求更高的精度、安全性和可管理性, 要求对现有同步时钟网络进行完善, 以适应网络发展的需要。

统一时钟 (频率和时间) 是电力通信网同时也是电力系统安全运行、提高运行水平的一个重要保证措施。统一时钟可实现全网各站以及站内系统在统一时间基准下的运行监控和事故后的故障分析, 也可以通过各开关动作的先后顺序来分析事故的原因及发展过程。因此, 必须建立一个独立于电力业务网之外的频率时间同步网来支撑整个电力通信网以及电力业务网。

1 时钟同步技术简介

广义的时间包括时间和时间间隔2层含义, 它们都可用时、分、秒的形式来表述。其中时间是用来标注某件事发生的时刻, 而时间间隔则标注的是某件事的持续时间长度。时间有不同的参照体系, 主要有通用时间接口 (Universal Time Interface, UTI) 、国际原子时 (International Atomic Time, TAI) 以及全球协调时 (Universal Time Coordinated, UTC) [1]。

数字同步网信号源并没有时、分、秒这种时间概念, 而时钟同步网则是建立起这种具有时间标志的新型同步网络, 它以UTC为系统时间, 并以高稳定时间源经过交换分配输出时钟信号, 为网络中的系统 (装置) 提供同步信号源。

1.1 时钟源

我国常用的时钟源有2种, 一种是原子时钟源, 另外一种为GPS系统[2]。

目前国际时间基准和国家时间基准主要采用铯原子钟, 准确度达到±3×10-15, 长期稳定度达到±2×10-15, 成为现代最高标准时钟源。

GPS系统是美国国防部自1973年开始研制的第二代卫星导航系统, 历时21年, 于1994年正式投入运行。GPS发送美国海军天文台的UTC (USTU) , 美国海军天文台的UTC由20多个铯原子钟构成。GPS系统的定时精度能够达到300 ns以内, 在精确定位服务 (Precise Position Service, PPS) 下, GPS提供的时间信号与UTC之差小于100 ns, 若采用差分GPS技术, 则与UTC之差能达到几个ns。

1.2 授时技术

我国主要有以下3种授时方式。

1) 地面无线电波授时。国内有BPM短波授时和BPL长波授时, 具有覆盖范围大的优点, 短波授时时间精度可达到50μs, 长波授时时间精度可达到1μs。

2) 卫星授时。GPS定位系统全球覆盖, 精度优于100 ns;北斗定位系统是我国自主研制的区域性卫星导航定位系统, 目前覆盖我国, 精度可达到50 ns, 应用尚未普及。

3) 网络授时。通过网络方式实现授时, 主要有NTP和PTP 2种方式[3], 本文只论述PTP授时方式。

2 精确同步时钟协议简介

精确同步时钟协议 (Precision Time Protocol, PTP) 是由IEEE1588标准[4]定义的一个在测量和自动化系统中的时钟同步协议, 它使用时标来同步本地时间的机制。它规定了将分散在测量和控制系统内的分离节点上独立运行的时钟, 同步到一个高精度和准确度的协议, 这些时钟是在一个通信网络中互相通信的。按这个基本格式, 这个协议要形成树形的管理, 使系统内的这些时钟产生一个主从关系。在一个子网中只有一个主时钟, 从时钟从主时钟得到时间, 所有时钟最终都是从一个称为祖母时钟那里得到它的时间。任何时钟和它的祖母时钟之间的通信路径都是最小跨度树的一部分。

一个IEEE1588精确时钟 (PTP) 系统包括多个节点, 每个节点都代表一个时钟, 在网络中每个时钟有从属时钟、主时钟和原主时钟3种状态。一个简单系统包括一个主时钟和多个从属时钟, 如果同时存在多个潜在的主时钟, 那么活动的主时钟将根据最优化的主时钟算法决定。所有的时钟不断地与主时钟比较时钟属性, 如果新时钟加入系统或现存的主时钟与网络断开, 则其他时钟会重新决定主时钟。如果多个PTP子系统需要互联, 则必须由边界时钟来实现。边界时钟的某个端口会作为从属端口与子系统相联, 并且为整个系统提供时钟标准。

分布时钟的PTP系统由普通时钟和边界时钟组成。普通时钟是只有一个PTP端口的时钟, 边界时钟是带2个或多个不同的PTP通信路径端口的时钟, 如一个可在它的端口上实现PTP协议的交换机就是一个边界时钟。普通时钟只有接收时间的能力, 边界时钟具有传递时间的能力。

PTP协议能取得高精度对时的主要原因是采用了现场可编程门阵列 (Field Programmable Gate Array, FPGA) 技术, 在物理层通过专用硬件进行时间标志, 同时还采用了最佳时钟算法。PTP继承了NTP基于局域网的低花费模式, 同时又提供了优于IRIG-B的对时精确度, 并且PTP能在各种网络中传输, 不会产生影响太多的时延和抖动。实验表明, 这种PTP时间校准精度在选择优质的时间接收装置后可以达到1μs, 今后还可以进一步提高。

3 网络时间传输方式

为了准确地将一级时钟节点的时间源基准信号传送到各站点的时钟同步设备, 可以采用2种传输方式:一种是IP数据网络方式;另一种是IP over SDH方式。

目前支持PTP协议的路由器正在开发之中, 尚未商用化, 现阶段只能采用SDH传送, 待支持PTP协议的路由器成熟后, 可以考虑在数据网上传送, 实现专线和网络双通道传送, 提高时间同步网的可靠性。

4 PTP协议组网方案

PTP组网中, PTP协议设计之初主要是针对自动控制领域的精密时钟同步, 而近年来PTP技术开始在通信等领域得到迅速发展和应用。PTP在局域网中的时间精度最高, 而通过IP over SDH的方式远距离传输PTP, 并且利用SDH传输网传输时钟源信号, 通道可靠并且传输抖动低, 其精度可达到优于1μs的水平。PTP组网需要支持PTP协议的交换机。

本方案中由于站点主要针对地区局、500 k V和220 k V变电站, 利用PTP协议方式需采用IP over SDH的传输方式。省电力公司配置成一级时钟节点, 需要配置一级时钟设备和PTP交换机;地区局和变电站均配置为二级时钟节点, 需要配置PTP从钟设备。省电力公司和二级时钟节点需要配置协议转换器, 完成100 M以太网接口至E1接口的转换, 利用省电力SDH光传输网组网。

PTP网络拓扑结构如图1所示。

5 各变电站时间同步现状

目前, 电网中各变电站通过建立GPS接收站获取全网统一时间。在GPS卫星故障或GPS天线受损的情况下, 时钟依靠装置内部的晶体振荡器维持对时。

各变电站GPS系统配置主要有2种方式:一种是较早配置的准同步GPS系统, 它通过在变电站的主控室、各等级继电保护小室均安装独立的GPS天线, 分别获取时钟信息;另外一种为最近配置的站内GPS同步系统, 它通过在主控室配置GPS天线, 获取站内主时钟源, 各等级继电器小室内的应用系统 (装置) 则利用光缆或电缆从主控室的主时钟源获取时钟信息。2种变电站GPS系统配置方式如图2所示。

这2种方式存在的问题如下。

1) 各站点只通过GPS系统作为唯一的时钟源, 虽然目前精度可满足应用要求, 但考虑到GPS全球卫星定位系统由美国政府所控制, 因此存在一定的安全隐患。

2) 由于各站点内各系统GPS接收机生产厂家不同, 性能参数和输出精度存在很大差异, 随着时间的积累, 各GPS系统之间的时间偏差必然逐渐增大, 进而无法满足时钟同步精度和可靠性的要求。即使统一GPS接收机的厂家, GPS天线等故障也会造成因无法正常接收卫星信号而使接收机切换到由内置振荡器输出时间, 进而造成与其他系统的时间偏差。

3) 部分变电站较早配置的准同步GPS系统采用多GPS分别获取时钟的方式, 不仅维护成本高, 还导致同一站内应用系统 (装置) 的时钟信号不同源。

6 变电站系统时钟同步方案

针对分散多GPS时钟的变电站、全站统一GPS时钟的变电站和新变电站, 可采取相应的同步方案。

1) 分散多GPS时钟的变电站。分散多GPS时钟的变电站需要进行全站统一GPS时钟改造, 首先要考虑统一站内时钟基准, 并在此基础上实现时钟同步组网。而用于组建时间同步网的PTP从时钟可以直接用来承担站内时钟基准的角色, 不需要另外再增加基准时钟, 只需要增加扩展时钟, 同时组网时钟可以任意设置以GPS为参考或以地面链路为参考, 并且进行自动保护切换。变电站内连接示意如图3所示。

PTP从时钟接收上游地面链路信号时, 可以通过独立式E1/ETH协议转换器, 也可以直接将该转换模块嵌入式模块内置于该时钟电路中。目前准同步方式配置的变电站都是早期投运的变电站。

2) 全站统一GPS时钟的变电站。全站统一GPS时钟的变电站的GPS时钟主屏可直接从二级节点新配的从钟利用直流电平转换器 (Direct Current Level Shifter, DCLS) 接口引入时钟基准信号, 实现同步组网。如果二级时钟从时钟设备布放位置与现有GPS时钟主屏走线距离较远 (50 m以上) , 还需要增加时钟补偿模块。全站统一GPS时钟的变电站连接如图2所示, 同时PTP从时钟也可以自由选择以GPS或地面链路为主参考信号。目前新建变电站均采用全站统一GPS时钟。

7 结语

利用PTP实现主从设备之间的时间和频率同步, 并组建高精度的地面授时网络, 将彻底改变目前对于GPS等卫星授时系统的依赖, 避免了无线授时所固有的一些缺陷, 具有重要战略意义[5]。基于PTP over SDH的PTP时间同步方式适应了未来通信网络发展的方向, 将成为众多领域高精度时间同步的可靠途径, 对进一步完善电力时间同步系统及智能电网的建设具有重要意义。

摘要：智能化大电网的发展对时间同步提出了越来越高的要求, 高精度、大范围、高性能的时间同步系统成为电网正常运行的必要保证。PTP通过IP over SDH的方式来组建时间同步网络, 能够达到电力全网时间精度优于1μs的精度指标。文章结合当前变电站的实际情况, 论述如何在现有变电站之间实现频率与时间的同步。

关键词：GPS,PTP,时间同步网,时间精度,SDH

参考文献

[1]朱建新, 赵栋.电力系统中的时间同步网[J].电力系统通信, 2002, 23 (5) :17–19.ZHU Jian-xin, ZHAO Dong.Clock synchronization network in power system[J].Telecommunications for Electric Power System, 2002, 23 (5) :17–19.

[2]刘大杰, 施一民, 过静君.全球定位系统 (GPS) 的原理与数据处理[M].上海:同济大学出版社, 1999.

[3]方强.PTP技术分析[J].无线电工程, 2010, 40 (2) :6l–64.FANG Qiang.Analysis on PTP[J].Radio Engineering, 2010, 40 (2) :6l–64.

[4]IEEE 1588—2008.IEEE standard for a precision clock synchronization protocol for networked measurement and control systems[S].2008.

时间频率 篇6

在许多应用场合, 如通信系统、旋转机械、测震学等场合, 都要求使用具有高精度、快响应的频率检测器[1,2,3]。例如, 在通信系统中, 无论是时钟信号频率同步还是信号调制, 都要求用到频率检测器。频率检测器通常作为一个IP核嵌套在SOC系统中, 而不是一个单独的芯片。通常来说, 频率检测器可以根据其采用的结构分为两类:数字方式检测和模拟方式检测。

数字检测方式需要一个精确的时钟信号, 研究者利用计数器来实现对频率的检测。为了减少成本, 研究者希望芯片集成化, 不能有外围器件, 这就要求时钟信号由内部电路产生。而内部时钟信号的产生需要电容和电阻, 受工艺变化和工作温度的影响较大, 将引起检测精度的下降。此外, 传统的数字检测方式只能检测到输入时钟与参考时钟的大相位差, 因此引入了一个不可忽视的频率失调量[4,5], 许多文献提出了解决该问题的改进数字检测方式。例如, 可以采用延迟线的时间数字转换器, 使得在参考电压频率不高的情况下也能获得较高的检测精度, 但代价是需要全定制的集成电路设计[6];也可以采用大量的滑移检测器, 产生一个精确的数字频率检测器, 但这种方法需要增加延迟时间[7]。

模拟检测方式的频率失调量要比数字检测方式小, 但它的检测速度也较慢。采用模拟检测方式的频率检测器首先产生一个与被检测信号的频率成比例的电压, 实现从频率到电压的转换。通常有两种方法实现这种转换, 即间接转换方式和直接转换方式。间接转换方式先将频率转换成占空比, 再转换成电压[8], 这就需要较长的转换时间。直接转换方式不需要将频率转换成占空比, 但要增加一个额外的电路来判断输出结果是直流量还是方波信号, 以向下一级电路提供一个可直接辨认的输入量[9]。这样, 电路复杂度和检测时间都会不可避免地增大。在模拟检测方式的频率检测器中, 需要用到电阻和电容, 受工艺变化和工作温度影响较大。为了消除这种精度影响, 要求增加片外器件, 这在SOC中是不可取的。

为了同时获得高精度和快速响应, 本研究提出一个基于类状态机 (RSMC) 的改进的模拟检测方式。RSMC产生一系列信号控制频率检测器的工作状态。该频率检测器的检测时间可以自调节, 且与输入信号频率有关。电路中还有一个频率编程电路 (FPC) , 用于扩展该频率检测器的应用范围。

1 频率检测器结构

本研究设计的频率检测器 (FD) 电路图如图1所示, 分为3个部分:频率编程电路 (FPC) 、类状态机 (RSMC) 和中心电路 (CORE) 。CORE主要由模拟电路和判断电路构成。

SELECT=1, 输入时钟信号CLOCK直接送入后续模块进行频率范围检测;SELECT=0, CLOCK信号经过十分频后送入后续电路进行检测。

EN置1, 模拟电路启动, 整个频率检测电路开始工作。RESET置1, 对电路进行初始化, 再置0, 整个电路进入正常工作。FPC模块对输入时钟信号CLOCK和输入逻辑信号SELECT进行处理, 产生RSMC模块的输入时钟信号FIN, FIN的信号周期为TS。RSMC产生周期性方波信号S1、S2和S3, 用来控制CORE模块的工作状态, 实现频率检测功能。S1、S2和S3的时钟周期相同 (TDT=16Ts) 。S2控制模拟电路中从输入信号的频率向电容电压VC1和VC2转换的过程, 电压VC1和VC2会在判断电路中被检测;S3信号控制判断电路的检测结果输出到FD_FL、FD_FH和FD_RESET。S1控制模拟电路中的电容C1和C2在下一个周期来到前清零, 保证每个周期都能正确检测输入信号的频率。

RESET—整个电路的复位信号；CLOCK—频率检测器的被检测信号；SELECT—FPC的频率范围选择信号；EN—模拟电路的使能信号；FD_FL—低频检测结果；FD_FH—高频检测结果；FD_RESET—频率范围检测结果

1.1 频率编程电路 (FPC)

FPC的功能如表1所示, 当SELECT=1时, FFIN=FCLOCK;当SELECT=0时, FFIN=FCLOCK/10 (式中:FFIN—FPC输出时钟信号FIN的频率;FCLOCK—输入时钟信号CLOCK的频率) 。当RESET=1时, FPC内的十分频模块被复位。

1.2 类状态机 (RSMC)

类状态机的电路结构如图2所示, 它采用组合逻辑产生CORE模块的状态控制信号S1、S2和S3。S1、S2和S3与输入信号FIN的频率相关。信号FIN、RE-SET、Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2和S3的关系如图3所示。

在下一节中将说明, CORE有5个工作状态, 分别表示为reset-state、state1、state2、state3和state4。这些状态由RESET、S1、S2、S3和S4共同决定。状态reset-state只在RESET=1时出现, 为CORE的初始化状态。频率检测器进入正常工作后, 状态state1、state2、state3和state4依次周期性出现。周期为:TDT=16/FFIN;持续时间分别为:t1=4/FFIN, t2=11/FFIN, t3=0.5/FFIN和t4=0.5/FFIN。

1.3 CORE模块

CORE由模拟电路和判断电路构成, 它共有5个工作状态, 分别表示为reset-state、state1、state2、state3和state4。这些状态由信号RESET、S1、S2、S3和S4控制, CORE工作状态与类状态机信号的关系如表2所示。在状态restate-state期间, FD_FL、FD_FH和FD_RESET保持0电平, 不受输入时钟信号的影响。在状态state1期间, 模拟电路中的电容C1和C2会根据输入时钟信号的频率被充电VC1和VC2。在状态state2期间, 电容上的电压维持VC1和VC2不变, 同时判断电路中的比较器对这两个电压进行检测, 给出判断结果。当CORE的状态从state2跳变到state3时, 判断电路的检测结果输出到FD_FL、FD_FH和FD_RESET;注意这些输出结果只在每次状态从state2跳变到state3时才发生改变, 其余时刻输出结果不会改变。在状态state4时, 电容C1和C2上的电荷被放电到地。

状态state1的持续时间决定了电容电压VC1和VC2的值:

模拟电路中的电阻电压VR为:

VC1和VC2与VR进行比较, 比较结果决定了输出信号FD_FL、FD_FH和FD_RESET。如果VC2>VR, 则FD_FL=1, 否则FD_FL=0;如果VC<VR, 则FD_FH=1, 否则FD_FH=0;如果FD_FL=1或FD_FH=1, 则FD_RESET=1, 否则FD_RESET=0。假设FL为FD_FL从0变为1时的低频检测点, FH为FD_FH从0变为1时的高频检测点, FL和FH的表达式为:

RSMC和CORE组合后, 功能如表3所示。该设计中, 笔者设置FL=2 MHz, FH=7.5 MHz。

1.4 检测频率

为了设置FL=2 MHz, FH=7.5 MHz, 根据式 (3) , 本研究选择R=640 kΩ, C1=0.781 p F, C2=0.625 p F, Ib1=0.6 μA，Ib2=3 μA，Ib3=2 μA。

当被检测信号的频率FFIN在FL或FH附近时, 噪声会引起检测结果的误触发, 使得输出结果不停地随噪声翻转。应用在SOC系统中时, 其他数字模块会引入大量噪声信号, 引起这种不希望出现的现象, 因此本研究需要在比较器中加入磁滞窗口。带迟滞的比较器电路结构如图4所示。

迟滞窗口大小为:

式中: (W/L) 1, (W/L) 3, (W/L) 9—晶体管M1、M3和M9的宽长比。

通过选择合适管子尺寸, 本研究将高频迟滞窗口和低频迟滞窗口都设为0.1 MHz。

1.5 检测时间

本研究设计的频率检测器对输入信号时钟进行周期性检测, 因此检测时间由检测周期决定 (TDT=16/FFIN) , 低频检测和高频检测的时间分别为TL=16/FFL和TH=16/FFH。设置FL=2 MHz, FH=7.5 MHz, 因此TL=8μs, TH=2.13μs。

检测信号周期TDT=16/FFIN, 显然频率检测器的检测时间与被检测信号的频率直接相关。换一句话说, 本研究提出的频率检测器的检测时间是自调整的, 检测时钟信号所需的时间随频率而变, 信号频率越高, 则检测时间越短。这是数字检测方式所不具备的特性。在采用数字检测方式的频率检测电路中, 检测时间是固定的, 由参考时钟信号决定。为了保证能够检测出低频信号, 系统要求检测时间足够长。假设检测低频、高频信号需要检测时间分别为8μs、2.13μs, 那么系统需要保证将检测时间至少设置在8μs, 以能够同时检测出高频信号和低频信号。这样, 对高频检测来说, 就白白多消耗了检测时间。

2 仿真结果

本研究提出的基于类状态机的检测时间自调整的频率检测器采用的工艺是SMIC18pf, 具有1层poly和4层金属。最终的版图如图5所示, 芯片面积为0.071 mm2。由于这只作为SOC系统中的一个IP核, 图中并未画出pad和ESD。该频率检测器的性能参数如表4所示。模拟电源和数字电源分别为3.3 V和1.8 V。SIMC18pf工艺提供了两种类型的电容 (MIM和PIP) 。这两种电容的工艺变化范围都很大, 分别为-17%~+25%和-23%~+43%。还可以使用晶体管构成MOS电容, 其工艺变化范围为-2.5%~+2%, 远小于MIM电容和PIP电容的变化率。因此该设计中的C1、C2选择了MOS电容, 其宽W、长L、个数multiplier如表4所示。

仿真结果如表5所示。从表5可以发现, 后仿真结果与前仿真结果基本没有差别。

FL_DESC—低频检测电压；FL_HYST—低频迟滞窗口；FH_RISE—高频检测电压；FH_HYST—高频迟滞窗口；PAVDD，PDVDD—模拟电源和数字电源贡献的功耗

本研究提出的频率检测器与数字方式频率检测器[10]的比较结果如表6所示, 对比了检测时间、检测频率偏差、功耗和芯片面积这些重要特性。检测频率偏差代表了检测精度, 偏差越小则精度越高。从比较结果来看, 本研究提出的频率检测器检测时间更短, 功耗更少, 面积更小。但它的检测频率偏差大, 这是由于SMIC18pf提供的MOS电容和电阻的工艺变化大。数字方式频率检测器的检测频率偏差要小得多, 但这是在电路提供了一个精确的参考时钟信号的前提下获得的, 这就要求电路有外围器件。然而, 该设计的频率检测电路作为一个SOC系统的IP核, 不希望出现片外器件, 因此该方案并不适合本次设计。根据本次文献调研发现, 在不采用片外器件的前提下, 电阻和电容的工艺偏差对频率检测精度的影响不可避免, 因此本研究的频率检测器的精度受限于设计要求。

3 结束语

本研究提出了一个采用改进的模拟检测方式的频率检测电路。该电路由类状态机控制, 工作在不同的工作状态下。在没有外围器件的情况下, 该电路同时获得了良好的精度和快速的响应速度, 并且检测时间随输入信号的频率而改变。该频率检测器采用SMIC18pf工艺, 具有1层poly和4层金属, 不考虑ESD和pad, 整个芯片面积为0.071 mm2。仿真结果与设定的性能参数一致。低频检测点设置在频率FL=2 MHz处, 变化范围为-15%~+20%;高频检测点设置在频率FH=7.5 MHz处, 变化范围为-12%~+20%, 两者的检测时间分别为TL=15.53μs和TH=2.3μs。3.3 V的模拟供电电源提供能耗59.8μW;1.8 V的数字供电电源提供能耗6.4μW, 总功耗为66.2μW。

参考文献

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时间频率 篇7

1 如何使用SPSS统计风向频率

SPSS(Statistical Product and Service Solutions,意为统计产品与服务解决方案),与SAS被并称为当今最权威的两大统计软件。SPSS[1,2]统计和数据分析功能强大,界面友好,使用方便,SPSS因其强大的数据准备与统计分析功能,方便的图表展示功能,以及广阔的兼容性、界面的友好性满足了广大用户的需求,目前是非统计专业人员应用最多的统计软件。本文将使用SPSS11.5中的basic tables报表功能按照需要统计风向频率。

建立如图1所示的数据文件。其中第一列为day(日期),第二列为hour(时刻),第三列为wd(风向,按16方位),第四列为wv(风速)。SPSS可直接输入或复制数据建立新数据文件,也可导入多种格式的文件,如常用的.txt、.dat和.xls,还可与数据库相连。

在菜单栏上选择Analyze→Tables→Basic Tables,则出现Basic Tables主对话框(图2a)。其中Summaries框选入需要进行分析的变量,因本例中只需要统计出现频率,可以不选,也可以选入wv;Down框将day选入,则输出结果的行按日期分布;Across框将wd选入,即输出结果的列按风向分布;Format对话框中将空单元格的显示方式改为0(即zero)。Statistics为Summaries对应的统计参数选项,可同时选入多个,本文仅选Row%(行百分比,即每天的风向频率),且将对应的Format改为ddd.dd,保留一位小数,图2b。

设置完毕,按OK键,则得到该月逐日(1～31日)风向频率,表1,结果可直接导出存为.txt、.xls、.doc等格式。同理,若在Down选项中选入hour,则将得到该月逐时(0～23时)风向频率。若在Statistics中同时选入Row%和Mean,则可以得到不同风向的出现频率和对应的平均速度。

2 如何使用Surfer绘制风向频率随时间变化图

Surfer[3,4]是在Windows和NT操作系统下最强大的、最灵活的和较易使用的绘制等值线图及三维立体图软件,广泛应用于地质和气象等领域,本文将使用Surfer8.0的等值线功能来绘制风向频率随时间变化图。

首先将由SPSS统计得到的1～31日每天不同风向的出现频率,处理成如下格式:

其中第一列为日期,第二列为风向,此处静风不写入;第三列为风向按16方位从正西方向开始的编号(至于风向为何从正西开始,是因为2004年10月新垦偏西风出现频率较低,可根据实际情况调整);第四列为风向频率值。处理好后将文件存为xkwf.dat,然后打开Surfer软件,在菜单栏上选择“网格→数据”,选择文件xkwf.dat,点确定,则出现网格化数据主对话框(图3)。在X中选入列A,即日期,间距设为0.5;在Y中选入列C,即风向编号;在Z中选入列D,即(X,Y)处的风向频率,间距设为0.5;网格化方法选气象上常用的克里格;点确定,则生成xkwf.grd文件。

在菜单栏选择“地图→等值线图→新建等值线图”,打开“xkwf.grd”,则得到风向频率逐日变化图,图4a;同理,也可以得到风向频率逐时变化图,图4b。通过修改图形的各项参数,可以使图形更加美观,如图4所示。图形可以通过菜单栏上的“文件→导出”另存为.tif、.jpg和.bmp等多种常用图片格式,值得提出的是将“每英寸点数”修改为1200可以大大提高图片的精度,使输出图形更加美观。

3 分析实例

图4给出了2004年10月广州市番禺区新垦风向频率变化图(a.逐日变化;b.逐时变化),图5给出了日平均风速和静风频率逐日变化图,下标黑线则表示在此期间受冷空气影响。由图4和图5可知,2004年10月冷空气影响期间,新垦风速明显增大,主要为偏北风,静风频率显著下降;冷空气过后,风速明显减小,日平均风速在2m/s以下,静风频率增加;9～17日、22～23日和28～31日偏北风频率较低,午后至深夜盛行偏南风SE、SSE和S,静风频率非常高,17、31日静风频率都在90%以上。由上面的分析可知,与传统的风玫瑰图相比,风向频率随时间变化图可以非常直观的反映当地的风向变化特征,是一种较好的分析方法。

4 小结

本文简要介绍了统计软件SPSS和专业绘图软件Surfer,然后介绍了如何综合使用SPSS的报表功能和Surfer的等值线绘制功能绘制风向频率随时间变化图,并给出了2004年10月广州市番禺区新垦风向频率的分析实例。SPSS和Surfer这两个软件功能强大,界面友好,完全采用菜单和对话框的操作方式,绝大多数操作过程仅靠鼠标点击即可完成,简便易学,易于操作;尤其是统计软件SPSS功能强大、易学易用易普及,气象中常用的统计分析与预报方法(如描述性统计、统计报表、相关分析和典型相关分析、线性回归分析和非线性回归分析、聚类分析和判别分析、主成分分析和因子分析、对应分析、时间序列分析等)都能轻松实现。统计软件SPSS在气象业务和科研中有着广阔的应用前景,若熟练运用SPSS则将大大提高气象工作者的气象统计分析和预报能力,若SPSS得到充分利用则将在气象业务、科研、拓展气象部门业务服务领域和提高多轨道服务能力等方面发挥巨大的作用。

参考文献

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时间频率 篇8

频率是电力系统运行质量和安全情况的重要指标之一[1]。电网频率的质量,直接影响发电或者用电设备的运行安全[2]。近几十年,国内外很多大电网崩溃事故都是由于频率原因造成[3,4,5,6]。通过对发生事故时系统频率动态过程复现发现,利用原系统模型获得的频率仿真动态过程轨迹与实际事故时系统的频率动态过程轨迹存在较大的差异[7],这说明现阶段使用的模型参数不够准确。因此,获得一组相对合理的用于电力系统频率动态过程分析的模型参数成为现阶段研究人员的主要目标之一。基于此,本文提出了校核电力系统模型参数的一种新方法,即在发电机及其调速系统模型中引入蒸汽容积效应中的过热环节,分析汽轮机中间过热时间常数(以下简称Trh)对电力系统频率仿真动态过程的影响,并通过实例验证汽轮机中间过热时间常数能够有效地修改系统频率动态仿真曲线回升斜率。

1 引入蒸汽容积效应的频率动态过程模型

与文献[8]中所采用的单机带综合负荷系统数学模型相比,本文采用的数学模型计及蒸汽容积效应,考虑了过热环节中的中间过热时间常数,这对于电力系统频率动态分析具有更普遍的意义。为了便于分析系统中各参数的关系,忽略死区及限幅作用。考虑蒸汽容积效应功-频传递函数的框图如图1所示。

PE-发电机负荷功率,PE0=1 p.u;PT-发电机功率,PT0=1 p.u;ΔP-系统扰动量;Tj-发电机惯性时间常数;Ts-调速系统伺服机构时间常数;T0-蒸汽容积时间常数;Trh-汽轮机中间过热时间常数;KD-负荷调节效应系数,本文讨论中视为固定常数值考虑;Kδ-调速系统的调差系数;Ki-硬反馈放大系数,其值为1;KmH-发电机额定容量与系统基准容量之比,KmH=PH/SB;α-汽轮机过热系数;μ0-导水叶气门开度;ωR-频率标幺值。

系统中频率变化与调速系统各参数变化的关系由式(1)表示。

$\{\begin{array}{l}\text{Δ}\omega =[{\rm P}{}_E-{\rm P}{}_{{\rm T}}-\text{Δ}{\rm P}-{\rm K}{}_D(\omega {}_R+\text{Δ}\omega )]\frac{1}{{\rm T}{}_{j}s}\\ {\rm P}{}_{{\rm T}}={\rm K}{}_{m{\rm H}}[(\omega {}_R+\text{Δ}\omega ){\rm K}{}_{\delta }+\mu {}_{0}s{\rm T}{}_s](1+\alpha {\rm T}{}_{rh}s)/\\ [(1+s{\rm T}{}_0)(1+s{\rm T}{}_s)(1+s{\rm T}{}_{rh})]\end{array}‚(1)$

对上式公式进行整理,可得:

$\text{Δ}\omega =[({\rm T}{}_{s}s+1)({\rm T}{}_{0}s+1)-({\rm K}{}_{\delta }{\rm K}{}_{m{\rm H}}+\mu {}_0{\rm T}{}_{s}s)(\alpha +\frac{1-\alpha }{1+{\rm T}{}_{rh}s})]/[({\rm T}{}_{j}s+{\rm K}{}_D)(1+{\rm T}{}_{s}s)(1+{\rm T}{}_{0}s)+{\rm K}{}_{\delta }{\rm K}{}_{m{\rm H}}(\alpha +\frac{1-\alpha }{1+{\rm T}{}_{rh}s})]-[\text{Δ}{\rm P}({\rm T}{}_{s}s+1)({\rm T}{}_{0}s+1)-{\rm K}{}_D(1+{\rm T}{}_{s}s)(1+{\rm T}{}_{0}s)]/[({\rm T}{}_{j}s+{\rm K}{}_D)(1+{\rm T}{}_{s}s)(1+{\rm T}{}_{0}s)+{\rm K}{}_{\delta }{\rm K}{}_{m{\rm H}}(\alpha +\frac{1-\alpha }{1+{\rm T}{}_{rh}s})](2)$

式中,PE、ωR为标幺值,Ki=1。

当系统稳定运行时,频率变化量不变,即ΔP=0时,Δω=0。所以,式(2)可进一步简化为

$\text{Δ}\omega =-[\text{Δ}{\rm P}({\rm T}{}_{s}s+1)({\rm T}{}_{0}s+1)]/[({\rm T}{}_{j}s+{\rm K}{}_D)(1+{\rm T}{}_{s}s)(1+{\rm T}{}_{0}s)+{\rm K}{}_{\delta }{\rm K}{}_{m{\rm H}}(\alpha +\frac{1-\alpha }{1+{\rm T}{}_{rh}s})]$。 (3)

Ts和T0的数量级远小于Tj和Trh的数量级,忽略Ts和T0对系统频率变化量的影响,最终可获得:

$\text{Δ}\omega =-\text{Δ}{\rm P}/[{\rm T}{}_{j}s+{\rm K}{}_D+{\rm K}{}_{\delta }{\rm K}{}_{m{\rm H}}\frac{(1+\alpha {\rm T}{}_{rh}s)}{(1+{\rm T}{}_{rh}s)}]$。 (4)

由式(4)可知,若计及蒸汽容积效应以及忽略系统中非线性环节,发电机中间过热时间常数是影响系统频率变化的主要参数之一。

2实际系统中Trh对频率动态过程的影响

2.1仿真工具

本研究采用中国电力科学研究院研发的《电力系统综合分析程序》(PSASP for Windows)作为仿真工具。仿真系统中调速器模型采用程序中自带的1型调速器。仿真过程中使用的数据是电力系统中采用广域量测系统获得的实测数据。

2.2轨迹评价指标

为了便于衡量系统参数变化时,频率仿真轨迹的变化情况,现定义如下3种用于评价轨迹特征的轨迹评价指标。

1) 频降最低点fmin:指发生故障后频率初始下降到最低点的值。fmin可以直接表征系统受扰程度,即:fmin越大,表明系统受扰程度越大。

2) 频降斜率Kd:指频率初始变化点与频率下降过程中斜率突变点之间的斜率。Kd只与发电机惯性时间常数与功率缺额大小有关。在相同转矩的情况下,发电机惯性时间常数越大,转子转速改变越慢,频率下降时间就越长,下降的频率幅值就会越小,系统阻尼振荡的能力就越强[9]。

3) 回升斜率Ke:指频率回升了20%(fmax-fmin) 的点与回升了80%(fmax-fmin)的点之间的斜率。Ke表征系统一次调频能力。Ke越大,说明系统一次调频能力越强,系统可以越快的把跌落的频率值拉回到允许的范围内。反之,Ke越小则系统一次调频能力越差,系统拉升频率值得速度将会越慢。

2.3基于实际系统研究Trh对频率动态过程影响

以东北电网实际系统模型为例,研究发电机中间过热时间常数变化时,系统频率仿真轨迹的变化规律。采用与文献[8]中相同的算例,系统中共有152台发电机,总发电功率为20 571 MW,功率脱落241 MW,占总容量的1.17%,系统负荷模型采用50%恒阻抗,50%感应电动机。

改变系统中发电机中间过热时间常数得到的系统频率动态仿真轨迹如图2所示。

由图2可知,当发电机中间过热时间常数改变时,系统频率仿真曲线的最低点和回升斜率都做相应改变。发电机中间过热时间常数变化时的仿真轨迹评价指标如表1所示。

当Trh变化时,轨迹指标Kd不变,fmin变化很小,Ke变化较明显。据文献[9]显示频降斜率只与惯性时间常数有关,所以增加发电机中间过热时间常数并不影响频降斜率。发电机中间过热时间常数表征汽轮机出力达到额定值时所花费的时间,所以在相同出力情况的条件下,发电机中间过热时间常数越大,汽轮机出力达到额定值的时间越久,在系统频率稳态值不变的前提下,增大发电机中间过热时间常数,系统最终稳定所需要的时间就越长,仿真频率的回升斜率就越小;发电机中间过热时间常数越大,汽轮机出力达到额定值的时间越久,则单位时间内汽轮机出力将减少,用于抑制频率曲线下降的能力将会降低,所以频率最低点将会下降。

通过以上分析可知,发电机中间过热时间常数的变化只对频率仿真曲线回升斜率有较明显的影响,所以,发电机中间过热时间常数具有很优秀的调节频率仿真曲线回升斜率的能力。在拟合频率动态仿真曲线时可以充分利用发电机中间过热时间常数这一特性。

3 算例分析

文献[8]详细地分析了惯性时间常数、调差系数、死区对系统频率仿真曲线的影响。其中,惯性时间常数用于调整频降斜率,调差系数用于调整仿真频率轨迹的回升斜率,死区是用来调节频率仿真曲线最低点。调差系数变化与系统频率仿真轨迹变化的对应关系,如图3所示。

从图3中可知,当调差系数改变时,系统频率仿真曲线会发生相应的变化,其中,仿真频率曲线最低点以及回升斜率的变化较明显。调差系数变化时的仿真轨迹评价指标如表2所示。

比较表1和表2中各轨迹指标量,发现发电机中间过热时间常数和调差系数做同样倍数变化时,两者对于系统频率仿真曲线回升斜率的影响比较接近;但若考虑其对于系统最低点的影响,发电机中间过热时间常数的影响明显小于调差系数的影响。发电机中间过热时间常数更适合作为调整频率仿真轨迹回升斜率的参数。

以汽轮机中间过热时间常数代替调差系数,重新制定参数调整方案。经仿真计算后,只需调整惯性时间常数为原值的1.5倍,发电机中间过热时间常数为原来的5倍,即可获得与实际轨迹充分接近的频率动态仿真轨迹,校正参数后的仿真系统的频率动态过程如图4所示。

实测曲线,基于原始参数的频率仿真曲线以及基于修改后参数的频率仿真曲线的具体轨迹评价指标如表3所示。

通过表3可知,修改发电机中间过热时间常数同样可以使频率动态仿真轨迹逼近于实际轨迹。与文献[8]中采用的方法相比,由于惯性时间常数与发电机中间过热时间常数变化对最低点影响都很小,若基于原始参数频率仿真曲线的最低值与实测相同,则在调整参数过程中可以忽略系统仿真轨迹最低点的调整。

4 结论

在电力系统频率动态仿真过程中若引入蒸汽容积效应环节,则必须考虑发电机中间过热时间常数。发电机中间过热时间常数的改变对频率仿真轨迹的频降斜率无影响、对最低点影响很小、对回升斜率影响较大。与调差系数相比,在调整同等回升斜率的前提下,发电机中间过热时间常数对于频率仿真轨迹最低点的影响更小。这说明在引入蒸汽容积效应环节的前提下,发电机中间过热时间常数更加适宜用来调整频率仿真轨迹的回升斜率。

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