频率选择

频率选择（共7篇）

频率选择 篇1

由于RCL并非理想的电子器件,都有附加影响他们的特性。如电阻有旁路电容,电容有引线电感、损耗电阻,电感有旁路电容和线圈阻抗。这些影响取决于选择测试频率和电压。

1电阻元件

等效电路如下:

R:纯电阻;

Ls:线圈电感;

Cp:通过电阻的旁路电容。

当R<1kΩ时电感影响占主导;

当R>1kΩ时电容影响占主导。

2电容

2.1薄片电容

等效电路如下

L:引线电感;

R1:焊接电阻;

R2:金属薄片电阻,随着测试频率增加而增加;

Rp:介质中的耗散电阻,随着测试频率增加可忽略;

C:容抗。

2.2电解电容,等效电路如下。

L:连接和引线电感;

ESR:等效串联阻抗,由电解液电阻、介质、机械结构电阻组成。

C:全部容抗。

当加载直流电压时,电路如下:

Risol:绝缘阻抗,大小取决于泄漏电流。

则共振频率为,

取测试频率ftest=fo/30

3电感(线圈包络铁芯)

等效电路如下:

Rs:铜线的电阻;

RE:铁损;

Cp:线圈的匝间电容;

L:感抗。

为了减少线圈匝间电容对测试的影响,应当使测试频率远小于共振频率,通常测试频率的取值为共振频率的1/30。测试中的电压也需要低一些,以免出现铁损饱和的现象,DC 50m V~2V。

4结语

综上所述,如果想要进一步加强这类测试结果的可靠性与准确性,在进行测试的过程中必须重点观察测试电压与测试频率是否会对测试的准确性造成干扰,最大限度的减少由于人为因素而造成的测量误差。还有就是需要尽量避免测试环境对测量结果准确性的影响,例如周围噪声、环境温度变化等方面的影响。

参考文献

[1]邱关源.电路.高等教育出版社.1987.

频率选择表面的研究与应用现状 篇2

关键词：频率选择表面,响应特性,稳定性,谐振

频率选择表面 (FSS) 是由特定形状的单元图形周期性排列, 形成二维的周期阵列结构, 其反射特性和传输特性表现为频率的函数[1,2]。对其传输特性具有影响作用的因素有单元的尺寸、排布方式、排列周期、电磁波入射角度等[1,3]。由于FSS呈现出开放空间的电磁滤波器的功能, 又被称为空间滤波器[4], 在天线设计[5]、表面波处理和雷达散射截面控制[6]等方面备受关注, 是天线和微波领域的研究热点之一[7]。目前国内外对FSS的研究, 较多关注于FSS不同的结构设计所表现出来的物理特性[8]。随着科学技术和经济的发展, 各种信息设备越来越多地应用于军事与民用领域, 信息设备之间的电磁传输与电磁兼容、精密仪器抗电磁干扰、人体防电磁辐射等均要求对电磁信号实现传输控制或吸收损耗[9,10]。而FSS对电磁波具有选择透过性, 这使它广泛应用于雷达罩、空间电磁滤波器、对吸波材料改性等领域[11]。

1 FSS物理特性设计现状

1.1 FSS级联结构的设计与研究

FSS应用时可以使用单屏[12]、双屏或多屏级联结构[13,14,15,16,17,18,19,20]。为了获得“平顶”、“陡截止”的频率响应曲线, 一般需要两层或更多层的表面前后级联起来[13]。

(1) 双屏结构有关双层FSS传输系数计算以及单元形状变化对频率响应的影响规律等已有不少研究成果[14,15]。双层FSS[16]是通过层与层之间电磁场的耦合来拓宽中心频带带宽, 使通带边缘有陡截止的特性。2005年北京航空航天大学的武哲等研究了不同栅格及单元外形并有介质加载的双层FSS, 通过研究以Y形缝隙为谐振单元的双层结构电特性, 发现双层结构能够利用层间电磁场耦合修正频率响应曲线, 相对单层有很大的改进, 若进一步进行优化设计可以获得理想的平顶快速下降的频率响应曲线[17]。唐光明等[18]实验证实每层FSS都可以附带介电常数不同的介质衬底, 也可以嵌在多层介质内部。Kanjanasit等[19]以理论分析为基础, 建立了双层带通型FSS的等效传输线模型, 仿真对比了不同层间距离的频率响应曲线, 为多层FSS设计中层间距离的确定提供了方向。

(2) 多屏级联结构在实际应用中, 为了得到更宽的通带和更陡峭的过渡带, 通常采用多屏FSS级联的方式, 通过层间传输曲线的耦合得到更为理想的带通滤波特性[20,21]。2010年北京理工大学的杨卓等针对多屏复合结构FSS进行相关算法的研究, 通过计算缝隙单元上的感应电压来获得FSS的透波率, 并证实多层介质对于FSS的透波曲线的影响[22]。2012年兰州理工大学的朱鹏刚等将六边形环FSS单元植入到多层吸波结构中组成复合吸波结构, 通过改变FSS单元在复合吸波结构中的位置及厚度, 改善吸波结构的吸波性能[23]。

1.2 FSS的多频特性设计

多频FSS的设计, 可以拓宽FSS的工作带宽, 目前设计分类主要有多层FSS、分形FSS、多环FSS以及其他类型等。

(1) 多层FSS一般FSS层数越多, 结构越复杂, 其传输特性对结构参数的敏感程度越高, 制作成本也会大幅度增加。因此, 在实际应用中, 双层FSS结构和三层FSS结构是最理想的选择。介质的加载方式及介电常数都会对双层FSS的频率响应有较大影响, 同时, 两层传输曲线的耦合方式会影响频率响应曲线中心的传输损耗[10]。2011年山东大学的吕冬翔等设计了特性良好的新型单层介质加载双层FSS缝隙阵列结构和双层介质加载三层FSS缝隙表面阵列结构, 采用了薄介质加载方式, 从而有效地解决了各类栅瓣过早和连续出现的问题[24]。2012年北京航空航天大学的胡晓晴等利用带通滤波器的原理为双层FSS建立传输线等效模型, 确定了层间的最佳距离。

(2) 分形FSS分形FSS通过其单元结构上的自相似性, 使得FSS具备多频特性[25,26]。根据分形图形在有限空间内通过迭代可以有效减小图形的尺寸的理论, 将分形单元应用于FSS领域, 不仅能减小起始单元尺寸, 使设计小面积FSS成为可能, 还可以利用分形单元的自相似性及迭代单元间的不同尺寸参数在单屏FSS上实现多频带通滤波器的设计[8,27,28]。分形FSS的各谐振频率之比与单元分形比例因数近似相等, 不足之处是各频带之间的间隔无法任意改变[8,28]。

(3) 多环FSS多环FSS大多为同心圆环或方环单元结构, 每个谐振频率对应于一个独立的环, 通过改变各环的周长, 可以很容易地增大或减小频带间隔[29,30]。2008年王焕青用等效电路法仿真模拟了双方环贴片型单元FSS阵列的双频带阻特性[31]。2009年强海霞等研究了一种旋绕双方环的频率选择表面, 可以实现频带间隔双向调节[32]。2011年陈新等对Y型单元进行了改造, 得到了叠加的Y环单元图形, 当中心频点同为17.6GHz时, 叠加Y型单元具有更窄的带宽, 并且叠加Y环单元在保证角度稳定与极化稳定性前提下, 能够延迟高次谐振点, 为工作频段内实现单通滤波器提供了新的研究思路[33]。2012年空军工程大学的李育青等提出了利用高阶带通FSS的方法来设计具有宽频特性的带通FSS, 这种基于圆形状单元、5层结构的FSS, 具有三阶单通带性能, 其绝对带宽达到6.07GHz, 相对带宽达到72%, 通带平衡光滑, 对不同角度、不同极化方式入射的电磁波保持很好的稳定性[34]。

(4) 其他类型2007年中国科学院李小秋等采用镀膜和光刻技术刻蚀出十字形复合开孔单元的FSS图形, 经测试, 其频率响应特性曲线具有2个相近的不同通带, 且具有较好的角稳定性, 2个通带之间可以通过改变十字形孔径单元尺寸的比值和相对位置来调节, 这在微波、红外及可见光波段都将有广泛的应用[35]。2012年董思乔等研究出一种结构简单、尺寸小、厚度薄且具有双工作频带的贴片式频率选择表面, 用HFSS仿真设计得到适用于小型通信设备的谐振单元、双频带滤波的FSS谐振单元作为接收端的天线罩[36]。

2 FSS设计的发展趋势

确定结构的FSS对应有特定的谐振频率点及其通带或阻带, 但实际应用时, 往往希望能有可灵活调谐不同频率点的FSS, 或者是小型化的FSS结构, 以适应不同的应用场合。

2.1 可调谐FSS

可调谐FSS, 就是可以通过调整, 避免由于设计、制造、装配等误差所引起的失谐, 也可以实现因任务变化而需要适度改换谐振频率[37,38,39,40]。可调谐FSS, 还可以通过对谐振频率相近的系列产品附加可调谐功能[37], 也可以设计可机械调谐的FSS, 从而实现既可向高频调谐, 也可向低频调谐[10,38,39,40,41,42]。2007年东南大学的马达等研究了双层方环形缝隙FSS, 并通过实验表明, 这种FSS具有较好的极化和入射角适应性, 按2.4GHz频率设计的实际可调范围达到1.90~3.20GHz, 实现了54.17%的相对频移, 调谐方法简便易行, 可调规律性较好[43]。

2.2 有源FSS

所谓有源FSS, 也称可调FSS, 是在FSS单元或介质衬底上加入有源器件或采用特征媒质作为介质衬底等, 是特指通过阻抗元件来实现电磁特性动态调节的FSS, 它区别于采用微机电系统工艺或液晶材料等方式制作的可调FSS。有源FSS可能是未来低成本、高功率的固态通信、广播和雷达系统的心脏。因此, 有源FSS吸收体将是干涉型吸波材料发展的主要方向[44]。由于有源FSS是在传统FSS单元图形间加载一系列阻抗元件而构成的新型FSS, 具有可调的电磁特性, 在可调电磁屏蔽室、可调空间电磁滤波器、可调雷达天线等领域应用, 为智能吸波材料方面提供了新的思路, 在信息安全、雷达隐身、抗电磁干扰以及防电磁辐射等方面具有重要的应用意义[45]。

2.3 小型化FSS

2010年哈尔滨工业大学的杨国辉等提出了一种小型化的带阻FSS新单元, 通过将方环部分分为4个对称区域, 并增加三角螺旋结构, 从而实现FSS单元的小型化, 同时对于不同角度和极化方式入射的波具有极好的稳定性, 适合在实际有限空间内应用[46]。同年, 中国西南电子技术研究院的温刚设计了一种用于移动载体平台的新型平台, 在微带天线的基础上, 采用高介电常数的介质层, 并与FSS技术结合使用, 研发了可嵌入式电子宽频带圆极化微带天线, 在实际的应用中效果良好, 为未来小型化和移动载体天线设计提供了技术基础[47]。

3 新型FSS的应用与展望

除了在天线和微波等领域的应用外, 2010年西安电子科技大学的路宝等为了减缩天线的雷达散射截面, 提出了一种新型带阻FSS结构, 对于入射电磁波, 该结构具有窄阻带和宽通带特性, 可以代替天线的传统金属地板, 从而缩减天线的雷达散射截面[48]。同年, 空军工程大学的张厚等在传统耶路撒冷环孔的基础上, 设计了新型带通FSS, 将其加载到喇叭天线上, 不仅能够保证喇叭天线在通带内正常工作, 而且可以有效抑制带外的一些干扰信号, 在6~10GHz工作频带内的带外抑制度达到20dB, 具有良好的前门防护效果[49]。2012年朱华邦等研究了十字型振子单元构成的带阻式FSS在低RCS抛物面天线上的应用[50]。

频率选择 篇3

在文献[1]中, 主要研究 “上—越—下”传播模式, 天线采用数百米长的单极天线, 实际矿井隧道等地下环境中空间有限且接收天线置于地面, 并不需要向下透入地层, 这种情况下长的单极天线并不适合。在文献[2]中, 把整个传输信道看作是无限大半导电媒质, 忽略了地下腔体及穿出地层时折射衰减的影响, 与实际不符。因此, 本文分析了磁偶极子在地下通信中的电磁波传播模式以及影响通信的各个因素, 以达到在给定条件下选择最佳工作频率使通信最优化, 对于实际应用具有十分重要的指导意义的。

1电磁波传播模型

1.1传播模型建立

为了分析方便起见, 将地下空间理想成一个球形腔体。由于腔体的半径a通常都远小于波长λ, 因此环形天线是最小的, 相当一个磁偶极子。下面推导设置在地下腔体中磁偶极子 (即电小环形天线) 电磁场各分量的表达式。

取如图1所示的球坐标系统。令球形腔体的球心与球坐标的原点重合, 腔体半径为a, 环天线置于腔体正中, 环面积为S, 电流为I, 环面法线与极轴方向一致。 腔体内为 “1”区, 其电参数为μ０, ε１, σ１=0, 腔体外为“2”区, 其电参数为μ２=μ０, ε２, σ２。 计算电磁场的步骤如下:1将磁偶极子场的各个分量用电矢量位来表示, 并求出“1”区和“2”区电矢量位解的形式, 这些解中包含了未定常数;2利用边界条件确定未定常数, 从而求出电磁场各分量的表达式［１］。

按照图1的结构可以看出, 磁偶极子的磁流矩为方向, 所产生的电场只有E分量。由于Er=0, 故其电磁场可用一仅含有r分量的电矢量位来表示, 即电场方向垂直的。此外由于天线系统与z轴对称, , 于是场的其他分量为［３］

式中, k2m=ω2μm (εm-jσm/ω) , 下标m取1或2分别代表“1”或“2”区。

根据在无限大半导电媒质中磁偶极子的场, 令其电参数ε=ε１, σ１=0, 即得腔体中的磁偶极子产生的初级场

根据初级场和腔体边界条件确定ψ１与ψ２, 具体推导过程这里不再叙述, 可参考文献[1]。考虑腔体影响后腔体内电磁场与式已经不同, 腔体内电磁场是导电媒质与腔体共同作用结果。由于接收天线在腔体外场中, 这里只给出腔体外场的表达式为

称为转换系数, 其中j k２a=β。

和空气中环天线辐射场比较可以看出, 两者场的表达式形式相同, 腔体的作用只是将电流与环面积的乘积由IS转换成 (IS) ｅ而已。在实际应用中还需要考虑大地-空气界面的影响。

考虑到电波越过大地空气界面时发生折射［４，５］, 折射衰减因子, λ 为波长, 则在地面上接收点处的电磁场的场强为

到此建立了完整的环天线在地下岩层的传播模型。到达接收点的电磁场是发射天线能量扩散、穿透衰减及折射衰减共同作用结果。

最后利用积分乌莫夫矢量的方法, 计算通过r=a的球面的复功率求出天线送到周围半导电媒质的有功功率

因而天线的辐射电阻Rｍ由式 (15) 解出:

这里给出环天线损耗电阻为

上面讨论的小环天线是单匝的。如果是N匝, 则只需将场的表达式都乘以N。相应地, 功率Pｍ和辐射电阻Rｍ则应乘以N２。从这里可以看出, 空气中辐射理论在地下通信中已经不再适用。辐射电阻与腔体大小及岩层电参数等有关。

1.2腔体对电磁场影响

在中频段电磁波在地层中的传输以传导电流为主［４］, σ２>>ωε２, 于是

腔体对辐射场影响可通过对转化系数分析得到, 如图2~图4所示分别为转换系数随岩层导电率、腔体半径及频率变化图。

从图中可以看出, 转换系数与岩层导电率、腔体半径及频率成正相关, 但幅值变化范围很小。转换系数越大, 表明腔体对腔体外的场的影响越变大。

2通信最优化选择

当通信条件及要求给定时, 需要综合考虑与地下通信系统有关的各个因素, 并根据这些因素建立数学模型, 然后对整个地下通信信道进行分析计算, 得到实现地下通信需要的功率, 以及在发信机输出功率给定的条件下, 通信保障的距离。这需要选择合适工作频段, 以达到通信最优化。它与岩层的厚度、岩层的电参数、传播条件等因素有关。

2.1天线选择

在地下通信中, 由于地层对电波的吸收很严重, 接收点的信号往往十分微弱。对发信天线最主要的要求是:当接受点所要达到的场强给定时, 需要的天线的输入功率尽可能小。下面, 就从这一要求出发, 来比较电性天线与磁性天线的性能。

一个环面积为S磁偶极子在半导电媒质中建立给定场强所需要功率Pｍ (W) , 长度为的电偶极子在接受点建立相同场强所需要功率Pｅ (W) 分别为［６］

如图5所示频率为100kHz~1MHz时所需功率比较。

经过以上分析比较, 在地下空间有限时磁性天线比电性天线更有效。

2.2所需功率计算

功率计算需要考虑通信的具体给定条件及要求。本实验课题中, 通信种类为人工报, 接收带宽为3 000 Hz, 听觉接收时要求信噪比为S０/N０= -4dB, 要求时间利用率在一个时区内为90% (即90%时间能够达到要求, 这和大气噪声统计特性有关) 。通信条件:夏季, 20∶00~24∶00;西安34°N, 108°E;频率为500kHz;发信天线为环天线, 环面积S =1m２, 圈数N =20, 采用半径a′=1mm的铜线绕成;绝缘腔体半径a=2m ;岩层厚度h =150 m ;岩层导电率σ２=10－３S/m。以下计算中场强单位dB是相对于1μV/m的比值。

首先计算大气噪声参数。查阅CCIR (国际无线电咨询委员会) 第322号报告得噪声参数［７］

式 (21) 中, Fａ为噪声系数, Fａ=Fａｍ+Dｕ, Fａｍ是某一时段Fａ在一个季度的平均值, 实际的Fａ值是围绕其平均值起伏变化的, 其起伏幅度的概率分布接近正态分布。Dｕ为Fａ上十分值, 即只有10%的时间Fａ能超过的值与Fａｍ的差值。b为信号带宽, f为信号频率。频率为500kHz时Fａｍ=85dB, Dｕ=9 dB, Fａ=94dB, 平均90%的时间大气噪声将不会超过此电平, 则可保证90%的时间利用率。根据式 (21) 可得大气噪声参数En=94+10lg3 000+20lg0.5-95.5=27.25 (dB) 。

必需的信号场强为Es=En+S/N=23.25dB (14.53μV/m) 。

计算必需的发信功率 (即发信机输出的有功功率) 。为便于计算, 先按发信功率为1 W来计算接收点的场强Eｚ。由于接收点场强的平方与发信功率成正比, 故可按下式求出必需的发信功率Pｔ

根据式 (15) 和式 (16) 求出天线输入电阻, 进而求得输入电流, 根据式 (13) 求出接收点场强Eｚ= 8.35μV/m, 则所需发射功率

到此计算出给定条件和要求时所需的发射功率, 在给定条件下所需发射功率为3 W。

2.3最佳工作频率

在相同的通信条件下, 若使用不同的频率, 则所需发信功率也不同。这是因为如果频率用得过高, 电波穿过岩层时所引入的衰减就会很大, 这就需要很大的发信功率才能维持所需的信噪比。反之, 如果频率用得过低, 不仅天线的效率会很低、电波在地面折射时所引人的衰减很大, 而且大气噪声电平很高, 这时也需要很大的发信功率才能维持所需的信噪比。因此, 频率过高或过低都不利于通信, 只有某一合适的频率才能使所需的发信功率最小。表1列出了不同频率下大气噪声参数、所需信号场强及功率。

按上述功率计算方法, 在只改变频率而其他条件保持不变的情况下进行计算, 可得Pｔ-f的关系曲线, 如图6所示。由图可见, 当f =0.4 MHz时, 所需发信功率最小。所需发信功率最小的频率称为最佳频率, 用f０表示。

最佳频率和许多因素有关, 不是固定不变的。 这些因素主要有:岩层厚度h及其导电率σ２和天线结构。它们对f０的影响如下:

(1) h越厚, 电波的“穿透衰减”就越严重。为降低“穿透衰减”, 应降低工作频率。这时f０将变低, 可比较图6、图7中曲线, 图7中通信条件h =80 m, 其他如图6中。

(2) σ２越高, 电波的“穿透衰减”也越严重。为降低“穿透衰减”, 也应降低工作频率。可比较图6、 图8中曲线, 图8中通信条件σ２=0.8×10－３S/m, 其他如图6中。

天线效率和天线圈数、环面积及所用材料有关, 频率越低, 天线效率越低, 为提高天线效率应使用较高的频率。可比较图6、图9中曲线, 图9中通信条件天线10圈、面积2m２, 其他如图6中所示。

从上述分析中可以看, 相同的通信条件下, 若使用不同的频率, 则所需发信功率也不同。在给定条件下需要选择合适工作频率来使发射功率最小或发射距离最远, 从而达到通信最优化目标。

3总结

本文对置于地下腔体中的环天线辐射场进行了分析, 给出了辐射场的表达式及辐射电阻, 通过分析比较在地下通信中环天线更有效;基于传输模型计算了达到通信要求所需功率, 为了使通信最优化分析了影响通信的各个因素, 并给出了最佳工作频率。 从计算中可以看出在大气噪声对通信影响较大, 在未来研究中接收机采用弱信号接收技术及噪音抵消技术则可显著提高信噪比及通信距离。

摘要：针对无线地下通信信道复杂、难以预测的问题, 建立了环形天线地下通信电磁波传播模型, 比较了磁性天线与电性天线性能, 分析了在给定条下所需发射功率及影响通信的各个因素, 从而选择最佳工作频率使通信最优化, 对于工程实践具有重要的指导意义。

关键词：地下通信,环形天线,电磁场,发射功率,最佳工作频率

参考文献

[1] 司徒梦天.军事无线电地下通信原理.北京:军事科学出版社, 2005

[2] 向新, 罗奕, 易克初, 等.穿透岩层地下通信信道分析.煤田地质与勘探.2005;33 (4) :77—79

[3] 王家礼, 等.电磁场与电磁波.西安:西安电子科技大学出版社, 2000

[4] 陶晋宜.穿透地层的矿井地下无线通信系统设计方案探析.太原理工大学学报.2000;31 (1) :39—44

[5] 陈鹏.透地通信的电磁场仿真及其并行算法研究.华中科技大学.2008

[6] Austin B A.Medium frequency body loop antenna for use underground electrically small antennas, IEE Colloquium on 1990

频率选择 篇4

时分多址接入 ( Time Divide Multiple Access, TDMA) 技术具有较强的抗干扰能力[1],然而,在复杂电磁环境下,不同通信设备之间互相干扰严重,导致背景噪声加剧,TDMA的抗干扰性能明显下降,实际通信效 果受到严 重制约。广泛应用 在IEEE 802. 11[2]和Hiper LAN[3]等无线网络中的DFS算法,可以自适应地调整频率躲避干扰,是一种提高抗干扰性能的有效方法。文献[4 - 6]中通过频率判决方法的改进进一步优化了动态频率选择算法,但仅仅局限于发现干扰,躲避干扰,并没有针对系统整体性能进行优化。文献[7]中利用经典算法实现了系统整体性能,但是其算法复杂度高,对基站系统运算资源要求较高,系统损耗较大。复杂电磁环境下, 干扰是随机变化的,节点的移动性,每时每刻的测量值都不同,但是其期望值以及方差变化不大[8]。

1周期统计的DFS算法工作原理

描述算法过程前首先定义频道质量Q( f) 来表征信道f的受干扰程度。测试和理论分析表明自身干扰的大小与移动终端的地理位置、相邻同频AP重叠区内终端的数量以及整个系统所加载的业务量大小都有关系,所以干扰值是个随机变量,Q( f) 也是个随机变量。系统单位时间内的丢包数量以及系统时延能够直接反映频道质量,因此提出一种以平均丢包率和时延作为标准的频道质量判决方法,CPE在测试阶段连续发送测试包,AP通过统计测试阶段测试包的平均丢包率和时延来判决测试频道的质量,则频率f对于CPE的信道质量Q( f) 公式可表示为:

式中,f为测试频率; p0是测量周期内发包总数; p是测量周期内丢包总数; c是丢包率门限值; t0表示信道空闲状态下接收包的时延门限值; t是测量周期内接收到的包的平均时延; 当Q( f ) = 1时,频道f定义为好频率,加入好频率集合集合fg; 当Q( f ) = 0时,频道f被定义为坏频率,加入坏频率集合fb; 实际应用中c和t0受不同业务类型影响,Q( f) 值实际上反映了跳频周期内,频道f是否能够保证CPE实现相应业务类型数据的高速可靠传输。

周期统计型TDMA动态频率选择算法按照时间顺序可分为4个阶段: 初始化阶段、测试阶段、运行阶段和调整阶段。各阶段具体过程如下:

1初始化阶段: 网络内CPE向AP发送入网请求,接入点AP根据节点CPE的入网请求,关联相关CPE并记录所有已入网节点信息; AP以广播的形式向所有关联CPE发送测试请求帧,CPE收到测试请求帧后,进入测试阶段;

2测试阶段: AP及CPE扫描所有可用信道,根据频道质量判决机制对可用频道进行分类,形成初始好频率集合fg和初始坏频率集合fb,CPE形成测试报告,以测试报告帧形式向AP发送频道质量信息,AP根据各CPE测试报告及自己测量结果,随即选择使用好频率集合fg中频道f,进入运行阶段;

3运行阶段: CPE向AP发送数据发送请求帧, AP根据各CPE数据传输请求开始轮训调度,网络间隔Tdfs时长进行一次频率变换,变换周期内,每Tdfs/ m时长利用DFS帧向所有CPE发送信道切换声明信息元素,CPE只要在频率变换之前收到通告信息,就会在下一个跳频时刻按照预告频率表进行频率变换;

4调整阶段: 初始阶段之后,关联CPE默认在跳频间隔前进行频道质量测试并向AP发送测试报告信息,AP收到测试报告信息后,更新fg和fb,AP从集合fg中选择频率f,进入运行阶段。

2算法性能分析

2.1收敛性分析

算法的收敛性证明主要是指在存在干扰的情况下,频率的周期性变化能否确保系统干扰收敛。虽然应用网络环境不同,但是可以采取与文献[9]类似的方法保证算法的收敛性。

2.2吞吐量分析

考虑点对多点( PTMP) 模式,一个基站AP,m个接入点CPE,N个备选频率,i个干扰源。假设AP为TDD双工工作方式,与CPE同频,CPE与干扰源分布在半径a的区域范围内,均采用半双工工作方式,发送功率相同。在跳频间隔T时长内,发送分组的概率为p,接收分组的概率为1 - p,如果节点 ( 包括CPE及干扰源) 在网络覆盖范围内的分布位置服从泊松点过程,节点分布密度为 λ,那么,根据泊松分布性质,在每个时隙宽度T0时间内发送分组的节点数目服从参数为pλ 的泊松分布,因此,在T0时间内有k个节点发送分组的概率可以表示为:

则k个CPE发送数据的概率可以表示为:

k个干扰源产生干扰的概率可以表示为:

若对于第k个CPE,每个数据分组成功传输的概率为Qs( k) ,信息传输速率为R,则单位时间内网络成功发送数据分组的平均数量,即系统上下链路总吞吐量可以表示为:

式中,Qs( k) = s( k) pr,s( k) 为分组被正确接受的概率,pr为发送请求被接受的概率,因为采用TDMA接入方式,跳频间隔内,假设有数据发送请求的节点均被接受并分配一个时隙用于数据发送,所以pr= 1,则式( 4) 可表示为:

式中,,b为正确数据分组所需的信噪比门限,P0为有用信号功率,PI为干扰源信号总功率,W为背景噪声功率。

假设无线传输环境为瑞利衰落信道,P0,PI均为随机变量,那么其概率密度函数可表示为[10]:

0= Ptrk- Z,其中Pt为节点发射功率; Z为路径衰耗系数; rk表示节点k至AP的距离,同理,干扰源i具有概率密度函数

i= Ptr- Zi,其中ri表示干扰源i到AP的距离,由于节点在半径为a的区域内分布位置服从泊松点过程,所以ri是独立同分布的随机变量,其概率密度函数可以表示为[11]:

则干扰功率的联合密度函数可表示为:

由式( 6) 可得:

由式( 7) 、式( 8) 、式( 9) 可得,在每个跳频间隔内发送分组的节点k,在干扰源数为i的情况下,分组被正确接收的平均概率ps( k) 可以表示为在多维随机变量Ep和Er上求ps( k) 的期望:

代入式( 5) 可得,在跳频间隔内存在i个干扰源的情况下,其系统吞吐量为:

引入DFS算法后,系统损耗为跳频间隔内DFS通告及测量结果上报所占用的时隙,假设经过DFS测量后Gi( k) = G'i( k) ,则其系统吞吐量为:

式中,tm为跳频间隔前CPE的信道质量测试时间,ntdfs表示跳频间隔AP向CPE发送n次DFS帧的时间。

由式( 13) 可得以下结论: i个干扰点的情况下, 通过降低干扰产生概率Gi( k) 可以使系统吞吐量实现i次方的提升。

不同干扰情况下,算法存在最佳频率变换周期使得系统吞吐量最优。频率变换周期决定干扰检测准确率和系统损耗,干扰点数量一定的情况下,随着频率变换周期的减小,系统损耗增大,干扰检测准确率增大。频率变换周期较小或者较大时,系统损耗或干扰检测准确率都会制约系统吞吐量,只要选取合适的频率变换周期就能实现系统吞吐量最优。

3实验与结果分析

实验环境参考文献[12]描述的硬件平台,设置有1个AP,10个CPE,按照星型拓扑结构分布,5个干扰源,随机放置。加入频率选择功能,设置调制方式为QPSK,带宽为20 MHz,备选频率数为10。网络带宽测试软件采用Ix Chariot,测试指标为不同干扰源及频率变换周期Tdfs下的系统的吞吐量。

跳频间隔为500 ms时,不同干扰情况下本文算法与文献[12]所提算法系统平均吞吐量对比如图1所示,在理想情况下,算法产生系统损耗导致了吞吐量的降低,但是随着干扰的增加,与未加入DFS算法的文献[12]所提算法相比,系统的吞吐量有了明显提高。这说明在干扰较强时,本文算法可以优化信道,实时避开干扰,提高系统性能。

干扰源数量为5时,不同跳频间隔对吞吐量的影响如图2所示,随着跳频间隔的增大,系统吞吐量先增大后减小,在300 ms时,系统吞吐量达到最优。 实验结果与上节理论分析结论相同,这说明算法系统损耗与抗干扰性能存在相互制约的关系,在干扰源数量一定的情况下,存在最佳频率变换间隔使得系统吞吐量最优。

4结束语

本文提出的周期统计的DFS算法,通过发送测试包的方式进行周期性的信道质量估计,可以及时的发现受干扰频点,躲避干扰,增强TDMA网络在复杂电磁环境下的抗干扰能力,提高系统吞吐量。 相比传统动态频率算法,本文算法可以实现类似慢跳频的功能,提高了网络的保密安全性能。跳频技术作为目前军事通信抗干扰的主要手段之一[13],虽然也能够实现抗干扰以及保密功能,但是系统损耗严重。本文算法在实现抗干扰的前提下,提高了系统保密性能,可以应用于军事抗干扰通信中。实验分析表明,在不同的电磁干扰环境下,可以通过优化算法中频率变换间隔这一参数实现系统吞吐量最优。

摘要：时分多址接入(TDMA)技术是利用时间的正交性实现信道共享,网内各个站点按照时隙方式工作,不存在发生碰撞和相互竞争问题,具有很强的抗干扰能力。但在复杂电磁环境下,由于定频通信模式的限制,其抗干扰性能下降明显,针对这一问题,提出一种周期统计的TDMA动态频率选择(DFS)算法,给出了算法处理过程,并进行了理论分析及实验。结果表明,在复杂电磁环境下,算法可以增强TDMA网络的抗干扰能力,提高系统吞吐量。

频率选择 篇5

国外对频率选择表面(FSS)的研究开展于上世纪60年代，对于无源FSS的研究也已较为稳定，但是以对无源FSS的了解得知，其结构决定了谐振频率和带宽等特性，因此不能随着外界的影响而产生相应变化，继而在无源结构的基础上提出了相对可行的有源FSS结构(AFSS)[2,3,4]。有源结构就是将PIN二极管或变容二极管加在FSS中构成的FSS结构，通过有源器件的可调性来实现对FSS性能的控制[5]。有源FSS将被动变为主动，在实际的应用中，实用性将大幅提高。

本文基于有源器件可等效为电容的原理，研究了电容加载对方形缝隙型FSS传输特性的影响，并给出了仿真曲线及变化规律，以实现对频率选择的可控性。

1 理论基础与结构设计

1.1 滤波机理

首先可进行一个假设，即当射到贴片型频率选择表面时的电磁波是从左向右进行入射的。则此时的金属表面上就会形成相对应的感应电流，原因是在平行于贴片方向的电场对电子产生了一定的作用，从而使其产生震荡。然而此时的入射电磁波有一部分能量通过金属丝传播，另一部分能量转化为维持电子震荡时所需的动能[6]。换句话说，根据对能量守恒定律的分析，可知电子吸收了维持电子运动的能量。然而，在一特定的频率下，电子的震荡将所有入射电磁波能量均转移到了自身，此时就产生了一种现象，即投射系数为零[7]，原因是电子产生的附加散射场将金属导线右侧电磁波的出射场相互抵消。这时也通过电子所产生的附加场同时向金属导线左侧传播从而形成发射场。还有一种现象是谐振现象，此时的频率点也就是谐振点[8]。此时的贴片型频率选择表面也就形成了相应的反射面。然而还有一种情况是必须考虑的，即当谐振频率与入射波的频率不一致时，这时大部分的能量就被传播到了贴片的右侧，所以就有较少一部分的能量是用来供电子做加速运动的。这时的贴片对于电磁波而言完全是“透明”的，因电磁波完全可通过贴片全部传播[9]。而此时的投射面也就成了贴片型频率的选择表面。一般情况下，贴片类型是带阻型滤波器。

1.2 FSS结构设计与等效电路

如图1所示，本文设计了一款方形缝隙FSS结构。在这款方形结构中，金属单元印刷在介质层上，结构参数为外方环外边长L=20 mm，外方环内边长W=16 mm，内正方形的边长D=12.25 mm;介质的介电常数ε=3.3，介质厚度h=1 mm。

其等效电路如图2所示，这是一种LC并联谐振结构[10]。

当电磁波从不同仰角入射到该模型的FSS上时，其衰减如图3所示。可看到该结构的FSS在5.4～6 GHz频带滤波明显。

1.3 AFSS结构建立与等效电路

当电磁波TE波垂直入射时，在上述方形缝隙型FSS结构上加入变容二极管[11]，如图4所示。可通过改变电压来改变变容二极管的容值。由此便建立了有源的频率选择表面结构。

其等效电路如图5所示。其中，C'为C1、C2、C3、C4的并联，其电容值为C'=C1+C2+C3+C4。可看出，该结构依然是LC并联的谐振电路。因此，可通过改变C'的容值来改变整个结构的谐振频率。

2 AFSS模型建立与仿真

2.1 AFSS仿真模型

根据上述结构，在Ansoft HFSS软件中建立仿真模型，如图6所示。

这种单元结构模型是通过一个单元结构来模拟无限大平面的周期性结构模型。这就要用到Floquet定理:电磁波在周期性结构中传输，由于电磁波受到了周期性边界条件的影响，所以导致电磁波的振幅也呈现出了周期性[12]。此定理同时也指出，当无限大周期结构阵列，平面波照射均匀时，其附近场的幅值分布也因结构的周期性导致具有同样的周期性，但具有规律的平面斜入射相位差，在时域则表现为有规律的延时。

对于实际工程，在图6的单元模型上建立起周期阵列型结构，其模型如图7所示。

2.2 仿真分析结果

在上述模型中，假设C1、C2、C3、C4的电容值相等。改变这4个电容值(范围为0.1～1 pF)，由时域有限差分法分析，并对其传输特性进行模拟仿真，得到了如图8所示的传输系数S21的曲线，其谐振频率及带宽如表1所示。

如图8和表1所示，当未加载电容时，FSS的谐振频率在5.71 GHz且带宽较大。然而当加大电容量时，带宽随之减小，此时的谐振频点也向低频转移，且形成正比，当电容量不断增大时，中心频点也将继续向低频点转移，带宽也逐渐缩减。产生以上现象的原因在于电容被加载后，等效电路模型并联了该加载电容。

3 结束语

本文根据有源器件的电容等效原理，研究了电容加载对方形缝隙型频率选择表面传输特性的影响。通过研究发现，扩大加载电容的容值，中心频点向低频漂移，且带宽逐渐减小。这为FSS传输特性的可控性研究提供了参考。

摘要：有源频率选择表面,是指在频率选择表面中加入变容二极管或PIN二极管等有源器件构成的FSS结构,通过有源器件的可调性来实现对FSS性能的控制。文中根据有源器件的电容等效原理,设计了一种方形缝隙FSS结构,研究了电容加载对FSS传输特性的影响。仿真结果表明,加载电容后其谐振频点向低频偏移,带宽减小,且加载电容对FSS传输特性有较好的可控性。

一种新型双通带频率选择表面设计 篇6

随着近年来研究的不断深入, 在多波段集成雷达的研发方面, FSS常用于改进集成雷达系统的副反射面[4], 通过反射或透射不同频率的馈源发射的电磁波, 从而达到天线的多频复用和多波段雷达的集成[5]。

本文在耦合结构单元基础上加载集总元件, 提出了一种新型双通带FSS, 成功的在8GHz范围内实现了高选择性带通传输, 对该FSS进行全波仿真, 发现其角度稳定性和极化稳定性均表现良好。

1 FSS的基本理论

FSS的传输特性是和单元的尺寸、形状、排列方式有着重大关系的[6]。对于一些单频系统, 可以通过调节某一种单元的自身参数来满足要求, 但是对于多频通信系统来说, 就需要通过一些有目的性设计, 提出满足特定要求的多频率FSS。

对于多频带FSS的设计, 需要在基本带通型FSS的基础上进行。基本型带通模式的FSS, 其等效电路一般为一个电容与一个电感串联的谐振网络, 对于带通性FSS而言, 其表面阻抗的一般性表达为:

若要形成具有两个通带的传输性能, 则需要上述阻抗表达式中具有两个极点和一个零点, 则双通带FSS的表面阻抗表达式变为[7]:

对于常规的FSS单元形状, 很难形成具有上述表达形式的表面阻抗, 所以考虑在基本单元的基础上进行复杂单元的设计。一般情况下, 缝隙耦合单元的等效电路图如图1所示。

其中, L1和C1的取值由耦合单元的耦合长度及耦合缝隙的宽窄决定, L2和C2的取值由单元的周期决定, 且只与单元整体结构有关[8]。

2 新型双通带FSS的设计及分析

2.1 新型双通带FSS的设计

本文提出的新型单元, 在结合贴片耦合结构的自身特点的基础上, 对单元进行集总原件加载, 设计出了一种新型的频带可调型通带FSS单元, 单元的具体结构如图2所示。

应用谱域法进行优化计算, 最终确定单元的具体尺寸, 具体尺寸参数及元件参数如表1所示。单元背面加载的元件的数值为:电容C1和C2均为33.4n F, 电感L1和L2均为1n H。

由于正方形排列的选择可以确保缝隙外的金属组合后为一个小于单元周期长度的金属方块, 不会引起额外的栅瓣影响传输系数[9], 所以将该新型单元进行正方形排布, 形成FSS。

2.2 新型双通带FSS的仿真与分析

在确定好FSS的自身性质后, 通过电磁仿真软件CST对该新型单元进行仿真, 得到传输系数如图3所示。

从图3中可以看出, 新型FSS呈现双通带特性, 在4GHz处存在一个谐振点, 谐振衰落大于-40d B;在2GHz和6.12GHz处存在两个通带中心点, 且-5d B带宽分别为0.61GHz和0.50GHz。在8GHz及其以下频率范围内, 该新型单元可以保证频率在1.60GHz-2.51GHz、5.10GHz-6.4GHz电磁波的高效传输, 满足于S/C双波段集成雷达的工作需要。

在设计过程中, 为了保证角度稳定性, 要将单元尽量设计成满足中心对称或轴对称要求的形状[10]。对新型FSS进行角度稳定性方面的考察, 图4为入射角度不同时FSS的传输特性。

对图4分析可知, 当入射角改变时, FSS的中心频率和谐振频率均未发生明显变化。小角度入射时, 两个通带带宽无明显变化;大角度入射时, 两个通带带宽小幅度减小, 平均变化率为3.1%。总体来说, 该新型FSS对于入射角度的敏感性不高。

再来考察一下新型FSS的极化稳定性。在设计过程中, 为了保证角度稳定性, 要尽量细致的对单元尺寸进行优化[11]。在不同极化方式、相同入射角度的情况下, 分别对新型FSS进行仿真, 依据仿真结果分析其极化稳定性。

从图5中可以看出, 当垂直入射时, FSS对于TE波和TM波的传输曲线完全相同;当较大角度斜入射时, 对于TM波的传输曲线较之对TE波的传输曲线有些许毛刺, 但谐振点和中心频率均未改变, 变化率远小于1%, 说明FSS对于两种极化波在大角度入射时的透射情况基本一样, 极化稳定性较好。

3 结论

本文详细讨论了FSS的设计思路并设计出了一种新型的双频FSS, 在S波段和C波段形成了两个选择性较强的通带, 具有较好的角度稳定性和极化稳定性, 性能优良, 能够很好地应用于集成雷达系统或多频通信系统之中。

摘要：本文提出了一种可以在S/C双波段形成具有高选择性通带的新型FSS, 通带中心分别为2GHz和4GHz。讨论了该双通FSS的传输带宽及稳定性问题, 仿真结果表明其性能良好。该FSS能用作多频馈源反射天线的副反射器和S/C双频段集成雷达的透波罩, 为实现频率复用和提高天线利用率提供了可能性。

关键词：频率选择表面,副反射器,双频带频率选择表面,优化设计

参考文献

[1]沈仁强.10/15GHz双屏频率选择表面的分析与设计.

[2]T.K.WU.Frequency Selective Surface and Grid Array, New York, NIC.

[3]J.Huang, T.K.Wu and S.W.Lee.Tri-band frequency selective surfaces with circular ring elements.IEEE Trans.Antenna Propag.AP-42 (2) , 165-175 (1994) .

[4]G.H.Schennum.Frequency-selective surfaces for multiple frequency antennas.Microwave J.16 (5) , 55-57 (1973) .

[5]E.A.Parker and S.M.A.Handy, Rings as elements for FSS.Electron.Lett.17 (17) , August, pp.612-614 (1981) .

[6]Ben AMunk, 侯新宇 (译) 等.频率选择表面理论与设计[M].北京:科学出版社, 2009.

[7]胡晓东.双通带频率选择表面的理论与设计[D].上海:上海交通大学.

[8]J.Huang, T.K.Wu and S.W.Lee.Tri-band frequency selective surfaces with circular ring elements.IEEE Trans.Antenna Propag.AP-42 (2) , 165-175 (1994) .

[9]M.Guglielmi, A.A.Oliner.Multimode network description of a planar periodic metal-strip grating al a dielectric interface-part1:Rigorous network formulations[J].IEEE Trans.Microwave Theory Tech., 1989, 37 (3) :524-540

[10]David M.Pozar.Microwave Engineering Third Edition[M].北京:电子工业出版社, 2008.

鉴相系统中本振频率选择的探讨 篇7

关键词：信号相位,下变频,调制方法

一、引言

超外差系统中, 要将高频fs下变频到选定的中频fi, 本振频率的选择有两种fl=fs+fi或fl=fs-fi, 其中fsfi。两种本振频率都可将高频信号搬移到选定的中频, 而区别只是高频加或者减中频。反映在频谱上如图1所示。

不论选择何种本振频率, 经变频器和低通滤波器之后得到的都是中频fi, 如图2所示。

但是从不同本振得到的中频fi还能反映出高频fs的原始相位信息吗?

二、不同变频途径的相位分析

假设高频信号为:fs (t) =cos (ωst+φ0) , 其中ωs为先验信息, φ0是要提取的信息, 幅度归一化后取1。

当使用本振频率为fl=fs-fi时, fl (t) =cos[ (ωs-ωi) t], 其中ωi为中频角频率, 为计算表述, 取本振初始相位为0, 幅度也归一化取1。fs (t) 经变频:

低通滤波后:

当使用本振频率为fl=fs+fi时, 同样得到fs (t) 经变频:

低通滤波后:

(1) 和 (2) 相比, 看似初相一样, 但实际实验中, 这两种不同本振频率的选择带来最终鉴相结果φ0的值是不相同的。

三、负频率的分析

一般情况下, 由cos (φ) =cos (-φ) , (2) 可改写成:

(3) 表明初相为-φ0。 (2) 和 (3) 的结果不一样。

根据欧拉公式, 将 (2) 改写成:

同样将 (3) 改写成:

从余弦函数的欧拉公式形式 (4) 和 (5) 来看, (2) 和 (3) 表征的物理意义完全一致, 可见 (2) 、 (3) 完全等同。

在表征电压向量绕原点的转动ejω中, 正的相位表示逆时针旋转的向量, 负的相位表示顺时针旋转的向量。仔细考察 (4) 、 (5) 可知任何实余弦、正弦信号必由正、负两组频率分量组成, 其正、负频率频谱幅度相同, 相位相反。 (2) 和 (3) 表明的初相不一致的原因是不能把初相理解成一标量, 实际上初相混叠在整个相位 (ωt+φ) 中被考察, 隐含相位也是有方向性的这一物理意义, 应将其理解成一带方向性的矢量。

四、结语

考察相位时需注意其方向性, 一般情况下我们约定逆时针旋转为相位正方向, 而当出现负频率的时候, 考察相位的方向就应该变成逆时针旋转。在选择本振频率和处理数据时需要重视这一点。

参考文献

[1]樊昌信.通信原理[M].北京:国防工业出版社, 2001

[2]管致中, 夏恭恪.信号与线性系统[M].北京:高等教育出版社, 2000