并网电流（共7篇）
并网电流 篇1
0 引言
与传统的输出端安装工频隔离变压器的光伏并网逆变器相比，两级式单相非隔离型光伏并网逆变器具有体积小、成本低、效率高等优点，尤其适合应用在光伏建筑一体化、家用屋顶光伏发电等小功率光伏发电场合[1,2]。由于传统的单相全桥光伏并网逆变器不具备漏电流抑制能力，国内外的一些专家学者提出了一系列新的拓扑结构来解决漏电流的产生问题，如H6拓扑、带交流旁路的全桥拓扑、带直流旁路的全桥拓扑等[3,4,5,6,7]。其中，H6拓扑能够有效抑制漏电流产生，且具有优良的并网波形质量和高变换效率[6,7]。
在单相H6拓扑光伏并网逆变系统中，并网电流内环控制通常采用比例积分PI(Proportional Integ ral)控制器。但是由于PI控制器在电网基波频率处的增益为有限值，在跟踪正弦电流指令时不可避免地存在稳态误差和抗干扰能力差的问题。逆变系统并网运行时，PI控制器造成的稳态误差(相位误差)会对逆变器的功率因数造成影响[8,9,10,11,12,13]。
为了解决上述问题，本文提出了一种基于比例谐振PR(Proportional Resonant)控制的H6拓扑单相光伏并网逆变器的总体控制策略。利用PR控制器的谐振来增大对所控信号特定频率的增益，从而消除PI控制器在跟踪正弦电流信号时产生的稳态误差。通过对H6拓扑并网逆变系统分析、PR控制器原理及控制器参数选择的研究，提出了PR控制应用于H6拓扑光伏逆变系统的工程设计方法及单相H6拓扑光伏并网逆变系统的总体控制策略，并利用仿真和样机试验验证了该控制方法在消除稳态误差及抗干扰性能上具有良好的效果。
1 单相H6拓扑光伏并网逆变系统
图1是单相H6拓扑光伏并网逆变系统图。该系统由Boost升压电路、高效率且具备漏电流抑制能力的H6拓扑逆变电路及滤波电路组成。图中，VD1为升压电路二极管;L1为升压电感;C1、C2为直流稳压电容;VT1—VT5为MOSFET开关管;VG1、VG2为IGBT开关管;VD2、VD3为续流二极管;L2、L3为滤波电感;C3为滤波电容。新型单相H6逆变拓扑中，开关管VG1、VG2工频导通，VT2—VT5高频导通。
根据图1所示的并网逆变器系统原理图，忽略滤波电容电流，可以得到系统的控制框图，见图2将逆变单元近似为具有小惯性的比例环节，其中K为逆变器的等效增益;Ts为惯性环节的时间常数，即开关周期;iref为并网电流参考值;G(s)为控制器的传递函数;L为电感L2和L3的和;R为电感的串联等效电阻;ug为电网电压;ig为并网电流。
2 单相H6逆变系统控制策略
2.1 PR控制器原理
传统的PI控制器的传递函数为：
其在电网基波频率处的增益为：
由式(1)可以看出，PI控制器是一阶控制器，在电网基波频率处的增益是有限值，在跟踪正弦信号时会出现稳态误差，即跟踪电流给定值时会出现相位误差及幅值误差。其在基波频率处的增益可通过增加比例放大系数来增大，即减小稳态静差，但不可能消除。因此，幅值误差表现并不明显，主要表现为相位误差，使得并网电流无法与电网电压指令完全同相。
与PI控制器不同，PR控制器的传递函数为：
PR控制器在基波频率处的增益为：
可以看到，由于控制器传递函数的jω轴上加入2个固定频率的开环极点，形成该频率下的谐振，使得PR控制器在基波频率处的增益趋近于无穷大，可以实现对某一固定频率正弦指令信号的无静差跟踪控制。而逆变器并网运行时，要求控制逆变器的输出电流为与电网电压频率和相位一致的标准正弦电流，以实现单位功率因数并网发电。因此，在并网逆变系统中，PR控制器与PI控制器相比，具有更好的稳态性能和抗干扰性能，更适合于对逆变器并网电流的控制。
在实际系统中，由于理想的PR控制器难以实现，且为避免增益无穷大带来的稳定性问题，可采用一种容易实现的准PR控制器，其传递函数为[14]:
其中，ω0=314 rad/s。
由式(5)可以知道，准PR控制器有3个控制参数kp、kr和ωc，需要对其进行优化设计，以提高系统的性能。
图3所示是上述3种控制器的的频率特性比较图，其中三者比例系数取值相同，积分系数与谐振系数取值相同。
从图中可以看出，PR和准PR控制器有相似的频率特性，在基波频率处有很大的增益，因此能够消除该频率下的稳态误差。在下面的讨论中，用准PR控制器来代替PR控制器。
2.2 PR控制器设计
在PR控制器参数设计过程中，采用控制变量法分析3个控制参数对系统性能的影响。
首先，设定kp=0，ωc=1,kr变化，此时式(5)的频率特性如图4所示。
从图4可以看出，kr只影响控制器的增益，而不影响控制器的带宽。控制器的增益和kr成正比，k越大，增益越大，稳态误差越小，但是如果kr太大，谐波分量会被放大，从而降低了并网电流质量。因此选择kr时，要保证系统在基波频率附近具有足够的增益，且远离基波频率处应该具有一定的衰减作用。
其次，设定kp=0,kr=1，ωc变化，式(5)的频率特性如图5所示。
从图5中可以看到，ωc不仅影响PR控制器的增益，而且还影响控制器的带宽。随着ωc的增加，控制器的带宽和非基波频率处的增益都增大(基波频率处的增益不变)。设kp=0，将s=jω代入式(5)，则有：
其中，，其物理意义相当于控制器谐振环节的品质因数，故用Q表示。
根据带宽的定义，可知，即时对应的2个频率差即为带宽：
设电网频率允许的波动范围是±0.5 Hz，则控制器带宽d=1.0 Hz，即有ωc=3.14 rad/s。
定义谐波阻抗为电网谐波电压与引起的系统输出谐波电流之比。谐波阻抗越大，引起的输出谐波电流越小，系统的抗干扰性能越好。此外，由于开关频率较高，逆变单元具有的小惯性环节可以忽略，根据图2可得系统的谐波阻抗呈负阻抗特性，表达式为：
其中，Ugn(s)、Ign(s)分别为电网n次谐波电压和由此产生的n次谐波电流的拉氏变换。
最后，设定ωc=3.14 rad/s,kr=100,kp变化，单相光伏并网逆变器其他参数为L=2.4 m H,R=1Ω，K=400，此时系统的谐波阻抗的频率特性见图6。
由图6可知，系统谐波阻抗受kp的影响较大，kp增加，系统的谐波阻抗增大，系统抗干扰性能越好，但是根据自动控制原理相关内容可知，比例系数kp过大将会使系统振荡而不稳定。
因此，在工程应用时，PR控制器参数的设计步骤为：(1)根据电网频率允许的波动范围确定控制器带宽，进而选择ωc;(2)根据并网电流质量以及控制函数基波频率附近的增益要求选择kr;(3)根据谐波阻抗，设计kp使系统稳态性能和抗干扰性能满足要求参数kp和kr之间存在相互影响的关系，设定时需综合考虑。
2.3 总体控制策略
图7为单相光伏并网系统的整体控制框图。整个控制系统包含3个控制环，分别是MPPT环、直流电压环及并网电流环。其中前级的MPPT环通过控制Boost开关管的占空比来实现，与后级的直流电压环及并网电流环相互独立。
直流电压外环采用PI控制器控制并网电流环的参考电流幅值，且稳定直流侧电压。同时参考电流信号Iref的相角由锁相环PLL(Phase Locked Loop获得的电网电压相位角θ给定。并网实际电流iac与iref的差值经PR控制器和SPWM后驱动H6逆变桥的6个开关管，以实现单相光伏并网逆变器的无静差并网控制。
3 仿真研究
为了验证PR控制算法能够实现电网电流的无静差控制，本文搭建了基于PR控制的单相H6拓扑光伏并网逆变器的MATLAB/Simulink仿真模型，并分别比较了PI控制、PR控制下并网电流跟踪效果及其谐波大小。
仿真参数如下：光板输入电压110～128 V DC,Boost升压后的直流母线电压400 V DC，并网电压220 V AC，并网电流8.6 A，开关频率20 kHz，并网频率50 Hz,Boost升压电感及滤波电感分别为1.2m H、2.0 mH，滤波电容为4.7μF。其中PI控制参数为kp=10,ki=100;PR控制参数为kp=8,kr=120，ωc=6.5，其中kp与kr选择时综合考虑系统所需增益及稳态性能，ωc则由频率波动而定。
在图8(a)采用PI控制器的仿真波形中，并网电流与并网电压之间存在一定角度的相位误差，并且并网电流滞后于并网电压。而在图8(b)采用PR控制器跟踪正弦电流信号的仿真波形中，相位的稳态误差被消除。在幅值误差上，2种控制方法的区别并不明显。图8(c)所示为电网频率在40 ms由50 Hz突变为51 Hz时的并网电压及并网电流波形，可以看出此时采用PR控制算法时，对于较小的频率波动，并网电流也能够较好地跟踪电网电压，这是由于准PR控制时，在基波频率附近也具有较大的增益。
图9所示为采用PI与PR 2种控制算法下并网电流的谐波柱状图，显然，采用PR控制器时，并网电流畸变率比采用PI控制器时减少了1.31%，即采用PR控制时，并网电流有更好的品质。
4 实验验证
为了验证上述分析和研究的正确性，按照图1所示的单相H6拓扑光伏并网逆变系统图，研制了一台额定功率为2 kW的两级式单相H6拓扑光伏并网逆变器的实验样机。该样机的相关实验参数为：输入电压upv=200～380 V DC;升压后的直流母线电压Udc=400 V DC;输出电压Ugrid=220 V AC输出频率fac=50 Hz;Boost升压电感L1=1.2 mH;光伏阵列输入电容C1=190μF;直流母线电容C2=1500μF输出滤波电感L2=L3=1.0 mH;输出滤波电容C3=4.7μF。此外，核心控制板采用浮点型DSP，型号为TMS320F28335。本次实验相关波形及数据结果是利用TDS2014示波器、FLUKE435及WT3000功率分析仪测量得到的。
图10为单相H6光伏并网逆变器的电流控制环分别采用PI控制器和PR控制器时的并网电压与并网电流的实验波形。从图中同样可以看出当采用PI控制器时，并网电流与并网电压之间存在一定角度的相位误差，且并网电流滞后于并网电压;而采用PR控制器时，并网电流与并网电压之间的相位误差被消除。
图11是逆变系统采用PR控制器时并网电流的总谐波柱状图，利用FLUKE435电能质量分析仪，可以测得电流总谐波含量在2 kW的功率运行时为2.1%，远优于国际专用标准IEEE Std2000-929和UL1741对谐波的要求，从而验证了PR算法的优越性。
图12是通过WT3000功率分析仪测量得到的单相光伏并网逆变器的输入电压upv、输入电流ipv并网电压uac、并网电流iac的波形，并得出输入功率P1=2.079 72 k W，输出功率P3=2.016 6 kW，效率值η1=96.964%，并网电流的功率因数值λ3=0.993 68。可以看出，该样机在功率近似2 kW时，近似单位功率因数运行，具有良好的性能。
5 结论
本文通过对PR控制器原理、控制器参数选择及H6电路拓扑的研究，提出了一种基于PR控制的H6拓扑单相光伏并网逆变器的总体控制策略以及PR控制参数的工程设计方法，并将其应用到2 kW的单相光伏并网逆变系统中。在常数项kp为0时，利用PR控制器传递函数所具有的二阶振荡环节以及微分环节，设计出具有在基频处增益最大并迅速向两端衰减的系统补偿效果，从而保证了稳态静差为0，同时不增加系统谐波;其次加入常数项kp使整个补偿环节的硬度增加，使系统的谐波阻抗增大，抗扰动性能提高。结果表明，采用PR控制器的单相并网逆变系统在克服PI控制器跟踪正弦电流指令时存在稳态误差问题的同时，具有优良的并网电流品质和较高的转换效率。
并网电流 篇2
关键词：并网逆变器,双环控制,电流控制器,准比例谐振控制,LCL滤波器
0 引言
世界环境的日益恶化和传统能源的日渐枯竭,促使了太阳能、风能等新能源的开发和利用。作为新能源发电系统关键性装置,并网逆变器直接决定着进网电流的质量[1,2,3,4]。
进网电流中如果含有过多的谐波分量,就会对电网以及用电设备造成严重的危害。在并网逆变器中,采用适当的输出滤波器是抑制进网电流谐波含量最基本的方法[5]。LCL型滤波器具有在高频段快速衰减的特性,可以以较小硬件体积获得足够小的开关频率谐波,故本文采用LCL滤波器对输出电流进行滤波。LCL型并网逆变器的性能不仅取决于滤波器参数的恰当设计,也取决于有效的电流控制策略以抑制其可能受到谐波电流激发而发生的谐振,破坏系统的稳定性[6,7,8,9,10]。结合电容电流反馈的并网电流控制在LCL滤波系统应用中比其他控制策略更合理易行[11]。文献[12]采用同步旋转坐标系下的PI控制对误差进行补偿,然而其具有有限的抗干扰能力,多次坐标变换,计算复杂等缺点。文献[13]采用基于αβ静止坐标系下PR控制,实现正弦电流控制的零稳态误差。本文对文献[13]的双闭环控制做了改进,采用准比例谐振控制(QPR),并将比例调节器用于反馈通道,引入惯性环节。控制器由系统闭环传递函数的根轨迹相关参数进行调节,这种方法可避免需要一些假设和简化的分析方法,更能凸显单个参数对系统的影响。50 k W并网逆变器的仿真结果验证了所提方案的合理性和可行性。
1 并网系统模型
并网逆变器主电路如图1所示。
逆变系统的参数如表1所示。
2 控制结构
2.1 控制策略
采用基于准PR调节器和P调节器的双闭环控制策略可实现进网电流的零稳态误差,其控制框图如图2所示。
用电容电流内环增加系统阻尼,以有效抑制谐振发生,用进网电流外环控制实现对并网电流的直接控制,可保证高的进网电流功率因数。直流母线电压由PI调节器控制,再经dq/αβ坐标变换产生逆变器参考电流。电网电压经锁相环产生坐标变换和准PR调节器所必需的角度和频率。
目前已有的电流控制器结构如图3所示。
图中采用PI调节器作为补偿器,将比例调节器用于正向通道,同时处理PI输出信号和电容电流反馈信号。两个调节器之间的耦合会导致这种结构在选择PI和P调节器参数方面实现比较困难。文献[13]采用PR调节器代替PI调节器,实现电流的零稳态误差。然而由于在实际控制中PR调节器不易实现,并且在非基频处增益非常小,当电网频率偏移时,不能有效抑制电网引起的谐波。故本文补偿器采用准PR调节器。两种调节器的传递函数分别为
式中:Kp为比例系数;Kr为谐振系数;ωc为带宽系数;ω1为电网基波角频率;其伯德图如图4所示。
可见,准PR调节器在谐振点附近一定带宽的频率范围内,仍能维持较高增益,解决了实际谐振频率与设计谐振频率略有偏差时增益大幅下降的问题。本文中电流控制器结构如图5所示。
图中将比例调节器转移至反馈通道,可实现准PR和P调节器的解耦控制,简化设计过程。并且比例调节器的增益也具有明确意义,即反映电容电流的反馈深度。考虑到实际系统不够理想,如逆变器开关延时及处理器的运行速度,本文在正向通道中引入惯性环节,取TPWM=150μs[14]。由图5可推导出系统的开环和闭环传递函数分别为
式中:a0=Kp;a1=Krωc+2ωcKp;a2=Kpω12;b0=TPWMLaLgaCa;b1=LaLgaCa+2ωcTPWMLaLgaCa;b2=KcLgaCa+ω12TPWMLaLgaCa+TPWMLT+2ωcLaLgaCa;b3=ω12LaLgaCa+LT+2ωc(TPWMLT+KcLgaCa);b4=ω12·(TPWMLT+KcLgaCa)+2ωcLga;b5=ω12TPWM,其中LT=La+Lga。由式(4)和式(5)可看出电流控制器为6阶系统,一般分析方法难以实现,故本文采用闭环传递函数根轨迹方法进行参数设计。Kr主要影响系统的稳态性能,ωc影响带宽(取ωc=5[15]),故先设置Kr=50,选取Kc和Kp的值。系统根轨迹如图6(a)所示,Kc从10到50,Kp从1增至60,当Kc和Kp为某一范围时系统进入稳态。根据分析,系统的稳定性和动态性能主要取决于极点p1~p4的位置,通过分析这些极点的阻尼比和自然频率确定Kc和Kp的最佳范围,如图6(b)所示,Kc取30和35时,Kp从1增至60,系统都处于稳态。
取Kc=30,Kp=20,验证Kr对系统的影响,如图7所示。图中Kr从1增至100可看出Kr的值对极点p1~p4基本无影响,对其他极点和零点具有微小影响。
综合以上分析并结合直流母线电压调节器,最终确定Kp,dc=0.7,Ki,dc=120,Kc=30,Kp=20,Kr=80,ωc=5。闭环系统零点和极点分别为p1,2=-1307.67+i5355.86,p3,4=-2023.66+i16977.35,p5,6=-2.02+i314.21,z1,2=-2.00+i314.14。相应的开环系统伯德图如图8所示。
由图可看出所设计控制器满足系统稳定性要求,其中幅值裕度为9.59 dB,相位裕度为24°。
2.2 滤波器参数和延迟时间变化时系统稳定性分析
在实际应用中,系统参数通常不能达到所设定的精确值。因此控制器参数的适应性需要在合理的可变范围内进行验证。不同参数变化时的根轨迹如图9所示。由图9(a)可看出,当Lg、Cf为给定值,Lf从0.5增至1.5 m H时,极点p1和p2远离虚轴,p3和p4靠近虚轴。所有极点的阻尼比增加,表明系统稳定性在此过程中增强。图9(b)、图9(c)中,当Lg或Cf增加时,p1和p2靠近虚轴,p3和p4远离虚轴。所有极点的阻尼比仍增加。需要注意,Lg和Cf对系统的影响是一致的,故应避免这两个值同向改变。
以上分析表明,即使滤波器参数变化较大时,系统仍能处于稳态。
图9(d)中,当系统延迟时间TPWM从100μs增至200μs时,所有极点都移向虚轴且阻尼比减小,极点p3,4有作为主要极点而取代p1,2的趋势。因此可得结论如下:TPWM对系统稳定性能有重要影响,其值越大,稳定性越差。故在实际运行中应尽可能的减小TPWM的值。
3 仿真分析
根据系统控制框图1和图2,对50 k W并网逆变器进行仿真来验证所提设计方法和所选控制器参数的可行性。采用表1及上节所设计参数,由Matlab/Simulink建立系统模型。逆变器输出电流和进网电流波形如图10所示。仿真时间为0.3 s,逆变器开始阶段PWM封锁,给直流母线预充电,在0.05 s时开启PWM波。根据图10,系统在2个暂态周期内进入稳态,开关纹波得到有效衰减,系统无振荡的稳定工作。图11为逆变器输出电流和进网电流频谱分析,证明了LCL滤波器和控制系统的有效性。对系统参数进行如上节所述的改变,仿真结果基本不受影响,然而当延迟时间TPWM增大到一定值后仿真波形发生了畸变。
4 结论
并网电流 篇3
目前国内外对于风电机组等值模型的研究还没有形成一个统一的观点和方法。一般的处理方法是在电力系统故障分析中将风电场作为一个负荷考虑,认为风电场不提供短路电流。但实际上风力发电机组在系统中是功率源,向系统输出功率,而随着风力发电场容量的增加,就必须考虑在短路瞬间风电机组向短路点输出的短路电流。因此就要考虑现有的设备容量能否承受风电机组并网后新增加的短路容量,并对风电机组和线路的保护系统进行调整。
1短路容量法的短路电流分析
目前复杂电力系统的短路电流的计算就是通过建立电路网络线性代数方程组,通常建立网络的节点方程组,这种方法计算量较大在实时性方面受到限制。本文运用了Yuen M.H于1975年提出的短路容量法,其基本思想是电路阻抗合并的基本理论[1]。文献[2,3]中进一步提出了将复数短路容量法的概念应用到电力潮流和短路故障的计算分析中,这使短路容量法的应用空间进一步扩大。该方法的优点在于只需要计算单个元件的短路容量并进行常规的串并联计算,而不需要对风电场建立精确的数学模型。
电力系统中任意一点的三相短路电流Isc定义为该点的短路容量Ssc除以该点额定电压的值:
由式(1)可知,计算短路电流的关键是要确定短路容量。电力系统中的各种元件如:同步发电机、三相异步电动机、变压器、输电线路、电力电缆等都能用自身的短路容量来表示,电力系统中的相关设备对短路容量都有影响。
单个元件(如线路、发电机、变压器等)的短路容量Ssc定义为将其与无穷大电力系统相连短接所计算的短路容量,如图1所示。
1.1风力发电机短路容量
式(2)中S(kVA)是风力发电机组的等效容量,Un(kV)为风力发电机的额定电压,In(A)为风力发电机额定电流。
1.2变压器短路容量
式(3)中Uk%是变压器的短路阻抗百分数,SN(kVA)是变压器的额定容量。
1.3输电线路、电力电缆的短路容量
式(4)中UN(kV)为短路点额定电压,ZL(Ω)为线路阻抗的模值。
设S1和S2分别为两个独立元件的短路容量,S12表示总的短路容量,可得:
当两个独立元件串联时:
通过以上公式的计算化简后便可得到故障点的短路容量。因此可知运用短路容量法计算短路电流的方法为:
(1)绘制电力系统的等值图,并将故障点标示在图中。
(2)分别计算所有独立元件的短路容量。
(3)对于故障点的短路容量进行化简计算,得到故障点的短路容量Ssc。
(4)根据式(1)就可以计算出故障点的短路电流。
2风电场并网对并网点电压的影响
我国的风电场大多建设在西北偏远地区,这些地区经济发展相对落后,造成了当地电网及相关电力配套设施的建设相对滞后,给大量风电场并网带来了很多问题。其中并网点短路容量是电力系统强度的一个重要参数,短路容量越大,表示系统抵御冲击的能力就越强,风电并网对系统的冲击也越小。当风电场并网时并网点的短路容量会产生变化,从而导致并网点的电压波动。风电场的短路容量比K定义为并网点的短路容量Ssc除以风电场并网容量SW的值[4]:
K值大小说明系统承受风电扰动能力的强弱。K值是确定风电场总装机容量的一个主要指标,各个国家提出的标准并不相同,如丹麦规定K值不大于5%,德国规定K值不大于3.33%,日本则规定K值不大于10%。这一指标可以表示风电场接入系统总容量规模的大小。由此,由风电场并网引起的一些问题如风电场最大注入容量和并网点的电压波动等可用风电场的短路容量比K来表示。
电力系统中如果把风电场当作一个可变的负荷,Us代表并网点的电压,ZL表示风力发电场到并网点的阻抗,U0表示风力发电场端口母线的电压, I为风力发电场的输入电流,则可得到风力发电场并网后的等效电路图如图2所示:
由图2可得:
Us=U0+ZLI=U0+(R+jX)I (6)
一般输电线路两端电压的相位差δ相差很小,可以近似处理,将Us的垂直分量忽略,用水平分量来替代表示Us,发电机组的功率因数角用φ表示,可得:
|Us|=|U0|+|ΔU|=|U0|+|I|Rcosφ+|I|Xsinφ (7)
又因为风场注入的功率为:
S=P+jQ=|U0||I|cosφ+j|U0||I|sinφ (8)
可得:
由于风电场的注入功率是一个随时间变化的变量,当其变化时会在线路电流上产生一个ΔI的增量:
则在风场井网点的电压偏差值ΔU为:
由式(11)可以看出并网点的电压波动与功率因数,电网的阻抗角φ和风电场的短路容量比有关系,其中电网阻抗角
tanφ=X/R (12)
然而由于大容量风电场的并网使并网点的短路容量有所增加,从而使电网抵御冲击的能力加强,对电压的波动有抑制作用。以下将风电场并网点作为研究对象,利用下面的电压波动公式,分析风电场并网对并网点电压波动的抑制作用。
ΔU1≈ΔQ/Ssc (13)
式(13)中ΔQ为并网负荷的无功功率增量,考虑风电场并网后并网点短路容量变为SB,其对应的原来负荷无功增量下的电压波动表示为:
ΔU1≈ΔQ/SB (14)
则风电场并网对于并网点电压波动的抑制作用可表达为:
3算例分析
以某地风电场为例,进行风电场的短路电流计算及风场容量对并网点电压变化影响的计算分析。具体参数如下:有220 kV变电所一座,110 kV变电所6座,35 kV变电所11座;风电场经35 kV线路接入110 kV变电所。根据该风电场接入系统设计,风电场内配备有一座35 kV的升压变电站,注入到风电场汇流母线(35 kV)处的短路电流是1.33 kA。
风电场主要元件及参数:风电场装设有18台750 kW风力发电机,总装机容量为13.5 MW,单机额定电压为690 V,额定电流76 A,额定转速1 520 r/min,次暂态电抗为0.153 8;配备型号为BS800/10的变压器18台,额定容量800 kVA,变比10±2×2.5%/0.69 kV,阻抗电压百分数UK=4.5%;型号为SZ-10-16 000/35的主变一台,额定容量16 000 kVA,变比38.5±4×2.5%/10.5 kV,阻抗电压百分数UK=8%;电力电缆线路分为两种规格,第一种参数:YJV22-3×70,6 km,0.395 Ω/km;第二种参数:YJV22-3×150,5.5 km,0.168 Ω/km。
根据上述的短路容量法,首先计算出风电场内所有对短路电流有影响的独立元件的短路容量,并绘制成相应的短路容量图,计算程序如下,式中短路容量的单位为MVA。
35 kV架空线路的短路容量:
主变压器的短路容量:
箱式变压器的短路容量:
10 kV电缆的短路容量:
风机的短路容量:
根据计算得到的风电场各个独立元件的短路容量,运用上述短路容量法将风力发电场电气等值图绘制成相应的短路容量图,横线上面的数字是从上到下计算得到的故障时由系统输出的短路容量,横线下面的数字为风电机组提供的短路容量,其中短路容量的单位统一为kVA,如图3所示。
由图3和式(1)便可计算得到风电场任意点的短路电流,本文取风电场5个有代表性的短路点进行短路电流的计算分析,图中d1点取汇流母线(35 kV);d2点取主变压器的高压侧;d3点取变压器端母线(10 kV);d4点取发电机变压器高压侧;d5取发电机端口。将计算结果汇总如表1所示。
通常在电力系统故障分析计算时如果只计算风场并网点的短路电流则将风力发电场等效看成一个等容量的发电机组,并不考虑其内部参数的影响。本文应用短路容量法将对比计算的结果列入表1,其中D1表示风电场并网点的短路电流大小;D1′表示风电场供出的短路电流大小。对以上计算数值对比分析可以得出以下结论:
(1)常规的分析方法将风电场等效为负荷或者等容量机组,这样处理不能反映出风电场内部的结构参数对系统的影响,也不能够计算风电场内部位置处的短路电流;相对于常规的分析方法短路容量法在计算时的精度比前者更高,而且可以计算风电场内部点的短路电流。
但是不足之处是短路容量法没有考虑风力发电机的运行方式,同时为了避免复数运算使得计算方便,计算时采用阻抗模值。
(2)常规方法分析风力发电场向短路点提供的短路电流时计算得到的短路电流数值偏大,所以在设备选型时可以以此数据为依据,这样选择的设备有一定的冗余,对系统的安全稳定运行有利。
(3)短路故障时风力发电场提供到变压器高压侧的短路电流数值较小,主要原因是发电机在系统的低压侧,经过归算后影响减弱;而在发电机端口处短路时,系统会提供大量的短路电流,因此在变压器选择时要考虑这一点。
(4)电力发电机的接入实际上使电力系统的短路容量增大,当线路上发生故障时,风力发电机会提供短路电流,因此需要校验继电保护装置,防止产生误动。
以功率因数0.98,网络阻抗角30°为例,由式(5)、式(11)、式(15)可得:
由以上计算结果可知:(1)风电场并网后引起并网点电压的偏移(11%)。(2)风电场的短路容量比不是唯一影响并网点电压波动的因素,还包括风电场的功率因数和线路的参数等。
4结论
本文针对以往常规分析风电场短路电流方法中的不足,结合短路容量计算方法给出了一种风力发电场短路电流的实用计算方法,阐明了风电场短路电流与短路容量之间的关系,进一步说明了短路容量比、电压波动以及风电场对电压波动的抑制作用,并通过实际算例进行了分析计算。
参考文献
[1] Yuen M H.Short circuit ABC.San Francisco:Gas Industries Associa-tion,1975
[2] Chen T H.Complex short circuit MVA method for power system stud-ies.IEE Proceedings on Generation Transmission and Distribution,1984;141:81—84
[3] Chen T H,Chuang H J.Applications of the complex short-circuitMVA method to power flow studies.Electric Power Systems Researeh,1996:135—143
并网电流 篇4
1LCL滤波器引入控制问题
相对于L型滤波器而言,LCL型滤波器具有明显的优点,然而LCL型滤波器却属于三阶系统,同时会产生谐振现象。并且,存在于实际电感电容中的计生电阻所具有的阻值小到可以忽略,所以并不能够利用阻尼来抑制谐振。这些特点决定了LCL滤波器容易在谐振频率附近产生大量的谐振电流,并对系统稳定控制产生负面作用,从而导致系统稳定控制难度的增加。而如果不能有效抑制LCL滤波器所产生的谐振或者不能消除谐振对控制系统稳定性产生的负面作用,则系统也将难以稳定运行。三阶系统的特点让控制系具有复杂的设计,并且LCL滤波器所具有的幅频特性使在谐振频率出产生谐振尖峰,这在很大程度上提高了满足系统稳定性的难度。因此,必须采取有效的方法来抑制谐振尖峰或者实现系统相频特征的改变来确保系统的稳定运行。
2LCL滤波并网逆变器控制技术
2.1单一电流环控制
在LCL滤波并网逆变器的控制工作中,网侧电流与逆变器策电流单环控制是单一电流环控制策略中的主要形式。 这种LCL滤波并网逆变器控制策略的独特之处在于解决谐振的办法是在设计控制器的过程中避开谐振而不抑制LCL滤波并网逆变器所具有的谐振尖峰。在设计控制器的过程中,需要满足一定的频域稳定性要求,依据谐振频率,在谐振平率值相近的区域,入网电流控制系统中所具有的相频特性需要穿越 - 180°,同时,控制器需要确保自身的幅频特性曲线谐振频率幅值不高于0d B。另外,在使用单一电流环控制策略对LCL滤波并网逆变器做出控制的过程中,需要确保控制器参数选取的细致性,只有如此才能够确保入网电流得到良好的控制,当然,这也为控制器的设计工作带来了一定的挑战。同时,为了让控制器具备开环增益,还需要确保滤波器参数设计的精确性。需要注意的是,电网感抗具有不确定性以及滤波器参数会受到干扰, 因此,单一电流环控制策略并不能具有较强的鲁棒性。
2.2控制器前向通路附加滤波器控制
在LCL滤波并网逆变器的控制工作中,这种策略主要通过在LCL滤波并网逆变器入网电流控制回路中添加陷波器、超前 - 滞后滤波器或者低通滤波器来实现。如果在LCL滤波并网逆变器的控制中使用陷波器控制策略, 则需要将一个陷波器添加到控制器前向通路中,并且需要依照谐振频率来设置陷波器频率,从而确保谐振尖峰能够得到有效的削减。如果在LCL滤波并网逆变器控制中使用低通滤波器控制策略,则入网电流控制系统的开环传递函数所具有的浮想特性曲线以及相频特性曲线穿越频率都会发生改变,从而让频域稳定性要求得到满足。由于控制器前向通路附加滤波器控制对LCL滤波器的参数信息提出了较高的精确性要求,并且电网感抗具有不确定性以及滤波器参数会受到干扰,因此控制器前向通路附加滤波器控制策略同样不能具有较强的鲁棒性。
2.3降阶模型控制
在LCL滤波并网逆变器的入网电流控制工作中,这种控制策略主要是利用额外反馈的合理选择来将在LCL滤波器当作L滤波器来控制,换而言之,这种方法实现了对LCL滤波并网逆变器入网电流控制工作的简化。其中参数加权控制策略以及分裂电容控制策略是利用降阶模型对入网电流做出控制的主要形式。这两种控制形式都是利用对电流进行组合反馈来实现对系统的降阶段。从这种控制技术的优势来看,这种策略并不会让控制回路受到谐振尖峰的影响,但是这一策略的实施却对滤波器参数模型的精确性提出了较高的要求,并且这种策略并没有对谐振尖峰做出有效抑制,因此,这种控制策略下的谐振仍旧在入网电流中存在,同时这种控制策略在并网电流控制的精确性方面也并不理想。
2.4反馈控制
在LCL滤波并网逆变器的入网电流控制工作中,反馈控制策略是利用额外的电压、电流反馈来抑制谐振尖峰。从反馈控制策略的反馈对象来看,反馈控制策略可以分为逆变侧电感电压反馈、感电流反馈以及电容电压反馈与电流反馈。这种控制策略不仅能够对系统谐振做出有效控制,并且具有灵活的控制方式、较强的鲁棒性以及很好的系统控制系能。但是由于这种控制策略需要添加电压与电流传感器,因此会导致系统成本的升高。 针对这一问题,许多学者都对滤波电容电压和电流估测手段做出了研究。在作出有效估测的基础上,可以对反馈量做出有针对性的反馈控制,但是这项工作的开展却对系统模型的精确性提出了较高的要求,同时较大的计算量也会对系统所具有的动态性能产生一定的负面作用。另外,在这种控制策略中,不同的方法具有不同的反馈方式,其中逆变器侧电感电流反馈与电容电流反馈的反馈方式为直接比例反馈模式,而电容电压反馈则是使用微分反馈。
并网电流 篇5
关键词：光伏并网,逆变器,电流控制,重复控制,PI控制
0 引言
能源短缺和环境污染已经严重威胁了人类的生存和发展, 因此开发和利用新能源具有重要的战略意义。太阳能以其独具的可再生、无污染优势受到人们的青睐[1]。光伏并网发电是利用太阳能的有效方式之一, 而并网逆变器作为光伏发电系统的核心部分, 其控制系统的好坏对于整个并网系统的性能具有重大的影响[2]。光伏并网发电系统要求并网逆变器能够输出正弦波电流, 实时跟踪电网电压频率和相位, 而且电流的总畸变失真要低, 以减小对电网谐波的影响[3]。
目前用于逆变器电流控制的方法主要有无差拍控制、滞环控制、重复控制[4]。重复控制由于实施容易、成本低、效果好等优点, 被广泛应用于逆变电源的波形控制中, 但重复控制主要缺点是无法实现短于一个周波的动态响应[5]。本文在分析重复控制的基础上, 提出了一种在同步旋转坐标系下基于PI控制和重复控制并联结构的电流控制方法, 重复控制通过对于周期性扰动信号无静差跟踪来提高系统稳态精度, PI控制则致力于改善逆变器动态特性。两种控制策略各司其职, 并且相互补充各自的缺陷, 大大简化了控制器的设计, 全面提升系统的性能。根据理论分析和Simulink模块仿真结果, 证明了该电流控制策略的可行性。
1 三相光伏并网逆变器结构和原理
光伏并网逆变系统主电路由DC-DC和DC-AC两级结构组成, 如图1所示, 前级DC-DC变换器为直流升压Boost变换电路, 把光伏电池阵列输出电压提升到能满足并网要求的直流母线电压;后级为DC-AC环节将直流电逆变成与电网电压频率和相位相同的交流电, 提高功率因数。图中各物理量定义如下:Ua、Ub、Uc分别是逆变器的输出电压, Ea、Eb、Ec分别是三相光伏并网系统的电网电压, Ia、Ib、Ic分别是三相并网系统的输出电感电流, L是滤波电感, L1是升压电感, R代表电路等效电阻[6]。
1.1 光伏并网逆变器数学模型
按照图1所示逆变器结构图, 根据基尔霍夫电压定律可以列出其在三相静止坐标系下的电压方程式如式 (1) 所示
将式 (1) 进行坐标变换得到两级式三相逆变器在两相旋转坐标系下的数学模型如式 (2) 所示
式中Ud、Uq———逆变器输出电压矢量的d、q分量;
Ed、Eq———三相电网电压矢量的d、q分量;
Id、Iq———逆变器输出电流矢量d、q分量;
ω———电网电压频率。
1.2 PI控制
由式 (2) 可以看出d、q轴电流除受控制量Ud、Uq的影响外, 还受耦合电压ωL·Id和ωL·Iq扰动, 可以通过状态解耦的方法解除电流控制回路耦合项的影响[7]。如图2所示为加入解耦环节并采用PI控制调节电流的系统控制框图。
经过解耦后d轴和q轴分别成了两个相互独立的控制系统, 其d轴的控制框图如图3所示。
由图3可求出d轴电流前向传递函数如式 (3) 所示
由上式可以看出系统是三阶的, 采用零极点对消的方法对系统进行降阶处理令, 可得式 (4)
使用工程法设计PI控制器的比例系数和积分系数如式 (5) 所示
2 重复PI控制
2.1 重复控制思想
重复控制是基于内模原理的一种控制方法, 内模原理的本质是将系统外部信号动态模型 (即为内模) 植入控制系统内以此来构成高精度的反馈控制系统, 使系统能够无静差地跟随输入信号[8]。若要求一个反馈控制系统具有良好的跟踪指令和抵消扰动影响的能力 (即稳态时误差趋于零) , 并且对误差的调节过程是结构稳定的, 则在反馈控制环路内部必须包含一个描述外部输入信号 (含指令信号和扰动信号) 动力学特性的数学模型, 这个外部信号的数学模型就是所谓的“内模”[9]。当内模中描述的是周期信号的时候, 闭环系统就能够无静差的跟踪周期信号。
2.2 重复控制结构
如图4所示是重复控制系统的基本结构图。
重复控制系统由周期延迟环节z-N、低通滤波器Q (z) 和补偿器C (z) 组成, 其中N代表一个基波周期内的采样次数。z-N这一环节是把当前周期的误差信号转变成为下一周期控制的输入信号, 从而使各个周期内重复出现的扰动消除。Q (z) 为低通滤波器或取值介于0和1之间的常数, 主要为了避免给系统带来位于单位圆上的极点。C (z) 是针对控制对象传递函数设计的补偿器, 目的是使控制对象具有零相移、单位增益的特性, 以改善系统的性能。
2.3 重复控制器设计
逆变器输出电压频率为50 Hz, 系统的采样频率为10 kHZ, N=200, 考虑逆变器输出的稳态精度和稳定性Q (z) 取为常数0.95。用超前拍数环节来补偿数字控制的延迟以及控制对象的相位滞后, 并估算超前拍数为3, 即选择超前环节为z3, 滤波器选择陷波滤波器和二阶滤波器, 陷波滤波器用于消除逆变器的谐振峰值, 二阶滤波器用于提高系统的抗干扰能力[10]。
2.4 总体控制策略
三相并网逆变器重复PI控制结构框图如图5所示, 整个系统包含三个控制器:直流侧电压PI控制器, 电流PI控制器和重复控制器。输出电流基波在同步旋转坐标下被转换为直流分量和周期性扰动分量, PI控制器及重复控制器并联作用在控制系统的前向通道中, 共同对系统的输出产生影响, 直流侧PI控制器维持直流侧的母线电压稳定, 并给出并网电流的给定值。
3 仿真研究
为了验证本文电流重复PI控制策略的正确性, 在Matlab/Simulink中搭建系统的仿真模型如图6所示。仿真系统中, 选取的参数为:电网电压的有效值为220 V, 电感值为3 mH, R=1Ω, Tpwm为100μs, 开关频率为10 kHz, 输出电压的频率为f=50 Hz, 仿真时间为0.2 s。
图7和图8给出了加入死区后逆变器输出三相并网电流波形图以及A相电压和电流的波形图。图9和图10分别对采用PI控制和重复PI控制的逆变器输出电流进行了傅里叶分析, 输出电流的总谐波畸变率分别为6.69%和1.32%。重复PI控制的效果是显而易见的, 极大地减小了输出电流的波形畸变。
4 结论
本文仿真分析了基于重复PI控制策略的光伏并网逆变器, 采用重复控制抑制周期性扰动, 解决了单纯使用PI控制不能消除周期扰动的问题, 同时利用了PI控制提高系统的动态性能。仿真结果通过傅里叶分析可以看出本文提出的重复PI控制策略使得输出电流的总谐波畸变率很小, 系统具有良好的稳态性能和动态性能。
参考文献
[1]周建强, 屈卫东.郑州市风光互补发电经济技术分析[J].电网与清洁能源, 2013, 29 (1) :74-76, 81.
[2]高胜利, 冯文秀, 申强, 等.风光互补逆变器控制方法的研究与仿真[J].节能技术, 2012, 30 (5) :405-408.
[3]顾和荣, 杨子龙, 邬伟扬.并网逆变器输出电流滞环跟踪控制技术研究[J].中国电机工程学报, 2006 (9) :108-112.
[4]张紫凡, 向萌, 焦茜茜, 等.一种基于PSCAD/EMTDC仿真平台的SVPWM逆变器控制算法[J].电网与清洁能源, 2012, 28 (6) :19-24.
[5]魏学良, 戴珂, 方昕, 等.三相并联型有源电力滤波器补偿电流性能分析与改进[J].中国电机工程学报, 2007 (28) :113-119.
[6]马辉, 王玉华, 刘朋朋, 等.基于小波神经网络的单相三电平逆变器谐波检测[J].节能技术, 2012, 30 (6) :516-520.
[7]冯乾, 肖祥江, 涂洁磊, 等.1 MW高倍聚光光伏发电并网系统的设计[J].节能技术, 2013, 31 (6) :491-494.
[8]易灵芝, 何素芬, 王根平, 等.基于线电流解耦的三相光伏逆变器控制研究[J].控制工程, 2010 (1) :46-54.
[9]段善旭, 孙朝晖, 张凯, 等.基于重复控制的SPWM逆变电源死区效应补偿技术[J].电工技术学报, 2004 (2) :52-63.
并网电流 篇6
本文提出了一种在逆变侧电流做反馈的情况下, 把网侧电流修正量引入电流内环, 使电流内环在跟踪逆变侧电流的同时可以跟踪网侧电流。为了跟踪网侧和逆变侧周期性的扰动变量, 本文在使用PI控制器的电流内环并联重复控制器。
2 光伏逆变器的状态空间数学模型
图1为三相LCL型并网逆变器的拓扑, 其中逆变侧和网侧的电感器分别为L1、L2, 电容器为C。
根据图1, 利用KVL和KCL, 可以得其在静态坐标系下的系统模型为:
式 (1) 中:i1x、i2x、icx (x=a, b, c) 分别为逆变器逆变桥侧电流、网侧电流、电容器电流;urx、ucx、ugx (x=a, b, c) 分别为逆变侧输出电压、电容电压、电网电压;uNO为中性点电势;udc为直流侧输入电压。Sx (x=a, b, c) 为逆变器开关状态。
3 引入电网电流修正量的新型控制策略
因为直接对使用LCL滤波器的并网发电系统采取传统单L的控制策略始终存在谐振问题。因此本文提出了一种在传统三相控制策略的基础上, 把网侧电流的修正量引入电流内环的新型控制策略。其控制框图如图2所示, 其中kp2和ki2分别为修正网侧电流变化的PI控制器的比例系数和积分系数。为了加强内环控制力度, 本文提出在PI控制器上并联重复控制器。根据内模原理, 重复控制器可以实现对周期性扰动的无静差跟踪。
图2为引入重复控制的新型控制策略, 设置滤波系数Q (z) =0.98, N=200, 补偿相位滞后的超前环节S (z) =z4。
根据图 (2) 所示的控制框图求得加入逆变侧电流修正量的控制系统闭环传递函数G2 (s) :
其中:
选择适合的kp2、ki2参数。根据式 (3) , 画出新型控制系统的开环传递函数的Bode图, 并可以看出新型控制策略可以有效抑制谐波。
4 仿真分析
在上文分析的基础上在Matlab/simulink平台进行了应用性仿真。仿真的参数为:交流电源电压幅值为eabc=311V, a, b, c三相电压相差120°, 逆变侧电感值为L1=1.3e-3h, 交流测电感值为L2=0.3-3h, LCL滤波电容值C=6u F, 输出电流给定幅值为i*=20A。
5 结论
并网电流 篇7
在风能、太阳能并网发电系统中,并网逆变装置是最为核心的部分。而控制算法的改进是优化并网逆变装置的关键。高性能的逆变器不但动态响应快,而且稳态精度高,抗干扰能力强,系统稳定。
对于单相并网逆变装置,目前广泛应用电流控制的控制方式[1],使逆变器相当于一个电流源。闭环控制电流的方法有电流瞬时值PI控制、电流滞环控制[2]、单周控制[3]和无差拍控制[4]等。其中电流瞬时值PI控制已经是工程应用中比较成熟有效的方法,具有简单、易实现的优点,能够使并网逆变器的输出电流快速地跟踪参考电流的变化,有良好的动态性能。随着研究的不断深入,从该方法已经发展出直接电流控制、间接电流控制和混合控制等不同的策略[5]。然而,单独的电流瞬时控制环不能满足系统输出精度的要求。因此本文在电流瞬时值PI控制的基础上加入电流平均值外环,使逆变装置不但有快速的动态性能,而且有很高的电流幅值精度。同时在电流瞬时值内环加入电网电压前馈,使系统不受电网电压的影响。
2 拓扑结构和电流瞬时值内环数学模型
为了设计电流平均值外环,需要首先确定系统拓扑和建立电流瞬时值内环的控制模型。
2.1 拓扑结构
本文选用的逆变系统拓扑结构如图1所示。
图1中,Ud是直流母线电压,电容C起缓冲无功能量的作用,逆变电路为电压型单相全桥电路,选用IGBT作为开关管,每个开关管都并联了一个反馈二极管,为交流侧向直流侧反馈无功能量提供通道。采用单电感的滤波电路,R为滤波电感及交流进线等效阻抗。在此系统结构上,建立并网电流瞬时值控制模型。
2.2 电流瞬时值内环数学模型
由图1可以得到以下等式:
式中,L为滤波器电感;R为等效串联电阻;iC为并网电流;UA B为逆变器的输出电压;Ug为电网电压。把式(1)转化为复数域的形式并加以整理可得到滤波器的传递函数如下:
PI控制器的传递函数为[6]:
本文采用单极性的PWM控制,所以逆变环节可以等效为线性比例环节[1],其传递函数为:
式中,KPW M数值上等于直线母线电压。
因此电流瞬时值内环的闭环传递函数:
3 电流平均值外环设计
基于以上对电流瞬时值内环的分析,本节阐述平均值外环的设计。加入平均值外环后系统的控制模型如图2所示。
设计外环时,把电流瞬时值内环闭环当作被控对象。外环的输出是实际并网电流经过全波整流后在一个基波周期内算得的平均值,输入是相应的参考平均值,而外环PI控制器的输出是内环正弦参考电流的幅值。因此,图2中电流瞬时值内环,即虚线框内的部分的输入和输出都是直流量。所以,在进行外环设计时可以把图2中虚线部分的传递函数等效成一个比例系数K1,它等于内环闭环传递函数幅频特性上50Hz频率对应的增益:
设计外环,主要是求出外环的PI参数K2 p和K2 i。设外环补偿后的穿越频率为fc,由于在穿越频率处回路的增益为1,所以有以下等式:
当穿越频率fc比较小时,可以使系统比较稳定,但跟踪速度慢;当fc比较大,跟踪速度快,但系统的稳定裕度下降。所以应该采用折衷的方法。
另外,在PI控制器传递函数的零点处有
式中,fz是PI控制器零点处的频率,在本文中为100 Hz。
联立式(7)和式(8),即可算出K2 p和K2 i。于是外环的开环传递函数为
其波特图如图3所示。
外环的闭环传递函数为
4 电网电压前馈控制
采用电流平均值和瞬时值双环控制,能使系统获得良好的动态性能和稳定精度,但无法消除电网电压的影响,所以必须在瞬时值内环加入电网电压前馈环节。加电网电压前馈后的内环控制框图如图4所示。
在图4中,如果不加电网电压前馈,可得到
由式(11)可以看出,Ug(s)GF(s)是并网电流的干扰量。从控制理论看,电网电压可以看作系统的干扰源。
如果加入电网电压前馈,由图4得到
式中,若令Gg(s)=1/GIN V(s),可以使得Ug(s)[GIN V(s)GF(s)Gg(s)-GF(s)]=0,即抵消了电网电压的影响。
5 总体控制方案
基于上文的分析,本节阐述最终的系统总体控制方案。系统在每个采样周期对并网电流瞬时值进行检测,并在一个基波周期内进行绝对值累加,然后求取平均值,与电流的参考平均值进行比较。得到的误差经外环PI调节后得到内环参考电流的幅值,再和单位正弦波相乘得到正弦参考电流。同时,系统将对电网电压过零上升沿进行捕获并以此对上述正弦电流进行锁频锁相,得到与电网电压同频同相的参考电流。该参考电流在每个开关周期的值和采样到的电流瞬时值的误差经过内环PI调节后再与电网电压前馈量相加,得到占空比,最后产生PWM信号以控制逆变电路功率开关的通断。
6 仿真与实验结果
为了证明上述控制方案的可行性,本文在Matlab环境下进行仿真验证。仿真结果如图5所示。由图可知,并网电流是和电网电压同频同相的高质量正弦波,且能很快消除幅值误差。
为了验证电流平均值外环在实际系统中能提高输出电流的幅值,本文进行了样机对比实验。实验参数:母线电压Ud=380 V,电网电压有效值Ug=220 V,给定的并网电流有效值I*rm s=10 A,采样频率和开关频率f=15k Hz。图6和图7为实验波形图。
图6为采用电流瞬时值单环PI控制得到的实验波形。谐波总畸变率THD=4.85%,功率因数λ=0.99,输出电流有效值Irm s=10.8 A。可见这种情况下虽然逆变器的输出电流波形很好,但稳态误差是8%。
图7为采用电流平均值和瞬时值双环PI控制得到的实验波形。THD=4.10%,λ=0.99,Irm s=10.1 A。可见所提的控制方法使系统的稳态误差降低为1%,而且电流波形为高质量的正弦波,与电网电压同频同相,不受电网电压的影响。
7结论
本文提出了一种并网电流平均值和瞬时值双环PI控制算法,瞬时值内环使并网逆变器输出低谐波畸变率、与电网电压同频同相的正弦电流,平均值外环减小并网电流幅值的误差,提高系统的输出精度。仿真结果和样机对比实验证明了所提方法的可行性和有效性。
参考文献
[1]刘伟(Liu Wei).单相光伏并网逆变数字控制策略研究与实现(Research and implementation of digital controlstrategy of the single phase PV grid-connected inverter)[D].湖南:湖南大学(Hunan:Hunan University),2007.
[2]叶齐峰,金新民(Ye Qifeng,Jin Xinmin).高功率因数脉冲整流器数字控制系统设计(Design of digital controlsystem of the high power factor pulse rectifier)[J].电工技术(Electronic Engineering),2003,(1):56-57.
[3]李海林,王燕京,侯振义(Li Hailin,Wang Yanjing,Hou Zhenyi).单周控制原理及其应用(One-cycle con-trol theory and its application)[A].中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会(The11thAnnualMeeting of the Power Electronics Society of China Electro-technical Society)[C].杭州(Hangzhou),2008.
[4]Gokhale K P,Kawamura A,Hoft R G.Deadbeat micro-processor control of PWM inverter for sinusoidal outputwaveform synthesis[A].Proc.IEEE Power ElectronicsSpecialists Conf.[C].Toulouse,France:IEEE,1985.28-36.
[5]吴卫民,刘松培,何远彬(Wu Weimin,Liu Songpei,He Yuanbin).单相LCL并网逆变器电流控制综述(Summarization of the current control of the single phaseLCL grid-connected inverter)[J].电源学报(ElectricalSource Acta),2011,(2):51-58.
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