发射接收电路（精选7篇）
发射接收电路 篇1
0前言
目前在工业生产中，大量的金属构件的连接采用焊接工艺。其中汽车制造是焊接工艺应用比较集中的领域。汽车上的焊接件多为薄板焊件，厚度多为0.8mm～1.2mm，对这类焊接件上的焊缝进行无损检测属于工程上的近表面无损检测技术，技术难度高[1]，从综合性能上说，目前没有一种检测方法比其他方法更优越，但从技术的发展趋势看，超声检测技术是技术发展趋势之一。
使用超声反射或衍射法进行材料近表面无损探伤需要向材料内部发射高频超声波并接收发射或衍射回波，这不仅需要有高频超声探头，同时需要能够发射和接收高频宽带电脉冲信号的硬件电路，以激励超声探头或接收回波信号。
本文在分析现有超声发射接收电路的基础上，设计了基于数字信号处理TMS320DM642的高频超声发射接收电路和回波信号转换电路，包括超声波发射接收电路、回波放大与滤波电路、A/D转换电路等，解决了高频超声检测中出现的发射超声脉冲余波过长从而干扰到脉冲回波接收质量的问题，所设计的超声发射接收电路具有较高的精度和实用性。
1 系统组成
点焊缺陷超声检测系统组成框图如图1所示，该系统由超声波换能器、超声波发射接受电路、回波放大电路、带通滤波电路、模/数转换电路、数字信号处理器TMS320DM642和显示电路等组成。
数字信号处理器TMS320DM642为整个测量系统的核心部件，控制各部分电路协调工作。TMS320DM642发出20MHz的宽带窄脉冲，送给超声波发射电路，经功率放大后产生高电压脉冲加到超声换能器上，从而驱动超声换能器发出超声波;超声波由换能器进入被测工件，经多次反射和投射，产生随时间呈衰减变化的多次超声回波被换能器接收;超声回波信号很微弱，通常只有几十毫伏，且回波信号中伴有噪声干扰，所以回波信号需要经过放大和滤波处理后方可送至A/D转换电路，转换为数字信号;数字信号处理器实时采集和存储A/D转换电路输出的信号，信号采集完成后，TMS320DM642调用点焊缺陷检测算法程序，对回波信号进行处理后得出被测工件缺陷特性;最后将重要的处理结果进行存储或送至显示电路。
2 硬件设计
2.1 超声波发射与接收电路
为了获得良好的激发超声波，设计了一种新型发射电路，利用储能电感在瞬时放电过程中产生脉冲高电流的原理对超声波换能器进行激励(见图2)。可通过调整电感参数以及控制信号的频率，以达到换能器的共振频率。该电路无需高压供电，既减小电路体积，降低电路成本，也消除安全隐患[2]。
在电感式超声波发射电路中，场效应管Q为开关元件，电感L储能形成触发脉冲，不需要提供直流高压。当输入到Q的脉冲为正时，Q导通，Q相当于一个小电阻，与电阻R1、电感L串联，和低压电源一起构成回路，L中的电流快速上升进行储能。当输入到Q的脉冲为负时，Q的栅极置低，Q迅速关断，L、C1、R2组成谐振电路快速放电，在电阻R2上形成高压触发脉冲，可达到数百伏。D1和D2起单向开关作用。D3为稳流二极管，恢复速度快，防止电压电流突变。
接收电路由R3、C2、D3和D4组成，反向并联的两只二极管D3和D4起钳位作用，防止高压发射脉冲进入接收电路。超声波回波在换能器上产生的信号为几十毫伏级电压，因二极管的导通压降为几百毫伏，因此，对回波信号不起作用。
2.2 转换电路
在超声波检测系统中，高频超声波在材料内部传播，经多次反射，声能衰减很大，多次回波信号强度微弱。此外，回波信号通常会受到大量信号的干扰，包括外界固有目标的干扰、移动目标的周期和随机干扰、模拟电路本身引入的干扰等。因此，转换电路必须有较强的功放能力和对干扰信号的抑制能力。转换电路主要包括信号放大、滤波、模/式转换电路等部分。
信号放大电路如图3(a)所示。集成运算放大器选为AD8065：输入阻抗1000GΩ，转换速率180V/μs，增益带宽为145MHz，噪声系数7.0nV/姨Hz，共模抑制比达-100dB，温度范围宽[3]，满足设计要求。整个信号放大电路增益要求在100dB以上，起到阻抗匹配、回波信号放大等作用。在超声波接收电路接收的信号中，除了超声回波外，还伴有杂波和干扰脉冲等环境噪声，而前端放大电路放大有用信号的同时，也将一部分的噪声信号放大了，这就需要带通滤波电路，如图3(b)所示。
根据设计要求，需要在滤波电路与微处理器之间设计模/数转换电路，将滤波电路输出的模拟信号无失真地转换成可为微处理器接收的数字信号，模/数转换电路如图4所示。其中，A/D转换器选为AD9050-60：可选5V供电，采样速率60MSPS，输入带宽100MHz，分辨率10位[4]。微处理器选为高速数字信号处理器TMS320DM642-720：主频720MHz,32位内部定时器时钟频率90MHz，通用数据通道16位[5]，以满足设计要求。
3 结束语
一般超声发射电路发出的脉冲都不是理想的，都有脉冲余波。本文所设计的超声发射接收电路为收发一体式电路，对被检测焊点进行近表面检测时，接收电路接收的脉冲回波与发射脉冲之间的时间间隔很短。一方面，要求电路能够发射高频窄脉冲，否则较宽的发射脉冲会干扰到回波脉冲，产生混叠，使检测无法实现;另外，即使发射电路能够产生高频窄脉冲，但发射电路产生的脉冲余波较长，即拖尾现象，将难以避免回波脉冲受发射波的干扰或实现较高精度的测量。
本文设计了低压电源驱动的超声发射电路，实现发射脉冲有较短的余波;基于高速数字信号处理TMS320DM642，选用了集成运算放大器AD8065、A/D转换器AD9050-60等功能匹配的高速器件，设计出集超声波发射、接收、信号放大、信号滤波、模/数转换和信号处理等功能的高频窄脉冲超声波发射接收电路，实现了高频超声波的发射与接收。所设计的超声发射接收电路具有较高的精度和实用性。
参考文献
[1]赵欣,钱昌明,陈关龙等.车身点焊接头虚焊缺陷的超声快速识别[J].焊接学报,2006,27(11):17-20.
[2]孙凌逸,高钦和,蔡伟等.低压电源驱动的超声波发射接收电路设计[J].仪表技术与传感器,2010(10):77-78.
[3]AD8065 Data Sheet[DB/OL].http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD8065_8066.pdf.[2010-08].
[4]AD9050 Data Sheet[DB/OL].http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/A/D/9/0/AD9050.shtml.[2010-02-18].
[5]TMS320DM642 Video/Imaging Fixed-Point Digital SignalProcessor[DB/OL].http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/tms320dm642.pdf.[2010-10-12].
数字电视信号的发射与接收技术 篇2
1 数字电视信号的激发方式
目前, 卫星广播电视系统是由车载设备, 上行链路传输设备和配套的地面接收系统组成[4]。由上行链路传输站节目制作中心负责发送该卫星实时信号, 且该卫星控制板载设备, 包括卫星天线使用的收发器, 电源转/发器车载控制设备;而对于地面接收系统而言, 其包括一个负责接收的装置组、接收天线、各个接收器、不同功率容量的有线数字电视系统的无线电中继站等设备。
1.1 电视信号上行站系统的传输方式
用于发送信号的上行链路站系统目前有两种电视信号, 即单载波 (Single Channel Per Carrier, SCPC) 模式和多载波 (Multiple Channel Per Carrier, MCPC) 模式。单载波模式中, 每个载波仅可传输广播电视信号, 控制电视信号的传输次数, 应答器需要有载流子的数目。其优点是, 节目的所有目标可在星上的不同位置实现;多载波模式中, 每个载波可同时传输多套广播电视信号, 其具有只需一个转发器的优点, 因为只有一个载波, 谐波干扰问题不会在一个多载波上存在, 频带和功率利用率相对较高。但其缺点是有多个程序, 才能实现在相同的位置上使不同位置上星。
同步数字体系其实是一种光纤传输系统, 基本概念是同步传输模块 (STM-1, 155 Mbit·s-1) , 由信息区段, 卡扣指针结构的有效载荷模块开销构成, 主要特点是利用虚拟容器的方式和所有的PDH系统兼容。其有一个统一的接口和一组全球网络节点的信息标准化分层结构, 且具有丰富的网络结构服务于管理和维护开销位;另外, 同步多路结构被使用, 且还具有一个横向的兼容性, 这是理想的下一代传输系统, 可以是灵活且动态的, 因此可适用于任何多变的网络任务[5]。
在系统中, 视频、音频和数据的处理将与节目一起使用多路复用发送, 其被组合成符合MPEG-2标准的节目流。在SCPC系统中, 使用1∶1的备份模式, 通过同轴开关进行切换, 可同时传送3套节目。
3G是指以支持蜂窝移动通信技术的高速数据传输技术[6]。3G服务能够同时传送声音和数据信息, 超过几百kbit·s-1的一般速率。3G是指下一代移动通信系统中, 例如无线通信和多媒体通信与因特网。3G技术可提供一个高带宽空间, 带宽可被用于电视信号压缩编码, 以合理和有效的方式来获得正确的信号。当然, 需利用通信运营商可用来传输的电视信号。
在各个节目源和节目复用器编码时进行编码分别复用成一个节目流复用器, 然后发送传输信号, 在传输流多路转换器调解各个节目混入的传输流。传送节目复用器或解复用器输出的传输数据包被发送到卫星通道适配器部分。该部分可实现以下3个功能:复用适配和能量扩散、基带整形和前向纠错编码、正交相移键控调制。
1.2 星载设备
星载设备的整体体积不能过大, 且不能占据较多的空间, 要具备较为轻便的重量以及较高的信号转发效率, 主要由3部分组成, 分别是提供电能的星载电源、收发信号的天线及信号转发器。一般用于提供电能的是硅太阳能电池, 但是其的劣势在于, 电池的正反两面接收到的太阳光能不同, 导致温差较大, 具体数据约为2 000℃, 且在运行过程中会受到太空中多种微粒的干扰, 在此恶劣环境中约运行7年之后, 输出功率就会降低到原来的7成左右, 严重影响星载设备的使用质量及寿命。由于空间以及重量的限制, 所使用的天线一般情况下控制为一副, 且对其性能要求较高, 要求可靠稳定, 受太空环境的影响较小。
星载转发器具体的工作原理为[7], 对经过单载波以及多载波方式上行到的电视信号进行统一接收, 经一定的放大作用及变频作用之后, 在功率较大的环境中, 再次对其进行放大操作与控制, 接着通过天线进行辐射, 并向指定的位置传送已处理好的电视信号。在转发过程中, 若将较多噪音添加进去, 则电视信号就会与标准之间有较大的误差, 对电视信号的质量产生不利影响。
数字信号的传输过程主要由星载用收发天线、星载用转发器和星载电源进行控制。每一个设备均是保证数字信号传输的关键, 而随着技术的不断完善, 其工作效率也在不断提高。
2 数字信号接收系统
数字信号接收方法与模拟信号接收方法在接收系统上有相似之处, 均包括室外部分和接收机两大部分。如图3所示。
2.1 接收天线与馈源
一般将接收电视信号的天线放在室外, 常见的有抛物面型以及椭圆的偏馈型天线, 而前者又可分为花费成本低但折损率高的前馈型天线以及可用于卫星通信地球站的后馈型天线。在HEMT等器件生产应用之后, 能降低前馈型天线的噪音及高温, 提高其质量, 避免较高的折损率。
后者的馈源在天线的中央稍偏的位置, 因此叫做偏馈型, 其中间的深度较小, 可利用冲压等工艺制作成一个整体, 有较高的效率及增益。馈源有多种状, 一般为波纹、角锥、圆锥喇叭等, 其位于天线的聚焦处, 外面有一层塑料罩对其进行保护, 需尽可能均匀且全面准确的反馈射到天线。除此之外, 角度应接近零以便高效率地接收到其电磁波信号, 而信号的类型不同, 对馈源的要求也不尽相同。馈源分别为正馈及偏馈时, 其波纹状也不同, 分别是水平状及漏斗状。
2.2 高频头
在选用高频头时, 要遵循3个原则:首先, 产生的噪音温度低;其次, 星载设备转发的信号频率有多大, 高频头也应尽量与其在相同的工作范围内, 一般情况下Ku波段的频率约在10~13 GHz范围内, C波段的频率在3.7~4.2 GHz范围内。将高频头放置在室外, 受到环境的影响较大, 因此要求其振动频率小, 由此引发的噪音要尽量较小, 且可靠稳定。高频头对天线馈源传送的信号进行变频放大操作, 主要依赖其中的下变频器以及微波放大器等部分。
2.3 室内部分的数字卫星电视接收机
(1) 调谐器设备。通过主要从室外单元中一个卫星频道选择频率和接收发送到第一中频信号, 然后变换成第二IF或零IF信号输出RF有线电视的调谐器。该模块由一个跟踪滤波器、低噪声放大器、混频器、本地振荡器表面声波滤波器和其他电路组成;第二中频信号, 其频率为479.5 MHz的输出。随着技术的不断进步与发展, 零输出IF计划逐渐取代了模型电路。
(2) 信道的解码和解调。在信道解码模块的传输系统中, 其功能是从载波频率恢复和时钟校正在模拟到数字的转换过程中的错误, 从而导致在正确的采样值中。本模块的另一个作用是纠正在传输中的一些错误代码, 从而使传输更加安全可靠, 用于解复用传输流, 以提供无误差电路, 从而保证了图像信号的质量和声音。
(3) 多工复用解。该模块对应的多复用模块传输系统。其解复用关系主要是根据定义进行操作的特殊传输流语法使用PAT和PMT表。通常意义上而言, 是复用分两级, 所以将会有两个级别的解复用和复用过程:其一是传输流解复用, 结果是产生新的节目流, 节目流的视频;其二则是将音频一些分离的服务信息数据传输给源解码的模块。
(4) 信源解码部分。信源解码部分又包含两部分:第一是音频解压缩, 第二个就是视频解压缩。通常, 为能得到标准的压缩视频流、视频数据和音频数据流, 会根据MPEG-2解码算法作出编码的音频流。
(5) 视频编码和音频数模转换。为使传统模拟电视能正常进行, 需通过视频编码器编码进行分析亮度信号和色差信号, 而其输出是为了能产生NTSC或PAL等视频信号。然后, 再经过D/A转换器解码所恢复的数字音频信号, 转换为模拟形式的音频信号到电视以再现所要执行的声音。
(6) 32位CPU。在一些相对复杂的数字信号接收系统中, 那些具有较强的运算能力且需随时交换数据的相关模块, 具有高的传输速度和处理能力是基本要求。另一方面, 为了更好地使用户与设备之间达成互动, 也需要强大的屏幕上图形界面。因此, 32位CPU被业界采纳, 其功能强大, 速度快, 主要的功能完成如下:控制信道解调和解码, 电子调谐系统的选择, 信源解码, 解复用等多模块的工作, 并协调这些模块, 使其可更及时的响应和处理用户的操作指令。
数字卫星电视信号的接收有如下特点:
(1) 下行频率方面数字卫星电视信号多采用Ku波段, 信号受降雨影响较大, Ku波段是卫星广播的最佳波段, 并即将推广使用卫星广播主带。其具有大容量, 宽频率范围, 接收天线孔径小的Ku波段信号, 发射功率将不受其他条件限制, 但降雨因素对信号传输更大, 雨的影响衰减比C波段大得多。
(2) 虽然信号强度较弱, 但抛物面接收天线并不需要一个大的光圈, 尽管功率转发Ku波段下行链路的卫星信号不限定, 但由于数字卫星电视信号频带被压缩较窄, 其只有一个模拟电视信号可传输的36 MHz带宽, 在单信道单载波的情况下, 其可被用来传播5套数字卫星电视信号。因此, 6 MHz的带宽在传播五套电视信号的同时, 其结果是实际信号场强小于地面模拟卫星电视信号接收器的磁场强度, 这会带来诸多不便。由于增益比Ku波段天线C波段高, 尤其是当所接收的信号强度到达接收器的阈值时, 所接收的信号与天线孔径的Ku波段天线直径无直接关系的数字卫星电视接待不超过管腔能获得满意的接收。
(3) 接收的数字卫星电视信号, 这大幅增加了接收的次数, 但“寻星”的处理将变得更困难, 所谓“寻星”是迄今为止抛物面天线对准接收数字电视信号35 656 km地球同步卫星转发的。现在卫星可接收的数字电视信号可达到4~5颗, 而接收每个卫星节目一般有十多套数字电视信号甚至于几十套, 有的比模拟卫星电视信号强。然而, 为接收所述处理的数字电视卫星信号“寻星”比接收模拟卫星电视信号要困难。
主要有以下几点原因:
(1) 用于数字卫星电视信号接收的一组特定节目, 地面场强比模拟卫星电视信号要弱。此时, 当抛物面天线接收信号时, 达不到卫星接收信号要求或所接收的信号到达卫星接收机阈的水平, 则此时将不会收到任何声音和图像, 这与模拟卫星电视信号的接收方式相比所不同。对于模拟卫星电视信号, 当信号接收场强弱, 只会影响图像和音频信号。
(2) 为了提高频谱效率, 在模拟电视信道同时传输多套数字卫星电视节目时, 所谓的数字卫星电视信号也必须是高压缩率的编码和解码技术。可容易地获得, 当数字电视信号压缩功能更强大时, 使其占据的窄频带中, 更加难以确保传输质量。为了能传输窄带条件下没有的相关信息, 这势必将增加其传输速率损失。
(3) 数字卫星电视信号是一个数据流的信号, 为保证传输的可靠性, 必须使用多种差错检测、纠错编码步骤, 例如所罗门·里德编码, 卷积编码, 交织和编码技术, 但这些措施将会带来更大的不便。当实际接收时, 即使该场强在比阈值电平高的数字卫星接收机中, 必须接收该正确的代码, 从而正确地译码电视图像和音频输入。
(4) 当有相当数量的数字卫星电视节目被加密时, 此时只有被授权的客户可接收电视节目进行观看。在接收到加密的电视节目时, 用户必须事先申请相关程序许可, 以获取特殊的解码器, 并输入正确的密钥或智能卡, 由此才能收看加密的电视节目。
3 结束语
伴随着我国数字电视的不断普及发展和广泛应用, 数字电视的信号稳定性传输不仅是其发展过程中不容忽视的关键性问题之一, 且还决定了数字电视的兼容性及其清晰性。当然, 为了进一步推进我国数字电视传输技术的发展, 必须加大自主研发力度, 引进创新机制, 借鉴国外的先进经验并形成具有自主知识产权的技术。
参考文献
[1]苏志武, 周师亮.广播电视传输网络技术与应用[M].北京:新华出版社, 2001.
[2]陈国平.卫星数字电视系统缺陷及解决思路研究[J].中国集成电路, 2007 (12) :81-83.
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[4]周健.有线数字电视技术模式的思考[J].广播与电视技术, 2004 (9) :42-44, 15.
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[6]翟向丽.中国数字电视的发展[J].河南科技:上半月, 2007 (10) :18.
发射接收电路 篇3
广播电视无线发射接收天线系统包括天馈线系统及天线自动跟踪系统。天馈线系统担负着接收卫星下行信号和发送电视节目到卫星转发器的任务, 其中, 天线起着将馈线中传输的电磁波与自由空间传播的电磁波相互转换的作用。而馈线则是电磁波的传输通道, 是发射机与室外天线相连接的信号线, 其主要任务就是传输信号能量, 通过馈线能将发射机发出的信号以最小的功率损耗, 传送到天线的输入端。天线自动跟踪系统, 是使天线在无人干预下自动跟踪卫星, 当发射接收天线主波束的中心对准卫星时, 才能接收到最大信标信号。天馈系统和自动跟踪系统只有协同合作才能完成电视信号的转播工作。
1 保障供电系统的正常运行
为保障广播电视正常播出, 供电是其根本。供电系统要对各发射接收机组持续不间断供电, 必须同时具备两路供电, 一个主供电, 另一个备用供电, 并在两路供电同时停电的突发状况下有柴油发电机保障供电, 并由自动倒换装置对三路电进行切换。同时, 在设备应用中要严格从安全、消防角度出发, 严格控制电源导线的截流余量, 并放入阻燃防护套。不允许和额定电流大的电器共通导线。
2 保障天馈线系统的正常运行
因为天馈线系统处于比较恶劣的环境中, 时间长了难免会绝缘材料老化、金属构件锈蚀、紧固件及电缆接头松动, 这些隐患不易及时发现, 所以要定期对其进行巡检。
一是要经常观察驻波比值的变化, 检查开关, 各接头处是否有发热现象。
二是定期检查天线各组成件及安装件是否牢固, 其相互连接是否牢固, 绝缘材料, 防水胶有无老化。主反射面上严禁放置重物和硬物, 严禁敲击天线面板。下雪天要及时清理天线面上的积雪。
三是对馈源和充气系统的检查要确保无功率发射时或者天线工作角度对人没伤害时进行。当裸露在室外的馈源喇叭罩有杂物时用干净的布擦干净, 充气系统的漏气和各接口处密封检查, 每次检查完毕后, 均要进行新的密封和缠绕。馈源喇叭口的积雪、结冰可使用系统加热功能, 积灰可使用吹风机, 除去脏污。
3保障天线自动跟踪系统的正常运行
由于地球引力的不规则分布以及太阳风压等因素的影响, 卫星在轨道上的位置会发生缓慢移动, 通过使用天线自动跟踪系统, 使发射接收天线在卫星存在摄动的情况下准确指向所使用的卫星。
天线自动跟踪系统主要包括信标接收机、操作控制单元、功率驱动单元、手速单元、方位位置传感器、俯仰位置传感器、急停限位开关、极化位置反馈、方位驱动电机 (交流) 、俯仰驱动电机等设备。该系统的设备应满足的工作环境是:室外设备应注意防潮、防尘、防冻, 室内设备应保持干净和通风等。由于跟踪系统的大部分设备都在室内, 在日常维护中主要保持环境干净清洁, 保持良好的通风, 环境温度适度。在遇到特殊天气时, 如大风天, 风刮的天线发生抖动, 这时天线频繁小幅度偏离卫星方向, 使收到的信标信号不断变化, 从而使天线自动跟踪系统不停进行无意义跟踪, 这样对系统不利, 此时应将其操作控制单元设置为关闭状态, 避免造成不必要的故障。当设备发生故障时, 要有条理地排查故障, 在检修故障设备过程中, 不要单凭经验, 而要冷静思考, 用理论分析出问题所在, 有针对性地解决故障。
以上是对广播电视无线发射接收设备日常维护需要注意的问题的思考, 现在广播电视无线发射技术还在不断完善中, 我们要在日常工作中不断地学习新知识, 总结新经验, 更好地应对新问题和突发情况, 做到有备无患, 从而在以后的工作中更快、更准确的找出故障原因, 排除故障, 完成自己的本职工作, 为广大受众提供更优质、高效的服务, 使广播电视事业得到更好发展。
摘要：随着科技的进步, 广播电视无线发射接收设备维护技术也在不断地更新换代。本文结合日常的工作经验对设备维护进行总结, 为相关工作人员可以更好、更快地完成发射台设备维护工作, 保障设备正常运行提供借鉴。
关键词：广播电视,设备维护,无线发射
参考文献
[1]陈杰.广播电视高山台站天馈线系统的日常维护检修浅谈[J].视听, 2015 (4) .
调频发射电路分析 篇4
该电路由三级组成, 即调频振荡级、隔离放大级和功率放大级。调频振荡级主要完成振荡信号的产生以及频率调制, 由Q1级承担;隔离放大级放大调频振荡信号, 由Q2级承担;功率放大级完成调制信号的功率放大, 最后由天线发射出去, 由3Q级承担。如图1所示。
一、调频振荡级分析
1. 元件介绍
R1为上偏置电阻, R2为下偏置电阻, 两电阻分压为振荡管1Q提供基极偏置电压, 使1Q工作在放大状态, R3为Q1集电极供电电阻, 同时也是Q1集电极负载, R4为Q1发射极电流负反馈电阻, 用来稳定Q1的静态工作点。C1为旁路电容, C2、C3、C4、C51、L1、变容二极管D1以及Q1组成西勒振荡电路, R5为隔离电阻, 用来减少振荡信号与调制信号的影响, C6为高频滤波, 用来过滤调制信号中的高频干扰信号, C7为耦合电容, 把调频振荡信号耦合到Q2的基极。
2. 直流分析
通电后, 1Q得电后导通, 直流通路为:
3. 直流负反馈的原理
假设由于温度升高引起Q1的集电极电流IC升高, 有了电流负反馈电阻R4后, 会自动降低IC, 原理如下:
4. 交流分析
(1) 西勒振荡电路模型
C2、C3、C4、C51、L1、变容二极管D1以及Q1组成西勒振荡电路, 变容二极管D1的结电容为Cj, Q1输入分布电容为Ci, 输出分布电容为Co。我们先分析该电路的起振相位条件, 使用瞬时相位分析法。假设输入Q1 b极信号为正, 则Q1 c极信号为负, 加在C2右端信号为负, C2左端信号为正, C3右端信号为负, C3左端信号为正, 于是, 反馈到Q1 b极的信号为正。这样, 符合交流正反馈的条件, 该电路能正常振荡。
该振荡电路的振荡频率 , 其中, 正常电路设计情况下, C2, ≫C4, C3≫C4, 忽略分布电容, 所以, 。
(2) 振荡频率变化分析
变容二极管的结电容为Cj, 则Cj对主振回路的接入系数 , 如果调制信号引起的结电-容变化为ΔC, 振荡频率为f, 那么引起主振回路的电容变化量为p2×ΔC, 这时造成的振荡频率变化为Δf, 且 , 其中CΣ为主振回路的总电容, 且 , 负号表示ΔC与Δf的变化相反。在该电路中, 由于C5较小, Cj较大, 接入系数p≤1, 于是Δf≈0, 表明变容二极管的结电容的变化对振荡频率影响较小。又根据频率稳定度 , 可知很小, 所以该电路能提高频率稳定度。要得到足够的频偏, 也就要使变容二极管的结电容变化较大。解决的办法是对变容二极管不加反偏压。在不加反偏压时可获最大电容变化量。由于无外加偏压, 避免了由偏压变化引起的频率漂移, 同时简化了电路。当然, 这样做, 也有不足之处, 那就是只有在小信号情况下是可行。因为大信号情况下, 只要载波叠加调制信号的瞬间信号足够大, 就会引起D1正向导通, 阻抗降低, 引起失真。
(3) 调频原理
调制信号通过R5加到变容二极管D1的反偏端, 用来改变D1的反偏电压, 从而改变D1的容量, 最终改变振荡频率。由于调制信号在变化, 所以振荡频率也随着变化, 实现调频。
二、隔离放大级分析
1.元件介绍
Q2为隔离放大管, 隔离主要指减少功放级对振荡级的影响。R6提供Q2的基极恒流偏置, R7为Q2发射极电流负反馈电阻, 同时也是信号的负载, C8为信号耦合电容。
2.直流通路分析:
3.交流分析
调频振荡信号经过C7耦合到Q2的基极, 经过Q2放大后, 从发射极输出, 然后再通过C8耦合到功放管Q3的基极。在这里, 电路采用了射极跟随器的形式, 提高了带负载的能力。同时这一级电路主要是隔离作用, 隔离主要指减少功放级对振荡级的影响, 因为如果直接用Q1直接驱动功放会造成频率输出级对振荡级的牵制甚至自激。
三、功放级分析
1. 元件介绍
Q3为功率放大管, R9、R8分别为Q3的上、下偏置电阻, 为Q3提供基极偏置电压, Q3的工作状态为甲乙类。C9、L2组成谐振回路, 谐振于载波频率, L2、L3起信号耦合作用, L4、C10谐振于载波频率, 天线可等效为一个纯电阻。 (假定天线为1/4波长的条件下) 。
2. 直流通路分析
3. 交流分析
发射接收电路 篇5
针对复合材料无损检测的方法有很多,如空气耦合超声检测法[4—7]、干压力耦合超声检测法[1]、射线[8]、声阻法[9]、红外热波[10]、局部敲击法[11—13]等, 超声波探伤由于其无污染、操作简单,特别是对界面黏接和层间分层检测上的优势,在无损检测中的应用最为广泛。针对复合材料检测不宜涂抹耦合剂、怕污染等要求,在对其进行超声波检测时,应采用干耦合检测方法; 对于固体导弹发动机壳体检测,当燃烧室内浇铸药柱后,内部难以放置检测探头,对于装药后的发动机只能采用单面检测。单面检测有单探头和双探头两种模式,采用双探头的一发一收模式可以减少超声波相互叠加对检测结果的影响,因此应采用双探头模式。在采用双探头模式检测时,当超声波的传播距离固定后,通过反射波的幅值变化, 就可以对复合材料的性状进行判断,因此采用在双探头干耦合检测过程中还要采用定距模式[14]。因此本文采用定距发射/接收干耦合检测模式。
1 定距发射 / 接收干耦合检测理论模型
定距发射/接收干耦合检测模型如图1所示,发射探头产生的超声波经过变幅杆进入被检测试件, 连续弹性介质中,运动方程如公式1所示,
式( 1) 中,ρ为材料的体密度,σ为应力张量,u为位移矢量,f为体力矢量。当介质表面受到交变应力作用时,介质表面点作椭圆运动,形成表面波,应用表面波对复合材料进行检测[1]。
由声波衰减理论可知,声波衰减如公式 ( 2) 所示:
式( 2) 中,Px为声波传播X距离后的波幅,P0为发射点的波幅,α为衰减系数,因此当传播距离固定后,通过接收探头幅值的变化,可对被检测复合材料的性状进行检测。
探头的压电振子为三叠片结构,两端为压电晶片,压电晶片选择接收和发射超声波能力都较好的PZT-5H,中间为金属薄片; 这种结构的优点是振幅较大,金属薄片又能提高整个压电振子的强度,一阶共振频率一般为几十千赫,满足干耦合检测对频率的要求。压电晶片一端装配有弹簧,检测时可以保证变幅杆与检测材料及压电晶片紧密接触,同时又能调整耦合压力。压电晶片另一端的超声变幅杆选用透声性能较好的材料,采用超声变幅杆,可以使探头与被检测材料实现“点接触”。在实际检测过程中可以忽略两者之间的空气层,减小空气与被检测材料之间的声阻抗的失衡问题,同时能够将超声波能量聚焦,使超声波的能量尽可能多的传递到被检测材料中,起到聚能的作用。超声变幅杆的设计满足声阻抗匹配原则[15],其声阻抗由公式( 3) 决定,长度为波长的1 /4, 直径为压电振子直径的( 1 /4 ~1 /3) 。
式( 3) 中Z1为变幅杆声阻抗; Z0为压电材料声阻抗; Zl为被检测材料声阻抗。
2 超声干耦合探头电匹配设计原理
作为探头核心元件的压电材料,两个表面被镀上了金属层,形成了电容,探头电阻抗很高,使探头与超声波脉冲发射接收装置之间的电阻抗不匹配, 限制了其只能在共振频率下才能产生比较大的信号,降低了压电探头的能量转化效率[16—18]。通过阻抗匹配理论可知,为了使探头传递的能量最大,要满足载荷的 阻抗与探 头的阻抗 复共轭,即Zs= Z*L [19]。但是对于绝大多数探头来说都不满足该原则,就要通过两端口的匹配电路来实现,使端口1的输入阻抗与源的阻抗相匹配,使端口2的输出阻抗与载荷的阻抗相匹配,这就能提高从源到载荷能量的转化效率。其中源的阻抗表示探头的阻抗,负载的阻抗表示超声波脉冲发射接收装置的内阻,负载阻抗一般为50Ω,因此匹配后的探头电阻为50Ω ( 0. 02 s) ,电抗为0Ω。如图2所示。
探头匹配电路的设计,首先通过测量探头电导纳,确定共振频率以及该共振频率下的电导纳值,然后用Smith圆图进行电匹配设计,通过并联/串联电容/电感,将探头的阻抗点移动到Smith圆图中心点50Ω处,则匹配完成。如图3所示,分别为发射探头和接收探头电导纳测量曲线,在此频段内压电探头的电导纳曲线有两个波峰,分别在55 k Hz和190 k Hz附近,由于检测非金属材料的探伤频率一般不超过100 k Hz,故将第一个波峰作为电匹配的设计点。图4为发射探头和接收探头的匹配电路图。
3 实验结果与讨论
本文针对固体火箭发动机壳体设计并制作了250 mm×250 mm壳体 / 绝热层粘接结构试件,其中壳体材料为玻璃纤维/环氧复合材料,绝热层为丁晴橡胶,复合材料厚度为8. 3 mm,绝热层厚度为1. 2 mm,试件粘接界面上预制了三个不同大小的脱粘缺陷,直径分别为Φ10 mm、Φ20 mm和Φ30 mm,如图5所示。
图6为检测方向与纤维方向不同夹角的时域波形图,分别对夹角为0°、15°、30°、45°、60°、75°及90°进行检测实验,从图中可以看出,检测方向与表层纤维方向平行时,接收信号幅值最大,在45°时,接收信号幅值最小,最大值约为最小值的三倍。这说明对于纤维复合材料的检测来说,纤维在力与能量的传递过程中起主要作用,沿着纤维方向能量传递的效率最高。因此,为了减小接收信号能量的衰减,应选择检测方向与复合材料表层纤维方向保持一致。
对复合材料试件进行检测实验,检测方向与表层纤维方向平行,采用未匹配探头分别对无缺陷,缺陷直径为Φ10 mm、Φ20 mm和Φ30 mm四个区域进行检测,如图7所示,无缺陷处接收探头电信号的峰值最低,随着缺陷直径的增加,接收探头电信号峰值随之增大,说明该检测系统能够对缺陷进行识别,并通过峰值的大小能够对缺陷的性状进行初步的判断。
图8为未匹配探头-匹配探头检测结果的时域信号曲线,从图中可以看到,经电匹配后,接收探头的电压幅值约为未匹配探头电压幅值的2 ~ 3倍,表明经匹配后的探头,能够有效提高探头的能量转化效率,提高探头检测的灵敏度。
4 结论
本文针对SRM发动机壳体复合材料容易出现的脱粘等缺陷的问题,提出了一种干耦合检测方法, 通过对探头电匹配和声匹配的设计,可解决传统检测方法需要耦合剂的不足,实验结果表明,该检测系统能够对该实验检测平台能够对直径10 mm以上的缺陷进行识别,检测方向平行表层纤维方向效果最佳,通过添加电匹配网络能够提高检测的灵敏度2 ~ 3倍。
摘要：针对固体火箭发动机(SRM)壳体复合材料在加工、存储过程中可能出现脱黏等缺陷的问题,提出了一种干耦合检测方法;并进行了实验验证。基于探头的声匹配理论,针对复合材料表面无法使用耦合剂及由此产生的超声波能量损失过大的问题,提出了采用超声变幅杆实现声匹配及能量集中功能的方法;基于探头的电匹配理论,针对探头与超声波发射/接收装置之间能量转化效率低的问题,设计了探头的匹配电路。对预制有三个不同直径缺陷的复合材料壳体通过不同的角度进行了检测实验,并将匹配后探头和未匹配探头的检测结果进行了对比。结果表明该方法能够较好的对复合材料的缺陷进行识别,经过电匹配后的探头可将检测灵敏度提高2~3倍。
发射接收电路 篇6
无线通信系统中，接收机会随着传输距离和其他因素的影响，在大范围内发生变化，所以RSSI就用来指示接收到的当前信号的功率大小，以便后续工作。理想RSSI输入功率与输出电压呈线性，检测范围大，功耗低，不受环境影响。前人对RSSI的设计，已经在一定检测范围内呈线性变化，测试结果在可以接受的误差范围内，但在各个corner和温度下的稳定性介绍较少[3,4]。
本文设计了一种基于分段线性对数放大器结构的RSSI，需要对温度和工艺稳定性做出讨论，且使功耗低、动态范围大。
1 电路分析与设计
1.1 电路结构的提出
在WALN射频接收机中，RSSI检测通过低通滤波器后的信号功率强度，用来调整发送端发送功率及控制接收端的增益，以达到功率控制的目的。RSSI核心模块主要包括级联的限幅放大器(Limiting Amplifier)、全波整流器(Full Wave Rectifier)、低通滤波器(Low Pass Filter)、偏置电路(Biasing Circuit)、直流失调消除电路(DC Cancellation Circuit)等组成，如图1所示[5,6,7,8]。
1.2 电路分析
本设计分为两部分，第一部分是增益衰减，第二部分是RSSI核心电路。增益衰减是为通过LPF的信号提供衰减，以反映输入信号的真实强度;RSSI核心电路是实现功率强度指示性能的重要模块。
本项目射频接收系统中，LPF有30 d B和10 d B两种增益模式，为了反映在不同模式下信号的真实强度，本设计中，RSSI提供了-30 d B和-10 d B的增益衰减单元。
同时，无线收发机同时提供I、Q两路差分信号，其中I、Q是正交的。如图2所示，如果I/Q信号强度是a，希望平衡后运放的输出强度仍然是a，那么这个运放须要提供增益也就是0.707。
如图3所示，希望输出强度和其中一个输入强度相等，由KCL规则可得
图4为I/Q平衡运放设计整体结构。
如图5所示，为了获得限幅输出，需要使用多级放大器级联，再经过反馈环路进行直流补偿。每级的整流器用来反映该级放大器输出幅度的大小，将整流后的电流进行叠加，经过一个RC低通滤波器，得到一个类似对数逻辑的RSSI输出，输出曲线用来反映接收信号的强度。具有分段线性对数功能的放大器输入输出关系曲线，类似对数关系的分段曲线。
限幅放大器级联级数的选择:当级数大于4时，最大误差小于3 d B，但是级数的增加又会减小限幅放大器的带宽;当级数较少时，带宽虽然较宽，但达到不了增益要求。所以既要满足一定误差范围，又要满足一定增益和动态范围指标，通过对资料的调研，使用7个放大器级联，且每级增益为10 d B。
限幅放大器结构采用折叠的二极管负载电路，输出摆幅较大，偏置电压较低。
由于限幅放大器是直接耦合，所以需要消除直流失调，本文采用一个起直流负反馈的低通滤波器，来抵消限幅放大器输入端产生的影响。限幅放大器的增益是
在信号强度检测电路中，全波整流器具有良好的稳定性、线性度和整流功能，它将限幅器输出的电压转化为电流。
全波整流器有多种实现结构，有的是消耗过多的功耗，有的则不适于低电源电压工作。图6为全波整流器的一种实现形式，它比较适合于低电压和低功耗工作的场合，其最小供电电压为Vtr1+2VOV，但是该结构对工艺角比较敏感。
如图7所示，全波整流器采用相同的2对非平衡差分输入对管组成非平衡的源极耦合对，它的2路电流值作为整流器的输出，M2和M1管的宽长比为K(K>1)，假设各管都工作在饱和区，经推导得整流器的电压电流输出关系
当时:
当时
当时
确定了限幅放大器、全波整流器和直流消除电路后，本设计整体RSSI结构如图8所示。
2 仿真结果与讨论
本文设计的RSSI基于SMIC 55 nm CMOS工艺下，采用Cadence Spectre对其仿真。整个RSSI电路原理图如图9所示。
图10为限幅放大器在各corner下仿真结果，在误差范围内满足要求。图11为RSSI在不同corner和温度(tt-(-40)℃，tt-27℃，tt-120℃，ss-(-40)℃，ss-27℃，ss-120℃，ff-(-40)℃，ff-27℃，ff-120℃)下的仿真结果。结果表明，RSSI的检测误差在±0.5 d Bm以内，动态检测范围≥60 d Bm，消耗电流2.6 m A,RSSI输出电压范围为0.5～2.0 V，检测曲线的斜率为25 m V/d B，可以看出该RSSI具有良好的线性关系和稳定性。
如图12所示，在+40 d B建立时间为0.32μs,-40 d B为0.34μs，结果表明该RSSI具有建立时间短的特点。
整体版图如图13所示，整体版图面积为480μm×160μm,RSSI core版图面积为:157μm×366μm。图14为RSSI后仿真结果。
本设计与前人设计的结果相比较见表1。可以看出本设计采用了SMIC 55 nm CMOS工艺;其次，RSSI在各corner和温度下，检测范围较大、误差范围较小、功耗较低;最后，本设计的RSSI版图面积最小、输出电压范围最大。本设计总体上满足设计要求，从电路结构、工艺、线性关系和稳定性上都有一定的优化。
3 结论
本文基于SMIC 55 nm CMOS工艺，设计了一种基于分段线性对数放大器结构的RSSI，采用了7级限幅放大器级联，限幅放大器的输出增益为70 d B，检测范围为60 d Bm，整个RSSI在各个corner和温度下，检测误差在±0.5 d B以内。RSSI core版图面积为157μm×366μm，整体版图面积为480μm×160μm，功耗为8 m W。相比以往文献，本文首次具体得出RSSI在各corner和温度下仿真结果，结果表明该设计具有良好的线性关系和稳定性;其次，本文首次提出建立时间，仿真结果表明，本设计建立时间较短，能较快达到稳定状态。本设计整体满足设计要求，在电路构建和仿真结果上，有一定的优化和改进。
摘要：设计了一种基于分段线性对数限幅放大器和基于非平衡对全波整流器的接收信号强度指示器(Received Signal Strength Indicator,RSSI)。RSSI连接在WLAN接收端的LPF之后,用于检测经过滤波后的信号强度。该RSSI设计基于SMIC 55nm CMOS工艺,采用7级限幅放大器级联,每级增益为10 dB。RSSI输入动态范围为60 dB,输出直流电压范围为0.52.0 V,斜率为22.5 mV/dB。结果显示,RSSI在各个corner和温度下的误差仅为±0.5 dBm,版图面积为480μm×160μm,功耗为8 mW。
关键词：WLAN,RSSI,限幅放大,全波整流
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发射接收电路 篇7
摆脱有形输电介质的束缚,实现电力的无线传输这一设想并不是一个新的研究课题。早在上世纪初,Nikola Tesla就曾耗费大量的时间与精力研究包括无线传输在内的各种长距离电力传输技术,虽然由于技术、资金等各方面的问题导致最终实验失败,却给后人留下了许多有价值的参考信息。2007年MIT的科学家在电能无线传输原理上有了突破性进展,他们利用电磁谐振原理实现了中距离的电能无线传输,成功地在2m多距离内将一个60W的灯泡点亮[1]。电能的无线传输再一次被人们所关注。
利用传统的电磁感应原理进行无线传输的技术已为人所熟知,并且在一些场合得到应用,然而利用这种方法,传输距离比较短,传输的功率也很小[1];曾有人想过利用已经普及的无线网络进行电力传输,事实上这也是不可取的,利用这种全向型的天线进行发射传送,尽管发射功率可以达到数十千瓦,然而每台接收机接收到的能量甚微,效率太低,很不实用。
基于磁场谐振耦合的无线电力传输,实际上是将磁场作为传输的介质,通过共振建立发射与接收装置之间的传递通道,从而有效地传输能量。利用这种方式进行能量传输,不但可以提高传输的功率与效率,同时可以将传输的距离提高到几米而不会受到空间障碍物的影响。
2 基于磁场谐振耦合的无线电力传输
2.1 工作原理
共振系统由多个具有相同本征频率的物体构成,能量只在系统中的物体间传递,与系统之外的物体基本没有能量交换,在达到共振时,物体振动的幅度达到最大。
基于磁场谐振耦合的无线电力传输的理论基础是耦合模型理论(CMT)。在耦合模型理论中,对于由两个物体1和2构成的共振系统,设两个物体的场幅值分别为a1(t)和a2(t),在无激励源的情况时,对一个存在损耗的系统,系统满足方程[2,3]:
式中,ω1、ω2是各自的固有频率,Γ1、Γ2是固有损耗率,取决于物体的固有(吸收,辐射等)的损失,k是耦合系数。用矩阵形式表示即为:
对于共振系统,具有相同的共振频率,可以认为ω1=ω2=ω0,Γ1=Γ2=Γ,于是可求解得到B的特征值,即系统的固有频率
可见,由于耦合的关系使系统的固有频率分开,之间的差别为2k。
假设t=0时,已知a1(0)值,且a2(0)=0,
代入ejωt,为简化计算,当k>>Γ时,可以忽略损耗,求得在物体1、物体2中所含能量表达式为
可见,两物体能量的交换最小损失发生在t=π/2 k这一时刻。耦合系数k体现了系统的两物体之间传递能量的速率,当k>>Γ时,在t=π/2k这一时刻,除了比较小的损耗外,能量比较理想地由物体1完全传递到物体2。
2.2 实验模型
基于磁场谐振耦合的无线电力传输装置系统模型如图2所示。
其中,高频电源由高频振荡电路与功率放大电路组成,高频振荡电路产生与发射装置所需谐振电流的频率相同的正弦信号,经功率放大电路将信号功率放大,通过一个线圈将能量感应到发射装置中。发射与接收装置实为两个具有相同结构的天线。发射天线中感应得到的交变电流,在其周围产生相同频率的交变磁场,从而在接收线圈中感应生成相同频率的电流,由于接收天线的本征频率与电流频率相同,从而发生自谐振,两线圈之间通过磁场建立耦合关系,能量由发射装置源源不断传递到接收装置,为了保证磁场可以尽可能穿过接收线圈,两线圈应同轴。
2.3 电路模型
为方便说明,在以下的分析中,认为发射、接收装置在建立联系之后,均达到自谐振状态,同时只考虑线路的集中参数,并不计算杂散参数对电路的影响。其等效的电路模型如图3所示。
图中Us为发射线圈感应得到电压,RtRr为发射、接收线圈等效电阻,LtLr为发射、接收线圈等效电感,Ll为单环线圈等效电感,CtCr为发射、接收线圈等效电容,RL为负载电阻,d为两天线线圈之间的距离。
设发射线圈中电流为It,在近场区,圆环轴线上距离环中心d处,发射线圈电流产生的磁场近似为:
由此在接收线圈感应产生的电压为
设负载等效到接收线圈上的电阻为R′L,负载得到功率
以上式中,μ0为真空磁导率,f为电流频率,N为环形线圈匝数,r为线圈半径。
将式(7)、(8)代入,可以得到发射线圈与接收线圈之间传输效率为:
3 实验分析
由以上分析可知,当在负载与传输距离一定的情况下,增加天线线圈半径、匝数及电流频率可以有效地提高传输的效率。
先通过一组实验进行量的分析。线圈半径r=10 cm,线径a=1.4 mm,圈数N=2,外加电容C=10 n F.
对于环天线,线路损耗电阻为[4]
辐射电阻为[5]
线路中,N匝线圈电感值为[5]
其中,σ为电导率,铜σ=5.8×107S/m,λ为电磁波波长。可以计算得到,
可见,辐射电阻相对损耗电阻很小可以忽略,则有Rt=Rr=Rrad+Rl≈Rl,若设RL=10Ω,则Rr+R′L≈R′L,此时效率表达式可进一步简化为
可以得到效率与距离的关系曲线,如图4所示。
从图中可以看出,在10cm之后,随着距离的增加,效率会迅速下降,在30cm之后几乎接收不到能量。在实验中,分别在距离为5cm、10cm、15cm、20 cm、25 cm、30 cm处测量,得到效率如下表所示。
从实验数据可知,实验结果基本符合理论值,比理论值略低,主要是在理论计算时忽略了电阻损耗、辐射损耗,另外由于寄生参数的影响,实际的共振频率为1.072MHz,比计算值略低。
由式(14)可知,在损耗较小可以忽略的情况下,增大K值,即可提高效率,可见增加线圈半径、线圈匝数以及振荡频率可以有效提高传输效率;另一方面根据式(11);增加线圈匝数与线圈半径会导致损耗电阻增大,所以不可盲目增大匝数与线圈半径去提高效率,为了适当减小损耗电阻,可以选用线径、电导率较大的导线。
改变各参数:r=20cm,a=1.4mm,N=4,C=1 n F,RL=10Ω。此时所得参数数据如下表所示。
实验中,分别在距离为10cm、20cm、30cm、40 cm、50 cm、60 cm处进行测量得到结果如下表所示。
改变天线参数之后,传输的距离明显增大,与第一组实验相比,在相同的距离,效率有了明显的改善,证明了理论分析的正确性。
4 总结
本文给出了基于磁场谐振耦合的无线电力传输装置的实验模型,对发射及接收装置进行分析,得到传输效率与距离及天线参数的关系,并由此进行实验研究,实验结果与理论基本吻合,从而验证了理论的正确性,同时得到了提高系统传输效率的方法,便于在实际应用中,实现最优传输。
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