无电压传感器（共3篇）
无电压传感器 篇1
0 引言
对用于治理电网谐波的三相有源电力滤波器来说(Active Power Filter,简称APF),主要的研究热点基本上都集中在:有源电力滤波器的结构对比、谐波的提取和补偿算法改进以及降低开关损耗三个方面[1]。目前,并联有源电力滤波器结构上主要有两种,分别是:电流源型APF和电压源型APF[2,3]。
传统并联型APF的基本思想大部分都采用平均电流计算方法。控制结构均采用电流电压双闭环的形式,内环为电流环,外环为电压环。控制方法主要有基于瞬时无功功率理论,预测控制,神经网络控制和滞环控制等。其中,瞬时无功功率算法存在锁相倍频(PLL),控制效果受电网波动影响较大。滞环控制为变周期控制方式,控制方法简单,但开关损耗高。预测控制与神经网络在功率因数为1的方面更为突出,但是算法复杂度较高难于实现[4,5,6]。
此外,开关频率高的问题也是高频高压电力电子领域关注的热点。较高的开关频率会给APF系统带来开关损耗大,成本高以及适用范围小等缺点。在传统的APF系统和算法中,文献[7]采用矢量谐振技术开关频率在10 k Hz。文献[2]和[3]给出的载波频率大于等于10 k Hz。文献[8]基于D-Σ数字控制方案的APF,开关频率甚至达到20 k Hz。而电力系统中,需要治理的最高谐波为50次谐波分量,即50×50=2.5 k Hz。传统的APF开关频率远远大于系统需要的最高频率的2倍。因此,要想在传统的三相APF中降低开关频率,必须打破传统逆变器产生补偿谐波的方案,采用新的三相APF结构及其控制算法。
1 改进型APF与传统APF结构比较
并联APF的目的概括起来主要包括两个方面:第一,对于电网侧,负载和APF的总体相当于电阻特性,即治理谐波和无功;第二,对于负载侧,APF的引入要满足用户对电压性能的要求,即要给用户侧提供符合要求的电压。
针对以上两点本文给出了改进型APF,如图1所示。图2给出了传统APF的原理图。改进型APF由两部分组成,一是逆变器谐波电流输出部分;二是高频滤波器部分。图1中Lf为APF滤波电感;C1,L1组成APF高频滤波器;C2,L2为高频滤波器的阻尼。
首先分析传统APF,根据图2所示正方向,得到传统APF电压方程:
根据APF的目的,给出补偿给定信号表达式:
当控制系统稳定时,将公式(2)代入到(1)得到调制信号表达式:
与上述推到过程类似,给出改进型APF调制信号表达式:
分析公式(3)和(4)我们得到如下结论,为了实现补偿主电路中电流的谐波和无功基波分量,传统的逆变器电压必须输出谐波电压vfk和基波电压vf1。对于改进型的APF则只需要输出相应的基波电压vf1。由于逆变器要正常工作时,载波频率必须要远远大于调制信号的最高输出频率。这样新型的APF载波频率就要远远小于传统的APF的载波频率。使得与载波频率相关的逆变器的开关频率就会大大减小。
2 无电压传感器改进三相APF控制策略
2.1 无电压传感器改进型三相APF控制策略设计
目前大部分APF的控制策略都采用的是平均电流的方式。控制结构大多是内环为电流环,外环为电压环。图3给出了改进型三相APF的整体控制框图。
根据改进型APF结构图(图1)得到三相APF矢量电压方程:
将公式(5)进行Clark坐标变换[9]得到(α,β)标系下的改进型APF电压方程式:
在一个采样周期内,对公式(6)两边进行积分平均,得到如下公式:
其中为x变量在一个采样周期内的平均值。为了方便叙述,给出两电平逆变器调制因数的定义式[9]:
其中Vref为参考电压矢量幅值。
为了简化公式和叙述方便,结合数学模型公式(7)和两电平逆变器调制因数的定义(8),给出如下平均调制因数的定义:
其中Spx=±1。-1表示x相上桥臂关断,下桥臂导通;+1表示x相上桥臂导通,下桥臂关断;Ts为采样周期。
根据公式(9)对公式(7)进行化简整理得到:
稳态时,电源侧电流为基波正弦波,有公式:
把公式(11)和(10)代入公式(7)并结合公式(9),两边进行积分不难得到如下的表达形式:
由于对于电源侧,有源电力滤波器要对电流的无功和有功进行治理,治理结果为电阻特性,因此给出APF的控制目标:
直流侧电容的控制量由下式给出:
其中v*dc为直流电压给定值;ki为电流检测的变比;Re*为对电网侧等效电阻。
结合(12)-(14),并进行化简可以的得到控制器调制信号的表达式为:
根据公式(15)可以看出,实现控制目标不需要过多的复杂的控制算法,而且不需要进行旋转坐标变换,这样就省去了对电网电压的锁相倍频环节;公式(11)的目的是变微分为积分,方便控制器的实现;控制器公式中只涉及到对源电流的检测和直流侧电压的检测,而不涉及到对电网电压的检测。计算出的控制量(mα,mβ)可以直接应用于逆变器调制算法SVPWM。上述控制算法原理框图如图4所示。
其中k2=Lfω2。
2.2 无电压传感器改进型三相APF控制策略分析
为了更好地分析本文所提出的控制算法的特性,下面通过对本文所提出的控制算法进行经典控制理论模型等效。本文所提出的控制策略电压环采用PI控制器,这里不予特殊介绍。下面分析电流环的控制原理。
图5给出了电流环经典控制理论的等效模型。由前面的分析可知电流α分量的给定值为:
考虑到vsα为电网电压常数,将公式(16)进行拉普拉斯变换得到:
将本文所设计的控制器(公式15)代入到系统的电压方程(公式7),再进行拉氏变换,可以得到如下形式的等效表达式:
其中Req为等效电阻,Ceq为等效电容,Leq为等效电感。Req,0为初始时刻的等效电阻,Ceq,0为初始时刻的等效电容,Leq,0为初始时刻的等效电感。
将公式(17)和公式(18)化简,忽略电感寄生电阻,得到如下的传递函数表达式:
根据本文所设计的电路图直接给出执行机构的传递函数:
将执行机构的传递函数公式(20)结合公式(19),得到电流环控制器的表达式:
由此可知电流的内环控制器为一个谐振控制器,谐振频率为ω。对于双闭环控制系统,内环的作用是将外部扰动的影响在内环进行处理,而尽量不影响到外环控制,因此内环的响应速度要比外环的响应速度快得多。谐振控制器在谐振频率处具有很高增益[10],能够满足内环高快速性的控制要求,同时能够确保电流的动态跟踪性能和稳态精度。
3 仿真研究与分析
经过MATLAB/Simulink仿真,得到的负载电流和源电流波形图和畸变率如图6所示。从图中可以看出,谐波的治理能力达到了电流谐波在5%以内的国标要求。同时电流的谐波畸变率从36%降低到了3.3%,很好的实现了电流谐波的治理。图7给出了电源侧电压和电流的功率因数和相位差随时间变化的曲线,从图中可以看出,电源侧功率因数基本保持在0.96~1之间,相位差保持在-0.2 rad~+0.3 rad之间。
图8给出了有源电力滤波器直流侧电压的波形图,从图中可以看出直流电压稳定在600 V,且精度较高,0.5 s时受到扰动,扰动后能够在0.56 s(三个周波)内恢复到稳态(恢复的快慢与负载扰动的大小和系统的固有参数有关)。
图9给出了负载侧电压的波形图,经过高通滤波器的负载电压能够满足电网对电压质量的要求,畸变率在4%左右。
4 结束语
本文以改进型的三相并联APF结构作为研究对象,设计了双闭环控制系统,其中电流环为内环,电压环为外环。针对这种改进型的三相APF提出了简单快速的控制算法。仿真结果表明:在满足电流畸变率5%以内的情况下,降低了系统的载波频率和开关频率,进而降低了系统的开关损耗,补偿了电网的无功功率,提高了系统的功率因数。此外,本文所提出的算法不需要复杂的计算过程,不需要电压传感器,不需要对电网进行锁相倍频。
参考文献
[1]蔺海艳.基于并联有源滤波器的电力监测系统设计[D].山东:山东大学,2012.
[2]M SALO.AC current sensorless control of the current-source active power filter[C].Recife:IEEE PESC,2005.2603-2608.
[3]M ROUTIMO,M SALO,H TUUSA.Current sensorless control of a voltage-source active power filter[C].Texas:IEEE APEC,2005,1696-1702.
[4]刘继权,张茂松.基于瞬时无功功率理论的新型谐波检测法[J].电测与仪表,2012,49(10):29-32,51.
[5]唐鑫鑫.基于预测控制策略的有源电力滤波器的研究[D].无锡:江南大学,2012.
[6]黄薇.有源电力滤波器的神经网络PI重复控制器[D].上海:上海交通大学,2011.
[7]HAO YI,FANG ZHUO,YANJUN ZHANG.A source current detected shunt active power filter control scheme based on vector resonant controller[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2013,50(3):1953-1965.
[8]TSAI-FU WU,CHIH-HAO CHANG,LI-CHIUN LIN.A D-Σdigital control for three-phase inverter to achieve active and reactive power injection[J].IEEE Trans.Ind.Electron,2013,61(8):3879-3890.
[9]吴斌著,卫三民译.大功率变频器及交流传动[M],北京:机械工业出版社,2007.
[10]F BLAABJERG,R TEODORESCU,M LISERRE.Overview of control and grid synchronization for distributed power generation systems[J],IEEE Trans.Ind.Electron,2006,53(5):1398-1409.
无电压传感器 篇2
当前直驱风力发电变流系统的整流部分主要分为不控整流和可控整流两种,其中可控整流又分为晶闸管不控整流加BOOST升压电路和采用绝缘栅双极晶闸管(IGBT)全控桥整流电路两种。早期的并网风机基本都采用晶闸管不控整流,但是晶闸管变换器工作时需要吸收无功功率,定子电流存在很大的谐波,谐波电流会产生脉动转矩造成电机振动。并且不控整流的输出电压低,使并网电压受到限制[1]。为了解决不控整流变换器并网电压较低的缺点,在不控整流器后面加入一级BOOST升压电路,可以有效提高并网电压。但是发电机定子电流仍然存在谐波和转矩脉动问题。PWM整流为全控整流,可以实现定子电流的正弦化,使谐波大大降低,还可以实现单位功率因数整流并控制直流侧电压恒定。
目前广泛应用的电压型PWM整流器,主要采用电压定向矢量控制方式[2],此时需要检测电感前的电压信号,而在永磁同步发电机串联变频器的电路中,该电压等效于永磁同步发电机的电动势,而实际上电动势不可直接测量。本文采用类似变频器供电的三相交流电机的磁链定向矢量控制策略,不需要采集电压信号,省去了电压传感器,降低变流器成本。
1 磁链定向原理及模型
永磁同步发电机串接全功率三相全控整流电路如图1所示。
图中ea、eb、ec为发电机三相交流电动势,La、Lb、Lc为三相漏感,设La=Lb=Lc=L,忽略定子绕组电阻,设发电机发出三相电平衡。设Sa、Sb、Sc为三相开关状态,当上桥臂闭合时值为1,下桥臂闭合时值为0,να、νβ为整流器交流侧电压在αβ轴上的分量,则PWM整流器在αβ坐标系下的电压方程为[3]:
将式(1)中方程两边同时积分,即:
电动势和磁链矢量图如图2所示,E为三相电动势合成矢量,Ψ为磁链合成矢量,电动势矢量超前磁链矢量90°,Eα、Eβ和Ψα、Ψβ分别为电动势和磁链的α、β轴分量,得
三相电压型整流器在同步旋转坐标系下的模型为[4]:
在d轴磁链矢量定向控制时,由图2可知矢量E与q轴重合,则eq=E,ed=0。
2 磁链控制系统
本系统选取dq同步旋转坐标系的q轴为初始参考轴方向,即q轴与电网电动势E重合,则q轴代表有功分量参考轴,而d轴表示无功分量参考轴,从而有利于三相电压型变流器有功、无功分量的独立控制。系统矢量采用电压外环和电流内环控制,电流内环控制为解耦控制,在同步旋转dq坐标系中采取电流矢量解耦控制,可以独立控制有功电流iq和无功电流id。将直流电压实际值与给定值求差后经过PI调节器得到电流内环iq给定值iq*,id给定值id*为0,从而实现单位功率因数整流。在磁链矢量定向控制中eq=E,ed=0,前馈解耦控制方程为[5]:
式中KiP、KiI为电流内环比例调节增益和积分调节增益,id*、iq*为电流给定值,s为积分算子。分量-ωLid和ωLiq实现了d、q轴的前馈解耦。由于Ψα=∫eα=∫ναdt+Liα,即用整流器交流侧电压积分法即可估计磁链,但纯积分器观测法存在要先确定积分初值的问题[6],传统的虚拟电网磁链采用低通滤波器代替纯积分器来克服直流偏移,但会造成一定的幅值和相角误差。在此采用两个一阶低通滤波器代替纯积分器来克服直流偏移[7]。设滤波器截止频率为ωc,传递函数为,式(3)的框图表示见图3。Ns+ωc Ns+ωc
图中L为电感量,要使所得的磁链幅值无差且无相移:,ω为交流电压角频率。由于积分的低通性,n次谐波被消减为n1倍,同时高频开关谐波也被消减,所以采用磁链定向的控制方式对谐波和干扰有良好的抑制作用。
图4为无电压传感器磁链定向空间矢量脉宽调制(SVPWM)整流控制系统框图,该系统中的定向矢量为磁链,磁链由式(3)可求得。
3 仿真结果
图5为a相电压电流波形,谐波很小,均为正弦波,且相位相同,说明该控制方式实现了单位功率因数整流。图6为a相电压和磁链波形,该波形证明了图2中电动势、磁链矢量关系的正确性。
仿真参数为:额定电动势220 2 V,直流母线电容C=2 500μF,定子等效电抗为8 m H。电压外环参数为KP=0.6,KI=15,电流内环参数为KP=6,KI=12。
图7显示在磁链定向正确的情况下,以Ψα、Ψβ分别为横纵坐标轴所得到图形为一个圆,称为磁链圆。
图8为dq轴电流id、iq及直流侧电压的波形,通过解耦控制无功电流id跟踪到了给定值0 A且保持稳定,有功电流iq稳定在13 A,实现了有功无功的解耦控制。电压外环使得直流侧电压稳定在给定值500 V。
4 结语
直驱式风力发电变流器的整流单元,若采用传统电压定向矢量控制存在电动势无法直接测量的问题,本文采用基于磁链定向,由整流器交流侧电压积分得到磁链矢量的方式进行矢量PWM整流控制,采用该方法可以省去交流侧电压传感器,降低成本。经过仿真验证了该控制方式在直驱式风力发电变流器中应用的正确性、可行性,可实现单位功率因数整流,有功无功的解耦控制以及直流侧电压稳定。
参考文献
[1]黄建新.2兆瓦直驱型风力发电变流技术的研究[D].长沙:湖南大学,2008.
[2]毛鸿,吴兆麟.基于三相PWM整流器的无死区空间矢量调制策略[J].中国电机工程学报,2001,21(11):100-104.
[3]赵仁德,贺益康.无电网电压传感器三相PWM整流器虚拟电网磁链定向矢量控制研究[J].中国电机工程学报,2005,25(20).
[4]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2002.
[5]Bong-Hwan Kwon,Jang-Hyoun Youm,Jee-Woo Lim.A Line-Voltage-Sensorless Synchronous Rectifier[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1999,14(5).
[6]赵仁德,贺益康.PWM整流器虚拟电网磁链定向矢量控制仿真研究[J].电力系统及其自动化学报,2005,17(5).
无电压传感器 篇3
关键词：配电网静止同步补偿器,电能质量,电压控制,瞬时功率平衡
0 引言
配电网静止同步补偿器(D-STATCOM)是一种重要的用户电力技术(custom power)装置,是近年来国内外电气工程领域研究的热点之一[1,2,3,4,5]。在我国,输电系统用静止同步补偿器(STATCOM)已经有工业装置投运[6,7]。清华大学在大容量STAT-COM装置的研究方面已经取得了卓有成效的研究成果[8,9,10,11]。然而,由于多方面原因,有关配电系统用D-STATCOM的报道并不多见[12,13]。
本文论述D-STATCOM用于维持公共连接点电压恒定且平衡的控制策略。电压偏差、波动和三相电压不平衡是配电网中常见的电压质量问题。D-STATCOM装置的控制策略直接影响其控制电压质量的性能。传统的电压控制策略采用电压外环/电流内环的控制方式[14,15,16],但该控制策略中采用的PI调节器参数整定困难,不利于D-STATCOM装置的开发。
近年来,一些新的控制策略也不断地在D-STATCOM电压控制器中得到有益的尝试[17,18,19]。文中以瞬时功率理论为基础,详细地分析了D-STATCOM系统中的功率交换关系,得到了D-STATCOM输出电压正序分量和负序分量与相应输出电流的关系式,进而提出了D-STATCOM的无电流传感器电压控制策略。在该控制策略中,由于省去了电流传感器及相应的信号调理电路,使得整个D-STATCOM系统成本降低,工作可靠性得以提高。整个电压控制器采用了正序电压控制器和负序电压控制器相叠加的结构,在实现公共连接点电压维持恒定的同时能够实现三相电压的平衡。最后,给出了数字仿真结果,并进行了实验验证,仿真和实验结果证明了所提电压控制策略的正确性和有效性。
1 D-STATCOM的序等效电路
图1给出了D-STATCOM接入系统的原理图。整个D-STATCOM系统由主电路、控制与检测电路、连接电抗器组成。主电路采用了基于IGBT的VSI-SPWM逆变器拓扑。图中,usa、usb、usc为三相电源电压,isa、isb、isc为电源电流,ila、ilb、ilc为负载电流,uPCC为公共连接点电压,ica、icb、icc为补偿电流,UC为电容电压,Lf为连接电抗器。
D-STATCOM接入系统的等效电路如图2所示。图中,R、L分别为连接电抗器的等效电阻和电感。ea、eb、ec为D-STATCOM逆变器的输出电压,ia、ib、ic为D-STATCOM逆变器的输出电流,图中变量符号下标a、b、c分别表示a相、b相和c相。
当电网电压不平衡时,电网电压中含有正序和负序分量。为了补偿电网电压中的负序分量,D-STATCOM必须发出满足要求的负序电流,使电网电压中的负序分量几乎全部降在线路阻抗上。此时,公共连接点电压只含有正序分量,而D-STAT-COM的输出电压和输出电流均含有正序分量和负序分量。利用对称分量法建立起的正序(用1表示)和负序(用2表示)等效电路如图3所示。
图3中,为公共连接点电压的正序分量(事实上经D-STATCOM补偿后只含有正序分量),
分别为D-STATCOM输出电压的正序分量和负序分量,分别为D-STATCOM输出电流的正序分量和负序分量。
2 D-STATCOM系统中的功率分析
2.1 (d-q)坐标系中瞬时功率的定义
设三相电压矢量u=[ua,ub,uc],三相电流矢量为i=[ia,ib,ic]。首先将电压矢量和电流矢量进行三相/两相变换,可得:
根据赤木泰文的瞬时功率定义,瞬时实功率p和瞬时虚功率q分别为
对式(1)(2)实施d-q变换可得:
在(d-q)坐标系中,定义瞬时有功功率p和瞬时无功功率q为
定义(d-q)坐标系的d轴与电压矢量u重合,则电压矢量u和电流矢量i在(α-β)和(d-q)坐标系中的示意图如图4所示。
在上述(d-q)坐标系中,式(7)(8)可进一步简化为
2.2 D-STATCOM系统中的功率描述
应用(d-q)坐标系中瞬时功率的定义描述D-STATCOM系统中的各种瞬时功率。
定义(d-q)坐标系的d轴为公共连接点电压矢量u,并认为D-STATCOM系统中的正序、负序量互不影响。
对于如图2(a)所示的D-STATCOM正序等效电路,D-STATCOM系统与电网交换的瞬时功率为
式中分别为D-STATCOM逆变器输出电流正序分量的d、q轴分量,a、b、c分别表示a相、b相和c相。
D-STATCOM逆变器的输出瞬时功率为
式中为D-STATCOM逆变器输出电压正序分量的d-q轴分量。
连接电抗器等效阻抗消耗的瞬时功率为
式中下标L表示负载;表示d轴正序电流的平方和q轴正序电流的平方。
对于图2(b)所示的负序等效电路,D-STAT-COM逆变器的输出瞬时功率为
式中下标e表示等效。
连接电抗器等效阻抗消耗的瞬时功率为
式中表示d轴负序电流的平方和q轴负序电流的平方。
2.3 瞬时功率交换关系
对于图2(a)(b)所示的D-STATCOM正序、负序等效电路,根据瞬时功率的平衡原理[19],D-STATCOM逆变器发出的瞬时功率(pe+jqe)(应该等于连接电抗器消耗的功率(pL+jqL)与电网交换功率(po+jqo)之和(忽略开关损耗)。
对于正序系统有
将式(11)～(16)代入式(21)(22)可得:
对于负序系统有
将式(17)～(20)代入式(25)(26)可得:
3 基于瞬时功率平衡的电压控制策略
3.1 传统电压外环/电流内环串级控制策略
传统的D-STATCOM电压控制器由内环和外环2部分组成。外环控制器输出的控制信号作为内环控制器所需的无功电流和有功电流(或无功功率和有功功率)的参考值。图5给出了(d-q)坐标系中D-STATCOM电压双闭串级环控制器原理图。
在这种控制方法中,由于D-STATCOM逆变器输出电流的参考值和反馈值id、iq在稳态时均为直流信号,因此通过PI调节器可以实现无稳态误差的电流跟踪控制。图中的无功电流参考值来源于公共连接点电压Upcc调节器的输出,其目的是控制D-STATCOM与系统交换的无功功率,以达到补偿电压的目的。另外,由于在动态补偿时补偿电流的时变性和系统存在的各种损耗,直流电压将会产生大的波动而使补偿系统无法正常工作。因此,必须通过装置与交流系统的有功交换,控制直流侧电容电压在其正常范围之内,通常采用控制方法确定装置应从系统吸收的有功电流(或有功功率)参考值。因此,在D-STATCOM的电压控制器中采用了直流侧电容电压的闭环控制。直流侧电容电压PI调节器的输出形成有功电流参考值。
从图5中可以看出,D-STATCOM采用传统的电压双闭环串级控制时,控制系统中嵌入了4个PI调节器,这些PI调节器之间的调节会相互影响,因此给控制器的设计带来了困难,控制器参数的设计不当有可能引起系统的不稳定。且图5所示的控制策略不能补偿电网电压的不平衡。本文要讨论的D-STATCOM电压控制策略既能实现对电压幅值的补偿,又能实现电压的不平衡补偿。
3.2 基于瞬时功率平衡的电压控制策略
从公式(23)(24)以及(27)(28)可以看出,D-STATCOM逆变器输出电流的d、q轴分量通过简单的代数运算就可以得到逆变器的输出电压。如果以作为D-STATCOM逆变器输出电流的指令信号,则为逆变器输出电压指令信号。可见,D-STATCOM逆变器输出电压指令信号的形成无需通过电流调节器,跟传统的电压外环/电流内环的串级控制策略相比具有一定的优越性,省去了电流互感器及相应的信号调理电路,且控制器的设计也相对简单。
式(23)(24)和(27)(28)可以用框图表示,如图6所示。
文中所提出的D-STATCOM电压控制器的原理图如图7所示(图中X1表示2个输入信号的偏差,X2表示2信号求和)。
控制器采用了正序电压控制器和负序电压控制器相叠加的原理。正序电压控制器控制公共连接点电压和D-STATCOM逆变器直流侧电压为给定值,负序电压控制器实现公共连接点电压三相平衡控制。图7中的正序电压控制器原理图如图8所示。
图8中的UC、分别为直流侧电容电压的反馈值和给定值,其误差经PI调节器后形成正序有功电流指令值;u、u*分别为公共连接点电压反馈值和给定值,其误差经PI调节器后形成正序无功电流指令值经如图6(a)所示的正序电压指令形成电路后产生D-STATCOM逆变器输电压正序分量指令信号。
D-STATCOM电压控制器中的负序电压控制器在图7中已给出。图中,采用二次谐波滤除法[20]提取公共连接点电压的负序分量。公共连接点电压的负序分量跟指令信号的误差经PI调节器后形成D-STATCOM逆变器输出电流负序分量的指令信号为。图7中的负序电压指令形成电路为图6(b)所示电路。负序电压指令形成电路的输出即为D-STATCOM逆变器的输出电压负序分量指令信号。负序电压指令信号与正序电压指令信号叠加便可得到D-STATCOM输出电压指令信号。输出电压指令信号经PWM调制后形成IGBT的触发脉冲信号。
4 仿真与实验验证
为了验证本文所提电压控制策略的正确性和有效性,建立了图1所示的D-STATCOM系统的Matlab/Simulink仿真模型。
图9给出了无D-STATCOM补偿时,公共连接点电压波形和有效值。仿真时在线路中串接一个电抗器,用来模拟公共连接点电压的不平衡。从图9可以看出,当没有D-STATCOM补偿时,公共连接点电压出现了三相不平衡,且其有效值小于1 p.u.。
当有D-STATCOM补偿时,公共连接点电压波形、公共连接点电压有效值、直流侧电容电压波形分别见图10(a)(b)(c)。
从图10可以看出,当有D-STATCOM补偿时,公共连接点电压的不平衡情况得到明显改善,且其有效值达到1 p.u.。可见,所提电压控制策略是正确的、有效的。但由于公共连接点电压的不平衡造成了直流侧电容电压的脉动,见图10(c)。直流侧电容电压的脉动会影响D-STATCOM装置的运行性能,因此必须加以抑制。文献[21]指出,在直流电容侧加装100 Hz的LC谐振滤波器可以消除负序分量引起的电压脉动,是一种简单有效的措施。
所提的电压控制策略利用DSP实现,并在实验室±50 kvar D-STATCOM装置上完成了补偿电压跌落和不平衡实验。实验过程中,通过突加接入感性负荷柜模拟由冲击性负荷产生的供电电压跌落;通过改变有功负荷柜的单相负荷产生供电电压的不平衡。从上位机监控系统记录D-STATCOM接入点的电压波形,见图11和图12。
从图11和图12可以看出,采用本文所提的电压控制策略,D-STATCOM能很好地抑制电压跌落和供电电压不平衡,从而证明了所提电压控制策略是正确而可行的。
5 结论