频率自动跟踪

2024-05-16

频率自动跟踪（精选7篇）

频率自动跟踪篇1

近年来,功率超声在化学、化工、食品、生物、制糖、医药等学科得到了广泛的应用。功率超声系统由功率超声电源和超声换能器组成,功率超声电源负责提供满足超声换能器谐振所需的电压波形,而超声换能器则在电压波形的作用下,将此频率的电能转化为同频率的机械振动,产生超声波。超声换能器有自身的谐振频率,当功率超声电源提供的电压信号频率为超声换能器的谐振频率时,在超声换能器上能得到最大的输出功率。

1 频率自动跟踪系统对功率超声电源设计的重要意义

超声换能器装配过程中焊接的质量、压紧压电陶瓷所用的支撑轴上弹簧的压紧程度等等都会影响到组装好后的超声换能器的参数,进而影响到其谐振频率。此外,即便是同一只超声换能器,随着管道内介质属性、介质温度和介质压强等工作环境的不同,都会在不同的状态下有不同的谐振频率。对于同一只超声换能器,随着工作时间的增加,出现压电陶瓷容量降低的情况,而这个情况也必然导致超声换能器谐振频率的变化。

综上所示,我们可以认为超声换能器的谐振频率变化是一个动态的过程,会随着外界工作环境变化而改变。要保证在超声换能器上得到最大功率输出,必须在功率超声设计之初就要考虑到频率自动跟踪系统的设计。

2 相位差测量与频率自动跟踪系统

超声换能器在工作过程中,容易受到管道内介质属性、介质温度和介质压强等工作环境变化的影响,而改变谐振频率,如何通过快速利用电压与电流的参数关系判定电路是否谐振,就是超声电源设计中的一个重要课题。在此基础上,利用测量电压与电流的相位差的性质与大小,可以作为功率超声电源调整电压驱动频率的依据,进而完成频率自动跟踪系统设计。

综上所示,本设计将完成两个部分的内容,第一是测量电压与电流的相位差,其二是依据此相位差信号,作为系统调整输出电压驱动信号的依据。

3 频率跟踪系统方案设计

我们利用边沿算法完成了相位差系统的测量,得到了相位差测量的两个变量D和Phase Data,其中,D=0表示系统滞后,电路呈现出电容特性,D=1电路呈现出电感特性;Phase Data是经过修订后得到的相位差值。图1为我们设计的频率自动跟踪系统框图。

在此系统中,U、I信号为采集自超声换能器的电压信号和电流信号,电压信号进入电压采集模块之前为方波信号,但是其幅度不满足我们设计要求,因此需要在电压采集模块中进行处理,电流信号为正弦信号,为满足后续信号处理需要,也需要转化为幅度满足设计要求的方波信号。

4 电压信号采集电路设计与电流信号采集电路设计

在功率超声电路中,电压信号的采集设计较为简单,通过LM7171组成电压跟随器加光耦6N137即可完成如图2所示。

经过此电路,来自于R2上的电压信号波形与整个负载回路的电压波形一致,此信号经过高速运放LM7171做一个电压跟随后,送入光耦,当此电压脉冲信号为高电平时,光耦输出端口得到的信号为低电平;电压脉冲信号为低电平时,光耦输出端口得到的信号为高电平。

电流信号的处理要复杂一些,与电压信号相比,电流信号处理的最大不同就在于电流信号取出的波形为正弦波形,经过电压跟随器后,首先经过的是高性能比较器TLV3502将正选拨转换为方波,再将此方波送入光耦6N137进行下一步的处理。这样设计的目的在于尽可能减少正弦转化到方波所利用的时间。与此同时,由于相位差的测量,在CPLD内部设计时有基于边沿处理和基于中心点处理两种算法,为便于算法切换,TLV3502的电压参考端,将接到STM32的DAC端口进行控制如图3所示。

STM32的DAC控制的依据在于经过峰值检波电路检测出的信号峰值如图4所示。

STM32的ADC采集峰值检波后的信号,得到信号峰值,再乘以一定系数送给DAC进而控制电流信号转换后的宽度。采用边沿处理算法,则将DAC取成0.2V,采用中心点算法则取系数为0.7,乘以A DC取得的之后,送入电流采样电路作为比较器电压基准。

5 边沿处理相位差算法设计

图5边沿处理的相位差测量算法,是在CPLD完成的,STM32发出控制信号Send和RST,并取走相位差数据D与Phase_Data。

在此算法中,Volatage、ample为来自于取样模块转换后的电压与电流信号,clk为50MHz的时钟信号。系统上电正常工作,将电压信号Volatage和电流信号anple送到CPLD中,CPLD中,在每一个电压信号Volatage的上升沿读取电流信号ample的值赋值给q(q_bar为取反),则:q=1时,表示的是电流超前的情况;q=0时,表示的是电流滞后的情况。至此,还需要解决第二个问题:超前滞后量的大小问题。为此,设计了一个计数器:Counternumber,其使能信号为CPLD输出信号endcount_out,来自于U、I异或取反。当endcount_out为低电平时,中间变量countnumber开始计数,为高电平时停止计数。同时,ARM将endcount_out配置为上升沿触发中断信号,一旦ARM中断被触发,则发送一个send脉冲信号给CPLD,在send的上升沿,将countnumber里的数据发送到data端口,CPLD将data里的数据发送给ARM单片机,这时,ARM单片机向CPLD2发送一个rst信号,当rst信号为低电平时,把中间变量countnumber里的数据清零,为下一次的工作做准备。

6 频率自动跟踪系统设计

频率自动跟踪,我们放在CPLD中进行处理。处理的思路就是调整产生方波的周期值,通过调整此周期值,可以实现频率的增减,完成频率自动跟踪的功能,具体流程如图6。

图6中,Cunter Design为产生方波的周期值,通过CPLD内部的计数器产生,每个Counter Disgen的“1”代表产生方波的周期为20ns的时间。通过测量相位差的变化,在得到控制信号HMI_Reset为1后,系统启动频率自动跟踪功能。

7 系统调试

按照上述控制逻辑,我们设计了一套超声电源的信号处理板。图7为信号处理板实物图,在这个信号处理板上,我们完成频率自动跟踪系统的设计,经过实际测试,结合落木源的IGBT驱动板,很好的完成了设计,达到了设计目的。

参考文献

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[3]鲍善惠.超声波清洗机的阻抗匹配电路.洗净技术,2013,14-16.

自动频率跟踪中频电源的设计篇2

关键词：中频电源,频率跟踪,软启动,单片机

1 引言

中频感应电源是一种由大功率可控硅元件组成的静止式电源[1],利用电磁感应原理置工件于交变磁场中产生涡流而发热,达到熔炼、淬火、透热等加热要求,具有加热速度快、效率高、温度易控制、加热均匀、节能等优点,广泛应用于各种加热领域。常用的晶闸管感应电源经过多年的发展已经得到了广泛的应用,但目前应用在工业生产中的中频感应电源存在一些缺点,如控制电路可靠性不高、功率调节有限、启动电路繁琐、功率因数低等。针对该问题,本文提出了晶闸管感应电源新的设计方案,采用PWM-IGBT控制技术,运用频率自动跟踪、高频扫描启动等技术,同时采用80C196MC作为控制芯片,兼顾效益和性能,极大地提高了中频感应加热电源的性能。

2 中频电源电路设计

常用的变频电路可以分为两大类:交-交变频电路和交-直-交变频电路,前者的特点是将50Hz的工频交流电直接变成频率可调的中频交流电,没有直流中间环节。这种变频电路的优点是效率较高,但电路复杂,目前应用极少。交-直-交变频电路的特点是有直流中间环节,通过整流电路先将工频交流电整流成直流电,再通过逆变电路变成频率可调的交流电。具有电路简单,调试方便,运行可靠,效率可达90%以上等优点,该中频感应电源就采用交-直-交变频电路。

中频感应电源在电路上主要分为整流和逆变两个部分,经过查阅相关资料和比较分析,整流部分采用晶闸管为整流器件[2],逆变部分采用IGBT作为逆变器件[3],逆变电路输出的中频电能,通过感应线圈施加到负载上,进行感应加热。按照逆变电路和负载的不同组合,感应加热又可分为并联变频电路、串联变频电路、串并联变频电路、倍频式变频电路和时间分割变频电路等,这里设计的中频电源采用的是并联变频电路[4]。

综合考虑,设计的中频电源主电路如图1所示。三相电源经晶闸管整流电路变为直流,再经IGBT逆变电路变为频率可调的交流电,逆变电路输出的中频电能,通过感应线圈施加到负载上,进行感应加热。在负载上测取电压、电流信号,采用电压电流双闭环调节方式,经整流控制器,改变整流电路的触发角,实现调压功能;同时在负载上检测中频电压、电流过零信号,经80C196MC单片机进行自动频率跟踪,并对逆变电路进行控制。

为了使中频电源能够克服网压波动和负载变化的影响,采用了硬件电路来实现电压电流的双闭环调节。采样的电压、电流信号经以LM348比较器为核心的闭环控制电路后,输出信号输入至三相可控硅移相触发集成电路TC787的移相电压输入端口,作为触发角控制信号;同时采样的三相同步电压信号经处理后分别输入至TC787的A、B、C相同步电压输入端口;而TC787输出的三相触发脉冲,经脉冲变压器和光隔、放大后作为整流晶闸管的控制信号加载至控制极。

逆变控制部分采用80C196MC单片机作为核心控制器件[5,6],它是一款高性能而价格低的16位单片机,内嵌捕获/比较模块和PWM模块,能很好完成频率跟踪和逆变控制等功能[7]。

在感应加热逆变器控制方式上,选择了谐振软性开关技术,即采用零电压和零电流开关控制,保证IGBT在电压、电流过零时开通或关断,它优于传统的PWM硬性开关控制方式,具有低噪声、低损耗、低电磁干扰、输出波形中的谐波成分少、可靠性高等特点。但由于感应加热系统随着加热温度的升高,负载的谐振频率将发生变化,电流相位也将发生相应变化。如果逆变器的工作频率不随之变化,那么,逆变器的电压、电流的相位就会发生变化,就会引起逆变器逐渐失去谐振软性开关工作方式。因此,中频电源逆变控制的核心任务就是跟踪槽路的谐振频率变化,不断地调整逆变脉冲的频率,即频率自动跟踪策略。

取自负载的中频电压、电流信号经互感器、隔离变压器后与控制电路共地。电压信号经过前端低通滤波器后,送至电压比较器LM339N,与零电平比较,产生中频电压过零的方波信号,再经滤波、放大后送至80C196MC的捕获单元引脚CAP1;电流则通过电流互感器转换成电压后按相同方式送至CAP0。

在IGBT的驱动电路设计中,采用富士电机公司的EXB841型300A/1200V快速型IGBT专用驱动模块来驱动IGBT[8],保证整个触发脉冲的稳定性和可靠性,整个电路的延迟时间不超过1μs,最高工作频率可达40kHz~50kHz。

3 自动频率跟踪控制策略分析

在感应加热逆变控制方面,逆变器应工作于谐振软性开关状态,使开关器件IGBT在零电压和零电流下导通或关断。为此,采用了自动频率跟踪控制策略对频率相位进行有效地控制,控制算法采用增量式PI调节算法[9]。数字PI控制器结构框图如图2所示。

采用单片机80C196MC作为中频电源控制器的核心,采用数字PI调节方式进行调节。PI调节器是一种线性调节器,根据给定值r(t)与实际输出c(t)构成了调节偏差e(t)。

将比例(P)和积分(I)通过线性组合构成调节器,对被控对象进行控制,故称为PI调节器。其调节规律为:

式中:KP为比例系数;TI为积分时间常数。

公式(2)经离散化处理后,可得增量式PI调节算法表达式:

将算法表达式(3)进一步改写为

其中:A=Kp+T/TI;B=Kp。

由于一般数字调节系统基本上都采用恒定的采样周期T,所以一旦确定了Kp、Ki,只要使用前后2次测量值的偏差,即可由表达式(3)或(4)求出调节增量。采用增量式算法,单片机输出的调节增量对应的是本次执行机构的增量,控制增量Δφ(k)的确定仅与最近一次的采样值有关,所以较容易通过加权处理而获得比较好的控制效果。

4 控制系统软件设计

通过编写系统软件,单片机能方便地实现控制功能。在软件整体设计上,采用模块化设计来实现控制功能。

4.1 主程序设计

在主程序中,首先调用启动程序,判断标志位是否为1,再采用增量式PI调节算法,将比较值换算成PWM脉冲的增减量输出。主程序流程图如图3所示。

4.2 扫频启动模块

扫频启动模块按设定的参数实现扫频启动的过程,其流程图如图4所示。初始化后先关闭整流再限制整流角,以实现零压软启动。逆变触发脉冲从最高频率开始向下扫描,此过程中不断检测中频电压是否达到要求。逆变角小于设定值时,启动成功,退出扫频启动模块,转入正常工作状态。若逆变触发脉冲频率到达最小值仍未启动成功,则根据设定的是否重复启动,跳转到启动程序开始处或启动失败处理程序。

4.3 相位检测模块

相位检测模块根据采集的中频电压、电流过零信号计算出实际的相位差大小,其流程图如图5所示。当CAP1引脚捕捉到一个正跳变时产生CAPCOMP1中断。中断处理程序记录下此时电压过零时间、电流过零时间,并计算判断电压周期是否大致等于电流周期,以防止干扰信号。计算电压电流的相位差,即逆变角。重复4次后计算平均值,作为实际的相位值,并将逆变角标志位置位,以供其它程序模块调用。

5 系统调试

根据前面设计,制作了一台样机,对其进行了静态调试和动态调试,其中静态调试包括整流板、逆变板和驱动板的调试[10],检查各种芯片是否发热,显示是否正常,用示波器检查信号是否正确,并进行了空载和负载实验。

空载实验电压波形如图6和图7所示。当逆变频率为1.5kHz时,这时完全呈现的是逆变电压波形。从图中可以看出,在换向时电压波形在换向点上的冲击毛刺不大,由于有作为保护的阻容电路和保护二极管的影响,有小尖峰和震荡,换向后电压有一个小的下降趋势。但不会对电路有较大的影响。当逆变频率为4kHz时,电压在换向处出现较小的毛刺,比起频率为1.5kHz时的电压波形毛刺大了一点,说明频率的提高对电路影响加大。但是可以看到,波形不但没有变坏,反而更加好了,电压向下的变化少了,这说明阻容吸收电路在高频下对电路影响变小。

阻性负载实验电压波形如图8和图9所示。当逆变频率为1.5kHz时,可以看出与不接负载时相比,由于电路中有实际电流,则电路中的阻容吸收电路和平波电感器都会阻止回路电流的上升速度,所以电压在换向后上升率有所下降,并且比较明显,波形能够达到要求。当逆变频率为3.5kHz时,电压上升率有了进一步的降低,说明频率的提高对限制回路电流有进一步的加强,这点很明显,波形满足实际要求。

从空载和负载电压波形图中可以看出,该中频电源能在很宽的范围内进行频率自动跟踪,波形满足负载要求,工作效率达到90%以上,启动安全可靠,说明该设计具有较强的实用价值。

6 结束语

针对目前市场上晶闸管中频感应电源存在的缺点,比如功率因数低、启动装置繁琐、功率调节有限等,本文提出了一种新的主电路和控制电路设计方案。研制过程中采用了功率因数调节、零压软起动、自动频率跟踪等技术,对中频电源主电路以及控制系统软硬件进行了设计,并对研制成的中频电源样机进行了全面的试验。试验结果证明,本文提出的PWM-IGBT中频感应电源设计方案合理可靠,样机试验达到了预定要求,具有一定的先进性,并具有较高的生产实用价值。

参考文献

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[9]陶勇华,尹怡欣,葛芦生.新型PID控制及其应用[M].北京:机械工业出版社,2001.

频率自动跟踪篇3

为了使感应加热始终工作在功率因数接近或者等于1的准谐振或者谐振状态, 感应加热电源必须具有自动频率跟踪能力, 以提高感应加热的加热效率[1]。本文提出一种基于TL494芯片控制的感应加热电路, 自动频率跟踪采用比例调节和积分调节电路的方法实现其频率自动跟踪, 通过理论分析和试验研究, 结果表明该方法具有电路设计简单、工作可靠性高且频率跟踪快、准确等优点。

1 传统频率自动跟踪技术

传统的感应加热电路中多采用锁相环 (PLL) 电路实现频率的自动调节[2], PLL主要由各种霍尔感应器、比较器、鉴相器、低通滤波器及压控振荡器组成, 其工作过程是通过电流霍尔感应器的电气隔离采集到加热谐振回路中的正弦波电流, 经过过零比较电路得到与输出电流频率一样的方波信号, 通过RC低通滤波器加到压控振荡器上, 通过鉴相器比较谐振电路和控制输出信号之间的相位差来调整输出频率, 而从实现谐振电路和控制电路同频。但是全桥逆变电路需要两路相差180度且有死区间隔的驱动信号, 这使得整个电路设计非常的复杂而且也会造成两路控制信号的不平衡, 从而引起全桥逆变电路中两个桥臂不平衡工作。

2 基于比例调节和积分的自动跟踪技术

2.1 控制原理

本设计的控制电路的核心部件采用TL494及其外围电路组成如图1所示。TL494是一种脉宽调制型开关电源集成控制芯片, 具有可调整的死区时间控制、脉冲控制封锁保护等功能。控制电路的频率由5脚的电容和6脚的电阻决定。4脚可以设置两路脉冲的死区时间。

TL494生成的控制脉冲信号频率f由下式决定[3]:

本设计采用比例调节及积分调节电路与TL494芯片相结合的方法, 以锁相环控制原理为基础, 采用三极管和电阻串联的方式来代替6脚上的电阻RT, 通过调节三极管的基极电压Ub改变三极管集电极上的电流大小, 等效于改变RT的大小, 从而改变频率。

采用PI调节器实现的自动频率跟踪电路原理如图2, 霍尔感应器用来采集信号, 过零比较器是将正弦波变成方波信号, 鉴相器是将两路方波信号的相位差变为电压信号。将其输出电压接到三极管的基极电压Ub, 实现频率的自动调节。

2.2 比例调节及积分调节电路的工作原理及控制效果

PI调节电路输入和输出的基本关系为[4]:

式中:Kp为比例放大倍数

τ为积分调节时间

当uin=ε (t) 时, 输出为

当t=τ时,

PI控制电路的单位阶跃响应是一条直线。当t=0时, 调节电路输出电压较小, 只有比例增益。当t>0时, 输出电压将按积分特性线性增大。当输入和输出出现误差时, 由于输出和输入之间是积分关系, 控制电路的输出电压不会立刻变大, 系统出现大的误差时, 调节电路输出电压不会立即变的很大, 而是随着时间的推移慢慢增加。这样就能保证系统平稳工作。频率的自动跟踪过程分析[5]:在稳定的工作状态时PI控制电路输出一个稳定的电压uo, 形成稳定的Ub, 从而形成稳定的振荡电阻, 加热回路能够工作在谐振状态。当加热过程中谐振回路的参数发生变化时, 加热回路将偏离谐振状态, 加热回路电压ua与加热回路电流ia之间将产生一个相位差, 其中加热回路电压ua是由主控制电路输出频率确定的, 加热回路电流ia是由谐振电路实际工作确定的。当ua超前ia时, 即控制器输出的控制频率大于谐振回路的谐振频率, ua和ia的相位差进入PI控制电路的反相端, 根据PI控制电路的工作原理可知PI控制电路的输出电压降低, 从而引起Ub的减小, 即增大RT, 从而降低主控制电路的工作频率, 使其向谐振频率靠近;当ua滞后ia时, 即控制器输出的控制频率小于谐振回路的谐振频率, ua和ia的相位差反相后进入PI控制电路的反相端, 根据PI控制电路的工作原理可知PI控制电路的输出电压升高, 从而引起Ub的增大, 即等效RT减小, 从而提高主控制电路的工作频率, 使其向谐振频率靠近;

3 结论

PI控制电路具有结构简单、稳定性好、工作可靠等特点, 利用其与TL494芯片相结合的方法控制感应加热电源的自动跟踪是可行的。该方法具有跟随速度快、频率跟踪准确、电路设计简单、工作可靠等优点。实验结果表明, 结合PI控制电路与TL494相结合的方法实现自动频率跟踪技术, 能在感应加热过程中实现自动跟踪回路谐振频率, 最终达到提高工作效率和质量的目的。

摘要：为了提高感应加热的工作效率, 必须具有自动频率跟踪功能, 结合TL494的特点, 本文提出采用比例调节及积分调节电路和TL494相结合的方法实现感应加热电源频率自动跟踪, 给出工作原理和实验结果。

关键词：TL494,PI调节,频率跟踪

参考文献

[1]潘天明.现代感应加热装置[M].北京:冶金工业出版社, 1996.

[2]毛鸿, 等.感应加热电源无相差频率跟踪控制电路[J].电力电子技术, 1998 (2) :69～72.

[3]王永, 等.一种新型实用的IGBT驱动电路[J].微计算机信息, 2001, 12期17卷:37-38.

[4]严楣辉.集成运算放大器分析与应用[M].四川:电子科技大学出版社, 1992.

孤网变频系统电量频率跟踪方法篇4

某新型电气节能系统孤网运行时, 通过调整频率来改变风机及泵类负荷的转速, 以达到节能降耗的目的。该系统为不接地系统, 孤网运行时频率变化范围为35~50Hz。目前, 国内现有小电流接地检测装置在技术上均不能满足非工频系统的要求。为了保证该系统的安全运行, 解决变频下发生单相接地故障时无法准确判定接地位置的问题, 需要研究孤网变频系统电量频率跟踪方法, 进行接地电流计算。

目前, 频率跟踪算法中过零点检测和计算周波数是最为简单和常见的方法。另外, 离线傅里叶变换、最小二乘法及Kalman滤波是很成熟的数字信号处理技术, 也可用于频率测量[1,2,3,4,5]。但是, 在频率跟踪中仍会遇到问题:噪声干扰, 在实际过零点附近存在波动, 出现多个假过零点, 导致频率测量误差;高次谐波的影响, 系统信号中往往含有高次谐波, 导致过零点与基波过零点出现偏差, 影响频率测量。

1 电量频率跟踪方法原理

本文提出的孤网变频系统电量频率跟踪方法的主要原理包括基波分量提取、过零点检测和频率计算。

1.1 基波分量提取

设初始信号为x (t) , 则有:

式中, C为基波分量幅值;ω为基波分量角速度;φ为初相位;R (t) 为高次谐波和均值为零的白噪声信号组成。

若基波分量角速度ω未知, 假设其为ωa, 则得到傅里叶系数X为:

式中, A、B分别为傅里叶变换的正、余弦分量;ωa为傅里叶系数中的角频率;m为假设频率中一个周期的采样点数;Ta=2π/ωa;xn表示第n个采样点。

假设采集系统的采样率fs=m/Ta=1/Ts (Ts为采样间隔) , 则在离散傅里叶序列中, 基波分量的频率可用采样间隔和基波分量一个周期内的采样点表示, 即1/ (采样间隔×采样点数) 。待测信号的基波分量cosine和sine, 即A和B, 是时间的周期函数, 且A (t) 和B (t) 是待测信号频率f的正交周期函数。

cosine基波分量表达式为:

式中, n为采样点位置;m为一个周期内的采样点数;xn是对应的采样点值;α为ωaTa/m, 对于余弦基波分量, ωaTa=2πfaTa。

1.2 过零点检测

过零点, 如从正半轴到负半轴, 指上个周期中最后一个采样点为正值Ap, 下个周期第一个采样点为负值An, 如图1所示。在过零点区域, cosine函数用线性函数表示为:

式 (4) 可变形为:

当基波分量经过过零点时, 从正半周到负半周, P表示下个周期的第一个采样点;在下个过零点处, 从负半轴到正半轴, K表示前个周期的最后一个点, P表示下个周期的第一个点, 所有介于An和Ap间的采用点等于1, 同一时刻P+K的值永远等于1, 其中P<1, K<1。

1.3 频率计算

根据过零点检测得到的一个周期内的采样点个数, 通过统计M个周期内的平均样本数, 计算基波分量的频率。MA表示M个周期的采样点数, 每个周期内采样点数为:

M个周期的平均采样点数为:

基波信号的频率f为:

式中, fa为假设基波分量的频率;m为基波分量一个周期内的采样点数。

根据式 (8) , 计算基波信号的频率f, 即得到待测信号的频率。

2 仿真试验及测试结果

利用MATLAB进行算法效果仿真试验和测试, 主要测试内容包括基波分量提取和频率跟踪。

2.1 基波分量提取

从含有高次谐波 (3次和5次) 的信号中提取基波分量, 如图2所示, 其中3次、5次谐波的幅值分别是基波幅值的0.3倍和0.1倍。从图1中可以看出本文采用的基波提取方法, 能正常提取基波波形。在基波信号中加入信噪比 (SNR) 为10的白噪声后, 提取的基波分量如图3所示。本文的方法能有效提取基波信号, 说明本方法具有较强的抗白噪声干扰的能力。

2.2 频率跟踪试验结果

根据非工频系统频率运行工况, 假设1s内信号频率按50、47、44、41Hz等时间间隔变化。利用本文提出的频率跟踪算法对上述信号进行频率跟踪, 结果如图4所示。

由图4可知, 频率跟踪算法能准确跟踪频率, 且基本没有延迟, 在4个工频周期内就可跟踪上频率。

3 结束语

本文根据孤网非工频系统的频率特征, 提出了孤网变频系统电量频率跟踪方法, 该方法主要分为基波提取、过零点检测和频率计算。该方法具有一定的滤波作用, 且不受初始相位的影响, 改进了过零点的选取方法, 即根据过零点正半轴最后一个采样点和负半轴第一个采样点的乘积关系来确定过零点处的两个采样点。试验结果显示, 本文提出的算法具有较高的鲁棒性, 跟踪频率范围较宽, 在假设频率为50Hz时, 信号频率从20~100Hz均能正常跟踪, 同时该算法实现简单, 测量精度达到要求, 具有较高的抗噪声干扰能力。

参考文献

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频率自动跟踪篇5

光电跟踪系统是集光、机、电于一体, 由多个分系统组成的光电设备.跟踪精度和响应速度是光电跟踪系统的2个关键指标, 也是系统方案选择的决定因素[1].速度稳定回路是跟踪系统的关键环节, 其性能对系统的跟踪精度有较大的影响, 因此建立被控对象的精确数学模型, 对控制系统的设计有重要意义.针对跟踪环架速度稳定回路的各个环节进行建模, 并对跟踪环架进行了频率特性测试, 运用了最小二乘法拟合测试数据, 取得了被控对象较为精确的数学模型.

1 系统组成及控制原理

系统为安装于移动载体上的光电跟踪系统, 为克服载体运动及空气扰动力矩[2], 系统采用整体稳定的双轴陀螺稳定平台结构.系统由光电探测器、转塔、图像处理计算机、中心控制计算机和信号解调与功放电路5部分组成.光电探测器和陀螺安装在转塔的俯仰环架上, 图像处理计算机主要负责图像采集、目标识别和目标提取, 并将目标的偏差信息发送给中心控制计算机, 经中心控制计算机解算后, 完成对转塔的伺服跟踪控制.系统结构原理示意图如图1所示.

系统可工作在扫描、随动、半自动跟踪、自动跟踪等多种模式下, 不同的工作模式, 控制系统回路结构也不完全相同.在跟踪模式下, 控制回路原理框图如图2所示. 由速度稳定回路组成系统控制内环, 由跟踪回路构成系统控制外环, 组成双闭环控制系统.

2 速度稳定回路模型的建立

根据系统原理框图, 虚线框部分为系统的速度稳定回路, 由校正环节、PWM功放环节、电机及负载、陀螺4个部分组成.在跟踪状态下, 速度稳定环和跟踪环对载体角运动均具有隔离作用, 但跟踪环的采样频率较低, 且跟踪传感器存在延迟环节, 因此, 跟踪回路带宽较窄, 对载体角运动的隔离作用较弱, 系统中主要起隔离作用的是速率稳定环[3].速度稳定回路各环节的模型如下:

(1) 速度稳定回路校正放大环节GTVC (s) , 其结构和参数在速度稳定回路设计时确定.

(2) PWM功放环节GPWM (s) 由两部分组成, 一部分是比例环节, 另一部分是延迟环节

GH (s) =Ke-TPWMs (1)

(3) 被控对象是由电机及负载组成的跟踪环架, 其传递函数为

$G_{Ο B J} (s) = \frac{1 / Κ_{e}}{(Τ_{m} s + 1) (Τ_{e} S + 1)} (2)$

(4) 速率陀螺的输出为与速度信号成正比的电压信号, 比例因子为

Klf=146.02 (mv/°/s)

传递函数为

Ggyro (s) =Klf (3)

3 跟踪环架频率特性的工程测试

频率特性法是控制系统设计常用的方法, 在分析跟踪环架频率特性的基础上, 建立跟踪环架的数学模型, 依据控制系统性能指标, 绘制期望的频率特性, 设计出校正环节, 使系统达到良好的动态特性和稳态性能. 光电跟踪架的开环频率特性测试原理框图如图3所示.

(1) 由信号发生器产生频率可调、幅值相位固定的正弦信号, 一路经AD转换后送给伺服控制器, 另一路送给示波器;

(2) 伺服控制器根据所采集的正弦信号的符号和数值分别产生控制转轴转动的控制信号, 使转塔框架作正弦摆动, 所摆频率与正弦激励信号相同, 转塔框架摆动的速度由陀螺测量得到, 即将陀螺的输出信号送与示波器显示;

(3) 记录在不同频率下 (ω1、ω2…) 测得输入电压幅值和输出电压幅值, 经计算可得被测系统的对数幅频特性曲线;记录在不同频率下 (ω1、ω2…) 测得输入电压和输出电压的相位差, 经计算可得被测系统的对数相频特性曲线.

按照以上步骤, 对方位跟踪环架进行了测试, 绘出相应的频率特性曲线如图4所示.

4 数据分析与结果仿真

利用MATLAB中的多项式拟合命令[a, s]=polyfit (x, y, n) , 对测试数据进行拟合, 由于多项式的拟合目标是形如y (s) =f (a, x) =a1xn+a2xn-1+…+anx+an+1的n阶多项式模型, 不能

直接用于对频率特性的幅频特性进行拟合, 通过函数变化, 变为可以简单有效处理的线性最小二乘问题[4].被控对象的传递函数为

$G (s) = \frac{k e^{- Τ_{Ρ W Μ} s}}{(\frac{1}{Τ_{1}} s + 1) (\frac{1}{Τ_{2}} s + 1)} (4)$

两边取幅值, 则有

$\begin{array}{l} | G (j ω) | = \frac{| k e^{- i Τ_{Ρ W Μ} ω} |}{| (j \frac{1}{Τ_{1}} ω + 1) (j \frac{1}{Τ_{2}} ω + 1) |} = \\ \frac{| Κ |}{\sqrt{((\frac{1}{Τ_{1}} ω)^{2} + 1 ((\frac{1}{Τ_{2}} ω)^{2} + 1)}} (5) \end{array}$

变换后为

$\begin{array}{l} \frac{1}{| G (j ω) |^{2}} = \frac{1 + (\frac{1}{Τ_{1}^{2}} + \frac{1}{Τ_{2}^{2}}) ω^{2} + \frac{1}{Τ_{1}^{2}} \frac{1}{Τ_{2}^{2}} (ω^{2})^{2}}{Κ} = \\ \frac{1}{Κ} + \frac{1}{Κ} (\frac{1}{Τ_{1}^{2}} + \frac{1}{Τ_{2}^{2}}) ω^{2} + \frac{1}{Κ} \frac{1}{Τ_{1}^{2}} \frac{1}{Τ_{2}^{2}} (ω^{2})^{2} (6) \end{array}$

令 $x = ω^{2} ‚ y = \frac{1}{| G (j ω) |^{2}}$ , 则式 (6) 变为

$y = \frac{1}{k} \frac{1}{Τ_{1}^{2}} \frac{1}{Τ_{2}^{2}} x^{2} + \frac{1}{Κ} (\frac{1}{Τ_{1}^{2}} + \frac{1}{Τ_{2}^{2}}) x + \frac{1}{Κ} (7)$

这样就可直接用二阶多项式进行拟合, 经拟合并计算得

${\begin{cases} Κ \approx 18 \\ Τ_{1} \approx 5.6 \\ Τ_{2} \approx 280 \end{cases}$

得到被测对象对应的最小相角系统为

$G_{1} (s) = \frac{18}{(\frac{1}{5.6} s + 1) (\frac{1}{280} s + 1)} (8)$

延迟环节参数TPWM的确定, ∠G (s) 和∠G1 (s) 的相位差为∠G1 (s) -∠G (s) =TPWMω, 根据相位差的对应关系, 可以求出TPWM=0.005s.

则求得速度稳定回路控制对象的传递函数为

$G (s) = \frac{18 e^{- 0.005 5 s}}{(\frac{1}{5.6} s + 1) (\frac{1}{280} s + 1)} (9)$

比较试验曲线和拟合传递函数的曲线如图5所示. 拟合曲线和试验曲线误差分布图如图6所示. 从中可以看出, 经最小二乘法拟合的理论曲线, 在较宽的频率范围内与试验真值保持了良好的一致性.

5 结束语

光电跟踪系统是集光、机、电于一体, 由多个分系统组成的光电设备.跟踪精度和响应速度是光电跟踪系统的2个关键指标, 也是系统方案选择的决定因素.建立被控对象的精确数学模型, 对控制系统的设计有重要意义.针对跟踪环架速度稳定回路的各个环节进行建模, 并对跟踪环架进行了频率特性测试, 运用了最小二乘法拟合测试数据, 得到被控对象较为精确的数学模型, 通过仿真可看出试验曲线和拟合曲线在较宽的频率范围内一致.通过建立的控制对象数学模型, 可以更好地根据方位轴系的稳定性能和动态性能要求, 精确的设计校正环节, 从而提高系统的跟踪控制精度.运用该方法也可以对俯仰跟踪环架进行建模, 设计校正环节.此方法还可以对各个闭环跟踪控制回路进行分析, 测试闭环跟踪控制系统的性能指标, 在工程上具有较好的实用性.

参考文献

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[2]张景旭, 王洋.动载体光学图像视轴稳定技术[J].光电技术应用, 2007, 22 (1) :4-7.

[3]王连明.机载光电平台的稳定与跟踪伺服控制技术研究[D].长春:中国科学院长春光学精密机械与物理研究所, 2002:29-42.

频率自动跟踪篇6

无极灯具有高光效、高显色性、无频闪和长寿命等优点[1],是一种具有良好发展前景的新型气体放电光源,广泛应用于公共照明和道路照明等场合。无极灯没有电极,依靠电磁感应形成等离子气体放电的基本原理而发光,其放电的“伏安”性能呈负阻特性,因此必须与电子镇流器配套才能正常运行。

目前,国内外对无极灯的研究主要集中在谐振环传输特性、开环电路模型等几个方面[2],控制电路大多采用开环控制[3,4],并没有考虑开环下谐振网络参数变化对系统稳定性的影响。无极灯电子镇流器在使用过程中受到耦合电感、材料、温度等因素变化的影响,因此其谐振网络参数发生变化,进而导致电路固有谐振点发生偏移时,系统的工作频率并不能随之变化,系统工作频率将偏离固有谐振频率,可能导致系统效率降低、灯工作不稳甚至熄灭等。因此,只有对无极系统设置频率跟踪电路,实现闭环控制,才能使系统始终工作在固有谐振频率附近,实现最大功率输出,保证无极灯系统高效、可靠工作。本文在分析无极灯用谐振变换器负载谐振特性的基础上,提出一种适合于无极灯负载特性的新型控制策略,使无极灯工作频率能自动跟踪负载固有谐振频率的变化,实现了电子镇流器输出特性与无极灯负载特性的良好匹配。

2 电路拓扑与工作原理

无极灯电子镇流器电路结构如图1所示,由电压型半桥逆变电路、串并联谐振网络、耦合线圈和控制电路等组成。电压型半桥逆变电路由Q1和Q2组成,串并联谐振网络由电感Lr、Lc和电容Cr、Cb等组成。耦合线圈由激励电感线圈Lc和灯管等离子放电体环组成。

灯管等离子体放电环和若干匝的无极灯激励电感线圈之间可等效成一个耦合系数为k、互感为M的变压器,其中等离子体放电环相当于变压器副边的单匝绕组,激励电感线圈相当于变压器的原边绕组[5]。无极灯点亮前,灯管内的气体相当于绝缘物质,激励电感线圈相当于纯电感。点灯时,控制电路通过扫频寻找谐振回路固有谐振频率以产生点灯所需的高压脉冲,高压脉冲通过耦合线圈使灯管内的气体被电离,产生紫外线辐射,激发了灯管壁上的荧光物质,发出可见光,灯被点亮。通过谐振电流在电感线圈中产生的电磁感应现象,电能被源源不断地传送到负载,无极灯持续发出可见光[6]。

3 谐振网络阻抗特性与控制策略

3.1 谐振网络阻抗特性

利用等离子体放电环和激励电感线圈之间的耦合关系,把副边元件参数映射到耦合线圈的原边,并进行等效变换,可以得到如图2所示的无极灯电子镇流器简化电路[7,8]。

其中,uin和ir分别为谐振回路输入电压和电流,Lr、Cr分别为谐振电感和谐振电容,Cb为隔直电容,Leq、Req分别为无极灯参数映射到耦合线圈原边的等效电感和等效电阻,分别为

式中,Lc为激励线圈电感;Nc为激励线圈匝数;Rlam p为无极灯放电环等离子体等效电阻。假设电容Cb足够大,在谐振回路中其容抗可以忽略不计,则谐振电路阻抗为

为了使无极灯获得最大输出功率,要对电子镇流器电路进行负载匹配。逆变器输出有功功率为

式中,Uin谐振回路输入电压的有效值。可看出,当取最大值时,逆变器输出功率最大。

经过推导得出,当

时,有最大值,此时逆变器输出功率最大,即:

3.2 控制变量的选取

本文采用锁相环控制技术跟踪谐振参数变化,使电路工作在谐振点附近。由于在谐振点处输出功率最大,要实现最大功率输出的闭环控制,控制变量在谐振频率附近区域应是单调函数,否则在谐振参数变化时有可能会使系统工作在正反馈状态,使系统工作不稳定。因此,闭环控制变量选取至关重要。

谐振网络输入电压uin和谐振电容电压uC r在谐振点处的相位关系为

两者之间存在如下相角关系:

仿真时保持两个谐振参数不变,只改变一个谐振参数,分别得到三组输出功率以及谐振电容电压uC r和谐振网络输入电压uin间相位差θ=arg(uC r(ω)/uin(ω)),随频率变化的曲线如图3所示。

以各变量参数为:Lr=250μH,Leq=156μH,Cr=5.6 n F,Cb=0.1μF为例,仿真得到的谐振频率为218.827 k Hz,根据式(3)计算得到的值为216.999 k Hz,误差很小。图2中,在负载谐振点处,输出功率曲线也达到最高点。此时,谐振电容电压与谐振网络输入电压uin相位差近似为-90°;同时,在一个相当大的频段内,是单调函数,因此通过采集谐振网络输入电压uin与谐振电容电压uC r相位差实现锁相闭环控制,可使电路工作在最佳状态。

3.3 控制方案的实现

根据上述分析设计图4控制方案。启动时,控制电路通过扫频寻找谐振网络的谐振频率,谐振点处产生瞬时高压将灯点亮。

在谐振点处进行锁相设计,通过异或门鉴相器检测谐振网络输入电压uin和谐振电容电压uC r的相角,并以方波的形式输出关于相差的函数Ud(t)。为滤除误差电压Ud(t)中的高频成分和噪声方波信号,增加系统稳定,锁相环中设置了无源RC低通滤波器。滤波器输出的电压幅值被输入到PI调节器中。PI调节器的基准值是当谐振电容电压uC r与谐振网络输入电压uin之间的相位差为-90°时对应的电压幅值。通过PI调节器之后,误差信号输入到压控振荡器VCO中,经过驱动电路产生半桥谐振逆变电路开关管驱动信号。只要电路没有工作在谐振点处,压控振荡器就会不断调整输出频率,直到二者相等。因此,正常运行时能够自动跟踪电路的谐振频率,实现谐振变换器与灯负载的动态匹配。

4 电路仿真与实验结果

为了验证理论分析的合理性,对无极灯电子镇流器电路进行了仿真和实验验证。直流母线电压Udc=380 V,选取谐振电感Lr=216μH,负载电感Lc=120μH,隔直电容Cb=0.1μF。通过改变谐振电容Cr的取值来改变负载等效参数,进而改变电路的固有谐振频率。为了使半桥逆变器的功率开关工作在零电压开关状态,把谐振网络输入电压uin与谐振电容电压uC r相位差设定在使半桥电路工作在略微感性的状态。图5和图6分别为不同谐振电容Cr时谐振网络输入电压uin和谐振电容电压uC r的仿真和实验波形。可以看出,当谐振电容Cr的取值变化时,谐振网络输入电压uin与谐振电容电压uC r相位差几乎不变,系统能够自动跟踪固有谐振频率的变化。表1为不同谐振电容对应的谐振频率理论计算值与实测值对比。考虑到半桥电路死区时间和偏感性的工作状态,表1中谐振网络输入电压uin与谐振电容电压uC r相位差理论计算值由式计算,可知,谐振频率实验实测值与理论计算值相符合,仿真和实验结果验证本文提出的方案是可行的。

5 结论

本文针对无极灯系统由于参数变化导致负载固有谐振点偏移的问题,对负载谐振回路的特性进行分析,在此基础上提出了一种采用以相位差作为控制变量的锁相环技术使系统工作频率跟踪负载固有谐振频率的控制方法,同时给出了锁相环的设计,并通过仿真和实验验证了这种锁相环频率跟踪方法对于谐振点的变化有效地进行了跟踪,从而使电子镇流器工作在有最大功率输出和最佳负载匹配的最佳工作点。

参考文献

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[3]Dong Hyun Park,Hee Jun Kim.Zero-voltage-switchinghigh frequency inverter for electrodeless fluorescent lamp[A].PESC 98 Record[C].Japan,1998.2035-2040.

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[5]Cao X H.Design orientated model and application of e-lectronic ballasts for two toroidal ferrite coupled electrode-less lamps[A].APEC 2005[C].USA,2005.1764-1769.

[6]Nerone L R.A novel ballast for electrodeless fluorescentlamps[A].Industry Applications Conference[C].Ro-ma,2000.3330-3337.

[7]Dong Hyun Park,Hee Jun Kim.Zero-voltage-switchinghigh frequency inverter for electrodeless fluorescent lamp[A].PESC 98 Record[C].Japan,1998.2035-2040.

[8]Lin Chang-Shien,Chen Wen-Shyue.60kHz electronicballast for electrodeless fluorescent lamp[A].ICIT 2009[C].Jordan,2009.1-4.

频率自动跟踪篇7

EPIRB是GMDSS系统的重要组成部分之一,它是一个用户携带的便于搜索和救援的小型设备,当在海上发生意外时,EPIRB发射微波求救信号,所发射信号由环地轨道卫星接收并转发到地面站,地面接收站可以中继转播该发射信号的EPIRB位置和相关的船只识别信息[1]。

由于信号在传输过程中将产生一定的频移和相移,为了准确地解调出信号中的码元数据,可以采用相位差分解调,但由于载波频率是通过FFT估算出来,解调后存在的直流分量,给码元判别带来困难[2]。目前通常解调方法是采用锁相环或锁频环跟踪载波信号,恢复出同频同相的本地载波,通过相干解调法解调出位置数据。EPIRB发射信号采用双相PSK调制方式,采用Costas环提取载波,并直接解调出码元信息。随着EPIRB用户数量的增加,根据C/S T.012规定,新的信道被使用,信号的频带范围也相应的进行扩展。以往的示位标检测仪只能对A,B,C信道进行测试,检测不了新的F信道的信号,急需进行功能扩展。因此,本文提出了一种自适应EPIRB信号载频跟踪和测量方案。

1 EPIRB发射信号技术规范

1.1 EPIRB的信号参数

EPIRB信号每一子帧报文时长为400ms±1%,子帧间的发射时间间隔为50s,每一帧数据由160ms未调制载波的导频部分和数据调制部分组成,其中数据调制采用双相L的PSK调制方式,包含同步位,帧同步和位置信息位[3]。具体报文结构图如图1所示。其码元速率为400bps±1%。

1.2 EPIRB的信道分配

随着航海技术的发展,对406MHz的EPIRB示位标系统的容量和信道提出了更大的需求。根据COSPAS/SARSAT组织的发布406MHz频率管理计划标准(C/S T.012)中的信道分配和“用户”需求,2009年以后的示位标除了使用信道A,B,C外,还使用了中心频率为406.037MHz的信道F。信道A,B和C的中心频率分别为406.022MHz,406.025MHz和406.028MHz。目前使用的EPIRB,其载频为信道A,B,C和F中的任意一个中心频率。从2013开始,中心频率为406.040的信道也将投入使用。

2 载波跟踪锁相环

为了将EPIRB信号中的数据正确的解调出来,可以用锁相环产生本地载波[4]。由于EPIRB的发射信号采用双相L的PSK调制方式,且信号中存在数据的比特跳变,所以选用的载波锁相环必须对180度相移不敏感,故选取Costas环来实现载波的跟踪。其结构如图2所示。

假设输入信号为EPIRB数据信号经过采样后的得到的,则可以表示为:

其中,α(nTs)为调制相位,取值为±1.1rad。如果本地码相位精确对齐,则I路的混频信号通过低通滤波器,其中的高频分量将被滤除,其输出值为:

同理可得,Q路的输出值为:

将混频后的信号通过低通滤波器,I,Q路中的高频分量将被滤除,可得本地载波的相位差为:

当Δθ=0时,则本地载波与调制载波同频同相,此时不仅可以测量出载频,还可以解调出信号中的数据码元,因为此时I路的信号即是基带信号的离散采样,进行位同步提取后,就可以判别出基带中的数据码元。如果Δθ不为0,通过不断的调整NCO的输出频率和相位,使的Δθ接近0。

3 软件Costas环与FFT结合测频

载频为406MHz的EPIRB信号,先与本地载波混频,然后滤掉高频分量,采样后的中频信号为锁相环的输入信号,由于基带信号为数字形式,因此采用软件Costas环来实现对载频的跟踪和测量。

3.1 软件Costas环

软件锁相环可以认为是一个时间离散的模拟锁相环[5]。其z域的模型如图3所示。

N(z)为NOC的传递函数,且N(z)=K0z-1/(1-z-1),则其传递函数为:

式中,c1,c2为环路滤波器系数,可由如下公式计算:

式中,undefined为阻尼系数,T为采样时间间隔,Bl为噪声带宽。阻尼系数一般选取0.7,因为此时的滤波器收敛速度足够快且过冲不高。

3.2 FFT与Costas环结合

由于随着用户数量的增加,EPIRB发射信号的频带范围变宽,会导致跟踪精度的降低和锁定频率时间的加长,甚至捕获失败。可以先进行FFT粗略测频,将粗测频率作为软件Costas环的中心频率,减小初始频差,在较小的噪声带宽下,也能获得高精度的载频,有利于信号频率的测量的方法,其流程如图4所示。

输入信号为中频采样后的数字信号,对信号先进行512点的FFT运算,粗略计算信号导频部分的频率。将此频率作为NCO的初始中心频率,与输入信号混频后通过低通滤波,读取I/Q路的基带数据,通过公式(4)计算出相位误差,产生控制信号,调整NCO的输出值,进入下次循环。整个过程中,对于每一个子帧数据只进行一次FFT运算。

4 仿真结果和分析

信号的载频Fc=406.0255MHz,系统采样频率fs=100MHz,码元速率为400bit/s,噪声为加性高斯白噪声。考虑到Matlab的计算处理能力,采用数字下变频处理,将406.0255MHz的频率与中频406MHz混频后,通过低通滤波器,降低中频到2.55kHz。粗测频时,DFT采用512点的FFT,测得频率值为ft=25488Hz,将此ft作为Costas环中NCO的初始频率。载波的频率跟踪结果如图5所示。

从图5可知,采用FFT先粗略的测量频率,估计出当前EPIRB信号所处的信道,然后采用二阶的软件Costas环跟踪载波,缩短了锁相环的捕获时间,在100ms之后完全跟踪上了信号导频阶段的载频。从100ms到160ms的时间间隔中,由于锁相环进入稳定状态,对NCO的输出频率求平均值,可以计算出载频的平均频率。在160ms以后,出现了调制数据,此时可以通过软件Costas环解调出数据码元。对于目前已经使用信道进行仿真,结果如表1所示。

由表1可知,软件Costas环在EPRIB信号导频阶段测量的频率精度明显高于FFT直接测量的精度。对于A,B,C和F信道中任意一个信号,FFT与Costas环相结合跟踪载频的方法,都能够较快地跟踪到载频信号,并且测得的频率精度较高。

5 结束语

本文针对EPIRB发射信号的特征,提出了FFT与软件Costas环结合来跟踪信号的载频和测量频率的技术方案,充分利用了EPIRB信号导频阶段的未调制信号,快速获得高精度的稳定频率。仿真结果表明,该方法能在短时间内完成载频跟踪和测量,且具有较好的跟踪精度。

参考文献

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[5]Mark A Wickert.Phase-Locked Loop with Application[M].ECELecture Notes,Fall 2004.

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太阳自动跟踪06-06

光伏自动跟踪07-26