电磁参数（精选6篇）
电磁参数 篇1
0 引言
磁性齿轮传动装置利用磁力传递运动和动力, 其主从动齿轮无啮合接触, 从而克服了机械齿轮传动中的机械疲劳、摩擦损耗及润滑等问题, 且具有使用过程中振动噪声小、过载自我保护等优点[1,2]。机电集成电磁蜗杆传动机构集传统蜗杆传动技术、电磁驱动技术和控制技术于一体, 是一种新型机电耦合广义复合传动机构, 除具有普通磁性齿轮的优点外, 还具有结构紧凑, 输出转矩、转速可控, 响应速度快等优点, 可广泛应用于医药、航空航天、车辆等工程领域[3]。
与机械齿轮传动类似, 电磁蜗杆传动系统传动过程中啮合磁极数呈周期性变化, 使得系统电磁啮合刚度表现出时变特性, 其动力学问题属于典型的参数振动问题[4,5]。电磁蜗杆传动系统中由于啮合刚度内部激励以及输出转矩波动可能导致系统发生共振行为, 对系统动力学特性产生巨大的影响, 因此很有必要研究其动态响应, 尤其是系统的共振行为。
目前, 对于机械齿轮传动参数振动问题的研究相对比较成熟, 但对于机电耦合系统的参数振动问题的研究相对较少[6]。本文以时变的电磁啮合刚度研究为基础, 建立了系统参数振动动力学模型, 推导了系统主共振及组合共振响应计算公式, 分析了不同共振下的系统动力学行为。
1 动力学模型建立
如图1所示, 机电集成电磁蜗杆传动系统主要由三部分组成:缠绕有三相交流电的电磁蜗杆、安装有永磁齿的蜗轮以及支撑蜗杆、蜗轮的箱体支架。当电磁蜗杆上的线圈内通以三相交流电时在其周围形成旋转的磁场, 磁场力将会驱动永磁蜗轮旋转, 从而实现转矩输出。
本文以系统蜗轮上安装8个永磁齿、蜗杆与蜗轮间的包角为80°为例进行讨论, 蜗轮与蜗杆间的啮合极对数是1对齿与2对齿的交替。系统时变电磁啮合刚度的变化曲线如图2所示。其中, k (t) 为时变电磁啮合刚度, θ为蜗杆线圈与蜗轮轮齿间的相对旋转角。
假设蜗轮与蜗杆的一个啮合周期为Tp, 重合度为εp, 则
式中, z为蜗轮的永磁体齿数;ωp为蜗轮旋转角速度。
则啮合刚度函数可表示为
其中, m为齿轮的啮合周期数, kp1为电磁蜗杆与蜗轮间的电磁啮合刚度, 其表达式如下所示[3]:
式中, K为与电磁蜗杆包角有关的常数;Is为蜗杆线圈内的电流强度;L1为蜗轮轮齿与蜗杆线圈间的平均电感;r为蜗轮回转半径;v为蜗杆的包角;θ为蜗杆线圈与蜗轮齿轮间的相对旋转角;θ0为蜗杆与蜗轮间的静态旋转角;n1为蜗杆线圈电流对应的相数;p为蜗杆线圈内电流的极数。
随时间变化的啮合刚度函数为偶函数, 将其展开为复数形式的傅里叶级数:
式中, kn为傅里叶级数的系数。
随时间变化的各阶系数分别为
随周期变化的啮合刚度k的表达式为
电磁蜗杆与蜗轮在一个啮合周期内的刚度平均值即为平均啮合刚度, 即, 由图2可得蜗杆与蜗轮间的平均啮合刚度值:
机电集成电磁蜗杆传动系统的电磁啮合刚度可表示为平均啮合刚度与时变啮合刚度之和的形式, 即。采用机电集成电磁蜗杆传动系统集中参数模型[3], 则该系统时变形式的微分方程可写为
式中, m为蜗轮质量;x为蜗轮围绕其回转轴线的扭转线位移;c为蜗轮旋转综合阻尼系数;ΔT为蜗轮输出转矩波动幅值;ω为蜗轮输出轴转矩波动频率。
整理式 (6) 可得
式中, ε为小参数, ε=a1。
2 参数振动系统自由振动响应
机电集成电磁蜗杆传动系统自由振动运动微分方程为
采用多尺度法求解式 (8) , 为使阻尼的影响与级数项的影响相均衡, 从而使得阻尼项和级数项在同一摄动方程中, 令ζ=εζ0, 则可将系统的解展开成小参数ε的幂级数形式[7]:
其中, Tk为不同尺度的时间变量, Tk=εkt。
将式 (9) 代入式 (8) , 由小参数ε的同次幂系数相等导出以下各阶近似二阶线性方程组如下:
其中, D0、D1分别代表变量x对时间尺度T0、T1求导数。
将式 (10) 中方程的解写为复数形式为
其中, q为等式右边A (T1, T2) eiω0T0的复共轭。
将式 (12) 代入式 (11) 整理可得
式 (13) 中消除久期项可得
解式 (14) 可得
其中, E0为系统初始位移, 是一常数。
将式 (15) 代入式 (13) 中可得其满足初始条件的解为
由式 (12) 、式 (15) 和式 (16) 可得电磁蜗杆系统一次近似解析解:
其中, 系统初始位移E0为在蜗轮上缓慢施加扭矩直至达到额定转矩时, 蜗轮与蜗杆间转过的一定的角度, 在数值上可通过平均电磁啮合刚度及电磁转矩计算得到[8], 即
式中, T为施加在蜗轮上的额定转矩。
算例系统参数如表1所示, 取式 (17) 中系统级数展开的前3项, 代入算例系统参数可得图3所示的系统瞬态响应曲线。
由图3可知, 机电集成电磁蜗杆传动系统由于阻尼的作用系统振幅逐渐减小直至为零, 其振动呈现简谐振动形式, 但其振动中除了系统固有频率外还包含固有频率与啮合频率的组合频率, 即|ω0±nωp|频率成分, 与一般的常系数线性振动系统有很大的差别。
与常系数线性振动系统相比, 由于电磁蜗杆参数振动系统中包含有系统固有频率及固有频率与啮合频率的组合频率, 所以使得该系统存在更多的共振区域, 即可能会发生主共振及组合共振, 从而导致系统动力学特性较为复杂。
3 参数振动系统主共振响应
当蜗轮输出转矩由于某种原因出现转矩波动时, 假设其波动呈余弦函数形式, 则系统复数形式的强迫振动微分方程为
假设转矩激励频率接近系统固有频率ω0, 引入解谐参数σ1, 并假设
式中, T'为当量载荷。
仍采用多尺度法求式 (19) , 将式 (9) 及式 (20) 代入式 (19) , 则由小参数ε的同次幂系数相等导出以下各阶近似二阶线性方程组为
式 (21) 的复数解如式 (12) 所示, 将式 (12) 代入式 (22) 可得
消除久期项得
采用常数变易法求解式 (15) , 可得其特解为
消除久期项后将式 (25) 代入式 (23) , 可得系统的一阶近似解析解为
将式 (25) 代入式 (12) , 并将式 (12) 及式 (26) 代入式 (9) 可得
将表1所示的算例系统参数代入式 (27) , 可得系统在主共振下的时域、频域响应曲线, 如图4所示。
由图4可知, 当激励频率接近系统固有频率时, 系统将会发生比较强烈的主共振现象, 且呈现出比较强烈的拍振。除包含外激励频率外, 还包含系统固有频率与啮合频率的组合频率成分, 且主导频率为系统固有频率, 即激励频率, 各谐波所对应的幅值随着谐波次数|n|的增加而递减, 但各次谐波对系统的影响不可忽略。这与一般的线性振动系统只包含激励频率成分不同。
参数振动系统发生主共振时存在多次组合频率谐波成分, 是由于此时系统振动能量瞬时积聚值达到很大, 系统主要零部件的主振动激起与啮合过程直接关联的啮合频率, 且由于距离主共振频率越远的频率越难被激起, 所以使得高次组合谐波频率幅值依次降低。
4 参数振动系统组合共振
假设激励频率接近系统固有频率与啮合频率的组合频率ω0-ωp, 引入解谐参数σ2, 并假设
仍采用多尺度法解式 (19) , 将式 (9) 及式 (28) 代入式 (19) , 则由小参数ε的同次幂系数相等导出以下各阶近似二阶线性方程组:
式 (29) 的解可写为
将式 (31) 代入式 (30) 可得
将式 (28) 代入式 (32) 并消除久期项得
采用常数变易法求解式 (33) 可得其稳态解为
将式 (34) 代入式 (31) 得
其中, sin (θ+σ2T1) 部分是频率极小的刚体部分, 可忽略其对系统振动的影响。
消除久期项后求解式 (35) , 可得其稳态特解。由于其形式较为复杂, 这里不写出其具体形式。当激励频率ω=ω0-ωp+εσ2时, 代入算例系统参数, 可得系统在组合频率共振下的时域、频域响应曲线, 如图5所示。
由图5可知, 当外加激励频率接近系统固有频率与啮合频率的组合频率时, 系统会发生比较强烈的组合共振。但与参数振动系统的主共振不同, 共振振幅的最大值所对应的为系统固有频率而非激励频率, 即主导频率不是激励频率而是系统固有频率, 且激励频率及各次组合频率谐波对系统振动的影响可以忽略。
与常系数线性系统相同, 参数振动系统的强迫振动包含其激励频率成分, 但由于激励频率远离系统固有频率, 所以激励频率所对应的振幅很小。虽然组合激励频率远离系统固有频率, 但由于啮合刚度的周期性变化仍然导致系统产生较为强烈的共振。
参数振动系统的组合共振主导频率成分为系统的固有频率, 考虑外激励频率变化时的系统组合共振频域响应曲线如图6所示。
由图6a可知, 随着转子上激励频率的变化, 系统组合频率共振的振幅在448.6 rad/s附近达到最大值, 且阻尼对共振振幅有明显的抑制作用。由式 (35) 可知, 激励频率接近于ω0-nωp组合频率时系统都会产生组合共振, 但由图6b可知, 随着谐波次数n的增大, 组合共振的振幅将逐渐趋向于零。这主要是由于啮合刚度波动造成的高次谐波幅值bn将随着谐波次数的增加呈现出减小的趋势所引起。
同理, 当激励频率接近于ω0+nωp组合频率时, 系统也将会产生组合共振, 且共振振幅的变化与图6b相同。
5 结语
机电集成电磁蜗杆传动系统由于啮合磁极数变化, 使其具有复杂的动力学特性:
(1) 系统自由振动包含有固有频率及固有频率与啮合频率的组合频率成分。
(2) 发生主共振时, 系统响应中除包含激励频率外, 还包含多次组合频率谐波成分, 且谐波成分的影响不可忽略。
(3) 发生组合共振时, 系统响应中的主导频率为系统固有频率而非激励频率, 激励频率及各次组合谐波频率成分的影响可以忽略, 且随组合频率谐波次数的增大, 系统组合共振振幅迅速减小。
参考文献
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电磁参数 篇2
21世纪初,美国加州大学的D.R.Smith等人用细金属导线阵列[1]和开路环谐振器(Split-Ring Resonator,SRR)阵列[2],首次构造出了微波频段介电常数与磁导率同时为负的人工介质[3]。人工介质材料的概念最早是由前苏联科学家Veselago在1968年发表文章提出的[4],他从Maxwell方程出发,分析了电磁波在介电常数ε和磁导率μ同时为负的介质中的传播情况,即电磁波在这种物质中传播时电场E、磁场H和波矢量k成左手关系,并称这种假想的物质为左手材料。为了实现左手材料,有学者提出不同形状的单元,例如Ω型[5]、π型[6]、H型[7]和树形结构[8],以及一些变种。这种左手材料可以实现平板聚焦、天线波束汇聚、完美透镜、超薄谐振腔、后向波天线等功能,在微波和光学领域有广泛的应用价值[9]。本文采用源于Nicolson-Ross-Weir(NRW)方法[10,11]的S参数提取法[12],研究并分析了尺寸改变对不同空间结构人工介质材料的负折射特性的影响,并通过仿真计算得到了比较精确的特性变化曲线。
1基于S参数的参数提取方法
当负折射率介质呈现周期性结构特性,并与其作用的平面电磁波波长大于6倍周期值时,该介质可以等效为均匀介质。如果入射平面电磁波在真空中的波矢为k0,均匀介质厚度为d,折射率和波阻抗值设为n和Z,在已知两界面处的反射和透射系数S11和S21的情形下,可以得到n和Z关于k0,d,S11,S21的关系表达式。具体采用的步骤如下:
首先定义表示传输与反射的S参数:S11,S12,S21,S22,其含义如图1所示。
通常先定义一维传输矩阵,对于厚度为d的均匀平板材料,假设平板两边的电磁分别为F,F′,其有如下关系:
式中:
式中:n为折射率;z为波阻抗,而n与z又与ε和μ有如下关系:
由传输矩阵T,可得S参数为:
对于均一的平板材料,T11=T22=Ts,det(T)=1。S参数矩阵为对称矩阵,可写为:
将式(2)中的T矩阵单元代入式(6),式(6)可化为n与z的表达式:
由此可得到n和z。由于n和z的表达式相对复杂,并且反余弦函数求解的多值性使得参数的确定不惟一,是具有多分支的复函数,对分支的选择将会导致最终确定ε和μ的表达式变得混淆不清。本文利用一些关于材料的已知条件来消除这些混淆。例如,如果材料是无耗的,Re(z)>0的条件解决了式(10)的符号选择问题。同样的,Im(n)>0也解决了n的符号问题,并通过Matlab编程迭代得到理想的计算结果。程序的流程图如图2所示。
2负电磁参数随空间变化的特性曲线
人工介质材料的负折射率特征峰取决于SRR&Wire结构的谐振频率。本文对多个按一定规律排列的SRR&Wire结构的特征曲线随它们的空间排列变化关系进行了仿真,考虑的因素主要有传播方向上两结构的间距、垂直传播方向平面上两结构的间距以及两对结构平面之间的间距,因为这些因素的改变都会对整个系统的电磁参数产生明显的影响。
具体做法从一系列尺寸中选择其中的几个尺寸,通过S参数提取方法来计算负折射率特征频段,并与S21曲线对照,确定负折射特征峰,进而做相应的分析。
2.1 传播方向上两个SRR&Wire结构间距的曲线
结构如图3所示,定义传播方向x方向两结构间距为space(图3中space=3.5 mm),从2.5 mm以1 mm步长变为6.5 mm。曲线如图4所示,这里把曲线局部的特征峰放大显示。
由HFSS仿真的结果如图4所示,随着space增大,特征峰中心频率也增大。由2.5 mm增大到4.5 mm时,中心频率由8.58 GHz增大到9.10 GHz,而后space再增大时,中心频率变化不到0.06 GHz。这说明超过一定距离后,两谐振环之间相互耦合的作用已经非常弱,两环之间的距离变化对特征峰的影响也相应地减弱了。
2.2 垂直方向上两个SRR&Wire结构间距的曲线
结构如图5所示,定义垂直传播方向的平面上y方向上两结构中心间距为C(图5中C=3.5 mm),从2.5 mm增加到6.5 mm,步长为1 mm。注意图中将两个结构的金属丝连接起来,是因为若金属丝断开,则无法在开口谐振环谐振处产生负的介电常数,因而无法产生负的折射率,经过仿真也验证了这一点。同时,经过HFSS仿真发现,这样排列的结构会产生两个负折射率区域,如图6和图7所示。以C=3.5 mm为例,给出了折射率n曲线和S21曲线。从图中可以清楚地观察到两个负折射率区域以及对应S21曲线中相应的两个负折射透射峰。改变C的取值,得到一系列S21曲线,如图8所示。
从图8可以得到,随C的改变,两族透射峰的变化是不同的。图中左边一族的透射峰随C的增大而向低频移动;右边一族的透射峰却向高频移动,但移动并不如左边一族明显。然而,注意到C=6.5 mm比较特殊,即超过一定间距C后,右边的特征峰又稍微向低频移动。
2.3 两对SRR&Wire结构平面间距的曲线
空间结构如图9所示,选定两环在传播方向x方向上的间距space=5 mm,设两对SRR&Wire结构在z方向上的间距为e,从2 mm变为5 mm,步长为1 mm,得到的S21曲线如图10所示。
图10中,e由2 mm变为5 mm,负折射透射峰由原来的8.86 GHz增大到9.81 GHz。 而且,观察e=2 mm时S21的整体曲线发现,其形状与原尺寸结构的S21曲线吻合得很好,这是符合等效媒质理论的。单层材料的传输矩阵只是多层材料传输矩阵的平均,而材料本征的电磁参数是恒定的。所以最终计算得到的介电常数,磁导率和折射率随频率的变化关系并不会因为层数的不同而不同。
3结论
本文在S参数提取法的基础上,给出了由开口谐振环和细导线结构构成人工介质材料的本构参数变化规律。在传播方向上,随两个SRR&Wire结构之间的间距增大,负折射特征峰频率增大;垂直传播方向上,两个结构产生了两个双负特征峰,随间距增大,频率低一些的明显向低频移动,频率高一些的向高频微弱移动;在两对结构平行放置的情况下,负折射特征峰随平面之间距离的增加而向高频移动。
参考文献
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分离式变压器电磁结构与参数分析 篇3
感应电能传输IPT(Inductive Power Transfer)是建立在Faraday电磁感应定律基础上的一种输电技术,通过交变电磁场的耦合将电能从初级线圈传到次级线圈,实现非电接触式的电能传输。按两线圈耦合程度可分为紧耦合IPT和松耦合IPT系统[1]。其中,紧耦合系统的设计应用已趋于成熟,在电气工业中得到广泛应用;松耦合系统的研究始于20世纪70年代,国外已取得了一定的进展,而国内的研究在近几年也逐步展开[2,3,4,5]。
松耦合系统在传输能力上不及紧耦合系统,但由于其没有物理连接和电接触,不仅克服了传统电能传输方式带来的电击、火花、磨损等缺陷,而且能够不受连接约束,实现供电源和移动设备自带线圈的相对运动[2,3,6]。因此,这种系统多见于非接触电池充电[7]、水下运载设备[8]、材料热处理[9]、矿井及有轨电车等领域的应用[10,11,12]。
分离式耦合变压器是松耦合IPT系统的核心部件,其结构对电能的传输能力起着决定性作用。为了使初级线圈和次级线圈能够相对运动,需采用分离磁芯作为变压器的磁路元件[13]。本文分析了分离式变压器的结构特点,通过仿真和实验研究分离式结构对IPT系统传输参数和传输能力等影响。
1 分离式变压器耦合结构分析
因存在空气间隙,分离变压器的传输能力被削弱:一方面,空气间隙增加了磁路磁阻,使系统的励磁电感减小,初级线圈励磁电流因此而增加;另一方面,空气间隙使漏电感增加,两线圈的耦合系数减小,因此,相对紧耦合系统而言,松耦合系统次级线圈上获得的感应电压会相应降低[14,15]。
现以罐形磁芯(pot core)为例分析分离式变压器结构。两线圈分别安装在两磁芯内,形成耦合结构,磁路由磁芯和空气间隙组成。为了降低系统的射频辐射,输入电流要尽量接近正弦[11]。根据法拉第电磁定律,输入正弦交流电的耦合线圈可用如图1所示的等效互感电路模型描述。该电路模型的优点是不再将漏感和互感分开考虑,大幅度简化了分析[13]。
图中,LP为初级线圈自感系数,即系统的励磁电感,LS为次级线圈自感系数,M为两线圈的互感系数,RP、RS分别为两侧线圈的内电阻,ω为系统工作角频率。当初级线圈两端加正弦交流电压UP时,输出电压US为同频率的正弦量,同时在各自的回路中形成电流IP、IS。线圈的自感与互感由耦合变压器的结构决定,对磁芯结构和线圈匝数一定的变压器,自感和互感取决于两磁芯的间隙g。由于互感M并不能反映两线圈的耦合程度,因此,本文将用耦合系数k代替M建立耦合变压器的模型。
耦合系数:
2 分离式变压器模型
分离式变压器对电能的传输能力可通过电压、功率等参数来描述。本文将从变压器的开路输出电压、励磁电流、反射电阻以及传输功率等方面综合分析分离变压器的传输特性。
2.1 开路输出电压
分离式变压器的开路输出电压都等于次级线圈感应电动势,图1中开路输出电压复数表达式为
此时,开路输出电流ISO=0,从输入端看,等效阻抗为
由式(2)(3)可知,开路输出电压为
线圈的电感与匝数平方成正比[14,15],设初级、次级线圈的匝数比为n,将式(4)中的互感系数M用耦合系数k代替,则有
式(5)为分离式变压器的开路输出电压具体表达形式。在磁芯结构、线圈匝数都确定时,耦合系数k和励磁电感LP与两磁芯间隙g直接相关,文献[7]给出计算罐型磁芯k和LP的经验公式[7]。从式(5)可看出,在磁芯和线圈结构确定时,开路输出电压USO是工作角频率ω和磁芯间隙g的二元函数。将ω用频率f代替,图2显示了USO幅值与g和f的关系。
从式(5)和图2看出,当两磁芯很接近时(g≈0),耦合系数k≈1,LP足够大,使得励磁电抗ωLP垌RP,即使在较低频率下,也能得到较高的开路输出电压,接近于理想输出电压值。因此,令式(5)中,k=1,RP=0,可得理想变压器开路输出电压表达式:
当磁芯间隙g增大时,漏感增大,耦合系数k减小;同时,磁路中磁阻增加,LP变小。这2点都会引起IPT系统传输能力的减弱。分析式(5)可知,LP减小引起的开路输出电压的下降需要提高ω来补偿,以保证足够的励磁电抗。因此,提高工作频率是优化松耦合IPT系统的必要措施。由式(5)可以看出,在一定的工作频率下,USO大小取决于耦合系数k。
2.2 励磁电流
在图1中,当次级开路时,初级电流IP相当于励磁电流Im,用来激励交变磁场。为了减小线圈内电阻能量损耗,提高传输效率,希望Im越小越好。式(7)是Im的复数表达式;图3反映了Im的值与磁芯间隙g和工作频率f之间的关系。从图中可以看出,磁芯间隙在不同的工作频率下对Im影响程度也大不一样。因此,在确定分离式变压器结构以后,选择合适的工作频率很有必要。若令RP=0,则当g=0时,分离式变压器可看作理想变压器,励磁电抗ωLP足够大,使得Im接近于零,这符合理想变压器LP无穷大的假设。
2.3 耦合变压器功率传输能力分析
分离式变压器的电压传输能力受磁芯间隙g和工作频率f的影响,如式(5)和图2所示。当系统带负载时,要考虑对功率的传输能力。图1中,在次级侧接入负载RL,形成闭合回路,产生次级回路电流IS,并在初级回路中形成反射阻抗Zr,使初级线圈电流IP也产生相应变化,见图4。其中,反射阻抗为
式中Zr实部为反射电阻Rr,将其中的互感M用耦合系数k和线圈匝数比n代替,得其表达式为
其中,ZS为包含负载电阻RL和次级线圈内阻RS在内的次级等效阻抗,从该式中可看出影响反射电阻的主要参数k和ω的作用。从图4(b)中可以看出,反射电阻反映了IPT系统将电能从初级线圈传入次级线圈的传输能力。图5显示了反射电阻Rr与工作频率f、磁芯间隙g的关系。
另外,从式(9)中也可找到提高反射电阻的方法。除了提高耦合系数和工作频率外,增加初级线圈和次级线圈的匝数比n,可使反射电阻成平方倍增加,这与理想变压器阻抗匹配的结果相一致。
假设耦合变压器输入功率为Pin,传送到次级的功率为Ptran,则有如下关系:
由式(9)~(13)可分析出,传输功率Ptran与工作频率f和磁芯间隙g的关系如图6所示。从图中看出,在负载一定的情况下,磁芯间隙g<0.5 mm时,IPT系统对功率的传输能力受间隙影响较大,而在g>0.5 mm时,则主要是受工作频率的影响。为了使分离式变压器能够进行稳定的功率传输,在选择工作频率时,应考虑选择在图6所示传输功率变化平缓的阶段,使磁芯因安装原因引起间隙发生变化时,传输功率不会发生很大变化。
3 分离变压器实验测试
由于磁芯不闭合,分离式变压器要考虑漏磁的影响,即随着磁芯间隙g增加,耦合系数k会相应减小;另外,初级和次级线圈的自感和互感也不能认为无穷大,会随着g的增加而变小,使得耦合变压器对电压和功率的传输能力下降。本文通过实验获得耦合系数k和自感随间隙g的变化规律。
3.1 耦合系数k的实验测试
耦合系数k如式(1)定义,用于描述初级和次级线圈间的耦合程度。因漏感不可避免,因此k<1,且随着磁芯间隙g增加而减小。另外,耦合系数跟磁芯线圈的结构有密切关系。考虑图7中3种耦合结构,经实验测得3种耦合结构的耦合系数随间隙变化的规律见图8。可见,方案2的耦合系数最高,方案1最低。因此,采用方案2的结构形式较为理想。
3.2 励磁电感测试
励磁电感是形成电磁耦合的前提条件,从式(4)和式(7)可以看出其对提高传输电压、降低励磁电流的作用。在线圈匝数一定的情况下,励磁电感受磁芯间隙g和线圈安装位置的影响。仍然考虑图7中的3种结构,3种结构的励磁电感对比如图9所示。从图中看出,励磁电感与磁芯间隙呈明显的负指数关系,间隙越小,自感系数对间隙的敏感程度越大。间隙从0增加到1 mm,励磁电感下降17.7倍;间隙从1 mm增加到2 mm,励磁电感下降1.65倍。从图中3条曲线看出,不同的安装结构,励磁电感变化不大。
4 结论
本文分析了分离式变压器结构特点,建立松耦合IPT系统模型进行参数分析。从仿真和实验分析可得出以下结论:
a.分离式变压器的分离式结构不仅降低系统的耦合系数,而且降低了励磁电感,使系统传输能力变差;
b.提高系统工作频率不能提高耦合系数,但能增加励磁电抗,提高电压的传输能力,并降低励磁电流;
c.改变线圈耦合结构可获得较高的耦合系数,而对励磁电感影响不大。
电磁参数 篇4
主动电磁轴承 (AMB) 是一种利用电磁吸力实现转子无机械接触悬浮的支承装置。传统的径向电磁轴承通常采用8极C型结构, 其在绕组线圈通电后, 利用在转子、气隙、定子间形成的闭合磁路产生电磁吸力, 从而实现转子的无接触悬浮[1]。
传统的C型径向电磁轴承的磁极线槽采用等面积的设计。在实际应用中, 当径向电磁轴承的定子外径较大而磁极数较少时, 传统C型径向电磁轴承存在着诸如定子磁极间的空隙比较大等问题, 从而造成了电磁轴承空间上的浪费;定子磁极的宽度达不到最大宽度, 从而使径向电磁轴承所能够产生的电磁力也不是最大。
所谓的E型径向电磁轴承, 是在原来的C型电磁轴承基础上, 将C型径向电磁轴承的一个磁极分为两个小磁极并置于另一个磁极的两侧。两个面积小的磁极称之为副磁极, 中间面积大的磁极称之为主磁极。一般情况下, 副磁极的面积为主磁极面积的一半, 线圈的匝数也为主磁极匝数的一半[2]。这样一来, 原先8极的C型电磁轴承就变成了12极的E型电磁轴承。由于磁极数和绕组数的增加, 原先比较大的磁极间距与空隙就得到了比较充分的利用。
为了改进传统C型径向电磁轴承上述的缺陷, 充分利用定子空间, 本研究引入E型径向电磁轴承的结构。
1 E型径向电磁轴承的电磁力
假设E型径向电磁轴承主磁极绕组线圈的匝数为N, 绕组电流为I, 理论气隙半径为c0, 当转子处于几何中心位置时, 气隙中的磁感应强度B0可由安培环路定律得出:
即:
故:
式中:μ0—空气磁导率[3]。
径向电磁轴承一般采用差动工作方式, 对于E型径向电磁轴承来说, 单个主磁极上产生的电磁力为:
式中:B0—气隙的磁密, S0—磁极的面积。
由于副磁极的面积一般为主磁极的一半, 故副磁极上产生的电磁力为主磁极所产生的电磁力的1/2, 即:
设E型径向电磁轴承中一组极性分布为SNS, 主磁极与副磁极间的夹角为α, 则一组磁极组在Y方向 (定义竖直向上为Y方向, 水平向右为X方向) 产生的电磁力为:
当气隙磁感应强度处于磁性材料磁化曲线的饱和磁感应强度的最大点Bmax=2B0时, 径向轴承达到的最大磁悬浮力为:
式中:α—夹角, α=3π/16。
当磁极数为12的奇数倍时, 最大电磁力为:
当磁极数为12的偶数倍时, 最大电磁力为:
式中:Np—磁极数;α—一个磁极组中大、小磁极的夹角, α=9π/4Np;β—指一个磁极组夹角的一半, β=3π/Np。
为了校验计算精度, 以12极E型电磁轴承为例, 单边气隙c0=0.4 mm, 线圈匝数N=120, 偏置电流I=1.6 A, 设计目标为B0=0.58 T, Fmax=2 000 N。ANSYS仿真结果显示, 电磁轴承气隙中的磁通密度为B0=0.606 T, 与磁路理论计算值 (B0=0.58 T) 大小基本相同。一个磁极组产生的最大电磁力大小为Fmax=2 155 N, 与设计值Fmax=2 000 N也基本吻合。
2 E型电磁轴承的参数计算
由前述E型径向电磁轴承电磁力的计算公式可得, 径向电磁力的大小与磁极面积呈正比关系, 而磁极面积S0在定子宽度Lr一定时又取决于磁极宽度L0的大小, 因此问题的关键在于如何得到最合适的磁极宽度L0。
取1/4模型, 即1个主磁极与2个副磁极来计算。E型径向轴承结构图如图1所示, 在1/4模型内, 包括两个大槽和1个小槽、2个主绕组线圈和4个副绕组线圈, 设槽满率为KC (一般取值为0.3~0.5) , 则槽的总面积为:
式中:dc—绕组线圈的线径。
D0—定子内径;D1—定子中径;D′0、D′1—对应相应扇形定子槽的内径和外径;t0、t2—对应内圈的磁极间距;t1、t3—对应外圈的磁极间距;h—磁极高度;α—主磁极与副磁极间的夹角
同时, 在1/4模型内又有以下关系:
解得:
则有:
则槽口面积:
即:
该式表明:在定子内径D0和磁极宽度L0一定时, 磁极高度h呈二次函数的分布形式。其三维曲线图形状如图2所示:磁极宽度L0随着定子内径D0、磁极高度h的增大而增大;由于定子内径D0与磁极高度h的关系还未可知, 研究者需要添加另外的约束条件才能得到合适解。
大磁极漆包线匝数N1与小磁极漆包线匝数N2满足以下关系:
式中:I0—线圈中的偏置电流, 且当I=I0时, N=N1。
而线圈漆包线的直径是由线圈能够承受的最大电流所决定的, 电流过大, 漆包线发热太高会引起漆包线失去绝缘能力。设漆包线的电流密度为j (一般取j=4 A/mm2~6 A/mm2) , 则漆包线的最小直径dc为:
由于在绕组线圈匝数相同、定子内径相同时, 磁极面积S0的大小直接决定了电磁力的大小, 为了获得最大的电磁力, 应尽量使磁极面积S0获得最大值, 即磁极宽度达到最大值, 槽口间距达到最小值。
显然, 在给定一个绕组并且满足温升约束时, 当绕组在周向上刚好能放入槽口, 且在径向上刚好铺满磁极, 其周向横截长度最小, 此时磁极宽度L0达到最大值。
则有:
式中:lab, lcd—主磁极的周向宽度和径向宽度。
此时磁极间距为:
则又有:
联立式 (15~22) , 解得:
当然, 这只是理论上得到的参数, 具体在实际中, 在考虑到设计裕量、绕组线圈间隙等问题时, 需适量增大或减少该理论值。
3 C型和E型径向电磁轴承的磁路特性与气隙磁密
C型径向电磁轴承的磁极分布通常有NSNS、NNSS及NSSN结构, 本研究的磁场等分析均运用AN-SYS有限元分析软件。
8极C型径向电磁轴承在NSNS磁极分布结构时在均匀激励下的磁场分布如图3所示。其气隙磁密沿周向 (从Y方向开始顺时针旋转一周) 的分布如图4所示。
可见, 对于NSNS磁极分布来说, 一个完整的磁路均需经过相邻的磁极组, 且大约占其磁场总量的50%, 即分布很均匀的气隙磁密由相邻磁路叠加影响而成的。这就意味着, 当对其中一个磁极组上绕组线圈的电流进行控制时, 该线圈电流产生的磁效应必然会对其相邻磁极组的磁路造成很大的影响, 等效于改变了相邻磁极上的绕组线圈电流。这无疑会增加控制算法的复杂度和控制难度, 进而对径向电磁轴承的性能造成不良影响[4]。
8极C型径向电磁轴承NNSS磁极分布结构时在均匀激励下的磁场分布如图5所示。其气隙磁密沿周向 (从Y方向开始顺时针旋转一周) 的分布如图6所示。
结果表明, NNSS磁极分布不仅气隙磁密分布均匀, 而且各相邻磁极组构成相对独立的磁路, 互相间的影响已经得到了明显的改善。由此可看出, 8极C型径向电磁轴承在磁极NNSS磁极分布结构下较NSNS磁极分布结构更合理。
而对E型径向电磁轴承来说, 一个磁极组的磁极分布通常为SNS或者NSN分布结构, 这样一来, 各个磁极组本身在结构上就已经保证了磁路的独立, 在很大程度上就能够抑制相邻磁极组磁路之间的影响。12极E型径向电磁轴承SNS磁极分布结构时在均匀激励下的磁场分布如图7所示。其气隙磁密沿周向 (从Y方向开始顺时针旋转一周) 的分布[5]如图8所示。
结果表明, E型径向电磁轴承气隙磁密的分布相对也比较均匀, 而各相邻磁极组间几乎不存在磁路的相互影响。
可知, 在磁路相互影响问题上, E型径向电磁轴承优于8极C型NSNS磁极分布, 气隙磁密分布对称均匀, 而且主磁极下方的气隙磁密也有略微的增强, 即电磁力大小能得到一定程度的改善。
4 C型和E型径向电磁轴承定子外径的对比
由前面磁路分析得知, 在磁路的影响问题上, E型径向电磁轴承优于8极C型NSNS磁极分布结构, 与8极C型NNSS磁极结构分布差距不大。接下来在结构方面, 笔者对E型和C型径向电磁轴承进行对比。
一般情况下, 在定子内径相同时, 定子外径的大小是评价径向电磁轴承性能的重要参数, 小的定子外径具有节省材料、减轻重量、便于安装等一系列优点。
由前述可知, C型径向电磁轴承在定子内径较大而磁极数较少时, 其空间和材料的利用率较低导致定子外径偏大, 而改进后的E型径向电磁轴承在一定程度上能获得更佳的效果。
为了便于对比, 本研究给定了设计条件, 即:单边气隙0.4 mm, 最大电磁力2 000 N, 绕组匝数120匝, 定子内径依次取50 mm~200 mm。按照前述的参数设计思路, 在已二次开发的磁轴承设计软件基础上[6], 分别得到两种电磁轴承的定子外径如图9所示。
由图9可知, 当径向电磁轴承定子内径依次增大时, C型径向电磁轴承、E型径向电磁轴承的外径也随之增大且前者增大的速度明显大于后者;在定子内径小于70 mm时, 采用C型径向电磁轴承能获得较小的定子外径, 其结构比较合理;而当定子内径超过70 mm时, E型径向电磁轴承则会获得较小的定子外径, 优于C型径向电磁轴承的结构, 并且随着定子内径持续增大, 该优势会越来越明显。
5 C型和E型径向电磁轴承的损耗
电磁轴承的铁耗ΔpFe主要由涡流损耗Δpw和磁滞损耗Δpc组成, 可按以下经验公式计算[7]:
式中:VFe—指铁芯体积;γFe—铁芯的比重;Ba—交变磁感应强度的幅值, 当Ba<1时, β≈1.6;f—频率;σw—涡流损耗系数, 对于硅钢片σw=4×10-5;σc—磁滞损耗系数, 对于硅钢片σc=2×10-3 (在高速旋转时, 磁滞损耗急剧下降, 可以忽略不计) 。
在线圈中通直流电时, 产生的是静态磁场, 定、转子的磁力线是对称分布的, 气隙中的磁场基本上也呈均匀分布。
当线圈中通入方向正负交替改变的交流电时, 磁轴承内磁场会随时间发生变化, 从而在定、转子内产生感应电动势和感应电流。感应电流会在磁轴承内部产生涡流和一个附加磁场。附加磁场叠加在主磁场上时, 在与主磁场方向相反的一侧产生去磁作用, 在与主磁场方向相同的一侧产生增磁作用, 促使合成磁场向定、转子的表面偏移, 形成比较明显的集肤现象[8]。
同时, 处于磁极正下方的转子表面由于集肤效应很快进入饱和, 磁阻增大, 继续增磁会遇到更大的阻碍, 而与之相邻的处于槽口下方的转子表面由于饱和度较低, 迫使磁场开始向该处进行偏移, 导致该处的磁场增强。在50 Hz频率下径向电磁轴承的磁场分布如图10所示。
气隙中的磁场也受到定、转子中的涡流产生的附加磁场影响, 不再是均匀分布, 处于磁极下方的气隙磁密在磁极的前后端受增强或减弱影响会产生比较大的尖峰, 处于大磁极中间下方的气隙磁密出现断层现象。同时夹在大磁极与小磁极间的气隙磁密得到增强, 而由于磁极组间磁路耦合作用几乎不存在, 夹在两个小磁极间的气隙磁密仍然几乎保持为零。在50 Hz频率下径向电磁轴承沿周向 (从Y方向开始顺时针旋转一周) 的气隙磁密分布如图11所示。
为了对各种不同类型的径向电磁轴承进行对比, 本研究保持转子外径为99.2 mm, 单边气隙0.4 mm。本研究依次在0~50 Hz的频率下对不同磁极配置下的C型径向电磁轴承和E型径向电磁轴承进行转子损耗分析[9], 其损耗曲线如图12所示。
因此, 在频率f<5 Hz时, 12极E型径向电磁轴承的涡流损耗最低, 8极C型NSNS磁极分布结构的次之, 8极C型NNSS磁极分布结构的损耗最高;在5 Hz
由此可知, 在不同的频率段, 各类型径向电磁轴承各有其优势[10]。在实际应用中, 当频率要求较低时, E型径向电磁轴承具有非常明显的优势。
6 结束语
传统的C型径向电磁轴承结构简单、设计方便, 一般的设计要求都能满足。然而在很多特定的设计要求下, 往往在材料、空间上利用率不高, 由此本研究提出了E型径向电磁轴承。本研究对E型径向电磁轴承进行了电磁力分析、参数设计、结构分析及损耗分析, 并将其与C型结构进行了对比。
研究结果表明, E型径向电磁轴承在特定的设计要求下, 其性能明显优于传统的C型径向电磁轴承。
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电磁参数 篇5
随着社会信息化水平发展的不断提高,各行各业对电子系统电磁兼容性能的认识不断深入,重视程度也不断提高。但是,现实中许多电子系统存在比较严重的电磁兼容问题[1,2],已经严重影响到其性能的发挥。导致问题产生的一个重要原因就是在系统的使用过程中,随着使用年限的不断增加,有些设备老化导致有害电磁辐射超标,抗干扰阈值降低等情况;有些设备的组件经过多次维修,导致电磁兼容能力降低;有些因为环境变化特别是电磁环境的不断复杂化,造成电磁兼容性能设计不完善之处凸现。因此归纳综合电子系统电磁参数及电磁兼容性变化规律就显得尤为重要。
数据挖掘技术能从大量的、不完全的、有噪声的、模糊的、随机的实际应用数据中[3,4],提取隐含在其中的、人们事先不知道的但又是潜在有用的信息和知识。对电磁兼容测量数据进行数据挖掘,能有效提取出某些性能参数的变化规律,归纳总结其数据模型。本文对模型建立过程及具体实现进行了阐述。
1 参数模型建立过程
电磁兼容测试数据[5]主要指系统进行电磁兼容测试产生的原始数据和其经过整理得到的数据,如发射设备的峰值功率、杂散电平、功率大于设定门限的谐波数量等。在对测量数据进行数据建模的过程中,从不同的研究角度可以得到不同的结论。例如在研究参数特性的时候,可以进行某个参数和另一参数的相关分析,研究参数之间变化的相关规律;可以建立多元回归模型研究某个参数随几个参数之间的变化规律。
对电磁兼容性能参数建模的过程是通过电磁兼容测量取得原始数据,进行数据的预处理,对数据的类型和结构进行整理,对历史数据和实测数据进行数据挖掘完成数据规律分析,描述出设备参数的变化曲线,再经过多次数据的修正,完成参数变化规律的数据模型。其中最常见的数据挖掘方法是统计分析方法、神经网络方法和机器学习中研究的方法。具体建模过程[6]如图1所示。
2 电磁参数建模的统计分析方法
上面简单介绍了电磁参数建模的过程,针对分析问题的不同,建立的模型也各有差异。在这一节,根据假设研究某功率放大器放大倍数随时间的变化规律。通过统计分析方法介绍数据挖掘在电磁参数建模中的应用。其中回归分析是本次试验中所用到的具体的数据统计分析方法。
2.1 回归分析
通过回归分析[7,8,9],可以将相关变量之间不确定、不规则的数量关系一般化、规范化,从而可以根据自变量的某个给定值推断出因变量的可能值(或估计值)。回归分析包括多种类型,根据所涉及变量的多少,可分为一元回归和多元回归;根据变量变化的表现形式不同,分为直线回归和曲线回归。
线性回归分析的任务是根据若干个观测值(xi,yi)(i=1,2,…,n)找出描述两个变量x,y之间关系的直线回归方程:
式中:
根据多个自变量的最优组合建立回归方程来预测因变量的回归分析称为多元回归分析,其模型为:
采用矩阵形式来表示:
则多元线性回归模型为:
定义模型残差平方和S(β)为:
回归方程的显著性检验,即检验βi是否几乎全部近似为0。如果成立,则表明使用线性模型描述是不恰当的。
其大致步骤如下:
(1) 将输入自变量作为横坐标,输出量即测试值作为纵坐标,描绘出测试曲线。
(2) 对所描绘的曲线进行分析,确定公式的基本形式。如果数据点基本成一条直线,则可以用一元线性回归方法确定直线坐标。如果数据点描绘的是曲线,则要根据曲线的特点判断曲线属于何种函数类型。可对比已知的数学函数曲线加以对比、区分。如果测试曲线很难判断属于何种类型,则可以按多项式回归处理。
(3) 确定拟合方程中的常量。可根据一系列测试数据确定方程中的常量。
(4) 检验所确定的方程稳定性和显著性[10],用测试数据中的自变量代入拟合方程计算出函数值,看与实际测试值是否一致。差别的大小通常用标准差来表示,进行方差分析,F检验等。如果所确定的公式基本形式有错误,此时应建立另外形式的公式。
在进行研究分析的时候,考虑某功率放大器放大倍数的变化情况。假设经过数据统计得到此功率放大器的放大倍数情况如表1所示。
2.2 建模与仿真
根据表1所给的数据,运用回归分析的方法对放大器的增益参数进行建模,在置信水平为95%的条件下按照回归分析的步骤得到其随工作时间的变化曲线,如图2所示。
由图2可以看出当用三次多项式作为其数据模型时能比较好的拟合所给的数据,对其进行参数估计和模型汇总得到各参数的基本情况如表2所示。
根据表2的数据及F检验法的判断标准可知此方程回归效果显著,由此可根据此方程得到因变量增益的预测值和置信区间,具体数据如表3所示。
3 结 语
回归模型是分析测试数据很重要的工具,可以得出的是参数之间的变化关系,也许单独某对参数之间的变化关系不足以提供有意义的信息,还可以建立多元回归模型来研究多个参数和某个参数之间的变化关系。由于回归分析在非线性分析中的局限性[11],在以后的工作中将着重研究人工神经网络在此方面的应用。参数模型建立的方法并不是固定的,随着研究点的不同,模型的选择也不同。通过所建立模型,可以不需要进行实际测量来预测电子系统未来的电磁兼容状况,有效指导系统的电磁兼容性分析和保障。
摘要：随着电磁兼容测试的不断深入,将会产生越来越多的测试数据。将这些数据进行整理、分析从而提取出有意义的信息,对于系统电磁兼容分析与维护具有十分重要的意义。该文研究了对电磁兼容测量数据进行数据挖掘的方法,探讨了电磁兼容数据建模技术,提出了归纳电子系统电磁参数的变化规律的方法,为增强系统电磁兼容维护与保障的针对性提供了技术手段。
关键词：电磁兼容,测试数据,数据建模,数据挖掘
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电磁参数 篇6
1 ANSYS电磁场分析的理论基础
著名的麦克斯韦方程组是研究一切宏观电磁场问题的基础,也是电磁场有限元分析的依据和出发点[1]。其微分形式为:
式中,H—磁场强度;B—磁通密度;E—电场强度;D—电位移矢量;J—电流密度;ρ—自由电荷体密度。在电磁场中各向同性媒质中本构方程为:
式中,ε—介电常数;μ—磁导率;σ—电导率。在线性、均匀、各向同性的媒质中,ε、μ和σ都是恒定不变的常数。以稳定磁场为例,所谓线性就是指媒质中各点磁通密度B的大小与磁场强度H的大小成正比;所谓均匀就是指媒质的组成情况处处相同,各点的导磁性能一样;所谓各向同性就是指沿着空间不同方向,媒质的导磁性能相同,因此磁通密度与磁场强度在空间中是同一方向、同范围的,这时只讨论线性、均匀、各向同性媒质[2]。
ANSYS以麦克斯韦方程组作为电磁场分析的出发点。有限元方法计算的未知量(自由度)主要是磁位或通量,其他物理量可由这些自由度导出。根据用户所选择的单元类型和选项不同,ANSYS计算的自由度可以是标量磁位、矢量磁位或边界通量[3]。
2 电磁阀有限元ANSYS仿真
2.1 电磁阀工作原理
电磁阀是通过控制电磁铁上电流的通断来控制整个阀门的开合。电磁阀里有密闭的腔,在不同位置开有通孔,每个孔都通向不同的油管,腔中间是阀,两面是两块电磁铁,哪面的磁铁线圈通电阀体就会被吸引到哪边,通过控制阀体的移动来挡住或露出不同的排油孔,而进油孔是常开的,液压油就会进入不同的排油管,然后通过油的压力来推动油缸的活塞,活塞又带动活塞杆,活塞杆带动机械装置动作。这样通过控制电磁铁的电流通断就控制了机械运动[4]。结构示意图如图1所示。
本文研究的是二位二通的电磁阀,通过控制电磁阀的开合,使钻杆内的泥浆有控制的进入可控偏心器中,通过可控偏心器中的定位总成推动翼肋达到指定的位移值,从而实现了精确的方位控制。
2.2 电磁阀有限元模型
根据电磁阀的实际尺寸进行实体建模,由于电磁阀具有轴对称的特点,因此,可简化为二维模型进行分析。由于ANSYS求解电磁力对象周围必须考虑气隙因素,所以铁芯实际结构是在考虑0.1 mm气隙后建立的模型[5]。为了提高电磁场求解的精度,选定划分网格的单元类型为PLANE53单元建模。由于选择的是施加电流密度,PLANE53单元的自由度选用AZ,并选择轴对称方式进行建模。其中ANSYS10.0中默认的单位是MSK(最小频移键控),所以不用对其设置。通过命令流或GUI方法对模型进行自上而下的建模,建模结果如图2所示。
2.2.1 定义材料属性
根据电磁阀物理模型的已知参数在ANSYS中对具体实物模型进行属性设置。物理模型参数有材料属性见表1和B-H曲线图见图3。由于电磁阀材料的相对磁导率很大,故忽略电磁阀周围空气中的漏磁。
2.2.2 赋予相应的材料属性再进行网格划分
GUI:Main Menu/Preprocessor/Meshing/Mesh Attributes/Picked Areas中选择相应的物理模型对其进行属性设置。
Command:AATT(属性设置)。
网格划分单元尺度为1,整个区域网格划分单元尺度一样。在加载的过程中,首先定义动铁芯为一组件,其次加载力学边界条件,然后再加载电流密度,最后定义边界为左侧轴对称线在求解的过程中,选择求解器,确定分析类型为静态分析,定义分析选项,启动求解器求解。求解后,在通用后处理中查看电磁阀电磁场的分析结果,可以得到磁力线分布图、磁通密度云图、电磁力大小等[6]。
2.2.3 加载电压求解
根据实际情况加载电压24 V,然后进行后台处理并观察结果。使用Post1通用后台处理器观察最后载荷步结果的磁力线和磁感应强度等值线图见图4。
根据设计参数,在中间气隙为0.1 mm时,利用磁宏“FMAGBC”求出电磁力,由于模型采用轴对称1/2建模方式,电磁阀总力应为此力的2倍,负号表示方向,计算得:虚功力Fx=-35.719 N;麦克斯韦力Fm=-35.884 N。
由以上两式可知,两种方法求解的电磁力结果非常相近,这也说明在气隙为0.1 mm时,仿真结果的准确性。
利用节点求解方法,求出了电磁阀在气隙为0.1 mm时的磁通密度,通过磁通密度可以看出磁力线的密集情况。
2.3 气隙对电磁力影响的仿真和实际比较
针对气隙变化对电磁力的影响进行仿真计算。分别取不同的气隙,计算不同工作气隙产生的电磁力大小,计算结果如图5所示的仿真曲线;把制作好的电磁阀拆开,用测力计检测在不同的气隙条件下的磁力大小,结果如图5所示的实测曲线。结果表明电磁力随着气隙长度的缩短而增加,尤其在气隙较小时电磁力增加较快。由实测曲线也说明了这一点。
通过两条曲线的对比可知,两条曲线在趋势上基本一致,出现一些误差应该是外在因素影响的,如测力计的精度等。在气隙大于10 mm后,电磁力基本没有。因此,选择合适的气隙,使电磁力在一个合适的值时来控制电磁阀开合,对我们设计电磁阀有重要的意义。
3 结语
利用ANSYS可以对我们自制的微型电磁阀进行仿真分析,改变电磁阀的参数,得到各个参数对电磁阀的影响:(1)由图4可知,只要设定好参数,仿真结果可以反映实际的电磁阀。因此,用仿真的方式来分析电磁阀的工作情况是合适的,由图5仿真曲线和实测曲线的对比更是说明了这个问题。(2)由图5仿真曲线和实测曲线的对比可知,电磁力的大小对电磁阀的工作起到了决定性的作用。同时气隙也对电磁阀有巨大影响。本文主要通过改变气隙大小,得出电磁力随气隙的变化而变化的结论,对可控偏心器中电磁阀的研究起到了重要作用。
摘要：电磁阀是泥浆泵动力可控偏心器的核心部件,分析了电磁阀的工作原理,利用ANSYS软件对电磁阀进行建模仿真,通过加载电压施加边界条件,经过仿真计算,表明电磁力随着气隙长度的缩短而增加,尤其在气隙较小时增加较快,电磁力的大小对电磁阀的工作起到了决定性作用,通过与实际测量曲线比较,结果表明两条曲线在趋势上基本一致,进一步证明了仿真结果的可信性。
关键词：ANSYS软件,电磁阀,仿真
参考文献
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