接收性能

接收性能（共7篇）

接收性能 篇1

GPS (Global Positioning System全球卫星定位系统) 终端车载产品近年来颇为流行, 它的跟踪定位和路线规划功能给广大车主的出行, 尤其是外地出行, 带来极大的帮助, 提供这些帮助的正是GPS接收模块和GPS接收天线。由此可知, GPS接收模块的性能是直接影响GPS终端车载产品优劣的关键。

那么决定GPS接收模块性能的关键指标有哪些?应该如何合理评估、测试和正确判断这些指标?

由于工作关系, 2007年6月, 本人在进行GPS接收模块选材时, 曾对几个品牌的同类产品做了大量的测试和对比, 本文将这段工作实践和相关数据总结如下:

1 关健指标的选定

影响G P S接收模块模块的性能指标有:冷启动精确定位时间、冷启动精确定位信噪比、 (丢星) 跟踪灵敏度、重捕获灵敏度、定位偏移量、抗干扰能力等等。其中冷启动、丢星、重捕获是GPS接收模块的基础性能。以下将讨论这三大性能的评估测试, 以供借鉴。

2 关健指标的评估与测试

指标一, 冷启动。

冷启动是指第一次启动G P S接收模块或关闭G P S接收模块移动了1 0 0 0 m以上开启。此时GPS接收模块内没有数据或数据已无效, 需要重新定位。冷启动的时间和信噪比评估是G P S接收模块性能最基本的指标, 也是用户感受最深刻影响其购买意愿的性能指标。

现实生活中的空旷地带, 例如草坪/广场, 是评估冷启动的最佳场所。

实验室评估测试方法为:由信号发生器模拟卫星信号, 由电脑读出GPS接收模块的接收灵敏度;通过信号发射强度模拟卫星信号强度的改变, 使GPS接收模块接收信噪比分别为50dB、40dB、30dB左右, 冷启动GPS接收模块, 通过对比冷启动定位时间和信噪比, 来评估GPS接收模块的响应状况;每次测试后将主板小电池放电, 以清除GPS内存储数据;最后对比冷启动定位时间和信噪比, 来评估GPS接收模块的响应状况。

测试数据如表1。

由测试数据可知:在强信号下B模块易罗的冷启动定位时间优于其他模块;相同信号强度下A模块M T K的冷启动定位时间优于其他模块, 信噪比中等;弱信号下, C模块Glonav的冷启动定位时间和信噪比都优于其他模块。

性能二, 丢星。

如手机一样, GPS产品也不可能持续工作在信号良好稳定的环境中, 客观的环境也会对GPS信号阻挡和衰减。当卫星信号微弱时会造成GPS产品失去精确定位甚至搜不到卫星信号, 这个状态俗称“丢星”。在使用中经常会发生弱信号状态, 例如车辆驶入高架下, 周边高楼林立, 若GPS产品一遭遇弱信号就丢星, 会给用户带来很大的不便。因此要求GPS接收模块在精确定位后, 即便卫星信号降低一定程度也要保持工作状态, 评估丢星性能的指标就是“跟踪灵敏度”。

现实生活中, 各高架路下的道路, 四周高楼林立的窄街道, 评估丢星性能的最佳场所。

实验室评估测试方法为:由信号发生器模拟卫星信号, 由电脑读出GPS接收模块的接收灵敏度;在信号较强时, 使GPS接收模块精确定位;逐次降低信号发生器的输出强度, 观察GPS接收模块精确定位的状况;持续降低信号强度, 使GPS接收模块完全丢星, 1颗卫星信号都搜索不到, 此时信号强度就是跟踪灵敏度。

测试数据如表2。

由测试数据可知:在丢星时, C模块Glonav的跟踪灵敏度性能优于其他模块。

3 性能三, 重捕获

丢星的情况在现实生活中经常发生, 例如车辆驶入隧道, 势必发生丢星现象。但当车辆驶出隧道, 卫星信号增强时GPS接收模块需要重新定位即重捕获, 这个过程要求快速和准确。否则每通过一次隧道GPS就要长时间和强信号重新定位, 会给用户带来很大的困扰甚至安全隐患。重捕获灵敏度就是考察重捕获性能的指标。

现实生活中长隧道或地下通道, 是评估重捕获性能的最佳场所。

实验室评估测试方法为:由信号发生器模拟卫星信号, 由电脑读出GPS接收模块的接收灵敏度;使得GPS保持丢星状态5分钟左右, 逐次提高信号强度, 找出GPS重捕获的信号强度。测试数据如表3。

由测试数据可知:在重捕获时, C模块Glonav的性能优于其他模块。

依据的测试数据, 综合评估冷启动, 丢星, 重捕获三大性能的各项指标, 判定Glonav GPS接收模块的性能优于其他品牌。

接收性能 篇2

DTMB产业受到了国家的高度关注,工业和信息化部部署的2013年工作重点之一就是“加快地面数字电视传输标准(DTMB)的推广普及”,并于2013年1月10日,联合六大部委共同发布《关于普及地面数字电视接收机实施意见》(工信部联电子[2013]14号),意见指出:“在3~5年内普及地面数字电视接收机,实现境内销售的所有电视机都具备地面数字电视接收功能,满足消费者免费正常收看地面数字电视的需求,到2020年全面实现地面数字电视接收”,且提出了两个实施阶段:第一阶段,2014年1月1日起,境内市场销售的40 in(1 in=2.54 cm)及40 in以上电视机应具备地面数字电视接收功能,第二阶段,2015年1月1日起,境内市场销售的所有尺寸电视机应具备地面数字电视接收功能。国家的大力扶持带动了产业的快速发展,DTMB接收机(器)等接收终端厂商在近两年内发展迅猛,随着大量DTMB接收机(器)和其他嵌入DTMB接收模块的产品等终端产品的海量上市,对于这些终端产品的测试技术正处于发展阶段,鉴于地面接收的特点,在产品测试中仍存在一些难点和问题,本文对近两年的DTMB接收终端测试中遇到的问题进行了总结梳理,并且针对这些实际操作中的问题提出了相应的解决方法,给今后的测试提供了一定的参考。

1 射频性能测试项目介绍

1.1 测试项目

地面电视广播的特点是地形复杂、存在时变衰落和多径干扰、信噪比较低,无线电波主要是以地波方式传播,由于表面波随着频率的升高衰减增大,传播距离很有限。所以,在分析地面电视广播信道时,主要考虑直达波和反射波的影响[2]。DTMB接收终端射频性能测试项目主要包括15项射频解调和信道解码要求,分别为:频率范围、信号带宽、频率捕捉范围、工作模式、反射损耗、C/N门限、最小接收信号电平、最大接收信号电平、抑制模拟电视邻频干扰能力、抑制模拟电视同频干扰能力、抑制数字电视邻频干扰能力、抑制数字电视同频干扰能力、抑制0 dB回波能力、抑制动态多径能力、抑制脉冲干扰能力。

1.2 工作模式确定[3,4]

值得注意的是,DTMB各种不同参数的组合可构成330种不同的工作模式,表1列出7种模式,作为我国地面数字电视应用的优选模式。故上述测试项目(除工作模式测试项目)是在这7种模式下进行测试的。

1.3 测试平台搭建

DTMB接收终端射频性能测试项目多而复杂,故涉及的测试设备也较多,需搭建测试平台完成测试项目。如图1所示,本文给出了一种测试平台搭建方法。

1.4 测试判定方式

测试采用可接受误码接收为判定门限,即主观失败判据,参照ITU-R BT.1368—2定义的主观失败点(SFP)评价法,即在3个相继20 s的每个20 s内所观察到的图像损伤不多于一个。

2 射频性能测试问题分析及解决方法

2.1 测试条件

2.1.1 测试频道的选取

在DTMB接收终端系列标准中规定了射频解调和信道解码项目的测量频道为[5,6]:

1)特高频(VHF)频段(52.5～219 MHz):1个频道,即频段中间一个。

2)超高频(UHF)频段(474～954 MHz):3个频道,即频段两端各一个、中间一个。

2.1.2 信号输入电平的确定

在DTMB接收终端系列标准中规定了射频电视信号的标准有用输入信号电平在射频输入端应为-60 dBm[3,4],即除最大、最小信号接收电平测试项目外,其他射频性能测试项目在任何测试条件下,接收终端的射频输入接口的输入信号电平必须保持在-60 dBm。

2.1.3 测试码流的选定[5,6]

在DTMB接收终端系列标准中规定了测量标清接收器时标准码率不低于4 Mbit/s,测量高清接收器时标准码率不低于18 Mbit/s,传送流包长均为188 byte。

2.2 测试过程问题分析及解决方法

2.2.1 电平标定

2.1.2节中解释了射频性能测试标准输入电平为-60 dBm,但是在实际测试中,被测接收终端不一定直接连接到DTMB发射机上,比如抑制干扰项目、多径信道项目等,必须考虑混合器等造成的主信号衰减,需要先关闭干扰信号,使用矢量分析仪或频谱分析仪将被测接收终端射频输入口的信号电平标定至-60dBm,再打开干扰信号进行测试。在此情况下,主信号和干扰信号的输入电平或带内功率均需统一标定读出。

2.2.2 引入测试

射频性能测试均采用引入测试,所谓引入测试条件,即先调节测试设备使得被测接收终端不能工作之后,再回调测试设备,使得被测接收终端恢复正常工作状态。由于接收解调模块的芯片对于电平的变化具有保持功能,也就是说,输入电平不断减小的情况下,被测接收终端依然可以保持正常工作。所以如果采用保持测试法,也就是不断减小测试设备参数直到被测设备不能工作的方法,会导致测试结果偏好。

2.2.3 模拟电视信号功率的测试

抑制模拟邻频、同频干扰测试项目采用PAL-D射频信号,调制的视频信号为100/0/75/0彩条信号,音频信号为1 kHz信号,其他要求应符合GB/T 3174的规定。模拟电视信号电平以频道内功率表示。

DTMB接收终端系列标准对模拟信号电平的测量,是用矢量分析仪或频谱分析仪在规定的带宽(300 kHz)对模拟电视信号的同步脉冲的峰值电平进行测量,并以此作为判别模拟电视信号强弱的测量标准。因为这里集中了信号在频道内的主要能量(超过98%),所以可以认为对于载波同步脉冲的测量可以代表信号在测量频道内的电平值。

2.2.4 多径测试中的特殊情况

实际测试中会遇到设置静态或动态多径模型后,且未加其他干扰信号时,被测接收终端不能正常工作,对于此种状态,应判定被测接收终端无法满足标准测试条件,故应中止该测试项目。例如,在测试抑制0 dB回波能力时,设置30μs回波时延后,此时并未混入高斯白噪声,被测接收机屏幕出现马赛克,可以判定抑制0 dB回波能力项目无法满足标准测试条件,故无法测试,而不是继续减小回波时延,使得被测接收机正常工作后再混入高斯白噪声进行测试。

2.2.5 考虑高频头的AGC设计

地面接收的一个重要特点是信号受到阻挡导致信号强度不稳定、弱信号,有些接收终端的高频头会设计AGC模块,即当信号变得微弱时,AGC模块功能可以将输入的信号放大保证接收,但是当信号较强时,此AGC模块便不工作。所以当不断恶化测试环境,被测接收终端的接收性能却影响不大甚至会变好,也就是说RF射频性能并不是呈线性变化的。如果在实际测试中遇到上述状况,原因之一就是AGC模块的作用。

2.2.6 动态多径设置

地面接收的另一个重要特点就是移动性,当接收机进行移动接收时,反射体与接收机存在相对运动,造成载波信号频率的变化,产生多普勒频移。多普勒频移越高,表示发射和接收端相对移动的速度越快,对接收机适应能力要求也越高。当接收天线受环境影响而产生晃动,或者室内接收时,人在接收天线周围行走,会产生较低的多普勒频移,而当反射信号经过一架运动的飞机到达接收机时,会产生较高的多普勒频移。

DTMB接收终端测试系列标准中规定了抑制动态多径能力,测量在典型城区TU6信道模型下的载噪比和多普勒频移。具体信道模型见表2。

3 小结

目前,虽然DTMB接收终端尤其是接收器、一体机的普及面很广,但DTMB接收终端的测试由于其技术专业性强,对于测试人员要求高,涉及的测试项目、测试设备繁多,测试过程中遇到的问题复杂多变且排查困难,故DTMB接收终端的测试仍是业内关注的热点和难点。

摘要：针对目前DTMB接收终端测试中射频解调和信道解码性能部分的相关测试技术进行阐述,结合测试经验和仪器使用知识,对实际测试过程中经常遇到的关键问题和难点进行分析解释,并提出相应的解决方法,为DTMB接收终端的接收解调模块的研发和测试提供参考。

关键词：DTMB,SFP,射频解调,TU6模型

参考文献

[1]潘长勇.DTMB标准国际化进展[J].电视技术,2011,35(24):4.

[2]董鑫,胡曾千,杨昉.DTMB系统的单频网接收性能预测[J].电视技术,2012,36(13):1-3.

[3]GB/T26683—2011,地面数字电视接收器通用规范[S].2011.

[4]GB/T26686—2011,地面数字电视接收机通用规范[S].2011.

[5]GB/T26684—2011,地面数字电视接收器测量方法[S].2011.

卫星光通信中接收天线的性能研究 篇3

关键词：卫星光通信,光学天线,光学天线阵

光学天线在卫星光通信的接收系统中具有非常关键的作用, 其地位也是极其重要的。光学天线的基本功能包括增大天线接收面积、减少噪声光源干扰以及压缩接收视野范围。通常来讲, 在光敏面的直径长度方面, 半导体材质的光电检测器都为毫米 (mm) 数量级, 这使得这种光电检测器能都接收到了光信号非常的有限。为了大幅度的提高信号光功率的接收效率, 往往光学接收天线在口面直径方面有一定的尺寸要求, 这种天线比传统的信号接收天线的接收面积要大数十至数百倍。与此同时, 由于有压缩接收视野范围和噪声光源影响较小的特点使得光学天线在提高卫星光通信得信噪比方面具有明显的优势。

通常来讲, 光天线接收系统的信号接收对象是来自于大气空间中的光信号, 该系统可以使接收到的光信号聚焦到光电探测器上, 从而解析出我们需要的相关信号、信息。在结构上, 光天线接收系统的性能与通信系统的误码率直接相关。

此外, 对光天线发送系统发出的目标光束的瞄准、捕捉、跟踪等功能 (即PAT, Pointing Acquisition and Tracking) , 也是卫星光通信的光学终端所承担的主要任务。由此可见, 卫星光通信系统中的接收天线性能对于该系统的效率具有关键作用。

1 光学天线的性能研究

1.1光学天线的增益。通过改善信息源发出的光束方向性和增大接收天线的接收面积, 光学接收天线能够增强所提供的信息增益。在面天线理论的支持下, 光天线的增益强度随着光天线口径面积的增大而增强, 随着天线工作波长的增长而减弱。通常来讲, 光波是一种波长很短且频率很高的特殊信号波, 因此, 在卫星光通信系统中, 虽然光学天线的口径往往较小, 但是仍然能获取较好的增益效果。光学天线在结构上分类, 和光学望远镜的原理基本一致, 可以分为折射式、反射式和折反射式三种类型, 其中, 折射式和反射式的光学天线是卫星光通信系统中常用的两种类型。折射式光学天线的天线口径通常为5~10cm, 多用于LEO-LEO的激光链路中, 这类激光链路中天线的增益一般较低;反射式光学天线则是因为拥有自身重量轻、像差低、加工装配简便的特点, 目前较多的应用于卫星光链路中。1.2光学天线增益与指向角度。光学天线的指向角度的改变是很微小的, 通常在微弧度的范围数量级上。因此, 只有村子较大距离的卫星之间才能实现卫星光通信。PAT (Pointing Acquisition and Tracking) 系统是一种设计服务于卫星的激光通信系统, 该系统可以帮助卫星之间实现精确的瞄准、捕获和跟踪, 这也是解决光学天线实现精确转向的关键技术之一。PAT系统在卫星光通信系统中的任务就是将进行通信双方的光学天线精确对准, 以完成通信。同时, PAT系统中的自动跟踪模块能够有效的消除外界因素对卫星光通信过程的扰动, 以保证通信的质量。卫星光通信过程期间PAT系统工作的基本原理为:首先光学天线接收对方卫星的发送天线传输过来的信标信号, 通过对接收过来的信标光束进行分析, 初步获得对方卫星的方位;PAT系统采取进一步校正的方法, 对方卫星方位进一步精确, 以达到粗对准的目的;其后, 通过解析方位误差信号数据, PAT系统完成精对准和稳定跟踪;最后, 通过双方光学发送/接收天线输送的信号光束, 建立通信链路。

2 光学天线阵

研究表明, 单一的光学接收天线归一化增益因子很小, 只是略大于0.4d B, 性能很是一般。在高性能光学天线领域, 当前主要的方法是由若干个小口径的子天线组合替代单一的光学接收天线。此外, 光学天线阵还可以自动点调整相位, 使其接收场自动定向入射波前。

根据试验研究表明, 与单一的光学接收天线相比, 光学天线阵有以下优势:a.在卫星光通信系统中进行外差检测时, 光学天线阵在接收信号方面, 具有更大的优势;b.目前已有的单个光天线口径为3cm, 而光学天线阵是由多个口径只有毫米级的子天线组合构成, 因此制造容易, 成本较低。c.光学天线阵在改变子天线数量方面具有较好的拓展性。d.研究表明, 光学天线阵对于相干光空间通信是可行的。传统的直接检测方式就是直接把各个子天线获取收集的光信息全部进行耦合, 并传递到卫星光通信系统中的光传感器之中, 不需要进行相位控制。相干光通信系统的好处在于, 使用光学天线阵收集的有效光功率会远远大于传统的直接检测方式获得的光功率。

2.1光学天线阵工作原理。光学天线阵是由多个子天线构成, 其工作原理为:子天线内部特殊的镜片将入射光接收并耦合到单模光纤中, 以光信号的形式传递至控制单元控制的移相器, 最后通过光束合成器使光信号的成为输出信号, 该过程如如图1所示。2.2光学天线阵性能研究。按照内部构造的不同, 接收光学天线阵可以分为成像光学天线阵 (ITA) 、中心光学天线阵 (CTA) 和迭加光学天线阵 (STA) 。如图2所示, 该图为接收光学天线阵在入瞳和出瞳处的阵列 (由7个子天线组成) 。光学天线阵的阵列特性是衡量光学天线阵性能的一个重要指标, 阵列特性是指光学天线阵接收到的功率与天线阵中各个子天线的相位一致时的功率的比值。可以看出, 阵列特性对光学天线阵中各子天线的排列有强烈的依懒性。然而我们知道, 当两个频率相同的波相互干涉时, 如果波峰相反, 根据叠加原理, 其叠加后的振幅为两者之差, 如果此时各自的振幅也相等, 那么他们将完全抵消并且消失, 这个现象同样适用于光束迭加。在光束迭加光学中的相消干涉过程中, 光学天线阵的阵列特性往往要小于或等于接收特性 (各自子天线接收特性的几何叠加) , 然而通过改变各子天线不同的方位, 可以使光学天线阵的阵列特性得到最优。图3为光学天线阵时的性能仿真图 (由7个子天线构成) 。从图3可以看出, 在7个子天线排列成的角度为零 (即平行时) , 此时增益因子最差;相反, 子天线之间排列所形成的角度越大, 此时光天线的增益因子越大。因此, 利用光学天线阵作为卫星光通信系统的接收系统是, 优势是相当明显的。

参考文献

[1]陈东.卫星接收天线的主要性能要求与极化调整[J].电视技术, 2010, 3.

[2]闻传花, 王江平等.卫星光通信中接收天线的性能分析[J].解放军理工大学学报 (自然科学版) , 2007, 8 (3) .

卫星电视接收机系统性能分析 篇4

卫星广播是以赤道上空约36000Km静止轨道上的卫星, 向地面转发电视或声音的广播信号, 以达到个体和集体接收的目的。所谓“静止”就是卫星在轨道上绕地球运行的角速度等于地球自旋角速度, 运行方向与地球自转方向相同, 从地球上任何一点看去, 卫星都是静止不动的, 即“同步卫星”。卫星广播具有覆盖面积大、距离远、电波利用率高、通信容量大、传送环节少、受山峰和建筑物的阻挡小等优点;但也有传输时延大、卫星的发射与控制技术较复杂、太阳与自然天气干扰强等缺点。

2 卫星接收机系统性能

2.1 接收机输入端的载波功率C

若忽略收发端的馈线损耗, 卫星接收机输入端的载波功率与星上转发器的输出功率PT、天线增益GT、地面接收天线增益GR、自由空间的传播损耗LF、雨致衰减LR、空气衰减LA有关。LF自由空间的传播损耗。自由空间电波传播是无线电波最基本的传播方式, 电波从点源全向天线发出后在自由空间传播, 能量以球面波的形式在传播过程中, 随着传播距离的增大, 能量的自然扩散也加大, 它反映了球面波的扩散衰耗。LR雨致衰减。降雨衰减是电波进到雨层中引起的衰减, 它包含雨粒的吸收和雨粒的散射。雨粒作为介质, 就要吸收能量, 经证明电磁波的波长远大于雨滴的直径时, 降雨衰减主要由吸收引起;当雨滴直径增加或者波长较短时, 散射引起的衰减较大, 且波长与雨滴的直径越接近衰减就越大。电磁波的波长由其频率决定, 而雨滴的直径由雨的大小所决定, 所以降雨衰减与电磁波的频率及雨的大小有关。LA大气吸收衰减。空气中含有氧气和水蒸气, 它们对电波是有吸收作用的, 其吸收的程度与频率有关。对12GHz~14GHz而言, 相对湿度100%时衰减量为0.1db~0.15db。通常情况下, 相对湿度是小于100%的, 所以在总衰减量中空气衰减并不大。

2.2 接收机输入端的噪声功率

噪声温度是噪声功率的表示方法, 表示噪声源所发出的噪声功率的量度。输入端噪声包括进入接收天线的噪声、馈线电阻损耗产生的噪声、接收机内部元件产生的噪声等。1) 天线噪声:有来源于地面、工业活动等产生的射频噪声, 它的频谱处于较低的频段, 到卫星广播频段就不大了, 再加上卫星接收天线都有一个朝天仰角, 其主射束的宽度只有几度, 所以地面人为噪声对卫星接收机影响不大;有来源于宇宙外空间星体的热气体所形成的噪声;太阳和各行星辐射的电磁干扰而形成的噪声;电离层和对流层吸收电波产生电磁辐射而形成的大气噪声;还有天线本身的热噪声。在C波段主要是大地和大气层的热噪声, 在Ku波段这些噪声也随着频率的增加而加大。天线的噪声温度和天线的设计有关, 特别是天线的方向图有关, 当天线方向图无旁瓣而且波束很窄时, 它接收的噪声主要是银河系的宇宙噪声和大气噪声, 因此有旁瓣的天线与无旁瓣的天线比起来天线的噪声温度要增加。在实际使用中, 天线的噪声温度还与天线的仰角、口径、效率有关, 天线的仰角越小, 噪声温度越大, 这是因为仰角小时, 电波穿越大气层的路程越长, 大气的热噪声影响越大;天线的直径越大, 噪声温度越小, 这是因为直径大的天线相对的半功率角小, 天线的指向性越强。2) 馈线的噪声:馈线在传输信号时是有损耗的, 故它会产生热噪声。特别是处于接收机系统前端的电缆, 从接收天线到卫星接收机的馈线电缆不要盘绕, 要尽量短, 接头与电缆的装配工艺应合理, 接头与插座的接触应良好, 并且电缆应避免老化, 不要过度弯曲。3) 接收机本身产生的噪声功率:接收机内部是由晶体管、二极管、电阻、导线等大量电子元件组成, 它们对电磁信号的吸收度均不为零, 故要产生噪声。在晶体管内, 除电阻分量产生热噪声外, 载流子的分配不均匀及不规则运动引起的分配噪声和散粒噪声, 以及电流和电压不规则变化而形成晶体管的热噪声, 二极管混频时还要产生混频噪声。这些有源器件产生的噪声是接收机内部噪声的主要来源, 由于在接收机内部所处的位置不同, 所以它们在接收机输出端的反映也不一样, 工程上采用等效噪声电阻法计算在输出端的总效果。对于卫星接收机本身的噪声温度可由接收机前端的低噪声放大器的噪声温度决定。

2.3 接收机输出信噪比

卫星电视接收机输出信噪比与输入载噪比直接有关, 同时还与调频改善度以及预加重改善度有关。1) 卫星电视广播采用调频制, 理论证明调频制比调幅制抗干扰能力强, 但要获得这种改善度要有个前提, 就是接收机输入端的载波信号必须比噪声大一定数值, 或者说, 载噪比必须达到某一最低数值, 这个所需的最小载噪比就是调频门限。门限值的大小与调制指数有关, 调制指数越大, 虽然改善情况越好, 但门限值提高了, 这是由于加大调制指数使带宽增加, 进入接收机的总噪声功率也增加, 为了获得较大的信噪比的改善, 又能接收弱信号, 在实际通信系统中, 根据具体情况选用不同的调制指数值。所以, 在设计接收机时, 为了可靠起见, 确定接收机输入端的载噪比时应比门限值取高一些, 留有门限余量。换句话说, 混入载波中的噪声幅度远小于载波幅度, 如果不满足这个条件, 则不可能获得改善度。事实上, 调制指数越大, 门限值也越高, 在门限余量不太大的条件下, 只有减少同频带B, 才能获得小的噪声输出。2) 预加重改善度。当调制频率增高时, 调制指数减小, 这样使高音频段的信噪比下降, 抗干扰能力降低, 影响了高音频信号的传输质量, 为了解决这个问题, 改善输出信噪比, 将调制信号中的高音成分有意识地预先加以提升, 即利用提高高音频成分调制系数的办法来补偿因上述原因造成的调制指数的下降, 这种方式就称为预加重。如果在接收机鉴频器的输出端接入特性正好相反的电路 (去加重) , 电视图像信号将复原, 只要去重于加重的规律正好相反, 就不会引人任何失真, 从而输出信噪比得到改善。

3 电视图像质量与信噪比的关系

输出信噪比到底多大才能达到良好的图像质量呢?对于这个问题, 要通过人们的眼睛对图像质量主观评价的观察统计来解决。人的眼睛在观看电视图像时, 对微细的噪声难以察觉, 也就是噪声中的高频成分。我们把人眼对高频成飞的噪声反映的灵敏度叫视觉加权信噪比。一般采用五级图像质量评价等级, 比如五级, 视觉信噪比为45.5db, 图像质量极佳, 十分满意;四级, 视觉信噪比为36.6db, 图像好, 比较满意;三级, 视觉信噪比为29.2db, 图像一般, 可以接受。

接收性能 篇5

低轨道 ( Low Earth Orbit, LEO) 卫星移动通信系统由多颗卫星联结起来, 在地球表面形成蜂窝状服务小区, 服务区内用户至少被2颗卫星覆盖, 用户可随时接入系统[1]。正是因为LEO卫星通信系统具有这样的特点, 信关站至少可以同时与2颗卫星建立链路, 因此可以考虑利用分集技术来提升系统性能。

本文旨在研究如何在信关站端实现多星分集和Rake接收。提出一种基于快速收敛LMS算法 ( Fast Convergence - Least Mean, FC-LMS) 的多径合并方案, 实现对抽头权值实时调整, 从而跟踪信道的实时变化, 同时提升了权值的收敛速度, 使系统性能得到明显提升。

1 卫星信道模型

在LEO卫星移动通信系统中, 卫星地面通信接收终端所处环境较复杂, 不同接收环境的LEO卫星移动通信信道特点各异。目前, 国内外常用的研究LEO卫星移动通信信道特性的模型有: C. Loo、Corazza和Lutz这3种概率分布模型[2]。由于信关站安装在室外开阔环境中, 所接收到的信号中均有直射分量, 具有直射分量的多径信号服从莱斯分布。本文信道模型设计就是基于Loo[3,4,5]模型进行的。该信道模型存在直视信号分量和多径分量, 量化了路径传播损耗以及多径效应引起的衰落, 可以更好地逼近实际物理信道。

当地面移动用户位于树林和原始森林等有高大植被覆盖的区域时, 直视信号受遮蔽出现阴影效应, 多径分量服从Rayleigh分布。接收信号可以表示为:

式中, φ0和φ1服从0与2π之间的均匀分布; w服从Rayleigh分布; 直视分量z服从Lognormal分布:

式中, μ0和分别为lnz的均值和标准方差。

如果z在一短时间内 ( 典型值为几十个波长) 保持不变, 那么接收信号包络r的条件概率分布为Rician分布, 即

式中, I0 ( ·) 是第一类零阶修正贝塞尔函数; b0反映了多径平均散射功率。

由全概率公式求得接收信号包络r的分布为:

把式 ( 3) 带入式 ( 4) 得:

其相位服从高斯分布:

式中, μφ和σ2 φ表示接收信号相位的均值和方差, 一般地, μφ为0。

不同阴影遮蔽条件下的信道参数取值, 如表1所示。

2 多星发送分集方案设计

在低轨卫星CDMA移动通信中存在阴影遮蔽和多径衰落。信号经过阴影遮蔽和多径衰落信道, 通信性能严重下降, 甚至不能被接收和检测, 即使大幅提高信噪比, 也很难获得通信性能上的改善[6]。同时考虑到卫星移动通信功率受限的特点, 无法通过提高信噪比的方式获得性能增益, 而分集技术正是对抗衰落的一种有效手段。由于无需增加发射功率或带宽, 分集技术能以较低的成本改善无线通信的性能。

低轨卫星CDMA移动通信系统中, 由于要保证数据的实时性和可靠性, 信关站必须保证所接收到的下行信号的正确率。因此, 提高信关站的接收能力、降低系统误码率对于整个卫星通信链路起到至关重要的作用。在地面信关站的上空往往同时存在2颗或2颗以上卫星, 因而可以在信关站端接收来自不同卫星的信号, 并采用Rake机接收分集处理。单颗卫星发送时, 信关站无法获取来自多颗卫星的同一用户的多径信号, 而2颗以上的卫星发送, 不同卫星发送相同的扩频码信号, 各路信号到达信关站的时间会有所不同, 当时间差满足半个码片周期 ( 全球星系统为0. 813μs) [7]以上的要求时, 即可在接收端分离出不同径向分量, 从而将它们进行合并, 以实现地面信关站利用Rake接收机提高性能。3星发送分集的原理如图1所示。

在卫星移动通信中, 每个卫星可以看作是地面移动通信中的基站, 多个卫星同时向某个通信区域发射相同信息的信号, 信关站从其可视的多个卫星同时接收信号并合并, 从而克服信道衰落的影响, 这就是多星分集技术的基本思想。从某种意义上讲, 多星分集可以认为是地面CDMA蜂窝移动通信中“软切换”技术在空中的应用, 其属于宏分集范畴, 可有效地对抗阴影和多径衰落。

3 信关站 Rake 接收

信关站Rake接收的基本原理就是将那些来自不同卫星的幅度明显大于噪声背景的直视分量取出, 对它进行延时和相位校正, 使之在某一时刻对齐, 并按一定的规则进行合并, 变矢量合并为代数求和, 有效地利用多径分量, 提高多径分集的效果。Rake接收机的原理框图如图2所示[8]。

信关站Rake接收机对多径信号的合并, 存在选择性合并 ( Selection Combining, SC) 、最大比合并 ( Maximal Ratio Combining, MRC) 和等增益 合并 ( Equal Ratio Combining, EGC) 3种传统多径合并形式。在实际信道中, 不同径向信号遭受的衰减程度差异较大, 采用等增益合并方式会将信号弱的那一路也充分放大合并, 可能会造成信噪比的下降。因而在卫星通信系统中着重分析信关站在应用2星分集或3星分集的情况下, 采用选择性合并与最大比合并下的性能。

3. 1 选择式合并

使用选择性合并时, M个分集的最强信号被选中, 输出信号的累积概率为M个不同路径累积概率的乘积, 因而输出信号的概率密度函数为:

式中, Pm ( x) 为Loo模型分布的累积概率, 即

则误码率为:

式中, σ2= N0Tb+ σ2 i。

3. 2 最大比合并

当使用最大比合并时, M个分集信号合并输出信号是各分集信号与其信道衰落因子乘积的和, 故分集合并输出信号的概率密度函数是各分集衰落因子平方的概率密度函数的卷积。

各分集信号服从Loo模型分布, 其平方的概率密度函数为:

最大比合并输出的信号分布的概率密度函数为:

这里* 表示卷积, 当为2星分集时,

式中, σ2= N0Tb+ σ2 i。

3. 3 2种传统合并算法的性能对比分析

在Loo信道模型一般阴影衰落条件下, 分别考虑选择式合并和最大比合并在2重分集、3重分集情况下进行性能对比仿真, 如图3所示。

根据图3仿真数据显示, 对于低轨卫星CDMA移动通信系统, 采用SC、MRC两种合并方式的多星分集方案和Rake接收机可以有效地降低系统的误码率, 达到改善系统性能的目的。相比较而言, 最大比合并方式对系统性能改善的程度要比选择性合并更好。结果还显示, 随着分集重数的增加, 参与合并的多径信号变多, 分集效果变好。

最大比合并之所以能获得更大的分集增益, 是由于其根据每一径信号的功率进行权重分配, 实现每径的效用最大化; 而选择性合并, 只是将多径信号中最好的一条作为合并输出, 没有充分利用其他径的有用信息。这2种传统合并方式均要求对信道进行精确的估计, 从而增加了系统设计的复杂性。而且, 在Loo信道环境中, 由于信道估计误差的存在, 传统的合并方式无法实时跟踪信道的变化, 导致系统性能的下降。

4 FC-LMS 算法合并方式性能分析

FC-LMS算法的合并方式是通过对权值进行自适应调整和加权求和来实现多径合并。该算法将判决后的信号作为期望信号进行反馈, 与判决前的信号比较得到误差信号, 利用快速收敛LMS算法对权值进行调整, 以跟踪信道参数的变化, 保持输出信号与期望输出信号之间的均方误差最小[9]。

4. 1 FC-LMS 算法合并方案设计

基于FC-LMS算法的合并系统由数据寄存器、快速运算模块和Aitken快速收敛模块3部分组成, 如图4所示。

LMS算法的迭代过程如下:

式中, u ( n) 为已知的输入信号; w ( n) 为由权值构成的矩阵; y ( n) 为输出信号; d ( n) 为期望信号; e ( n) 为误差信号; μ为收敛因子。d ( n) 的算法如下:

将LMS算法得到的w ( n +1) 、u ( n +1) 以及权值矩阵w ( n) 送至数据寄存器, 再将w ( n + 1) 、u ( n + 1) 送至快速运算模块, 再次进行迭代运算。即将w ( n + 1) 、u ( n + 1) 代入式 ( 14) , 式 ( 15) 和式 ( 16) , 计算出w ( n + 2) 的值。此时, Aitken快速收敛模块所需的参数都已计算出, 分别为: w ( n) 、w ( n +1) 和w ( n + 2) 。

设LMS算法达到稳态时的权值矩阵为w ( s) , 则有

式中, w ( n) 、w ( n + 1) 表示第n、n + 1时刻的权值。该公式满足Aitken快速收敛算法的限制条件[10]。Aitken快速收敛模块针对式 ( 16) 中生成的w ( n + 1) 进行改进, 公式如下:

该算法可使值比w ( n +1) 更接近于稳态权值w ( s) , 因而可用改进值替换w ( n +1) , 以一次权值优化替代w ( n +1) 到的多次LMS校正, 从而提高了抽头权值的收敛速度, 进而缩减了系统达到稳态权值之前的迭代次数。

4. 2 FC-LMS 算法合并仿真性能分析

基于全球星系统反向业务信道, 在Loo信道模型一般阴影衰落的条件下搭建了仿真平台。仿真参数设置如表2所示。

在Loo信道模型一般阴影衰落条件下, 分别对比2种传统合并方式以及FC-LMS算法合并在2重分集、3重分集情况下的系统性能, 如图5和图6所示。

图5和图6表示的是在低轨卫星CDMA移动通信系统中的2种传统合并与FC-LMS算法合并在2重、3重分集情况下的误码率性能比较。由图可知, 在3重分集时, 误码率为10- 4的条件下, FC-LMS算法合并比选择式合并的信噪比约有3. 8 dB的改善, 比最大比合并的信噪比约有1. 6 dB的提高。可以看出, FC-LMS算法合并的性能要好于选择式合并、最大比合并算法, 随着信噪比的增加性能改善更加明显。同时, 由于分集重数的增加, 参与合并的多径信号变多, 分集效果变好。

与2种传统合并相比, 基于FC-LMS算法的合并优点在于能够自适应地调整抽头权值, 对每一时刻的权值进行优化改进, 从而跟踪时变信道的变化。同时, 有效提高抽头权值的收敛速度, 明显缩减了系统达到稳态权值之前的迭代次数, 使系统性能得到明显提升。该算法的复杂度低, 实现时不需要平方、平均或微分运算, 更不需要计算矩阵的逆, 使得这种算法能够简单高效地实现。

5 结束语

针对低轨卫星CDMA移动通信系统, 结合Loo信道模型, 分析了多星发送分集及信关站Rake接收方案, 同时提出在地面信关站端采用基于FC-LMS算法的多径合并Rake接收方案以抵抗系统衰落。通过仿真验证, 多星发送分集方案可以有效地降低系统的误码率, 从而达到提升系统性能的目的; FC- LMS算法能够提高权值的收敛速度, 从而明显提升系统性能, 而且该算法运算复杂度低, 易于在工程上实现。

摘要：在低轨卫星CDMA移动通信系统中, 信关站的上空会同时存在至少2颗卫星。针对这一特点, 综合考虑低轨卫星通信信道的特性, 研究分析了在信关站端采用的多星分集和Rake接收技术, 提出了一种基于快速收敛LMS算法 (FC-LMS) 的多径合并方案, 实现对信道变化的实时跟踪。仿真结果表明, 在信关站端采用多星发送分集方案与Rake接收技术, 可以有效降低系统误码率, 改善系统性能。

关键词：低轨卫星,Loo模型,Rake接收,FC-LMS算法

参考文献

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[6]何龙科.低轨卫星星座CDMA移动通信信道衰落对抗技术研究[D].中国科学院研究生院 (上海微系统与信息技术研究所) , 2004:66-75.

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[8]张东明.RAKE接收技术在CDMA系统中的应用与研究[D].西安:西安电子科技大学, 2010:19-22.

[9]谷源涛.LMS算法收敛性能研究及应用[D].北京:清华大学, 2003:11-12.

接收性能 篇6

1 数学分析与计算

研究表明,FSO系统中接收端光强分布的概率密度函数符合Gamma-Gamma分布,可表示如下[4]:

式(1)中,Γ(Z)代表Gamma函数,Kn(x)代表第二类的n阶修正贝塞尔函数;α、β分别表示大尺度和小尺度光波强度波动,其表达式如下:

假设发射端发送第m个码元,入射到光电探测器上的光功率可以表示如下[5]:

式(3)中,αm和φ分别表示所发符号的幅度与相位,am2Pr表示瞬时入射光功率,PLO表示本振光功率,ωIF表示载波频率ω0和本振频率ωLO之差,ωIF=ω0-ωLO。

光电探测器输出的光电流可表示如下:

式(4)中,η表示光电探测器转换效率,id(ct)和ia(ct)分别表示接收机的直流和交流分量,n(t)表示散粒噪声过程引入的加性高斯白噪声。

对于第m个符号,系统的信噪比SNR可表示如下:

式(5)中,Em=am2表示第m个符号的能量。对于高级调制格式MPSK和MQAM来说,考虑其平均符号能量Eave。假设探测器面积为A,则Ps=AI,其中I表示瞬时接收辐射强度。此时每个符号的信噪比如下:

M阶调制信号在大气湍流信道中传输的平均误符率为:

式(7)中,pM(γ|I)表示发送码元的条件误符率。

将MPSK和MQAM各自的条件误符率分别代至式(),同时将表达式中的特殊函数均采用函数表示,即可得到闭合表达式如下:

2 仿真与分析

利用MATLAB对MPSK(M=2,4,8)和MQAM(M=8,16,32)调制信号在不同湍流状态和不同传输距离下的误符率分别进行了仿真对比。在参数选择时,折射率结构参数分别为:Cn1=0.51×10-13、Cn2=2.10×10-13、Cn3=15.0×10-13,分别表示弱湍流、中等强度湍流和强湍流,传输距离分别为:L=500、1 000、2 000m。

图1展示了QPSK信号在不同湍流强度下传输2 000m的误符率。从图1可以看出,当湍流强度由弱湍流变为中等强度湍流时,达到无误码传输(误符率=10-9)所需的发射功率迅速升高。以弱湍流为例,相同误符率(如误符率=10-7)下,中度湍流下所需的系统信噪比比弱湍流下高了近15d B。然而,当湍流强度由中等强度变为强度时,湍流强度的增大对误符率并没有明显影响。

图2对比了QPSK和16QAM信号的传输性能,左图中,传输距离选择为1 000m,湍流强度选择为弱湍流和强湍流。右图中,选择中等强度湍流强度,传输距离选择为1 000m和3 000m。结果显示:在两种条件下,QPSK的性能均优于16QAM。平均信噪比越高,QPSK的性能优势越明显。

3 结语

本文主要研究了高级调制格式-相干接收FSO系统在大气湍流信道下的传输性能。仿真结果显示:对于QPSK,当传输距离2 000m,湍流强度由弱湍流变为中等强度湍流时,达到无误码传输(误符率=10-9)所需的发射功率迅速升高。但是,当湍流强度由中等强度湍流变为强度湍流时,湍流强度的增大对误符率并没有明显影响。对于QPSK和16QAM,当传输距离在1 000m以内时,无论是弱湍流还是中等强度湍流下达到无误码传输时所需的信噪比并未明显增加,但是能够看到QPSK的性能明显优于16QAM。这一研究结果对相干FSO系统传在输距离、调制格式选等方面提供了良好的参考意义。

摘要：基于描述FSO系统接收端光强分布的Gamma-Gamma信道模型,研究大气湍流强度和信号传输距离对高级调制格式-相干接收系统的影响。在分析Gamma-Gamma信道下,采用MPSK(M=2,4,8)和MQAM(M=8,16,32)调制-相干接收FSO系统的误符率与湍流强度、传输距离之间的关系,利用特殊函数代换推导其闭合表达式。根据计算结果,仿真研究M值、湍流强度和传输距离等因素对误符率的影响。

关键词：FSO湍流信道,M阶调制,相干接收,误符率

参考文献

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可调高效多通道高性能分集接收机 篇7

利用分集接收机构建通信系统会带来较高的器件数目、功耗、板级空间占用以及信号布线。为了降低RF组件数量,可以使用正交解调器的直接转换架构。I/Q的不匹配会使得构建高性能接收器较为困难。这种架构要求在RF输入和占用大量板级空间的基带数字输出之间安装一些组件。超外差接收机只需要一个ADC,而正交解调器则需要一个双通道ADC来处理现实及镜像模拟。对于单载波系统而言,这种情况或许是可以接受的;但是分集和直接转换接收机可以有效地用于多通道系统吗?

为什么选择分集接收机

在通信系统中,设置接收机规范是为了适应小接收输入功率。诸如蜂窝收发器基站(BTS)的系统可接收来自手机的信号,而发射信号的手机可能处在一些极大衰减信号的环境中,例如:车库、多层建筑或拥挤的市区。手机发射的信号会从许多不同反射路径多次到达BTS。仅使用一个天线和接收机,相同信号的许多版本便会出现在接收天线上,每个版本的信号都具有不同的相位和幅值。瞬时相位关系使得信号建设性地或破坏性地增加。例如,移动电话中,移动发送器并非完全固定在某一个空间位置,因此天线上的累积不断变化。这种现象被称为快速衰落,其会导致信号的漏接收。

使用分集天线可增加搜索到具有足够接收强度信号的机率,因为这种天线为物理隔离式天线。一根天线可能正受到破坏性的干扰,而其他天线则可能不会。这就是分集天线。

为了对信号进行解调,我们利用解调信号要求的最小信噪比(SNR)构建了通信链路。分集接收机考虑到了信号在最小SNR以上到达BTS的最高概率。要想构建一个分集接收机,至少需要为每一个通道多添加一条接收路径。这可能会使电子产品和天线的成本翻一倍。但是,如果它扩展了BTS的接收距离并提高了接收质量,那么这种成本代价还是值得的。它可以减少所需基站的数量,从而降低整个网络的基本建设成本。

为什么选择ZIF

零中频(ZIF)接收机可完成从射频到基带的直接转换,您在超外差接收机上找不到中频(IF)。其优点是最小化的RF组件数量、更容易滤波以及更低的采样速率。使用分集接收机,所需组件增加了一倍,增加了组件成本、板级空间以及功耗。ZIF接收机所需组件更少,降低了功耗,节省了RF部分的板级空间。

为什么选择集成正交接收机

抛开一些独立组件来构建ZIF接收机较为困难,并且会占用相当多的板级空间。信号被转换为正交后,在混频器输出和双通道ADC输入之间有两条基带模拟路径,包括分立增益放大器和滤波器。沿现实及镜像信号路径分布的组件之间增益和相位的不匹配会形成带内噪声,因为理想复杂运算中去除的一些镜像现在又如相关信号一样出现在相同位置上。带内低级镜像降低了带内SNR和误差矢量幅度(EVM),从而带来通信通道的高误码率(BER)。

但是,高度集成的ZIF接收机(例如:TI推出的TRF3710)可以解决最小化路径不匹配问题。I和Q模拟路径现在均位于同一颗芯片上。这些路径会得到非常好的匹配,因为它们之间几乎不存在工艺、温度或电压差异。该器件包含了一个复杂的混频器、一个24dB可编程增益放大器(PGA)、一个可编程8阶低通抗混淆ADC输入滤波器,以及一个直接连至双通道ADC的驱动放大器。此外,它还包含了一个DC偏移校正模块,对于最小化模拟输出的DC偏移分量较为有用。集成所有这些必需功能后,对于用户而言,ZIF架构变得简单。I和Q路径得到了匹配,同时保持了较好的EVM。通过将信号链的大部分集成到一个小封装中,便可以在不牺牲板级空间或性能的情况下使用分集接收路径。

为什么选择8通道ADC

就使用分集的双通道ZIF接收机而言,需要使用8个ADC(参见图1)。如果使用了4个12位双通道ADC,每条通道都有并行数据输出,且差不多会有100条数据线路需要布线,并被连接至现场可编程门阵列(FPGA)。此外,还需要为ADC安排4个时钟。单是从封装角度来说,4个9×9mm、12位双通道ADC就要占用320mm2以上的板级空间。另外,约100条数据线路的布线轻易就会使所需板级空间增加1倍,同时在FPGA上也要求相同数量的数据输入。很明显,推荐使用一个8通道ADC,那么采用单个封装的8个ADC的功耗和数据线路又如何呢?

为什么选择串行8通道ADC

利用TI的新型ADC(ADS5282),许多这些问题便可迎刃而解。在每个通道75mW、9×9mm封装中,低功耗选项仅占用81mm2,也即4个双通道ADC板级空间的1/4。更为重要的是,利用串行LVDS数据接口后,每个ADC通道只需一个LVDS对。增加一个LVDS帧和位时钟并利用20条物理线路(10个LVDS对)便可以在FPGA中对8个ADC的数据进行处理,并占用最少的板级空间。

1/f噪声出现在基带上,其常见于针对CMOS低功耗而设计的ADC中。这就限制了基带上(即ZIF架构要使用ADC的地方)的有效SNR。ADC具有一个抑制基带1/f噪声的可选模式(见图2)。

根据奈奎斯特(32.5MHz)测得65MSPS下ADS5282的SNR为70.4dBFS。如果假设噪声底限较奈奎斯特扁平,那么0～1MHz频带中的噪声功率则为85.5dBFS,这主要是由于15.1dB的处理增益:10log10(32.5M/1M)。利用能够过滤高达1MHz的信号和噪声的理想滤波器,85.5d BFS就为数字滤波器输出的预期SNR。但是,1MHz频带中测得的SNR为81.9dBFS,因为基带上存在1/f噪声。一旦噪声抑制模式被激活,该频带中测得的SNR便提高到86.1dBFS。1MHz带宽中测量值(8 6.1 d B F S)超出预期值(70.4+15.1=85.5d BFS)的这一事实具有误导性,因为它是由一个标准奈奎斯特SNR(70.4d BFS)计算得到的,而该奈奎斯特SNR包括了高阶谐波(第9阶以上),其被当作了噪声。这表明,真正的奈奎斯特SNR(所有谐波除外)实际上高于0.6dB,或为71dBFS。

该ADC还在每条通道内提供了两倍抽取功能,以消除移频1/f噪声(仍然出现在Fclk/2附近),通过处理增益改善带内SNR,并且降低高速串行LVDS数据速率。所用数字滤波器保持少量的抽头,以达到节能的目的。这样,使用抽取滤波器时处理增益约为2dB。通过使用抽取功能来降低LVDS速率后,可考虑使用更低成本的FPGA选项,同时在ADC和FPGA之间拥有更为轻松的时间预算。

结语

满足蜂窝网络规范要求的BTS并不是一项全新的成果。大多数新型BTS设计的主要目标都是想通过降低BTS构建成本或减少BTS构建数量来降低运营商的成本。其中,射频成本只是构建蜂窝基站总成本的一部分,因此如果它们可减少构建基站的数量,那么就应该对射频接收机设计进行改进。通过构建更为灵敏的射频设备,覆盖相同区域所需的基站数量更少。运用具有高度集成的ZIF接收机和一个8通道ADC的分集接收机便可实现一个更少空间占用、更低成本和更少组件数量的高性能系统。

参考文献

[1]ADS5282的产品说明书[R/OL].http://focus.ti.com.cn/cn/docs/prod/folders/print/ads5282.html

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