发电机控制器（共12篇）
发电机控制器 篇1
1概述
汽油发动机拖动发电机向外部负载供电, 要求发电机产生的交流电压和频率越稳定越好, 而电压和频率直接和发动机转速有关, 发动机转速忽高忽低会造成发电机输出电压不稳定[1]。虽然在数码发电机组中, 发电机输出电压并不是直接输出给负载, 而是整流后作为逆变器的输入电压。输入电压的波动对逆变器系统来说是个扰动量, 希望其越小越好。因此, 如果发动机的转速控制不当, 将造成逆变器输入电压的较大波动, 从而增加逆变环节设计的难度。
传统的发动机转速控制系统, 一般采用机械控制的手段, 转速的测量、误差信号的放大以及执行机构的调节动作都通过机械元件来实现, 控制的响应速度和精度都很有限, 无法满足高性能的要求。研究和开发电子调速器, 就是为了提高控制器的动态性能和静态性能, 使发动机的转速能够迅速平稳地跟踪负载的变化, 从而提升整个发电机组的工作效率和输出电源的品质。为此, 本文在汽油发电机转速控制系统中引入了自抗扰控制技术。
2转速控制系统设计
设计的汽油机转速控制系统如图1所示, 其中将步进电机作为控制节气门开度的执行机构。
为达到稳定转速的目的, 根据负载的变化, 相应地调整节气门的开度, 改变进入气缸的混合气的数量。当负载增加时, 为了不使发动机转速下降, 要加大节气门开度, 增加混合气数量, 当负载减少时, 为了不使发动机转速上升, 要关小节气门开度, 减少混合气的数量。
3自抗扰控制器设计
自抗扰控制器包括跟踪微分器 (TD) [2]、扩张状态观测器 (ESO) [3]、非线性反馈控制律 (NLSEF) [2]、动态补偿线性化[4]四个部分。
3.1跟踪微分器 (TD) , 安排过渡过程并提取其微分信号, 给定速度信号作为参考输入。
3.2扩张状态观测器 (ESO) , 对系统的状态和扰动进行实时估计与补偿。
3.3非线性反馈控制律 (NLSEF) , 对状态误差进行非线性组合配置。
3.4动态补偿线性化, 估计补偿对象总和扰动来使对象变成纯积分器串联型对象, 这个动态估计补偿总和扰动的技术是整个自抗扰控制技术中的最关键, 最核心的技术。
结束语
自抗扰控制器, 其结构明晰、算法简单、响应速度快、控制精度高, 对受控对象模型的不确定性因素和外扰具有优良的适应性和鲁棒性, 从根本上解决了经典PID调节器的理论缺陷, 具有很好的应用前景。
参考文献
[1]范晓东, 小型汽油发电机组[M].北京:科学出版社, 1989.
[2]韩京清.自抗扰控制技术[J].前沿科学, 2007, 1:24-31.
[3]韩京清.一类不确定对象的扩张状态观测器[J].控制与决策, 1995, 10 (1) :85-88.
[4]韩京清.非线性状态误差反馈控制律-NLSEF[J].控制与决策, 1995, 10 (3) :221-225.
发电机控制器 篇2
双馈风力发电机功率解耦控制的研究
作者：齐向东 史岩鹏
来源：《现代电子技术》2012年第18期
摘要：介绍双馈风力发电机的基本原理，利用矢量控制并结合定子磁场定向的矢量控制，建立基于Matlab的双闭环控制系统仿真模型。为了更为准确地实现定子磁场定向并考虑到定子绕组电阻对磁场定向的影响，采用改进型的定子磁链观测模型。通过仿真验证了采用改进型定子磁场定向的双馈风力发电控制系统，实现了有功功率和无功功率解耦。
关键词：矢量控制；磁场定向；双馈风力发电机；双闭环控制系统
中图分类号：TN911—34文献标识码：A文章编号：1004—373X（2012）18—0185—03引言
风能作为一种清洁可再生能源，在资源消耗日益增长的今天，其发展前景相当可观。而采用双馈风力发电机作为风力发电设备有着显著的发展优势，风力发电的发展将大规模减少常规能源的消耗，有效地改善我国的能源结构。
发电机控制器 篇3
【关键词】模糊控制 PID 单片机 直流电机
【中图分类号】TP273.4;TM33 【文献标识码】A 【文章编号】2095-3089（2015）17-0230-02
引言
在直流电机的控制过程中往往具有不确定性和非线性，难以建立精确的数学模型，采用常规PID控制算法难以达到理想的控制效果。系统设计结合模糊控制算法，按模糊控制理论建立模糊控制规则并求出模糊控制表，根据提取到的直流电机采样信息查询模糊控制表来对电机进行速度与转向的控制。
1、直流电机控制系统
系统选用STC12C5A60S2作为主控芯片，用以完成对系统执行机构的控制、信息处理和直流电机的控制。在窗帘机的应用上面，直流减速电机可精确控制，又能弥补步进电机无电状态下不能转动的缺陷。采用L298N驱动直流电机，利用PWM调制与使能变换的方式可进行电机调速与变向。控制窗帘开合的过程中同时检测光电开关的状态，以确定当前窗帘/窗户的状态。通过对电机角速度的采样分析，利用单片机进行信息处理并优化控制。
2、PID控制
按偏差信号的比例、积分和微分进行控制的控制器称为PID控制器，其控制规律成为PID控制算法。如图1所示，给定值与输出值的偏差e（t）的比例、积分和微分线性组合，形成控制量u（t）的输出。
式中：u（t）-控制器的输出 Kp -控制器的比例系数。
Ti-控制器的积分时间常数。 Td-控制器的微分时间常数。
e（t）-控制器输入，给定值和被控对象输出值的差，称偏差信号。
PID控制器中的比例环节、积分环节、微分环节的参数都必须选取适当，否则也会使系统不稳定。（1）比例环节能迅速反映偏差从而减小偏差，控制作用强弱取决于Kp。Kp越大，则过渡过程越短，稳态误差也越小;但Kp越大，超调量也越大，越容易产生振荡，导致动态性能变坏，甚至会使闭环系统不稳定。（2）积分环节：只要存在偏差，积分的控制作用就会不断积累，输出控制量以消除偏差。但积分作用太强会使系统超调加大，控制的动态性能变差，甚至会使闭环系统不稳定。（3）微分环节：微分控制有助于减小超调量，克服振荡，提高系统的稳定性，但会使系统抑制干扰的能力降低。微分部分的作用强弱由微分时间Td决定。Td越大，抑制e（t）变化的作用越强;Td越小，反抗e（t）变化的作用越弱。
PID控制系统的连续时间信号经过采样和整量化后，变成的数字量无论是积分还是微分都只能用数值计算去逼近。因此PID控制规律的实现，也必须用数值逼近的方法。当采样周期相当短时，用求和代替积分、差商代替微商，使 PID 算法离散化，将描述连续时间 PID算法的微分方程，变为描述离散时间 PID 算法的差分方程，即为数字PID 位置型控制算式。
其中Kp、Ki、Kd分别为比例、积分、微分系数。
PID控制在稳定性、响应速度、超调量和稳定精度方面都体现很好，其适应性强，适应各种控制对象。但参数的整定是PID控制的一个关键问题，动态特性不太理想;PID控制不具有自适应控制能力，对于时变、非线性系统控制效果不佳。当系统参数变化时，控制性能会产生较大的变化，控制特性可能变坏，严重时可能导致系统的不稳定。
3、模糊控制
模糊控制是以模擬集合论、模拟语言变量和模拟推理为基础的一种智能控制方法。它模拟人的思维推理过程，构造一种非线性控制，以满足复杂的、不确定的过程控制需要。
模糊控制器的控制规律由程序实现。首先根据采样值得到模糊控制器的输入量并进行量化处理;量化后的变量进行模糊化处理，得到模糊量;根据输入模糊控制量及模糊控制规则，按模糊推理合成规则计算控制量（输出的模糊量）;对模糊输出量进行模糊化处理，得到控制量的精确量，并进行输出量化处理，得到实际控制量。
3.1模糊控制器的设计
模糊控制器的设计包括四个层面：模糊控制器输入输出量的确定、输入输出变量模糊集合和隶属函数的确定、模糊控制规则表、反模糊化处理求取输出控制量。
在模糊控制器中，模糊控制规则表是系统控制自整定最重要的环节。变量包括系统偏差e和偏差变化率ec、输出控制量u。根据系统输出的偏差及偏差变化率趋势来消除偏差，得到模糊控制规则。
通过模糊控制规则表的查询，反模糊化处理可求取精确的输出控制量。
3.2自适应模糊控制算法
模糊控制与PID控制结合构成模糊PID控制。PID控制的关键是参数的确定，自适应模糊控制算法是用模糊控制来确定PID参数的，也就是根据系统偏差e和偏差变化率ec，用模糊控制规则在线对PID参数进行修改。先找出PID各个参数与e和ec之间的模糊关系，在运行中通过不断检测e和ec，再根据模糊控制原理来对各个参数进行在线修改，以满足在不同e和ec时对控制参数的不同要求，使控制对象具有良好的动、静态性能，且计算量小，易于在单片机上实现。
根据参数Kp、Ki和Kd对系统输出特性的影响，可归纳出在不同的e和ec时，被控参数Kp、Ki和Kd的自整定要求，从而可得模糊控制规则的语言描述为：
不同的偏差e和偏差变化率ec，对PID控制器参数Kp，Ki，Kd的整定要求不同。
4、结论
发电机控制器 篇4
从20世纪90年代美国电机专家T.A.Lipo提出双凸极电机 (DSM) [1]至今, 国内外许多专家与学者对不同激磁方式与磁路结构的DSM进行了电磁特性[2,3]、发电[4]与电动控制[5]等方面的研究, 并使其在飞机起动/发电系统[6]、电动汽车驱动[7]及风力发电系统[8]等领域得到应用。在不同励磁方式的DSM中, 由于电励磁和混合励磁DSM装有励磁绕组, 励磁电流调节方便, 非常适合作发电机使用。这类发电机用于发电系统时, 无需检测发电机转子位置信号, 只需外接三相整流桥即可输出直流电压[9]。同时, 通过加装小功率的励磁调节器, 调节励磁电流就可实现发电调压, 且当发电机遇到故障时, 只需关闭励磁调节器的功率开关就能实现对发电机的灭磁。
早期, 双凸极发电系统中的励磁调节器采用的是单输出电压反馈控制, 并不能使发电机获得良好的动态性能。后来, 有学者提出在输出电压反馈控制的基础上增加励磁电流前馈补偿环节 (简称为VFECF控制) 对输出电压进行补偿, 在双凸极电励磁发电机 (DSEG) 和双凸极混合励磁发电机[10] (DSHEG) 电压调节系统中取得了较好的效果, 改善了发电机性能。与此同时, 文献[11]还提出了在单输出电压反馈环的基础上增加负载电流前馈进行补偿 (简称为LCFC控制) , 以此有效降低发电机在瞬态过程中的输出电压波动;此后, 文献[12]又在LCFC控制的基础上引入了非线性的PI调节控制, 改善了发电机的动态性能。随后, 又有学者提出了由发电机输出电压、励磁电流、电压频率以及负载电流构成的多路闭环反馈控制调压系统[13], 尽管这种控制策略能有效地改善发电机的动态性能, 但控制元件和参数的选取变得极为复杂。
近年来, 非线性控制理论极大地促进了发电机控制领域的发展。特别是滑模变结构控制, 由于具有强鲁棒性、快速响应及良好的环境适应性等优点而在直流电机[14]、异步感应电机[15]、双馈感应发电机[16]、永磁同步电机[17,18]及开关磁阻电机[19]的控制和状态观测器[20]中得到了广泛应用。本文基于DSEG调压系统, 提出了固定开关频率的非奇异终端滑模 (NTSM) 控制励磁调压器, 实现了励磁电流的快速调节, 提高了系统的稳定性和动态响应。文中基于DSEG数学模型和李雅普诺夫稳定性方程, 建立了调压器的开关滑模轨迹方程, 详细讲述了其工作原理, 并给出了滑模系数的选取原则和控制律的实现方法。最后, 基于有限元分析建立了发电系统的“场-路”联合仿真模型, 进行了NTSM调压控制下的稳态和动态性能仿真, 验证了理论分析的正确性和可行性。
1 DSEG调压控制系统
图1所示DSEG调压系统由DSEG、三相整流桥和励磁调节器三部分组成。其中, 三相整流桥与DSEG三相绕组相连, 将发电机交流电压整成直流电压;而励磁调节器中, VT1和VT2为MOSFET或IGBT等全控型功率器件。正常情况下, VT1导通, VT2采用PWM控制以调节励磁电流, 从而实现发电调压。
1.1 DSEG
图1所示12/8极DSEG的定、转子均为凸极结构, 定、转子极弧相等。每个定子齿上都装有集中绕组, 且每隔90°机械角的定子绕组相互串联构成一相;转子上无绕组, 无铜损。电机a、b、c三相绕组见图中定义。图示“×”代表励磁电流流入;“·”代表励磁电流流出。相应的电机结构与电气参数如下:定子外径为172 mm, 转子外径为110.9 mm, 定子内径为111.4 mm, 转子内径为40 mm, 定子轭高为10.7 mm, 转子轭高为16.2 mm, 定子齿高为19.6 mm, 转子齿高为19.25 mm, 定子极弧为15°, 转子极弧为15°, 定、转子硅钢材料选用1J22, 电机轴长为60 mm, 输出直流电压为28.5 V, 额定负载电流为200 A, 励磁绕组串联匝数为60×4, 每相绕组串联匝数为2×4。
当DSEG相绕组有电流流过时, a、b、c各相绕组和励磁绕组中会产生磁链, 可表示为:
电机相绕组中的磁链与电机转子位置和绕组电流大小有关。当转子位置和绕组电流发生变化时, 相磁链就会发生变化, 产生感生电动势, 可表示为:
由上式可看出, 感生电动势由两部分组成, 分别为电机转子位置所决定的旋转电动势 (也称相电势) 和由电流变化引起的变压器电动势。
发电机各绕组端电压可表示为:
其中, e=[ea, eb, ec, ef]T, 为a、b、c各相绕组和励磁绕组的电势;I=[ia, ib, ic, if]T, 为发电机各绕组相电流;u=[ua, ub, uc, uf]T, 为发电机各绕组端电压;分别为DSEG各绕组的自感和互感构成的电感矩阵和发电机各相绕组电阻构成的电阻矩阵。
1.2 电压调节器
励磁电压调节器由励磁变换器和控制器构成。图1所示励磁变换器由2个功率开关管和2个续流二极管构成。其中, 功率管VT1在正常工作时处于导通状态, 而功率管VT2为PWM控制。当发电机出现故障导致发电机输出电压突变时, 同时关闭功率管VT1与VT2, 可使励磁电流急剧下降, 从而使发电机实现灭磁。图中控制器可为数字控制也可为模拟控制。采用数字控制器可通过程序产生相应的功率管驱动信号, 实现既定的调压控制策略。
2 NTSM控制工作原理
为便于对NTSM控制的调压原理进行阐述并设定滑模控制律, 可做如下假设:DSEG工作在发电模式, 且此时VD1和VD6处于导通状态, 如图1所示。则输出电压误差x1、电压误差的微分x2可表示为:
其中, Ur为参考电压;uo为发电机输出电压;β为输出电压比例系数;ia为流过a相绕组的电流;iCo为流经滤波电容的电流;RL为负载电阻阻值。
根据图1所示电路工作模态, 忽略电阻压降, 则可得如下方程:
由式 (6) — (9) , 并考虑Lab=Lba可得:
其中, eab为发电机a、b相绕组间的线电势。
对式 (10) 进行积分, 可得电流ia:
将式 (11) 代入式 (5) , 可得:
对式 (4) 、 (12) 分别求导, 可得:
由式 (13) 、 (14) , 可得如下状态方程组:
其中, L=La+Lb-2Lab;u为调压器功率开关管VT2的控制律。
假设二阶不确定非线性动态系统由下式表示:
其中, x=[x1, x2]T;b (x) ≠0;g (x) 代表不确定性及外部干扰。
若设计如下NTSM面:
其中, α为滑模系数, 一般α>0。
根据此NTSM面, 可设计如下控制律:
若系统稳定, 由李雅普诺夫稳定性条件, 有:
由式 (17) 可得为:
将式 (18) 代入式 (20) 中, 可以得到:
因而有:
通过式 (22) 可以看出, 只要系数K>0, 系统就能满足李雅普诺夫方程的稳定性条件, 即系统稳定。
对比式 (15) 与 (16) , 可得:
将式 (23) — (25) 代入式 (18) 中, 即可得到控制律:
其中, 需要注意的是系数K>0。
3 系统仿真建模与结果
为验证上述滑模控制理论分析的正确性, 可在图2所示DSEG有限元分析模型的基础上, 通过增加发电机主功率电路、电压调节器和相应的控制逻辑电路, 建立如图3所示的DSEG发电调压系统“场-路”联合仿真模型。
考虑到实际发电系统参数 (电感L=50μH, 滤波电容Co=40 m F, 滑模系数α=1 000, β=0.067, eab=28.5 V, K=95 000, 满载时的负载电阻为0.14Ω) , 且在建立仿真系统时VT2的PWM驱动信号由控制律u与三角载波交截而成。因而, 在建模时, 控制律的构建和参数选取是整个仿真系统的关键。
如图3所示, 控制律u可由以下方式计算得到。若设置参考电压Ur=1.9 V, 则输出电压比例系数β=1.9/28.5=0.067。由滤波电容Co=40 m F, 可得β/Co=0.067/0.04=1.7。在实际仿真系统中, 为计算方便, 选取该值为2.5, 则状态变量x2就可按式 (5) 实时计算得到。考虑到电容充放电电流较大, 因而x2计算值较大, 不利于与三角载波交截。而对于S, 只需关心它的正、负。因此, 可对系数进行缩放处理, 将S缩小至原值的1/1000。则可得到图3中的GAIN1为1, GAIN2为0.002 5。控制律u表达式第一部分的系数为1/ (βeab) , 按实际发电系统参数, 得1/ (βeab) ≈0.5。考虑到该系数功用相当于传统PI控制系数中的比例系数, 则增大增益, 有助于减小系统的静差, 因而可适当放大系数1/ (βeab) 。将其放大10倍后, 可以得到GAIN4的增益为5。随后, 可以计算控制律的第二部分系数L/ (βeabRL) , 依据实际发电系统参数, 可计算得L/ (βeabRL) =0.000 19 (实际取值0.000 25) 。控制律第三部分系数Ur/ (βeab) =1, 为恒值。x2ex1的系数αCoL/ (βeab) =0.001。若考虑到K=95 000, 则可计算得控制律的最后一部分系数KCoL/ (βeab) =0.1。这样就可计算出控制律的值, 然后与三角形载波相交截, 从而得到功率管VT2的PWM驱动信号。
为使控制律u被严格限制在三角载波的上、下限内, 可使u的系数均放大10倍, 则相应的系数见表1。
3.1 稳态调压仿真
基于上述“场-路”联合仿真系统模型, 对NTSM控制励磁调节器进行了发电系统的稳态调压仿真, 并与VFECF控制下的仿真结果进行了对比。图4给出了不同控制策略下的外特性曲线。由图可知:由于参数计算时以发电机满载为基准, 因而NTSM控制下, 负载200 A时的输出电压为28.5 V, 而轻载时输出电压稍高于额定电压。外特性曲线表明NTSM控制获得了与VFECF控制同样优良的静特性。
图5给出了NTSM和VFECF控制下轻微过载时的稳态发电波形。从图中可看出:NTSM控制下的电压调节系统输出响应很快, 仅20 ms就已进入稳态, 且输出几乎无超调;而VFECF控制下, 输出电压进入稳态则近150 ms, 远大于NTSM控制。2种控制下的发电机输出电压纹波均很小, 约为0.8 V。
3.2 动态调压仿真
发电机调压系统除了应具有较高的稳压精度和良好的电压静特性 (即外特性要硬) 外, 还需有优良的动态性能。
图6给出了不同控制策略下的发电机输出动态电压和励磁电流波形, 相应的动态测试数据见表2。从图6和表2可看出:NTSM控制下的发电机动态性能要远好于VFECF控制, 不仅恢复时间只有VFECF控制的1/20, 而且负载变化前后的输出电压变化也比VFECF控制要小。
注:Δuo为输出电压变化;m为振荡次数;tr为恢复时间。
4 结论
本文针对DSEG发电调压系统, 提出了一种新型固定频率PWM型NTSM控制器, 用于发电机的励磁电流调节, 以实现优良的调压性能。本文在建立DSEG数学模型和分析NTSM控制调压原理的基础上, 结合李雅普诺夫稳定性条件, 详细地推导了滑模系数的选取范围和控制律系数的计算方法。最后, 基于有限元分析模型, 建立了基于NTSM控制的DSEG发电调压系统“场-路”联合仿真模型, 对发电系统的稳态和动态性能进行了仿真测试, 验证了NTSM控制理论的正确性和方案的可行性。其仿真结果与VFECF控制相比:基于NTSM控制的DSEG发电调压系统在获得优于VFECF控制的稳态性能的同时, 还获得了远优于VFECF控制的动态性能, 具有调节时间短、静压差和纹波小, 以及动态恢复时间快、动态输出电压变化小等优点。
摘要：针对双凸极电励磁发电机调压系统, 提出了一种非奇异终端滑模控制的调压控制策略。介绍了双凸极电励磁发电机的结构, 并构建了数学模型。在此基础上, 详细分析了基于非奇异终端滑模控制的调压器工作原理, 给出了相应的滑模面方程与滑模控制律。通过李雅普诺夫稳定性方程和固定PWM控制载波交截等限制条件, 给出了控制律系数的计算选取方法。基于电磁有限元瞬态分析技术与控制电路构建了“场-路”联合仿真系统, 并对发电机的稳态与动态运行性能进行了仿真, 结果表明基于非奇异终端滑模控制的双凸极电励磁发电机调压系统具有良好的稳态性能和优良的动态特性, 具有输出电压静差和纹波小、动态恢复时间短和动态输出电压变化小的优越性能。
发电机控制器 篇5
摘要：依思普林产品采用自主开发的1200V/400-800A六单元 IPM模块，电机控制器结构完全针对电动客车应用设计，具有体积小、重量轻、功率密度高、温升低（控制器内部温升比市场同类产品低30℃以上）、长期可靠性高的特点，产品性能达到国际先进水平。
关键词：纯电动客车；电机控制器；设计方案
早在2010年，我在一次去瑞士考察时，走在苏黎世大街上，整洁的大街上几乎看不到燃油车，简直就是有轨电车的天下，恍惚间让我看到八九十年代老北京什刹海的景色，干净的空气让我流连！在回来不久后我就成立了深圳市依思普林科技有限公司，专注从事新能源汽车核心部件的研发。
依思普林目前拥有多名IGBT模块及电机控制器开发经验技术人员，团队所研发的电机控制器，性能覆盖540V/200kW以内所有新能源电动客车车型，功率范围在80kw-200kw。产品采用自主开发的1200V/400-800A六单元 IPM模块，电机控制器结构完全针对电动客车应用设计，具有体积小、重量轻、功率密度高、温升低（控制器内部温升比市场同类产品低30℃以上）、长期可靠性高的特点，产品性能国内领先，达到国际先进水平。
一、控制器外观结构及技术参数
图1-1 电机控制器内部结构
图1-2 电机控制器外形图 电机控制器技术参数如下表：
表1-1 电机控制器技术参数
二、电动客车电控整体解决方案
三、主要技术创新点：
1、造型新颖
依思普林电机控制器的箱体是铝合金一体压铸，防护等级达到IP67。体积小，重量轻，造型新颖，突出了 “绿色、环保”的主题。
2、自主知识产权汽车级大功率IGBT模块技术 目前国内市场上电机控制器多采用标准封装的工业级的IGBT模块，由于模块不是针对电动客车应用设计，IGBT模块采用的材料、结构及长期可靠性均无法满足电动客车的应用要求，依思普林自主开发的1200V/400A～800A六单元 IGBT模块完全针对电动客车应用设计，具有小体积、高功率密度、低热阻（热阻相比传统模块降低33%以上）、高长期可靠性的特点，模块性能达到国际先进水平。
图3-1 IGBT模块（1200V/400A～800A）结构图(1)为提高模块抗机械振动和机械冲击能力，模块内部连接均采用铝线进行软连接，避免了传统模块的焊接方式，同时电极均采用注塑的方式埋入塑料外壳中，保证了模块内部连接的长期可靠性，满足电动大巴长期振动的应用要求；
(2)模块采用三相全桥设计，使模块更加紧凑，同时根据应用需求，优化安装和连接方式，便于电容、驱动电路等布置，帮助用户降低应用系统体积。
(3)采用IGBT模块和电机控制器散热器一体化设计，直接水冷，有效降低系统热阻，提高系统功率密度。
3、驱动板结构方案
依思普林不仅自主研发了汽车级IGBT模块，还开发了与之相匹配的驱动板，两者结合形成了真正意义上的IPM。
图3-2依思普林IGBT驱动电路板
本驱动板是专门为自主研发的IGBT模块配套研发的一套驱动系统（图3-2）。它具有高可靠性和宽的温度（-40℃-125℃）适用范围，其使用器件均为汽车级产品，使其非常适合汽车级的应用；驱动板采用优化的EMC设计，驱动芯片采用先进的Coreless Transrormer技术，使其传输延迟更短，共模抑制能力更强；可靠的IGBT短路保护和有源米勒钳位，具有上下桥互锁功能，使IGBT工作更加安全；具有两级关断功能，更好的抑制关断时的dv/dt；直接焊接在自主研发的IGBT模块上，结构紧凑，最大限度的节省了空间，实现驱动系统的小型化。驱动板与IGBT模块采取PIN-FIN的方式直接安装，同时为了提高电路板的EMI性能，在其上面设计了接地端，在安装好IGBT模块和驱动板后，接地端与散热箱体进行良好的电气连接。
4、IPM模块散热技术 4.1 PIN-FIN直接水冷
新能源电动客车需求的驱动功率大，同时产生的热损耗也较大，这给控制器中IGBT模块的散热提出了新的挑战。大功率IGBT模块是电机控制器中的核心器件，也是系统运行时温度最高的器件。我们知道，随着工作结温的上升，电子器件的寿命呈指数下降，而目前国内外在电动客车电机控制器中普遍采用的大功率IGBT模块为传统平基板结构，且为工业产品，该结构除散热面积小外，不足之处还在于需在该平基板与散热器之间涂一层导热硅脂，这会大大增加热阻，而采用我司自行研发设计生产的汽车级pin-fin直接水冷IGBT模块，该结构不仅大大增加了散热面积，而且省去了一层导热硅脂，使用时IGBT模块直接泡在冷却液中，大大减小热阻。经实际测试，在低速大扭矩试验中，汽车级pin-fin直接水冷IGBT模块的结温要比传统平基板模块低将近30℃，Rj-h降低33%，从而保证系统长期可靠运行，寿命可长达10年。
图3-3 IPM模块底板设计
图3-4 依思普林散热设计与传统技术对比
4.2 IPM模块热匹配设计
图3-5 IPM模块热匹配设计
采用AlSiC底板，AlN DBC,封装材料热膨胀系数匹配良好，模块耐温度循环能力增强，可达到1000次循环以上（-40℃～150℃）。同等测试条件，工业模块低于100次循环寿命。
5、驱动控制软硬件技术
驱动电机控制器通过CAN总线与整车控制器进行通讯，并根据整车控制器所发出的指令决定工作模式以及输出转矩。
在驱动电机控制器设计方面依思普林研发团队重点突破了以下关键技术： ■基于DSP的多功能全数字控制技术
硬件方面：重点研究DC/DC、母排与电解电容（薄膜电容）模块化结构设计技术、电力电子集成控制器的热管理技术；
软件方面：重点研究矢量控制技术、弱磁调速控制技术以及制动回馈最优控制技术等。
■驱动与控制系统的电磁兼容性分析与系统设计
在驱动电机系统开发过程中应用数字建模和仿真技术，对电磁噪声产生与传播路径进行预测、分析及测试；并研究电磁波传导、耦合、辐射干扰的防治技术。
■驱动电机故障诊断及失效控制技术
驱动电机及控制系统是新能源汽车行驶的原动力，一旦出现故障，轻则使车辆性能严重下降或者不能启动，重则导致重大安全事故。驱动电机故障诊断及失效控制技术就是通过电机控制系统实时监测系统的工作状态，并通过CAN总线将自身工作状态实时的传输给整车控制器，以便整车控制器根据电机及控制系统所上传的信息对车辆的工作状态做出及时的调整，或者通过报警系统及时的警告车辆驾驶人员，从而保证车辆行驶的安全。
5.1、硬件电路设计技术 系统采用：双电源冗余设计、多重隔离、多级过流保护。系统运行过程中，如果控制电路突然掉电，IGBT模块栅极就会失去控制，电池的母线电压会将IGBT芯片击穿，造成严重的损失。本公司系统方案采用双辅助电源冗余设计，当车载12V/24V电源异常断电后，电源部分会不间断启用动力电池电源，从而避免IGBT模块击穿损坏。
系统工作电源采用独立宽范围开关电源设计，系统电源与车载12V/24V电源以及高压蓄电池组电气隔离，既保证电路绝缘隔离安全要求，降低相互干扰，同时优异的输入宽范围特性，让系统工作更加稳定。
系统工作过流保护在常规的硬件及软件检测上，还配置IGBT饱和导通压降检测保护，异常状态时快速动作，大幅缩短故障响应时间，提高系统可靠性。
图3-6依思普林双辅助电源冗余示意图
5.2电机控制软件算法创新设计
采用先进的电机矢量控制算法和SVPWM空间矢量脉宽调制技术，系统最高效率可达95%以上，具有适合数字化实现、谐波少、电压利用率高等特点，在电机控制行业得到大量应用。另外，软件具有智能弱磁控制策略，控制电机在全转速区运行平稳可靠；死区补偿策略可以有效减少三相电流谐波，提高系统效率；过调制技术在最大化利用直流侧电压的同时保证电机控制平稳。软件具有过压保护、欠压保护、过流保护、过温保护等防护策略，可以有效保证控制器的长期可靠性。
四、主流产品对比报告
图4-1 国内外产品对比报告分析图
五、总结与展望
永磁同步电机控制策略 篇6
永磁同步电机的材料组成是交流电机，应用激磁磁极转子这种高性能永磁材料，因此，其控制系统与普通同步电机不同，并且，电机的机械结构也不相同。因此，永磁同步电机的气隙磁密较高，而且，具有较小的转矩脉动，但转矩/惯量比较大，所以，与普通电机相比效率极高。因上述诸多优点，永磁同步电机应用范围逐渐扩大，应用领域包括高性能机床进给控制、位置控制和机器人等。为了能够更好的使永磁同步电机发挥出作用，就需要对永磁同步电机有一定的了解，并对其控制策略进行探讨。
永磁同步电机原理
永磁同步电机原理是，三相电流通入在电动机的定子绕组，使旋转磁场形成于電动机定子绕组中，因为转子上安装了永磁体，而永磁体的具有固定的磁极，磁极同性相吸异性相斥，因此，定子中的旋转磁场会影响转子，带动其进行旋转，最终，转子会和定子中产生的旋转磁极具有相同的旋转速度，所以，永磁同步电机启动过程可以看做是异步启动阶段和牵入同步阶段共同组成的。
永磁同步电机结构
永磁同步电机的组成是由转子、端盖和定子等部件。通常来说，永磁同步电机与普通感应电机结构十分相似是其最大的特点，而与其他电机的区别则在于其转子结构具有独特性。因为，永磁同步电机的转子上有质量较高的永磁体刺激。根据永磁安放位置的不同，可以将永磁同步电机分为内嵌式、面贴式和插入式三大类，具体如图1所以。
永磁同步电机控制策略
恒压频比控制。恒压频比控制是通过开关控制使电机运转维持一定的转速，简单来说，就是按照系统给定，通过空间矢量脉宽调制转化成理想的输出。恒压频比控制应用的依据是对电机稳态进行模拟，得到的是不理想的动态控制系统性能。因此，如果想获得动态性能较高，就需要数学模拟电机动态。永磁同步电机的动态数学模型较为复杂，是非线性、多变量的，其中包括角速度和电力的乘积项，因此，必须采用对角速度和电流解耦的方式才能够使控制性能更加精准。最近几年，为了能够更好的解决永磁同步电机非线性特定这一问题，已经对各种非线性控制器进行了研究。
矢量控制方案。F.Blaschke是德国西门子公司，该公司于1971年首次提出矢量控制原理，自提出起便被广泛关注，并且，对其理论和应用等方便都展开了较为深入的研究。简单来说，矢量控制就是利用普通的三相交流电机，对直流电机转矩的控制规律进行模拟，也就是说，把三相交流电机的定子电流进行分解，得出励磁电流和转矩电流的分量，并在磁场定向坐标上垂直的对励磁电流分量和转矩电流分量进行标记，使其独立后，分别的对其进行调节。通过这样的方式就使得交流电机与直流电机在转矩控制原理和特性上基本一致。而在进行矢量控制时，需要格外注意的就是定子电流幅值和空间位置的控制。矢量控制是以改善转矩控制性能为目的，以定子电流控制为最终的实施方式。因为，定子测的物理量均为交流量，所以，空间矢量在空间旋转是同步转速，这样十分不便于调节、控制和计算。所以，此时坐标变换十分有必要，这样能够将各物理量由静止转换到同步旋转坐标系。该准则是产生同样的旋转电动势，三相静止坐标系将交流电iA、1B和ic进行3/2变换以及d B/dp变换，便能够等效成同步旋转坐标系下的直流电1d、iq，观察者如果和旋转坐标系旋转速度相同，那么，就能够看到直流电机。
矢量控制方案也存在一定的不足，因为，矢量控制方案针对交流伺服电机控制较为有效，但由于需要矢量旋转变换，所以该方式较为复杂，而且，与电磁常数相比，电机的机械常数较慢，质量控制的中转矩相应速度不够。
直接转矩控制。直接转矩控制是由上世纪80年代德国学者Depenbrock提出，其优点是结构简单、转矩相应快等，更好的解决矢量控制中存在的问题。直接转矩控制采取定子磁链定向的方式，因此，不需要解耦控制和电流反馈，而是，通过离散的两点式控制对电机定子磁链和转矩进行调节。通过直接转矩控制可以使磁链和转矩双闭环控制得到实现。当电机的磁链和转矩值获得之后，便能够对永磁同步电机进行直接转矩控制。图2为永磁同步电机直接控制方案结构图，其组成是永磁同步电机、逆变器、转矩估算、磁链估算和电压矢量切换开关表等环节，其中的uD、uQ，iD、iQ是静止DQ坐标系下电压、电流分量。
风力发电机自动控制方法 篇7
在电力系统运行过程中,由于传输和分配等方面的问题,都很难避免引起电网电压在较小范围内的稳态和较大范围内的瞬态不平衡。即使在这种电网电压波动情况下,也仍然要求风力发电机必须安全稳定运行。如果在发电机控制系统中,事先没有考虑这种情况,即使是比较小的电压波动,都可能导致比较大的输出功率和转矩震荡,并进而引起大量的跳闸事件。因此,双馈式风力发电机的控制系统,必须能够减小电压波动带来的影响,同时又能在维持电网电压稳定运行方面提供帮助,最好是能够协助电网恢复电压稳定。
1 传统控制方法
大量研究结果证明,采用“背靠背”变流器进行控制,已经被公认为是一种简单而又可靠的方法。在绕线型感应发电机的转子绕组上,采用变流器馈电,就能够消除转矩脉动。因为变流器具有改变频率的功能,而转矩脉动是由双倍频率的电流引起的。所以,在转子一侧装设变流器,可以通过提供具有双倍频率的电流来控制这个转矩脉动,以便将它减小甚至完全消除。然而,由于采用这种传统的控制方法时,由于变流器的控制能力有限,不可能达到对功率脉动和转矩脉动同时消除的目的。因此,通过研究,又提出了一种在电网一侧也装设变流器的方案,它能提供类似于静态无功补偿器那种控制功能。这种方法,虽然能够满足同时控制功率和转矩脉动的要求,但是没有考虑到这两种变流器相互之间的作用。在这种情况下,最近又开发了两种完全不同的新型控制方法:一种是用于消除转矩和有功功率脉动的控制方法;另一种是用于消除转矩脉动并使电网重新平衡的控制方法。这两种新型控制方法,已经在容量为30MW的大容量风电场的双馈式风力发电机上进行了成功的验证。
2 新控制方法
采用新控制方法时,风力发电系统的结构示意图如图1所示。在电网电压不平衡情况下,必须同时考虑电压和电流的正序分量和负序分量,才能准确地确定发电系统的性能,实施定子电压定向控制,即将d (纵)轴固定在定子电压的正序向量上,就能采取转矩、有功功率和无功功率之间的解耦控制。
比较典型的双馈式风力发电系统配置结构示意图如图1所示。而图2则给出了当它的旋转角速度为ω时的复向量等效电路图。由此可见,定子的磁通фs和电压Vs的公式分别为:
而转子的磁通和电压也可以比照定子的计算公式获得。定子输出的有功功率Ps和无功功率Q s以及电磁转矩T的公式分别为:
当旋转角速度为ω时,“背靠背”变流器的复向量等效电路图如图3所示。由转子一侧变流器输出的有功功率P r的公式为:
式中:Ps为定子有功功率;T为电磁转矩;nr为转子的机械转速。
为了改善双馈式风力发电系统的运行性能,可以通过适当地调节转子一侧变流器和电网一侧变流器电流的正序分量和负序分量来实现。但是必须指出,仅仅通过控制变流器的负序电流并使它减小到零的方法,就不能消除转矩、直流母线电压和输出功率的波动。因为它们是由负序电源电压和正序电流产生的,而不是负序电流。[2]
为了消除电磁转矩的脉动,对于靠近转子一侧的变流器,所需要的负序转子电流Irfrm的表达式为:
式中:Vs z为正序电源电压;Vsf为负序电源电压;I rz为正序转子电流。
由此可见,转矩脉动的消除,主要取决于负序的定子电压和正序的转子电流分量。但是,当电压波动比较小时,与正序电流相比,所需要的负序电流比较小。在这种情况下,定子的平均有功功率、转矩和无功功率,就可以比较简单地估算出来。
2.1 消除有功功率脉动
对于靠近电网一侧的变流器,由于它的负序电流所产生的影响主要是有功功率脉动和电网电压波动。所以,应当采用两种控制方法:一种方法是减少和消除由双馈式风力发电系统输出的所有的有功功率脉动;另外一种方法是补偿电网电压的不平衡,消除电网电压的波动。
由双馈式风力发电系统输出的有功功率中,包括有以下两部分:一部分来自于定子;另一部分来自于电网一侧的变流器。为了消除输出的所有的这两个有功功率的脉动,就必须使它们两个相互抵消,即:Psm(t)-Pgm(t)=0。
式中:Psm为定子有功功率的脉动部分;Pgm为电网一侧变流器有功功率的脉动部分;t为时间。在这种情况下,电网一侧的变流器所需要的负序电流Igf的公式为:
式中:Isf为定子负序电流;Vsf为负序电源电压;Vsz为正序电源电压;Isz为定子正序电流;Igz为电网一侧变流器的正序电流。
采用这种控制方法,还可以消除直流母线电压的脉动。
2.2 补偿电网电压不平衡
如前所述,可以采用正序的无功电流来调节正序的电压。采用与此相类似的方法,也可以通过注入负序电流来控制负序电压。
电网一侧负序部分的等效电路图如图4所示。
图注:ILf——为电压不平衡时电网的负序电流;PCC——为公共连接点;RL——为电压不平衡时电网的电阻;LL——为电压不平衡时电网的电感;VLf——为电压不平衡时电网的负序电压;Vcf——为公共连接点的负序电压
图4输电网络的等效电路图
如图4所示,公共连接点处的负序电压Vcf的表达式为:
在这种情况下,公共连接点处的负序电压Vcf就可以通过调节输电网络的负序电流ILf来对它进行控制。
对于大型风电场来说,输电网络所需要补偿的负序电流ILf中,包括了转子一侧变流器的负序电流Irf和电网一侧变流器的负序电流Igf的表达式为:
为了减少风力发电机的转矩脉动,如果采用转子一侧变流器来控制,则其负序电流可以通过前面介绍的下式给出:Irfm=1/V s z(V s f I r z);如果采用电网一侧变流器来控制,其负序电流Igf的表达式为:
式中:Isf=1/Ls[j (Vsf/ω)-(Lm/V sz) Vsf Irz]
在这种情况下,虽然可以使公共连接点处的不平衡电压减小,但是有功功率脉动和直流电压脉动仍然存在,只有在负序的定子电压Vs f=0时,才能完全补偿电网电压的不平衡。
3 验证试验
为了验证这种新型控制方法的有效性和可靠性,对一个装有15台单机容量为2MW的大型风电场进行了仿真验证试验。这个风力发电系统的主要参数如下:
(1)风力发电机:额定功率——15台X2MW;定子额定电压——690V;频率——50Hz;定子/转子的匝数比——1:3;定子电阻——0.0108p.U.;转子电阻——0.012p.U.;互感——3.362 p.U.;定子电感——0.102 p.u.;转子电感——0.11p.u.;总的惯量常数——3s。
(2)直流电容:15 X 1000μF。
(3)扼流圈:电网的电感——0.025 m H x 15。
(4)滤波器:电阻——0.06Ω;电容——1000μF。
(5)电网:电压——120 kV;阻抗——7.2+j72Ω。
4 控制方法对比
用于验证试验的风电场的“背靠背”变流器,其中包括转子一侧和定子一侧的变流器的开关频率,均为2kHz。试验结果表明,这种高频开关的谐波已经被过滤出去。由于传统控制方法没有考虑电压的不平衡,转矩、直流母线电压和输出的有功功率,都很明显的含有100 Hz的倍频脉动。而采用“消除有功功率脉动”这种新型控制方法时,则转矩、直流母线电压和输出的有功功率都明显的减少。在采用“补偿电网电压不平衡”新型控制方法时,电网一侧的电压不平衡和转矩脉动也明显减少。即使由于远距离输电不对称故障产生的电压不平衡达到15%这种比较大的波动时,转矩和输出的有功功率的脉动,也分别从±30%和±10%减少到±3%和±4%。
5 结语
开关磁阻发电机控制技术研究现状 篇8
开关磁阻发电机是一种应用前景广阔的新型交流发电机,其结构简单、成本低,功率密度高,发电机体积小,易于安装运输,耐高温性能好,十分适合风力发电等野外工作环境。
但开关磁阻发电机也存在许多有待解决的问题,转矩脉动和振动及噪声问题一直是研究的热点,也是控制策略所要研究的重点。磁路的严重非线性使得难以建立准确的数学模型,难以对其静态、动态等性能进行精确的分析也是开关磁阻发电机的难点。本文对开关磁阻发电机非线性特性、开关磁阻发电机非线性建模方法、开关磁阻发电机非线性控制策略的研究进展及研究现状进行了综述。
1 开关磁阻发电机非线性特性研究[6,7]
绕组电流的非正弦与铁心磁通密度的高饱和是开关磁阻发电机运行的两个特点。发电机的磁路饱和、涡流、磁滞效应产生的非线性影响着发电机的性能,但却很难进行数学模拟。考虑了非线性的所有因素,计算相当繁杂。
当开关磁阻发电机某相绕组通以电流i时,在转子上产生的电磁转矩T(θ,i)可有下式表示:T(θ,i)=
2 开关磁阻发电机非线性建模方法研究
由于磁路的非线性,磁通的复杂分布及相间的非线性耦合等因素,开关磁阻发电机的电磁转矩的解析计算并非易事。如何在满足工程精度的条件下,以最简洁的近似方法计算出开关磁阻发电机的电磁反应转矩,是开关磁阻发电机理论研究的一项重要课题。开关磁阻发电机的线性模型不计磁路饱和的影响,假定相绕组的电感与电流的大小无关,误差太大。Giuseppe S.Buja提出的分段非线性[8],近似的考虑了磁路饱和效应,准确度有所提高[9],但电流波形预测误差仍然很大,也直接影响了动态过程的精度[10,11]。要想得到更为精确的电机模型,非线性分析无法避免。
2.1 基于电感函数的非线性建模
电感模型是建立开关磁阻发电机数学模型的基础,直接影响发电机的精确度与动态运行性能,因此对开关磁阻发电机的电感曲线描述是非常重要的。具有饱和非线性磁路开关磁阻发电机相电感可有傅里叶级数近似逼近
由于相电感谐波部分远小于基波部分,忽略高次谐波相电感可近似表达为
式中的Lmin(i)是相电感最小值,即转子的凸级中心与定子凹级中心对齐时的相电感绕组电感值,此时定、转子之间的气隙很大,磁路工作在不饱和状态,电感受相电流的影响非常小,可以认为Lmin(i)是保持不变的。Lmax(i)是相电感最大值,即定、转子的凸级中心对齐时的相电感绕组电感值,在此位置定、转子之间的气隙很小,磁路工作在饱和状态,电感受相电流的影响比较大,可以表示为:Lmax(i)=f(i)[12]。
关于电感的非线性拟合主要有以下几种方法:
函数拟合法:文献[13]根据开关磁阻发电机电感曲线的特点,运用不同阶次多项式逼近Lmax(i),即
有限元分析法:20世纪80年代初,趋于成熟的二维有限元法,有力的支持了开关磁阻发电机饱和磁场的分析及电磁转矩的准确计算和动态仿真。文献[16,17,18]根据已知发电机参数利用有限元场仿真计算出固定角度固定电流所对应的磁链值,并在MATLAB中形成一个关于角度电流的磁链二维数组,对该数组进行三次样条插值得出固定角度固定磁链的电流值,运用MATLAB中的二维查表模块(look-up table)建模。有限元法准确性较高,但计算繁琐,耗时,不太适合开关磁阻发电机动态过程,更无法用于控制器的实时在线运行。
智能控制泛化法:自从C.Elmas将BP神经网络引入开关磁阻发电机的建模,智能控制强大的泛化能力引起的学者的注意[19]。文献[20,21]在测取磁特性样本数据基础上,利用神经网络优异的非线性泛化能力,基于BP神经网络,建立了开关磁阻发电机的非线性模型.仿真实验表明,与常规线性模型动态仿真模型相比.具有稳定性好,鲁棒性强的特点.但计算量大导致收敛速度慢,容易陷入局部最优初值敏感的的缺点。针对这些缺陷,有的文献提出改进算法。文献[12]相对与BP网络的全局逼近,采用小波神经网络局部逼近,避免了进入局部极值,收敛速度也更快。文献[22]实现了一种改进的粒子群算法优化神经网络的建模方法,建立了开关磁阻发电机非线性模型。
2.2 基于磁链函数的非线性建模
基于磁链函数建模的方法基本与基于电感函数的建模类似,模型利用已知参数,通过有限元仿真计算出固定角度、固定电流下的磁链值,即ψ(θ,i)。再通过ψ(θ,i)反演得到电流特性函数i(θ,ψ)。开关磁阻发电机运行时,依据简化后公式ψ=∫t0Udt,对加载到绕组两端的电压进行积分,得到磁链的瞬时值,再以磁链作为行输入向量,发电机相位置角作为列输入向量,运用Look—up Table(2.D)模块建立二维数组得到相电流[23]。文献[24]采用有限元分析法建立磁化特性通过M函数法进行插值拟合。文献[25]用有限元分析法利用最小二乘法进行插值拟合。文献[26]采用一种带修正因子的反正切函数来拟合开关磁阻的磁链特性。文献[27]采用BP神经网络进行磁链函数的非线性拟合。
3 开关磁阻发电机非线性控制策略研究
由于开关磁阻发电机具有严重非线性及变结构、变结构、变参数数学模型难以精确建立的特点,采用常规的线性系统控制方法难以取得理想的动、静态性能,开关磁阻发电机非线性控制研究成为研究热点,已取得的进展主要有如下:
反馈线性化:对开关磁阻发电机这样的非线性很强的系统,进行高性能控制,一种方法就是Yang H,Panda S K提出的把这样的非线性系统通过反馈线性化方法转为线性系统[28]。文献[29]在非线性建模完成的基础上,通过反馈线性化,将多变量,非线性的开关磁阻发电机线性化为具有二阶积分特性的单输入单输出伪线性系统,而后将伪线性结合成熟的线性系统控制方法—状态反馈控制器设计出开关磁阻发电机调速系统,取得了比常规PI控制更好的控制效果,抗扰能力也得到了加强。
滑模变结构控制:在控制过程中,系统结构发生变化的系统叫变结构系统。1993年Buja等人首次将变结构控制应用于开关磁阻发电机上,将转矩脉动看作扰动,将非线性看作增益偏差[30]。文献[31]针对开关磁阻发电机存在磁场严重的非线性且数学模型不精确等问题,提出了一种滑模变结构控制方法。它主要是通过切换函数从而不间断地来回切换系统量,系统总约束在切换面上,然后系统的状态变量自动地滑到原点,利用滑模变结构控制的快速性和完全自适应性,设计了滑模变结构控制的开关磁阻发电机调速系统。文献[32]还将模糊控制引入变结构控制,改善了系统性能。
模糊控制:20世纪90年代开始,人们开始广泛的研究模糊控制在开关磁阻中的应用,提出各种结构各异的模糊控制器及优化算法,将其运用于开关磁阻发电机的速度控制并取得了丰硕的成果。文献[33,34]用模糊控制对开关磁阻发电机的励磁电流斩波限控制,取得了良好的控制效果。控制文献[35]用常规模糊控制进行了开关磁阻发电机的速度环控制,并提出了一种自适应模糊算法U=α×E+(1-α)EC,通过改变误差和误差变化率的比重实现模糊控制的自适应。文献[36]实现了常规模糊控制器的开关磁阻发电机控制,并提出几种优化算法:加入积分项以消除静差;设计量化因子或比例因子可调的模糊控制器;设计模糊规则可调的模糊控制器;设计模糊控制与PID结合的控制器,取得了较好的控制效果。
神经网络控制:近年来神经网络理论得到了飞速的发展,由于神经网络控制本质上属于非线性控制,具有强大的自学习、自适应能力所以许多学者将神经网络引入到开关磁阻发电机的控制上并取得了优良的结果。文献[37,38]针对开关磁阻发电机提出一种基于神经网络BP算法的控制器,以速度误差和误差导数为输入,参考电压为输出,取得了比常规PI控制更好的性能。文献[39]针对开关型磁阻发电机的非线性,利用具有自学能力的和自适应能力的单神经元来构成自适应控制器。构造了一个RBF对系统进行识别,由单神经元控制器完成控制器参数的自学习,取得较好的控制效果。
4 展望[40]
为提高风力发电效率,降低成本。改善电能品质,减少噪声,实现稳定可靠运行,风力发电将向大容量、变转速、直驱化、无刷化、智能化以及微风发电等方向发展。目前我国已从开关磁阻发电机理论研究阶段迈步到工业应用阶段,将来开关磁阻发电机必将在风力发电领域内取得一席之地。虽然前景诱人,最主要的缺点就是转矩脉动和噪声大,那是开关磁阻发电机理论研究的方向。发电机的本身优化和控制策略的研究还是一个很艰巨的过程。目前在控制策略方面虽已取得许多非常有用的成果,但仍不完善,仍有许多问题急需解决。新的先进非线性控制策略的研究引入和各种控制策略的结合使用是今后改善开关磁阻发电机的性能的重要途径。
摘要：开关磁阻发电机是一种应用前景广阔的新型交流发电机,对开关磁阻发电机非线性特性、开关磁阻发电机非线性建模方法、开关磁阻发电机非线性控制策略的研究进展及研究现状进行了综述。
发电机控制器 篇9
混沌系统的控制和同步是当前自然科学基础研究的热门课题, 它在通信、信息科学、医学、生物、工程等领域得到了广泛的应用, 各种控制和同步方法也应运而生[1,2]。在混沌控制研究中, 追踪问题是研究的一个热点。追踪问题即通过施加控制使受控系统的输出信号达到事先给定的参考信号, 更具有一般性。特别是, 如果追踪的参考信号是由混沌系统产生的, 这种追踪控制便演化成为驱动系统和响应系统的同步, 它包括自同步和异结构同步, 这方面的工作已经有了许多研究[3,4,5,6,7]。电网之间的互联是现代电力系统发展的必然趋势, 它将使电网的发电和输电变得更经济、更高效。与此同时, 电力系统运行的稳定性受到前所未有的挑战。随着分岔、混沌理论在电力系统非线性动力学行为研究中的应用, 人们发现电力系统中除了低频振荡外, 还存在混沌振荡。这种振荡不仅对系统的稳定具有极强的破坏力, 而且不能依靠附加传统的励磁控制器来抑制或消除。自20世纪90年代以来, 国内外许多研究人员对电力系统的分岔、混沌振荡产生机理进行了充分、有益的探讨[8,9,10,11], 但对电力系统混沌控制方法的研究尚属少见。在此针对变形耦合发电机混沌系统的结构特点, 并基于非线性系统的线性化稳定理论, 设计了一个统一形式的非线性追踪控制器, 可以实现变形耦合发电机系统的状态变量与任意给定参考信号的广义同步。该控制器简单、易于实现。
1 系统模型
耦合发电机系统由一个具有混沌特征的三维自治方程组来描述, 它是由连接在一起的2台发电机组成, 其中任何一台发电机都处于另一台发电机产生的电流所形成的磁场之中。文献[12]在基于耦合发电机系统的基础上, 给出了变形耦合发电机系统:
式 (1) 中, u和a是正的控制参数, 当u= 2和a=1时系统出现混沌行为。图1所示为系统1的典型混沌吸引子。由图可见, 系统1的混沌吸引子除具有低维混沌吸引子的一般特点外, 还具有其独特之处;吸引子的二维投影具有更复杂的折叠和拉伸轨线。这说明系统1在局部上比低维混沌系统具有更强的不稳定性。这使得对系统1的控制难度大大增加。
2 控制器的设计
对系统1施加控制, 使系统的状态变量xi (i=1, 2, 3) 追踪给定参考信号, 受控后的系统方程为:
不论参考信号的形式如何, 设计如下统一形式的控制器:
式中, r1, r2, r3为给定参考信号。
定理 对于受控系统2, 当采用式 (3) 所示的控制器时, 系统状态变量xi (i=1, 2, 3) 可以追踪任意连续可微的参考信号ri (i=1, 2, 3) 。
证明 设追踪误差变量为ei=xi-ri (i=1, 2, 3) , 结合式 (2) 和式 (3) , 可得追踪误差系统为:
式 (4) 的平衡点为 (0, 0, 0) 。由式 (4) 可知, 误差变量的零点即为误差系统的平衡点。式 (4) 在平衡点处的Jacobian阵为:
特征方程为: (λ+u) (λ+u) (λ+1) =0, 可解得矩阵J的特征根为λ1=-u, λ2=-u, λ3=-1, 由于参数u为正, 所以矩阵J的所有特征根均为负数。由非线性系统的线性化稳定理论, 误差系统的零解渐近稳定。即
3 数值仿真
3.1 追踪常值信号
系统1有5个平衡点, 分别为S0 (0, 0, 0) ,
S1 (1.175 6, -1.902 1, -2.236 1) , S2 (-1.175 6, 1.902 1, -2.236 1) , S3, 4 (±1.902 1, ±1.175 6, 2.236 1) 。取参考信号为系统平衡点S1, 即r1=1.175 6, r2=-1.902 1, r3=-2.236 1。由式 (3) 得控制器为:
采用四阶龙格库塔法进行数值仿真, 系统2的初值为 (0.02, 0.006, 0.001) , 仿真步长为0.01, 仿真结果如图2所示。由图可知, 系统变量x (t) 经6 s后追踪上给定的常值参考信号, 广义同步误差稳定在零值处。
3.2 追踪周期信号
取参考信号为正弦周期信号r1=sin 4t, r2=cos 2t, r3=sin t, 此时控制器为:
同样采用四阶龙格库塔法进行数值仿真, 系统2的初值为 (0.02, 0.006, 0.001) , 仿真步长为0.01, 仿真结果如图3所示。由图可知, 变量x1 (t) , x2 (t) 和x3 (t) 在2 s前追踪上参考信号, 而广义同步误差e (t) 稳定在零值附近。
3.3 追踪混沌信号
Lorenz系统是一个典型的混沌系统, 其系统方程为:
当参数σ=10, r=28, b=8/3, 系统处于混沌状态。取Lorenz系统的状态变量为参考信号, 即r1=y1, r2=y2, r3=y3时, 控制器为:
系统2的初值为 (0.02, 0.006, 0.001) , Lorenz系统的初值为 (0.2, 0.07, 0.1) , 仿真步长为0.01, 仿真结果如图4所示。由图可知, 变量x1 (t) , x2 (t) 和x3 (t) 在7 s前追踪上参考信号, 广义同步误差e (t) 稳定在零值处。
4 结 语
针对变形耦合发电机混沌系统的结构特点, 并基于非线性系统的线性化稳定理论, 设计了一个统一形式的非线性追踪控制器。该控制器可以实现变形耦合发电机系统的状态变量与任意给定参考信号的广义同步, 分别以常值信号, 周期信号和混沌信号为参考信息进行了数值仿真, 仿真结果与理论分析一致。设计的控制器使用范围很广, 在控制混沌和利用混沌系统进行数字保密通信方面有很广的应用前景。
摘要：针对变形耦合发电机混沌系统的结构特点, 设计统一形式的非线性追踪控制器。根据非线性系统的线性化稳定理论, 对系统同步误差稳定性进行分析和证明。这里所设计的控制器可以实现变形耦合发电机系统的状态变量与任意给定参考信号的广义同步。以追踪常值信号、周期信号和混沌信号为例, 进行数值仿真, 进一步表明该控制方法的有效性。
关键词：变形耦合发电机,追踪控制,广义同步,非线性控制器
参考文献
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发电机控制器 篇10
大型发电机定子铁心均采用表面涂有绝缘漆的硅钢片叠压而成, 运行状态下对其定子铁心片间绝缘的要求很高。绝缘涂层不但要有适当的层间电阻率, 还要有较高的表面附着力, 在高温和压力的作用下不发生塑性变形, 漆膜也需要有均匀的厚度等等。在已投入运行的不少电站曾出现过表面漆膜脱落、片间短路、铁心松动和铁心发热等与定子铁心涂漆质量有关的问题[1,2,3]。因此发电机定子铁心冲片涂漆是发电机制造过程中关键工序, 直接关系到电机运行的可靠性, 必须严格控制涂漆工艺质量。
2 硅钢片绝缘漆的种类
目前, 国内外发电机定子铁心硅钢片绝缘漆主要采用有机漆和无机或半无机漆, 各有优缺点。有机漆的优点是流动性好, 涂漆工艺简单。缺点是漆膜, 耐热等级低, 燃点低, 以及挥发出的有机物能造成环境污染和损容人体健康等[4]。对于无机或半无机硅钢片漆, 其优点是漆膜薄, 硬度大, 热收缩性小, 叠压系数大, 有效地防止了铁心松动, 缩小了电机的外型尺寸并改善了发电机的机电性能。因此, 发达国家在电机定子铁心硅钢片绝缘上采用水溶性无机或半无机漆涂层较多[5]。但无机或半无机漆同时也存在下述问题: (1) 由于是水性漆基, 漆液的表面张力较大, 流平性差。 (2) 无机填料的加入, 降低了漆液的流动性, 造成了硅钢片漆涂漆工艺的复杂性。 (3) 采用国内通用的两辊涂漆工艺, 将产生较为严重的边缘增厚现象。 (4) 采用国外通用的四辊涂漆工艺, 造成硅钢片断面涂不上漆, 使硅钢片断面生锈或造成硅钢片片间短路。
3 影响定子铁心涂漆质量的主要工艺参数
3.1 漆膜厚度
冲片漆膜厚度直接影响铁心的叠压系数、片间电阻率等参数, 因此漆膜厚度首先要满足电机制造厂家的图纸、工艺文件、技术要求、技术标准的相关规定。
3.2 漆的粘度
粘度是硅钢片绝缘漆性能中的一个重要指标。粘度的测定方法很多, 包括流出杯, 斯托默粘度计、落秋粘度计等等。根据标准规定, 通常采用4#福特杯来测量定子冲片绝缘漆的粘度。
3.3 涂漆辊间隙
目前, 国内外硅钢片涂漆设备主要有两辊涂漆机和四辊涂漆机两种, 两种涂漆机各有自己的优、缺点和应用场合。两辊涂漆机一般涂有机硅钢片漆和填料少、粘度低半无机硅钢片漆, 其涂漆辊用羊毛毡套套在钢棍上 (冷套或热套) , 其羊毛毡套的硬度肖氏40, 长度为1.3-1.8m左右。两辊之间压力大, 辊间间隙就小, 漆膜就薄;反之, 两辊之间压力小, 辊间间隙就大, 漆膜就厚。两辊之间间隙与漆膜厚度基本成正比。四辊涂漆机一般用于刷涂水溶性无机或半无机漆, 主要由两个橡胶辊、两个刮漆辊和刮漆板组成。其两胶辊为光滑的氯丁橡胶辊, 绍氏硬度为52-56。如果胶辊硬度大, 冲片断面就会涂不上漆, 易生锈;如果胶辊硬度小, 冲片断面覆盖率相对好, 但漆膜厚度不均匀。无论是两辊涂漆机还是四辊涂漆机, 涂漆辊转速快, 涂层薄, 涂漆辊转速慢, 涂层厚。此外, 涂漆辊线速度应与洪炉传送链环速度保持同步, 以减少冲片背面划痕。
3.4 漆膜固化时间
漆膜固化好与坏是冲片绝缘关键, 也是绝缘电阻合格的重要指标之一。漆膜固化工艺过程分为:预热段、固化段、挥发段三个阶段, 一定要按工艺要求保证冲片在炉体停留时间。冲片在炉体里停留时间根据炉体长短而定, 冲片不能有不干或过烧现象, 为保证漆膜固化好, 炉温与链速之间可相互补救。如炉温固定, 可调节链速即变化烘干时间, 来保证漆膜固化质量;反之可以固定链速即烘干时间不变, 通过调节炉温来保证漆膜固化质量。也可以同时调节炉温和链速来保证漆膜固化质量。漆膜不要过分固化, 致使漆失去附着力或柔软性。漆膜固化质量的好坏从外观检查只是一方面, 可靠的是通过耐溶剂试验和富兰克林试验来验证冲片固化程度。
3.5 漆膜表面质量
涂漆质量的好坏最简单直观的方法就是漆膜表面质量的检查, 通常要保证涂漆后冲片正面表面要光滑, 无气泡, 颜色均匀, 没有过热和不干现象。在生产中发现冲片表面不光滑、有气泡或表面张力大, 可降低预热段温度或加入二甲基硅油, 其用量是漆的重量万分之一左右。涂漆后冲片反面不能有较大的划痕、漏涂或擦掉漆的部位及漆熔渣现象 (黑点) 。不定时清理链环或在保证漆膜厚度前提下降低漆的黏度可减少冲片背面漆熔渣。
4 涂漆工艺质量检查
在确定了影响冲片涂漆质量的主要工艺参数后, 涂漆过程中要根据工艺参数确定出相应的质量控制检查项目、方法及标准。无论是涂有机漆, 还是无机或半无机漆, 都应按下表所列项目、方法及标准进行检查, 控制涂漆工艺质量。
5 结束语
大型发电机定子铁心冲片涂漆是一个复杂的工艺过程, 冲片涂漆处理是发电机制造过程中关键工序, 影响因素很多, 在实际生产制造过程中, 很容易出现各种各样质量问题。笔者从硅钢片绝缘漆的类型、性能, 涂漆设备和涂漆工艺参数等方面详细的论述了如何控制铁心涂漆工艺质量, 可以很好预防及解决实际中出现质量问题, 提高冲片涂漆高质量。这对于今后1000MW等级的水电项目和百万核电项目等大型发电机定子铁心涂漆工艺具有重要的参考价值。
参考文献
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发电机控制器 篇11
摘 要 本文利用一个8引脚的8位单片机,4个可控硅实现了单相感应电机的调速,对控制器的设计从硬件和软件上分别做了详细的介绍,并对实验结果进行了分析研究。
关键词 单相感应电机 电机调速 可控硅
一、引言
传统的单相感应电机的调速,一般可以通过两种方式:一是通过电机绕组的多抽头设计,可以实现几个不同的转速,但这种方式电机的材料成本高,制造工艺复杂。另外一种方式是通过变频控制器实现,通过这种控制器可以实现电机的连续调速,但这种控制器的设计一般需要采用高性能的处理器芯片,成本较高的功率模块或功率晶体管。本文设计的控制器只需要一个普通的8引脚的8位单片机,四个可控硅就可以实现电机的调速。
二、控制器硬件电路设计
控制器的硬件电路部分主要有四个组成部分:直流电源电路,SCR组成的H桥电路,H桥的驱动电路,交流电源的过零点检测电路。控制器的直流电源部分利用阻容降压的方式,得到直流5伏和15伏;利用4个TCR组成H桥电路,使用单片机的4个数字输出口和4个光耦组成驱动电路;由于单片机的数字输入输出端口的内部带有5伏电压的嵌位保护二极管,所以直接将电源火线或零线串联一个限流电阻,然后直接接到单片机的一个数字输入端口,就可以检测到交流电源的过零点。
三、控制器的软件设计
控制器的变频调速的原理是:对输入的50HZ或60HZ的交流电进行调压或分频处理。具体的实现方法就是通过检测交流电源的过零点,根据需要得到的频率或电压,通过可控硅的H桥电路进行斩波或翻转,就可以得到不同频率或电压的交流电源。其软件的程序流程图如下所示:
四、实验结果
本文利用该控制器分别进行了以下三种测试:一种频率不变电压变;一种是电压和频率都改变;一种是频率变电压不变。以下是控制器驱动电机时实际测试的电压和电流波形图:
五、结论
本文设计的控制器简单实用,通过调压或调频可以有效的实现单相感应电机的调速。
参考文献:
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发电机控制器 篇12
关键词：风力发电,定子磁链定向矢量控制,双通道双闭环
0 引言
风能是最洁净的能源之一,风力发电是大规模利用风能最经济的方式。在由机械能转换为电能的过程中,发电机及其控制影响到整个系统的性能、效率和供电质量,而且也影响到风能吸收装置的运行方式、效率和结构。因此研制和选用适合于风电转换的运行可靠、效率高、供电性能良好的发电系统是风力发电的关键[1]。
变速恒频双馈发电系统采用双馈风力发电机(DFIG),DFIG在并网后的功率控制是双馈发电技术的关键问题,决定了风机的运行可靠性和效率,本文采用基于定子磁链定向的矢量控制技术的双闭环双通道控制方法,可有效的实现有功、无功功率的解耦,实现电机功率输出的灵活控制[2],仿真验证了该控制方法的正确性。
1 双馈发电机的基本理论及数学模型
1.1 变速恒频运行的基本原理
DFIG的结构类似于绕线式异步电机,旋转电机的定子和转子均安放对称三相绕组,其定子与普通交流电机定子相似,定子绕组由具有固定频率的对称三相电源激励。电机定转子极数相同。转子绕组由具有可调节频率的对称三相电源激励[3]。电机的转速由定转子之间的转差频率确定。电机的定转子磁场是同步旋转的,因此它又具有类似同步电机的特性。
任何电机在稳定运行时,定子旋转磁势与转子旋转磁势都是相对静止、同步旋转的。如公式(1)、(2)所示。
式中:s—转差率;f1—定子绕组电流频率;w1—定子旋转角频率;f2—转子绕组电流频率;w2—转子转差角频率;wr—转子实际旋转角频率;n—转子旋转的速度;p—电机的极对数。
其中,“+”用于亚同步运行,“-”用于超同步运行。从这个关系式可以看出,当转子转速n变化时,可调节转子的供电频率f2,保持f1不变,即保证定子馈电频率不变,与电网一致。这样就实现了双馈发电机的变速恒频运行[4]。
1.2 同步旋转坐标系下DFIG的数学模型
同步旋转坐标系下DFIG的数学模型是由其三相下的数学模型经过坐标变换得出。假定双馈发电机定、转子均为三相对称绕组,均匀分布在电机圆周内,气隙均匀,电路、磁路呈对称分布,忽略磁滞、涡流损耗和铁耗,只考虑定、转子电流的基波分量,忽略谐波分量。规定定子侧电压、电流正方向取发电机惯例,转子侧电压、电流正方向取电动机惯例。根据上述假定写出双馈发电机在两相同步旋转坐标系下的数学模型如式(6)-(9)所示。
磁链方程:
电压方程:
电磁转矩方程:
运动方程:
将磁链方程代入电压方程,可得公式(10):
其中p为微分算子;u为电压;i为电流;ψ为磁链;R为电阻;L为自感;Lo为定转子间的互感;下标s和r分别代表定子侧电量和转子侧电量,下标d和q分别代表同步旋转坐标系下dq轴分量;ω1和ω2为电机同步角速度和转差角速度,且满足ω2=ω1-ωr;ωr为电机转子电角速度;s为转差率;J为转动惯量;np为电机极对数;Tem、Tm分别为电磁转矩和机械转矩[5]。
2 DFIG的输出功率控制策略研究
2.1 矢量控制概述
矢量控制技术是通过电机统一理论和坐标变换理论、把交流电动机的定子电流分解成磁场定向旋转坐标系的励磁电流分量和与之垂直的转矩分量,然后分别对它们进行控制使交流电机得到和直流电机一样的控制性能[6]。矢量控制的思想是并网后DFIG有功功率和无功功率解耦的基础[5]。
而对于交流励磁双馈发电机系统来说,电机定、转子的电流分别是工频和转差频率的交流量,是一个强耦合多变量系统,简单地对交流电流进行闭环控制而不进行解耦,效果并不理想。为了实现解耦控制,必须应用矢量控制技术将实际的交流量分解成为有功分量和无功分量,并分别对这两个分量进行闭环控制[7]。
2.2 以定子磁链定向的矢量控制策略
因为双馈电机的定子绕组直接连在无穷大电网上,可以近似地认为定子的电压幅值、频率都是恒定的,所以选择以定子磁链定向的矢量控制方式。使定子磁链矢量与直角坐标轴的横轴d轴重合,定子电压矢量与负q轴同向。下面对这种定向方式下的矢量控制策略进行详细研究。
两相坐标系下的瞬时有功功率、无功功率如式(11)所示。
由式(1)可知,当发电机并入无穷大电网后,可以认为定子端电压是常量,只有定子电流是受控量。因此,在并网条件下,对发电机输出功率的控制就可以认为是对定子电流的控制。双馈发电机的功率调节,最后都可以归结为对转子电压的调控[8]。可以通过控制转子电压控制转子电流,从而间接控制定子电流。
2.3 双通道双闭环的功率控制策略
并网后DFIG的控制关键为功率输出控制,而功率控制的关键是实现有功功率和无功功率的独立控制,也就是功率的解耦控制,在前面的数学模型和矢量控制理论的分析基础上本文提出一种双通道双闭环的功率控制策略。
无功功率与转子电流的关系如式(12)所示。
而转子电压和转子电流之间的关系如公式(13)所示。
从公式(13)中可知:转子电压的dq分量udr*、uqr*分别控制转子电流的dq分量idr*、iqr*,实现了双通道的独立控制。udr1,uqr1为实现转子电压、电流解耦控制的解耦项,△udr、△uqr为消除转子电压、电流交叉耦合的补偿项。这样将转子电压分解为解耦项和补偿项后,既简化了控制,又能保证控制的精度和动态响应的快速性。
整个系统的设计采用双闭环结构,外环为功率控制环,内环为电流控制环。在功率环中,有功功率指令Ps*,无功功率指令Qs*与功率反馈值Ps、Qs进行比较,差值经PI型功率调节器运算,输出定子电流有功分量及无功分量指令iqs和ids。计算得到转子电流的无功分量和有功分量指令iqr*、idr*和转子电流反馈量比较后的差值送入PI型电流调节器,调节后输出电压分量uqr1、udr1,加上电压补偿分量△uqr、△udr后就可获得转子电压指令uqr*、udr*。有了udr*、uqr*后,就可通过坐标变换得到三相坐标下的转子电压量。这个转子三相电压分量值就可以用作产生转子励磁电源控制所需的指令信号,用于控制逆变主电路的开关管的通断[9]。根据以上分析得到双通道双闭环功率控制框图,如图一所示。
3 仿真研究
矢量控制基于定子磁场定向控制,采用双通道分别控制双馈发电机转子电流转矩分量和励磁分量的办法,可实现定子端口有功功率和无功功率的解耦控制。其中,转矩电流分量是采用定子有功功率外环、电流内环的双闭环控制方式,励磁电流分量采用定子无功功率外环、电流内环的双闭环控制方式。下面通过仿真验证控制方法的正确性。
3.1 仿真模型与参数
根据图一,在Matlab/Simulink中搭建模型,如图二所示。本实验仿真采用的是绕线式异步电动机,电机仿真参数如表一所示。
3.2 仿真结果与分析
实现有功功率和无功功率解耦,实际上就是要实现调节有功功率时无功功率不变,同时实现调节无功功率时有功功率不变,因此选取以下两种情况进行验证。
(1)定子有功功率指令Ps*在1s时由300W阶跃到550W,在5s时再跃回300W,无功功率指令Qs*保持不变。仿真结果如图三-图五所示。
(2)定子无功功率指令Qs*在1s时由600W阶跃到400W,5s时又阶跃回600W,有功功率指令Ps*保持不变。仿真结果如图六-图八所示。
(3)从仿真图形中可以看出,应用双通道双闭环的功率控制策略,可以有效实现双馈发电机有功和无功功率的独立控制,系统响应快速,并具有较好的鲁棒性。
4 结束语
本文分析了DFIG的基本理论,建立了数学模型,介绍了定子磁链定向矢量控制策略,并在此基础上提出了电流内环、功率外环的双通道双闭环解耦控制方案,并在Matlab/Simulink环境下进行验证,通过仿真波形证明该控制策略能够较好的实现有功功率和无功功率的解耦,解决了双馈发电机在控制上的强耦合难题。
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