接收电路（通用8篇）
接收电路 篇1
1 引 言
长期以来超外差式电路结构主宰着无线接收机。超外差式体系结构能够在中频滤除宽带噪声、镜像和杂散分量[1]。但是超外差技术最主要的问题涉及到镜像抑制,而且需要多次滤波和混频不便于集成、功耗大[2]。并且随着通信技术的发展,电子系统和电子设备对RFID技术在低频段、单频点、近距离识别越来越难以满足需求[3]。但是目前RFID技术使用频段主要以低频的135 k Hz及13.56MHz为主,这两个频段输出功率小且传输距离较短约5cm ~ 70cm左右,RFID阅读器也只能识别一个标签[4,5]。
直接下变频技术是让本振频率等于载频,能够将射频信号直接基带,不存在镜像频率干扰。其具有低复杂性、低成本、高灵活性等优点,而且不需要中频放大、滤波、变频等电路。从而极大地减小了发射机的体积、重量、功耗[6,7,8]。
因此,考虑到国内外对RFID阅读器在915MHz与2. 45GHz频段研究不多,提出了基于ADL5380芯片,利用上位机软件,采用直接下变频技术来解决这些存在的问题。
2 整体设计框架及各模块设计
2. 1 整体设计框架
本系统采用直接下变频技术来实现。如图1所示。过程如下: 首先,上位机发送数据指令给单片机,来选择发射本振信号源的频段和输出衰减量,然后由单片机控制AD9850 DDS模块输出30. 72MHz的基准频率来作为ADF4351的参考时钟频率,接着该频率进入ADF4351的锁相环和倍频器后差分输出,该差分信号源充当本振信号源输入ADL5380下变频芯片,同时射频信号经过巴伦后变成的差分信号也输入ADL5380下变频芯片,最终下变频后的I、Q两路信号 通过单片 机控制的 数字衰减 芯片HMC624LP4和低噪放芯片BL051后,得到所需功率大小的基带信号,经SMA接头输出。其中ADF4351和HMC624LP4的数据传输线和串行时钟线共用,它们各自的SPI数据均由单片机STC12C5A60S2提供。
对于ADF4351环路滤波 器配置参 数,运用ADIsim PLL软件进行仿真和设计。通过对锁相环硬件电路的调试和编写相关单片机控制程序,实现一个高性能的本振信号源。
2. 2 本振信号源的设计及实现
本振信号源需要有低相位噪声和高无杂散动态范围,本设计采用ADF4351锁相倍频芯片来产生。
2. 2. 1 频率合成器参数设计
下面的公式( 1) 用于对ADF4351频率合成器进行编程:
其中RFOUT是RF频率输出; INT是整数分频系数;FRAC是小数分频的分子( 0至MOD - 1) MOD是预设的小数模数( 2至4095) ,其值的大小可由公式决定。RFDiver是细分VCO频率的输出分频器。
相位检测频率由公式( 2) 来确定:
其中REFIN是参考频率输入; D是RFREFIN倍频器位( 0或1) ; R是RF参考分频系数( 1至1023) ; T是参考2分频位( 0或1) 。
根据锁相环系统的要求,考虑到RFID频段,以输出915MHz频率为例,设计的各部分参数分别为:INT = 104,FRAC = 1,RFREFIN= 30. 72MHz,D =0,T = 0,R = 1。结合ADF4351的芯片资料,当输出915MHz时,确定的寄存器的值如表1。
2. 2. 2 输入输出外围电路
如图2所示,ADF4351基准输入频率为30.72MHz,同时接收单片机输出的数据传输线DATA、串行时钟线CLK、使能控制线LE,基准频率通过ADF4351的锁相和倍频后输出一对差分本振信号源LO_P、LO_N。
2. 2. 3 环路滤波器仿真设计
环路滤波器的设计也是锁相环设计中的关键,它用于滤出CP端口输出的线性电压中的高频干扰信号,从而得到一稳定电压来控制VCO的输出。设计时要注意滤波器的特性指标,如带宽、增益、衰减等。若选用有源滤波器需要考虑很多问题( 如要考虑元件参数是否会对前后电路造成影响等) ,设计比较复杂,故选用最简单、最廉价的低通滤波器RC低通滤波器。这种滤波器没有精确的截止频率,典型的下降斜率是6d B /10倍频程,因此电路的 - 3d B点应设计成接近电流信号的基频。较好的解决方法是使用一个三阶RC滤波器。ADI公司提供的锁相环电路配套设计软件ADI sim PLL 3. 0中已经包括了16种环路滤波器结构( 其中还包含了高阶的有源滤波器) ,通过这个软件可以很方便地设计环路滤波器的参数值。并能通过修改环路带宽、相位裕量、零极点值等参数值来修改各参数值。
环路滤波器是一个低通滤波器,用来滤除高频杂散信号。本设计的环路带宽为20k Hz,环路滤波器的具体参数可以通过ADIsim PLL仿真软件设计。经过优化后的环路滤波器的仿真图如图3所示。
2. 2. 4 本振信号源输出频谱
以输出915MHz频率为例,输出采用安捷伦频谱仪测试频谱,中心频率设为915MHz,扫频宽度( SPAN) 设为40MHz。ADF4351输出频谱图为如图4所示。基准频率30. 72MHz,经过ADF4351锁相倍频输出的本振信号源功率超过 - 5d Bm,且具有无杂散动态范围高、频率稳定的特点,达到设计要求。
2. 3 直接下变频设计
直接下变频芯片采用ADL5380来完成,本振信号源由ADF4351提供,射频信号由安捷伦信号发生器产生的905MHz的频率提供。其外围电路如图5所示。ADF4351产生的一对差分信号LO_P、LO_N,与信号发生器产生905MHz的射频信号通过巴伦由单端信号变成差分信号的RFIP、RFIN,同时输入到ADL5380芯片,经过直接下变频后,通过巴伦输出两路基带信号OUT_I、OUT_Q。
2. 4 数字衰减器和低噪放部分的设计
数字衰减器采用HMC624LP4芯片,该芯片衰减范围能够从0d B到31. 5d B,低噪放采用BL051芯片,该芯片在900MHz到3. 5GHz的频段范围内有14d B左右的放大能力。ADL5380直接下变频后输出的基带信号,经过数字衰减器和低噪放,完全能够满足控制下变频后输出信号的功率。单片机控制数字衰减器芯 片采用SPI数据传输 的方式,跟ADF4351共用数据传输线和串行时钟线,但是分别各自采用使能控制线。解调好的基带信号输入HMC624LP4数字衰减器芯片,经过匹配后输入到BL051低噪放芯片,最后匹配后输出。数字衰减器和低噪放匹配电路设计如图6所示。
3 上位机界面及硬件电路实现
3. 1 上位机软件界面
上位机软件界面采用Microsoft Visual Studio2008编写上位机程序。如图7所示,可以设置选择发射本振信号源的频率为915MHz或2. 45GHz,实现发射频段的可调。还可以选择数字衰减器芯片的衰减量,实现发射信号的功率可调。
3. 2 硬件电路设计及实现
PCB版图的设计,利用Cadence公司的软件Orcad Capture CIS和PCB Editor,所画电路板为四层。其中数字地跟模拟地进行了分割处理,目的是为了减小数字部分电路跟模拟部分电路的相互影响,使电路板性能提高,数字地和模拟地最终都通过0欧姆电阻进行相互连接。电源部分,因为ADF4351和数字衰减器HMC624LP4芯片供电为3. 3V,而上变频芯片ADL5385和低噪放芯片BL051供电为5V,同时为了减少模拟部分频率源的输出电路和数字部分单片机的控制电路之间的相互影响,也进行了电源分割的处理。考虑到降低边缘辐射的效应,采用20H原则,即电源层边缘比地层边缘缩进20倍的层与层间距。
焊接调试完成后的电路板实物如图8所示。该电路板结构主要可以分为电源、DDS模块、单片机、上位机及发射电路五部分。其中外接输入电压为9V,经过电压转换模块后输出电压为5V,5V电压经过LT1085电压转换芯片后输出为3. 3V,符合电路板正常工作所需的电压和电流。
4 性能测试
以915MHz本振信号源为例,设置数字衰减器衰减量为8d B,本振信号源由AD9850 DDS模块产生30. 72MHz的频率经过锁相倍频后得到,本振信号源的频段由上位机软件来控制选择。射频信号905MHz由安捷伦信号发生器产生,输出采用安捷伦频谱仪测试频谱,中心频率设为10MHz,扫频宽度( SPAN) 设为10MHz。测得直接下变频后的OUT_Q路基带信号功率频谱如图9所示。输出的基带信号10MHz的功率达到 - 10d Bm左右,并且在该频点性能稳定。
5 结 论
结合ADF4351、ADL5380、HMC624LP4、BL051和STC12C5A60S2芯片以及AD9850 DDS模块,通过上位机软件控制,实现了多频段可调直接下变频发射电路,并给出了上位机软件控制界面及直接上变频的电路设计及其实现过程。以915MHz直接下变频的设计过程和实现方法为例,给出了外围电路及频率合成器、环路滤波器的设计中的关键参数。通过对硬件电路的调试和性能优化,实现了一个结构简单的直接下变频接收电路,解决了RFID在射频段输出功率小,频段不可调的难点,提高了发射电路在射频段输出的功率,增加了RFID在射频段的识别和通信距离。
接收电路 篇2
5V待机电源（5Vs）
5V待机电源电路如图2所示，TOP210是美国PowerIntergrtions公司上个世纪90年代的产品，是TOP开关系列中的一种。TOP210集各种控制功能及耐压700V的功率开关管MOSFET于一体，采用8脚DIP封装。其中5脚是MOSFET管漏极（D极），1和8脚相通，是MOSFET的源极（S极），4脚是完成占空比等控制功能的TOP控制脚C，在正常工作的情况下，MOSFET的占空比随其控制极电源Ic的增大而减小，从而输出电压也随之下降。接通市电后，C6上的300V电压通过开关变压器TF2的1-2绕阻加到MOSFET的D极，由连接在D和C之间的内部高电压开关电流源为C脚提供电流，通过对C12的充放电而形成自激振荡，经脉冲整流滤波后得到5V电压。R27、R28、R19、D16和Q6等构成简易稳压电路，当市电升高时，5Vs升高，Q6基级电压升高，发射极电流减小，因而流过TOP210的C极的电流增大，随之5Vs下降，从而达到了稳定输出电压的目的。当市电下降其稳压过程类似，不再重复。
接收机刚通电时，待机电源工作，除为待机控制电路提供电源外，还为MCU87C51提供电源，因而在接通市电瞬间，87C51的P1口输出信号，驱动面板上的显示屏和指示灯发亮。
5Vs电源的保护电路主要有三个作用：
(1)尖峰吸收保护电路：D10、C15和R23构成尖峰吸收回路，该回路可防止MOSFET在截止期间被反峰电压击穿。
(2)过流保护电路：当MOSFET漏极电流过大时，过流保护电路开始工作，TOP开关会自动切断输出，从而达到过流保护的目的。
(3)过热保护电路：当MOSEFT的结温度超过135℃时，过热保护电路开始工作，TOP开关会自动切断输出，从而达到过热保护的目的。
主电源电路的构成和原理
KA3842B集成电路是本机电源电路的核心，内含基准电压发生器、振荡器、误差放大器、PWM锁存器、脉冲输出级和过流、欠压保护等电路。其适应的市电范围为180~240V，输出电压误差≤1%。由于采用集成电路，该机电源还具有线路简单和小型化的优点。为了给读者在维修该类电路时提供方便，我们先分析KA3842B的各引出脚功能，并在图3中画出它的内部框图。1脚为补偿端，外接阻容元件来补偿误差放大器的频率特性。2脚是反馈端，将取样电压加至误差放大器的反相输出入端，再与同相输入端的基准电压（2.5V）进行比较，产生误差电压。3脚是过流检测端，外接过流检测取样电阻，构成过流保护电路。4脚外接内部振荡器的定时电容和定时电阻。5脚为接地端，6脚是脉冲输出端，8脚是基准电压端，其值为5V。主电源电路如图4所示，下面我们分析各级电路的原理。
1.抗干扰、整流滤波电路 该电路是5V待机电源电路和主电源电路公共部分，图2、图4、图5中的C6为同一只滤波电容，但为了分析问题方便，把该电路列入主电源电路来分析。如图5所示，市电进入接收机后，首先经过压敏电阻DK1，DK1起到超压保护的作用。C1~C4、T1组成抗干扰电路，滤除进入电源电路的高频干扰，经BD1整流后在C6上得到约300V的直流脉动电压。请读者特别注意的是该机采用了负温度系数热敏电阻RT1作限流电阻。在电流刚流过RT1的瞬间，RT1的阻值较大，这就限制了对C6的充电电流。随后由于有电流流过，使其温度升高，从而使其阻值降低。这样不但不影响开关电源的工作性能，而且自身的功耗也大大下降，从而提高了开关电源的安全性和可靠性。
2.启动电路与自激振荡电路 启动电路由R16、R3、D1和Q3等组成。当接通市电后，5Vs电压建立，经MCU87C51送出高电平的PCS控制电压，该电压使Q3处于截止状态，300V电压经R16、R3、D1向C7充电。当C7上的电压达到16V时，集成电路U1内部施密特比较器输出高电平，U1开始启动。这时8脚有5V基准电压，该5V电压有3个作用：(1)为U1的内部线路提供工作电压；(2)如图3所示，经内部分压后，取出2.5V基准电压加到误差放大器的正端；（3）通过R15对C10充电。经过一定的延误时间后，4脚内部的振荡器起振。C9、R4用以改善内部误差放大器的频率响应，C8是消噪电容。
U1起振后，从第6脚输出的脉冲信号加在开关管Q1的栅极，在脉冲信号的高电平期间，开关管Q1导通，漏极电流流过开关变压器TF1的初级1-2绕阻并逐渐增大，直至Q1饱和导通。同理，在脉冲信号的低电平期间，开关管Q1截止。这时，开关变压器TF1初级绕阻所储存的能量传输到次级绕组上。
当漏极电流流过初级绕组时，次级3-4绕组所输出的脉冲电压经D9、C7整流滤波后，在U1的7脚得到12V的工作电压。D1在此条件下重新导通，和R3、R16、Q3等，成为待机控制电路的一部分。启动电路与待机控制电路密不可分，是本机电源电路的一个特点。由U1的内部电路图3可知，U1的工作电压不能超过34V。
3.脉冲整流滤波电路 开关电源正常工作后，分别经D11、D12、D13、D15、D17和各路滤波电路滤波，分别得出12V（供QPSK解码板）、33V（供调谐器调谐电压）、5V（经三端稳压器降压到＋3V，供CL9100芯片用）、18V（经L318转换成18/14V输出，供LNB使用）及－12V共5组电压。读者请注意以下两点：(1)该机小巧的电源板旁有一小巧的散热用的直流5V电扇，其供电取自主电源5V电源，它直观地反映了主电源的工作状况；(2)为满足高频低电压大电流整流的需要，D15选用肖特基管B10A45V，并配备以大块散热片。读者在分析该机电源电路时，切不可理解本电源的两块散热片为主电源和5Vs待机电源开关管的散热片，实际上，另一块较小的散热片为主电源开关管Q1的散热片。
4.稳压控制环路 本机的稳压控制环路由取样放大器U5、光耦器U22及U1（KA3842B）等组成。当5V电源因某种原因升高时，U5（KIA431）的R极电压将升高，即U5内的电压比较器同相输入端的电压将超过2.5V，该电压与反相输入端的2.5V基准电压比较后比较器将输出高电平，加大U5内三级管的导通程度，U22的2脚电平将下降；与此同时，升高的5V电源将通过R36使U22的1脚电平下降，这一升一降的结果使流过的U22内发生二极管的电流增大，其内的光敏管导通程度加大，U22的3脚电压升高，这时输入到U1的2脚上的电压增大，U1内误差放大器反相输入端电压将超过2.5V，因而该放大器将提前输出一低电平，该低电平加到电流传感比较器的反相输入端，并使其产生一高电平加到 RS 触发器的R端使其复位， Q＝0，Q ＝1 ，通过或非门使 Q1’导通， Q2’截止，Q1开关管将提前关断，因此降低了开关电源的占空比，使开关电源下降到稳定的电压值。当开关电源的输出电压因某种原因下降时，其稳压控制原理不再重述。该稳压环路还通过R38对12V电源进行取样稳压，其原理与上述稳压原理相同。
5.待机控制电路 待机控制电路由待机电源5Vs，87C51输出的PCS控制信号，电子开关Q4、Q5、光耦器U21和Q3、D2、R3、D1及集成电路U1等组成。接收机正常工作时，PCS为高电平，Q4饱和，Q5截止，光耦器U21的1、2脚没有电流流过，光耦器U21内的光敏管及Q3、D2处于截止状态，这时它们对主电源电路的工作没有影响。当机子处于待机状态时，PCS为低电平，Q4截止，Q5和光耦器U21内的发光二极管导通，光耦器4脚为低电平，该低电平一方面通过D2使集成电路U1的1脚为低电平，加到电流传感比较器的反相输入端，使该比较器输出高电平，RS触发器复位，其结果为Q1截止，Q2导通，从而切断了6脚的脉冲输出；另一方面加到Q3的基极使Q3饱和导通，Q3的发射极为低电位，该电位经R3、D1使集成电路U1的7脚电压为零，从而停止了主电源的工作。
6.保护电路
（1）欠压保护电路 当市电低于180V时，启动电源在C7上的电压低于16V，参照图3，这时U1不起振。U1起振后，如负荷加重等原因使U1的工作电压低于11V时，U1也将停振，从而保护了开关电源。
（2）过流保护电路 R12是过流检测电阻。如图3所示，当流过Q1源极的电流增大时，R7上的电压将增大。当该电压大到一定程度时，它将通过R12加到U1的3脚内部的电流传感比较器的同相输入端并使其输出高电平，从而切断6脚的脉冲输出，达到了保护开关电源的目的。
（3）尖峰吸收保护电路 D8、C14、R21构成尖峰吸收回路，该保护电路可防止开关管Q1在截止期间不被反峰电压击穿。
维修方法
了解和掌握该机电源部分的组成和工作原理，对该机的维修实践大有裨益。下面分三种情况进行讨论。
1.接通电源，保险管马上烧黑 这种情况说明电源部分存在严重的短路故障，一般通过在线测电阻值就能很快找到故障。通常在整流滤波电路为压敏电阻DK1、整流桥BD1、变压器T1特别是滤波电容C6击穿；在待机电源部分为TOP210击穿；在主电源部分为Q1击穿。但也有个别情况下用测电阻法不能排除故障，这时用锋利的小刀割断C6与待机电源、C6与主电源的连接线，换好保险管，通电，如果保险管继续烧黑，说明短路发生在整流滤波电路；如保险管不烧断，则分别接上待机电源和主电源，看在接上哪一部分电路时保险管烧黑，即为该部分有严重的短路故障，通过测量和代换等方法就能很快地排除故障。
2.接通电源后显示屏不亮，但小风扇转动正常 很明显这是主电源部分正常而待机电源部分有故障，通过测量和代换就能很快地排除故障。
3.显示屏闪烁不停，小风扇不转 很明显这是待机电源部分正常而主电源部分有故障，接收机不能进行控制和对信号的处理。这时测U1的7脚电压，如果该电压基本正常，说明起动电路和待机控制基本正常，故障可能就在U1和Q1；若测U1的7脚电压为0，则故障在起动电路或待机控制电路，这时一般为R16开路，Q3、U21的3、4脚击穿短路等。
维修实例
例1：接收机无输出电压。这时检查保险管已烧黑，在线检查5Vs电源开关管TOP210已击穿短路并已炸裂，更换后输出电压正常。
例2：接收机无输出电压。这时检查保险管已烧黑，在线测整流桥BD1、C6开关管Q1及TOP210的直流电阻无异常。为了分清故障的部位，用锋利的小刀割断待机电源和主电源与C6的连线，首先检查整流滤波电路。按原规格换好保险管，通电。但在通电瞬间保险管立即烧黑，与此同时，C6上的圆形盖片飞出，该电容炸裂，更换该电容后故障排除。
例3：接收机显示屏及指示灯不亮。打开机子检查，在通电瞬间，5V散热小风扇转动，但很快就不转了，立即拔出电源插头进行故障分析。显示屏不亮，说明待机电源不正常，而5V风扇转动不久就停转，说明主电源基本正常而待机电源可能有某种不很严重的短路性故障，在这一定程度上影响了U1的正常工作，而使其进入保护状态。在线测出5Vs电源整流管D14已击穿，更换一只快恢复整流二极管后故障排除。
例4：接收机显示屏及指示灯不亮。打开机子检查，发现风扇转动正常，这说明主电源正常而待机电源不正常，这时测5Vs，仅为约1.8V。5Vs电压下降，估计可能为流过TOP210控制极电流Ic增大所致，即Q6可能处于截止状态。在线用10k Ω挡测R27，该电阻开路。用一只1MΩ电阻更换后故障排除。
接收电路 篇3
无线通信系统中，接收机会随着传输距离和其他因素的影响，在大范围内发生变化，所以RSSI就用来指示接收到的当前信号的功率大小，以便后续工作。理想RSSI输入功率与输出电压呈线性，检测范围大，功耗低，不受环境影响。前人对RSSI的设计，已经在一定检测范围内呈线性变化，测试结果在可以接受的误差范围内，但在各个corner和温度下的稳定性介绍较少[3,4]。
本文设计了一种基于分段线性对数放大器结构的RSSI，需要对温度和工艺稳定性做出讨论，且使功耗低、动态范围大。
1 电路分析与设计
1.1 电路结构的提出
在WALN射频接收机中，RSSI检测通过低通滤波器后的信号功率强度，用来调整发送端发送功率及控制接收端的增益，以达到功率控制的目的。RSSI核心模块主要包括级联的限幅放大器(Limiting Amplifier)、全波整流器(Full Wave Rectifier)、低通滤波器(Low Pass Filter)、偏置电路(Biasing Circuit)、直流失调消除电路(DC Cancellation Circuit)等组成，如图1所示[5,6,7,8]。
1.2 电路分析
本设计分为两部分，第一部分是增益衰减，第二部分是RSSI核心电路。增益衰减是为通过LPF的信号提供衰减，以反映输入信号的真实强度;RSSI核心电路是实现功率强度指示性能的重要模块。
本项目射频接收系统中，LPF有30 d B和10 d B两种增益模式，为了反映在不同模式下信号的真实强度，本设计中，RSSI提供了-30 d B和-10 d B的增益衰减单元。
同时，无线收发机同时提供I、Q两路差分信号，其中I、Q是正交的。如图2所示，如果I/Q信号强度是a，希望平衡后运放的输出强度仍然是a，那么这个运放须要提供增益也就是0.707。
如图3所示，希望输出强度和其中一个输入强度相等，由KCL规则可得
图4为I/Q平衡运放设计整体结构。
如图5所示，为了获得限幅输出，需要使用多级放大器级联，再经过反馈环路进行直流补偿。每级的整流器用来反映该级放大器输出幅度的大小，将整流后的电流进行叠加，经过一个RC低通滤波器，得到一个类似对数逻辑的RSSI输出，输出曲线用来反映接收信号的强度。具有分段线性对数功能的放大器输入输出关系曲线，类似对数关系的分段曲线。
限幅放大器级联级数的选择:当级数大于4时，最大误差小于3 d B，但是级数的增加又会减小限幅放大器的带宽;当级数较少时，带宽虽然较宽，但达到不了增益要求。所以既要满足一定误差范围，又要满足一定增益和动态范围指标，通过对资料的调研，使用7个放大器级联，且每级增益为10 d B。
限幅放大器结构采用折叠的二极管负载电路，输出摆幅较大，偏置电压较低。
由于限幅放大器是直接耦合，所以需要消除直流失调，本文采用一个起直流负反馈的低通滤波器，来抵消限幅放大器输入端产生的影响。限幅放大器的增益是
在信号强度检测电路中，全波整流器具有良好的稳定性、线性度和整流功能，它将限幅器输出的电压转化为电流。
全波整流器有多种实现结构，有的是消耗过多的功耗，有的则不适于低电源电压工作。图6为全波整流器的一种实现形式，它比较适合于低电压和低功耗工作的场合，其最小供电电压为Vtr1+2VOV，但是该结构对工艺角比较敏感。
如图7所示，全波整流器采用相同的2对非平衡差分输入对管组成非平衡的源极耦合对，它的2路电流值作为整流器的输出，M2和M1管的宽长比为K(K>1)，假设各管都工作在饱和区，经推导得整流器的电压电流输出关系
当时:
当时
当时
确定了限幅放大器、全波整流器和直流消除电路后，本设计整体RSSI结构如图8所示。
2 仿真结果与讨论
本文设计的RSSI基于SMIC 55 nm CMOS工艺下，采用Cadence Spectre对其仿真。整个RSSI电路原理图如图9所示。
图10为限幅放大器在各corner下仿真结果，在误差范围内满足要求。图11为RSSI在不同corner和温度(tt-(-40)℃，tt-27℃，tt-120℃，ss-(-40)℃，ss-27℃，ss-120℃，ff-(-40)℃，ff-27℃，ff-120℃)下的仿真结果。结果表明，RSSI的检测误差在±0.5 d Bm以内，动态检测范围≥60 d Bm，消耗电流2.6 m A,RSSI输出电压范围为0.5～2.0 V，检测曲线的斜率为25 m V/d B，可以看出该RSSI具有良好的线性关系和稳定性。
如图12所示，在+40 d B建立时间为0.32μs,-40 d B为0.34μs，结果表明该RSSI具有建立时间短的特点。
整体版图如图13所示，整体版图面积为480μm×160μm,RSSI core版图面积为:157μm×366μm。图14为RSSI后仿真结果。
本设计与前人设计的结果相比较见表1。可以看出本设计采用了SMIC 55 nm CMOS工艺;其次，RSSI在各corner和温度下，检测范围较大、误差范围较小、功耗较低;最后，本设计的RSSI版图面积最小、输出电压范围最大。本设计总体上满足设计要求，从电路结构、工艺、线性关系和稳定性上都有一定的优化。
3 结论
本文基于SMIC 55 nm CMOS工艺，设计了一种基于分段线性对数放大器结构的RSSI，采用了7级限幅放大器级联，限幅放大器的输出增益为70 d B，检测范围为60 d Bm，整个RSSI在各个corner和温度下，检测误差在±0.5 d B以内。RSSI core版图面积为157μm×366μm，整体版图面积为480μm×160μm，功耗为8 m W。相比以往文献，本文首次具体得出RSSI在各corner和温度下仿真结果，结果表明该设计具有良好的线性关系和稳定性;其次，本文首次提出建立时间，仿真结果表明，本设计建立时间较短，能较快达到稳定状态。本设计整体满足设计要求，在电路构建和仿真结果上，有一定的优化和改进。
摘要：设计了一种基于分段线性对数限幅放大器和基于非平衡对全波整流器的接收信号强度指示器(Received Signal Strength Indicator,RSSI)。RSSI连接在WLAN接收端的LPF之后,用于检测经过滤波后的信号强度。该RSSI设计基于SMIC 55nm CMOS工艺,采用7级限幅放大器级联,每级增益为10 dB。RSSI输入动态范围为60 dB,输出直流电压范围为0.52.0 V,斜率为22.5 mV/dB。结果显示,RSSI在各个corner和温度下的误差仅为±0.5 dBm,版图面积为480μm×160μm,功耗为8 mW。
关键词：WLAN,RSSI,限幅放大,全波整流
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接收电路 篇4
目前在工业生产中，大量的金属构件的连接采用焊接工艺。其中汽车制造是焊接工艺应用比较集中的领域。汽车上的焊接件多为薄板焊件，厚度多为0.8mm～1.2mm，对这类焊接件上的焊缝进行无损检测属于工程上的近表面无损检测技术，技术难度高[1]，从综合性能上说，目前没有一种检测方法比其他方法更优越，但从技术的发展趋势看，超声检测技术是技术发展趋势之一。
使用超声反射或衍射法进行材料近表面无损探伤需要向材料内部发射高频超声波并接收发射或衍射回波，这不仅需要有高频超声探头，同时需要能够发射和接收高频宽带电脉冲信号的硬件电路，以激励超声探头或接收回波信号。
本文在分析现有超声发射接收电路的基础上，设计了基于数字信号处理TMS320DM642的高频超声发射接收电路和回波信号转换电路，包括超声波发射接收电路、回波放大与滤波电路、A/D转换电路等，解决了高频超声检测中出现的发射超声脉冲余波过长从而干扰到脉冲回波接收质量的问题，所设计的超声发射接收电路具有较高的精度和实用性。
1 系统组成
点焊缺陷超声检测系统组成框图如图1所示，该系统由超声波换能器、超声波发射接受电路、回波放大电路、带通滤波电路、模/数转换电路、数字信号处理器TMS320DM642和显示电路等组成。
数字信号处理器TMS320DM642为整个测量系统的核心部件，控制各部分电路协调工作。TMS320DM642发出20MHz的宽带窄脉冲，送给超声波发射电路，经功率放大后产生高电压脉冲加到超声换能器上，从而驱动超声换能器发出超声波;超声波由换能器进入被测工件，经多次反射和投射，产生随时间呈衰减变化的多次超声回波被换能器接收;超声回波信号很微弱，通常只有几十毫伏，且回波信号中伴有噪声干扰，所以回波信号需要经过放大和滤波处理后方可送至A/D转换电路，转换为数字信号;数字信号处理器实时采集和存储A/D转换电路输出的信号，信号采集完成后，TMS320DM642调用点焊缺陷检测算法程序，对回波信号进行处理后得出被测工件缺陷特性;最后将重要的处理结果进行存储或送至显示电路。
2 硬件设计
2.1 超声波发射与接收电路
为了获得良好的激发超声波，设计了一种新型发射电路，利用储能电感在瞬时放电过程中产生脉冲高电流的原理对超声波换能器进行激励(见图2)。可通过调整电感参数以及控制信号的频率，以达到换能器的共振频率。该电路无需高压供电，既减小电路体积，降低电路成本，也消除安全隐患[2]。
在电感式超声波发射电路中，场效应管Q为开关元件，电感L储能形成触发脉冲，不需要提供直流高压。当输入到Q的脉冲为正时，Q导通，Q相当于一个小电阻，与电阻R1、电感L串联，和低压电源一起构成回路，L中的电流快速上升进行储能。当输入到Q的脉冲为负时，Q的栅极置低，Q迅速关断，L、C1、R2组成谐振电路快速放电，在电阻R2上形成高压触发脉冲，可达到数百伏。D1和D2起单向开关作用。D3为稳流二极管，恢复速度快，防止电压电流突变。
接收电路由R3、C2、D3和D4组成，反向并联的两只二极管D3和D4起钳位作用，防止高压发射脉冲进入接收电路。超声波回波在换能器上产生的信号为几十毫伏级电压，因二极管的导通压降为几百毫伏，因此，对回波信号不起作用。
2.2 转换电路
在超声波检测系统中，高频超声波在材料内部传播，经多次反射，声能衰减很大，多次回波信号强度微弱。此外，回波信号通常会受到大量信号的干扰，包括外界固有目标的干扰、移动目标的周期和随机干扰、模拟电路本身引入的干扰等。因此，转换电路必须有较强的功放能力和对干扰信号的抑制能力。转换电路主要包括信号放大、滤波、模/式转换电路等部分。
信号放大电路如图3(a)所示。集成运算放大器选为AD8065：输入阻抗1000GΩ，转换速率180V/μs，增益带宽为145MHz，噪声系数7.0nV/姨Hz，共模抑制比达-100dB，温度范围宽[3]，满足设计要求。整个信号放大电路增益要求在100dB以上，起到阻抗匹配、回波信号放大等作用。在超声波接收电路接收的信号中，除了超声回波外，还伴有杂波和干扰脉冲等环境噪声，而前端放大电路放大有用信号的同时，也将一部分的噪声信号放大了，这就需要带通滤波电路，如图3(b)所示。
根据设计要求，需要在滤波电路与微处理器之间设计模/数转换电路，将滤波电路输出的模拟信号无失真地转换成可为微处理器接收的数字信号，模/数转换电路如图4所示。其中，A/D转换器选为AD9050-60：可选5V供电，采样速率60MSPS，输入带宽100MHz，分辨率10位[4]。微处理器选为高速数字信号处理器TMS320DM642-720：主频720MHz,32位内部定时器时钟频率90MHz，通用数据通道16位[5]，以满足设计要求。
3 结束语
一般超声发射电路发出的脉冲都不是理想的，都有脉冲余波。本文所设计的超声发射接收电路为收发一体式电路，对被检测焊点进行近表面检测时，接收电路接收的脉冲回波与发射脉冲之间的时间间隔很短。一方面，要求电路能够发射高频窄脉冲，否则较宽的发射脉冲会干扰到回波脉冲，产生混叠，使检测无法实现;另外，即使发射电路能够产生高频窄脉冲，但发射电路产生的脉冲余波较长，即拖尾现象，将难以避免回波脉冲受发射波的干扰或实现较高精度的测量。
本文设计了低压电源驱动的超声发射电路，实现发射脉冲有较短的余波;基于高速数字信号处理TMS320DM642，选用了集成运算放大器AD8065、A/D转换器AD9050-60等功能匹配的高速器件，设计出集超声波发射、接收、信号放大、信号滤波、模/数转换和信号处理等功能的高频窄脉冲超声波发射接收电路，实现了高频超声波的发射与接收。所设计的超声发射接收电路具有较高的精度和实用性。
参考文献
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接收电路 篇5
1 AN7218芯片介绍
AN7218是松下公司生产的调频、调幅收音机专用中频放大器,具有工作电压范围宽、低失真、低功耗等特点。其内部结构为相互独立的四部分,分别为AM混频、AM中频放大器、FM中频放大器1和FM中频放大器2。相比于其他调频、调幅收音机专用中频放大器而言,AN7218具有四部分内部结构相互独立,互不影响的特点,因此可采用其中任何一部分作为小信号放大器独立使用而不影响剩余部分,同样各个部分也可以级联使用,这样就大大增加了芯片的应用灵活性,而这也是AN7218能作为超声波接收前级放大电路的最主要原因。另外,AM和FM中频放大器的通频带较窄,因而对邻近干扰信号的抑制能力强。由于需求量非常大,因而价格极其低廉,在中频信号放大领域有着很广泛的应用。
FM中频放大器分为FM中频放大器1和FM中频放大器2,两级中频放大器级联电压增益可达到75 d B。由于其很高的增益带宽积,FM中频放大器在用做小信号放大时,效果十分理想。AM中频放大器具有AGC性能好、低失真的特点,其电压增益为50 d B。AM混频部分的电压增益为11.5 d B,常用于收音机接收电路中。
2 芯片测试实验
由于AN7218是调频、调幅收音机专用中频放大器,其芯片资料的大多参数都是针对收音机变频、中频放大器等设计介绍的,为了很好地了解使用芯片中的中频放大器用作小信号放大器的各项性能指标,笔者通过信号源与示波器等设备对芯片进行了常温实验测试。
2.1 AM中放测试
将峰峰值为100 m V的正弦波信号经0.01μF的耦合电容,接入AM中频放大器输入端接入脚“14”,脚“13”通过10 kΩ电阻短地,即增益实现最大值。通过示波器探针测试AM脚“11”中频放大器输出端。实验表明:AM中频放大器中心频率f0=158 k Hz,峰峰值可达6.8 V;下限截止频率为fL=15 k Hz,峰峰值为4.8 V(中心频率峰峰值的0.707倍);上限截止频率为fH=800 k Hz,峰峰值为4.8 V,由此可知,AM中频放大器带宽为785 k Hz。另外,当输入信号频率为40 k Hz时,输出峰峰值为6 V。
2.2 FM中放测试
由于两级FM中频放大器带宽一样,为避免由于增益过高导致输出信号出现饱和失真以及自激振荡,实验采用增益为33 d B的FM中频放大器2进行实验。同样将峰峰值为100 m V的正弦波信号经0.01μF的耦合电容,接入FM中频放大器输入端接入脚“8”,通过示波器探针测试FM脚“7”中频放大器输出端。实验表明:FM中频放大器中心频率f0=187 k Hz,峰峰值可达3 V;下限截止频率为fL=26 k Hz,峰峰值为2.1 V(中心频率峰峰值的0.707倍);上限截止频率为fH=890 k Hz,峰峰值为2.1 V,由此可知,FM中频放大器带宽为864 k Hz。另外,当输入信号频率为40 k Hz时,输出峰峰值为2.9 V。
通过上述实验数据可知,调频、调幅中频放大器AN7218用于中频小信号放大时,效果十分理想。本文电路设计采用中心频率为40 k Hz的超声波测距接收电路,信号中心频率处于带宽范围内,回波信号幅值较中心频率处峰峰值损失少,因此调频、调幅中频放大器AN7218作为超声波测距接收电路的前级放大使用能起到很好的效果。
3 调频(FM)的内部结构及典型应用
调频部分由两级组成,内部结构如图1所示。第一级调频中频放大器电压增益可达到42 d B,且工作性能稳定。其内部设计由Q1、Q2、Q3构成,R7作为放大器负载。第二级调频中频放大器增益为33d B,其内部设计由Q5、Q6以及Q10、Q11组成的两个差分放大器以及Q8构成,两个差分放大器具有理想的双向限幅特性,目的是保证在足够的电压增益时对FM中频信号有较好的限幅作用,为方便用户使用,Q11的集电极采用OC门设计,用户根据需要,自己外接电源与上拉电阻。
在超声波接收电路设计中,超声波换能器转换成的电压信号可直接由脚“2”输入,第一级放大后的信号由脚“4”输出,但由于超声波的回波信号经常是宽带的脉冲信号,前级放大后的信号电压幅度应该尽可能大,以方便后续电路的处理,因此两级放大之间应通过耦合电容相连。然而实验中发现,脚“4”和脚“5”间采用这一方式连接后,由于AN7218工作在宽带放大状态,造成了信号不稳定以及自激振荡。通过反复实验,最终采用牺牲部分增益、保证工作稳定的方案,即将第一级放大后的信号通过耦合电容送至脚“8”,这样就减缓了两个差分放大器的限幅作用。
典型的AN7218应用时,电源电压的推荐值是5 V左右,否则会破坏集成电路的工作条件。实验表明,第一级中频放大器的电源电压控制在4~5 V左右,将脚“7”通过上拉电阻与12 V电源连接,采取此项措施后集成电路输出信号的电压峰峰值在10 V以上,较典型的工作状态提高约5倍。
图2是AN7218用于中心频率为40 k Hz超声波测距回波信号放大时的原理图,虽然AN7218放大后得到的信号峰峰值很高,但波形很差,另外该放大器增益比较高(超声波频率范围为1~10 MHz时,其电压增益在75 d B左右),前级的干扰噪声造成的影响很大,干扰信号的峰峰值有时可达到2 V左右,为了减少高频干扰信号,增加输入信号的有用成分,在超声波接收换能器与AN7218的输入端之间用一个0.01μF的耦合电容C1,这样耦合过来的有用信号比例加大,放大后的信号会很好,如图3示波器截图的2通道(1通道为触发信号)所示,第一级中频放大器输出的基线在3 V左右,峰峰值可达到750 m V,对输入小信号进行了有效地低噪声、低失真放大。
将第一级中频放大器的输出信号经过0.01μF的电容耦合到脚“8”,由于第二级中频放大器的输出管脚“7”内部结构为OC门,因此加入2.7 kΩ的上拉电阻接12 V电源,使第二级中频放大器的输出信号基线为6.2 V左右,增加信号的动态特性,脚“5”空接。图4即为第二级中频放大器输出波形,可以清楚看到输出信号的峰峰值为6.8 V左右,直流偏置为6.2 V。
经过上拉电阻的二级中频放大器输出信号经过10μF的电解电容耦合到截止频率为150 k Hz的低通滤波器,有效地去除高频噪声影响。低通滤波器的截止频率公式见式(1)。
4 调幅(AM)的内部结构及典型应用
调幅(AM)部分由AM混频和AM调幅中频放大器两部分构成。图5所示的调幅(AM)部分的内部结构中,调幅中频放大器部分由Q23、Q24、Q25、Q26构成,R31、R32、R35、R37作为放大器负载,Q26的集电极采用OC门设计,用户根据需要,外接电源与上拉电阻。AM中频放大器电压增益为50 d B,同时AM混频和AM调幅中频放大器的独立设计,因此AM调幅中频放大器可直接与换能器链接,用做小信号放大器使用。
AM混频部分则由Q15、Q16以及Q20、Q21两组差分放大器和Q17、Q18、Q19、Q22,同时作为负载的R21、R23、R24、R27构成,此部分多用于收音机混频使用。
图6是AN7218用于中心频率为40 k Hz超声波测距回波信号放大时的原理图。同样由于该放大器电压增益比较高,前级的干扰噪声造成的影响很大,为了减少高频干扰信号,增加输入信号的有用成分,在AN7218的输入级用一个0.01μF的耦合电容C1,这样耦合过来的有用信号比例加大,放大后的信号效果会很好。由于调幅中频放大器的输出端中脚“11”内部结构为OC门,因此加入2.7 kΩ的上拉电阻接12 V电源,使调幅中频放大器的输出信号基线为6 V左右,增加信号的动态特性,剩余脚“10”“15”“16”空接。图7即为AM中频放大器的输出波形,从中可以清楚地看出,输出信号峰峰值可达到800 m V左右,其直流偏置为6 V。
经上拉电阻的AM中频放大器输出信号经过10μF的电解电容耦合到截止频率为150 k Hz的低通滤波器,有效地去除高频噪声影响。
脚“13”为AGC控制输入端,在收音机调幅应用中常常通过检波后的直流电平控制AGC输入端,实现对输出信号的自动增益控制。在超声接收电路应用中可以通过外加直流电平的方式控制增益,进而控制输出波形的幅值大小。由于实验过程中,输出波形的幅值很小,为达到前级放大的效果,本文在图6所示的设计中将AGC输入端加10 kΩ电阻短地,使AM中频放大器的增益最大。
另外,在AM部分脚“1”为本振信号输入,脚“16”为AM混频信号的输入端,脚“15”为AM混频信号的输出端,脚“13”为AGC控制输入端。AM混频部分常用于收音机变频,从天线送来的调幅信号接入脚“16”与脚“1”接入的本机振荡信号进行变频处理,即本机振荡频率-输入信号频率=差频,在我国,差频信号的频率为465 k Hz,在收音机的应用中,差频信号经过AM中频放大器、检波电路等信号处理后还原音频信号,于此同时,检波后的直流分量送回到中频放大器AGC控制端脚“13”,控制中频放大级的增益,使该级不发生波形失真,进而获取完整准确的音频信号。
5 电源部分设计
由于AN7218很容易受到高频噪声的影响,为保证超声回波信号的高信噪比,需要对电源进行滤波和隔离处理,本文设计了π型电源滤波电路,即通过0.1μF和10μF的电容分别对高频和低频噪声滤波,通过磁珠实现隔离效果,这样确保回波信号免受电源噪声的影响。电源设计如图8所示。
基于调频、调幅中频放大器AN7218设计的超声波接收电路有效地解决了超声接收电路前级放大电路结构复杂、噪声较大、阻抗匹配的难题,而且输出波形动态特性十分理想。实验表明,利用AN7218实现超声波接收电路,结构简单,成本低廉,系统稳定可靠,可以广泛应用于超声波测距、超声波探伤、无损检测等领域。
参考文献
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接收电路 篇6
1 GNSS接收机概述
1.1 GNSS系统的概念
GNSS系统是指全球导航卫星系统, 它是20世纪90年代中期欧盟提出的一种综合星座系统, 也是所有在轨工作的卫星导航系统的总称。其中主要包括了美国的全球定位系统 (GPS) 、俄罗斯的全球导航卫星系统 (GLONASS) 、欧盟的Galileo卫星导航定位系统, 以及我国的北斗卫星导航系统 (COMPASS) 等等。开发GNSS综合系统的宗旨是为了综合利用所有导航卫星的信息, 以提高GNSS系统的导航和定位精度、可靠性、安全性以及解决GPS系统目前应用中所遇到的难点问题。
1.2 GNSS接收机结构
GNSS接收机的基本功能包括了接收卫星信号、测量定位、距离测量、数据解析等多个方面, 并能够实现定位和定时的功能。一个典型的GNSS接收机的体系结构, 主要包括了四个功能模块:天线模块、射频前端模块、基带处理模块和应用处理模块。
2 基于GP2015的射频电路整体功能设计
射频前端电路的主要功能是实现信号从高频到中频、从模拟到数字的转换。GPS信号经过天线后, 首先进入到射频前端, 经过多次混频得到频率较低的中频模拟信号, 再由模数转换器转换为数字中频信号, 供基带处理模块实现信号的捕获和跟踪。在图1中, 即为GP2015射频电路的工作原理图。
如图1所示, GP2015射频电路的工作原理为: (1) GPS卫星信号经过天线后, 然后通过放大滤波装置将信号放大后, 得到L1信号, 其带宽为1575.42MHz。 (2) L1信号受振荡器影响, 首先得到一级混频信号, 其带宽为1.4GHz;然后再经过二级滤波器、三级滤波器依次得差频信号, 其带宽分别为140MHz和35.42MHz。 (3) 该差频信号首先通过自动增益放大器 (AGC) , 将信号放大后通过三级混频器与三本振信号之间产生混频, 再由低通滤波器获取频率较低的中频模拟信号, 其带宽为4.309MHz。 (4) 中频模拟信号首先进入A/D模数转换器中, 使信号转换为二位数字中频信号, 分别为SIGN (数字信号极性) 和MAG (信号幅值) 。所得到的数字中频信号, 可用于供基带处理模块实现信号的捕获和跟踪, 还可用于控制自动增益放大电路的运行。
3 基于GP2015的射频电路的结构设计与应用
3.1 输入端的匹配设计
基于GP2015的GNSS接收机射频电路在输入端的匹配设计电路图, 详见图2所示。
如图2所示, 由于要求GPS卫星信号经过天线后得到的L1信号的带宽应为1575.42MHz。然而天线前端所得信号的带宽和电平都偏低, 容易使得有用信号被噪声影响到, 因此在输入端必须采用射频滤波器将大量噪声去除。在该输入端的匹配设计中, 采用了A1571f型号的射频滤波器, 要求GPS卫星输入信号需经过该滤波器后, 才可进入到射频电路中。
3.2 滤波器的设计
3.2.1 一级变频滤波器设计
一级变频滤波器主要设计参数和指标为:插入损耗控制在3db以内;中心频率为175.42MHz;第二级变频滤波器的射频端和镜像频率分别为104.58MHz和1504.58MHz;1.0db带宽和3.0db带宽分别为±1MHz和15MHz。
由于第一级混频器输出的中频信号, 需要通过一个外置的直流偏置装置来使得信号获得足够的处理空间。因此, 在设计中可将一级变频滤波器包含一个直流偏置器, 并将其连接到电路中。同时, 为了保证一、二级混频器的信号能够交流耦合, 需要将一级变频滤波器的电路设计为一个包含电容和电感的滤波网络。
3.2.2 二级变频滤波器设计
二级变频滤波器主要设计参数和指标为:插入损耗控制在14~18db以内;中心频率为35.42MHz;第三级变频滤波器在射频端和在第二级变频滤波器中的镜像频率分别为26.8MHz和1566.8 MHz;1.0db带宽和3.0db带宽分别为±1 MHz和15 MHz;输入阻抗典型值50Ω, 输出负载阻抗典型值100Ω。
二级变频滤波器的设计, 主要将其设置在二、三级混频器之间。由于这一级的变频滤波器的性能, 对于整个电路和GNSS接收机的性能都着重要的影响, 因此需尽量选用性能可靠、优秀的专用滤波器装置。在本文中, 设计采用了声表面 (SAW) 带通滤波器DW9255作为二级变频滤波器。经检测, 其各方面性能指标都高于所要求的设计指标, 能满足设计要求。
3.3 晶体振荡器设计
在GP2015射频前端电路中, 几乎大部分频率源均是由晶体振荡器所提供的。例如, 第一级混频本振频率的产生方式, 为晶振频率 (VCO) /140, 而第二级混频本振频率的产生方式为VCO/10等等。因此, 在射频电路的整体设计时, 需要外置一个晶体振荡器, 并由该设备所产生的振荡环路来提供电路中所需的频率源。
在本文设计中, 考虑到晶体振荡器的稳定性对整个射频电路的工作性能有着非常重要的作用。因此选取了TCXO4080型号的晶体振荡器, 它是一种温补型晶体振荡器, 其稳定度能高达到10e-8, 可充分满足设计需要。
3.4 AGC检测电路的设计
GP2015采用了部分内置的AGC电路。要求所设计的放大增益电路, 即使在输入信号电压的变化幅度较大时, 仍能控制整个GNSS接收机的输出端电压值保持不变化。在本文设计中, 在AGC电路中设置了一个外置型电容。该电容的设置, 不仅能通过其电压大小的改变幅度来判定输入信号强度, 而且还可以借此判定电容是否处于正常工作状态。
3.5 接口设计
基于GP2015的射频前端电路可以与GP4020基带处理器相配套使用, 在接口的设计时, 要求能够实现卫星信号、采样信号、时钟信号、控制信号等信号的良好传递。其中, GP2015和GP4020的接口的设计, 详见图3所示。
从图3中可以看出, GP2015和GP 4020管脚的相连方式。其中, GP2015中的LD管脚与GP4020的56管脚相连, 其功能主要是判定射频前端是否锁相成功;GP2015的SIGN管脚和GP4020的61管脚相连, GP2015的MAG管脚和GP4020的62管脚相连, 其功能主要是将中频数字信号输出到相关器中;GP2015的PRESET管脚和GP4020的POWER_GOOD管脚相连, 其功能主要是判定当前电路电源的使用状况。
4 总结
该射频电路方案的设计与应用, 不仅极大的将高频通道设计进行了简化, 有效避免了在普遍分散设计中的高频干扰问题, 而且仅需要极少数外部元件就构成一个完整的GPS射频前端, 并可以与GP4020基带处理器和相关器相配套使用。
摘要：文章结合实际工作经验, 以一种新型的GNSS接收机射频电路GP2015为例, 就其射频电路设计和应用方面的内容进行了分析与探讨。
关键词：GNSS接收机,射频电路,设计,应用
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接收电路 篇7
GNSS信号的捕获实际上是一个粗同步过程, 通过粗同步可将接收信号与本地信号的相位之差缩小到PN码的一个码片或更小范围内。为提高硬件的使用率、减少硬件的规模和提高捕获的速度, 采用优化的混合串并行时分复用的捕获技术, 如图1所示, 假设卫星伪码长度为N, 码速率为f, 则码周期为N/f (s) 。为了不丢失信号中携带的有用信息, 选择奈奎斯特采样定理所要求的采样速率Af (A≥2) 进行采样。码长为N的序列经过Af采样后就得到了长度为A×N的序列, 如果按照纯并时处理, 需要A×N个并行的寄存器, 这对于序列长度较长的序列来说, 硬件开销很大, 因此要使用第一重时分复用, 即利用少数的寄存器实现对码序列中的所有码的搜索。
第一重时分复用:选择寄存器的长度为B (要求B至少是N的因数, 这样可以提高硬件使用率) , B也是并行捕获的长度 (B也称为码循环时分复用因子) , 如果共享B个寄存器, 则长度为A×N的序列分为段, 而且完成每一段需要的时间是, 这些寄存器一次可以对B个1/A码片执行相关运算。经过复用这组寄存器M次, 就可以对A×N个码全部执行一次相关运算。此外, 考虑到接收机接收到的信号是包含多颗卫星信号 (假设为C颗卫星) 的混合信号, 对于B个1/A码片的采样数据而言, 其中包含了C颗卫星的部分伪码信息。因此, 需要再使用第二重时分复用, 即在每一个B个1/A码片的时间范围内, 通过时分复用的方式与不同卫星伪码进行相关。
第二重复用:假设接收机接收到的信号中包含C颗卫星的信号, 则把每一段时间片段 (B个1/A码片) 再分为C段, 这时每一段的时间就变为秒, 也就是在每秒钟内完成一颗卫星部分码相位的搜索, 这样通过时分复用的方式, 可以在秒内完成C颗卫星部分码相位的搜索。由于在每秒内只能搜索一颗卫星的部分相位, 所以如果只搜索一个相位, 则搜索速度会比较慢, 因此需要使用第三重复用技术来加快搜索速度。
第三重复用:假设在每秒内能搜索D (要求D是N的某个因子的整数倍数) 个不同相位, 则要想提高搜索速度, 就必须要求D个不同相位能够在秒内全部搜索完。因此, 如果把每一个相位搜索所需要的时间限制在秒内, 即使用时分复用的技术, 则在秒内可搜索完D个不同的相位。
2 GNSS 信号跟踪模块的设计
GNSS信号的跟踪是一个精同步的过程。接收机通道在完成了捕获以后, 得到粗同频的码相位, 其误差值优于0.5个码片, 但这个误差对于信号解调来说是不可接受的。此外, 由于多普勒效应的影响, 这个误差还会扩大。为保证与卫星信号的精确同频, 本地振荡器还必须随卫星信号频率的变化进行自动调整, 这个过程称为跟踪。跟踪分为码跟踪和载波跟踪, 分别由不同的环路完成。码跟踪环采用延迟锁定环 (DLL) , 码跟踪环为了使接收机扩频码序列同步, 一般采用3个E-P-L相关器模式, 其中即时相关器 (即P相关器) 的相关结果用于解调数据, 超前相关器 (即E相关器) 和滞后相关器 (L相关器) 用来调整码跟踪相位差。用超前相关器的相关结果和滞后相关器的相关结果之差可确定输入超前相关器和滞后相关器的扩频码序列的一定时间内的细微差别, 用于产生误差信号:e (τ) =RL (τ) -RE (τ) , 其中RL (τ) 为滞后相关器的输出, RE (τ) 为超前相关器的输出, 如图1所示, 输出信号e (τ) 用来调整信号驱动压控振荡器, 压控振荡器输出误差电压Ve (t) 可以调节PN码发生器的时钟。当PN码发生器的相位落后于输入序列的相位时, 误差电压Ve (t) 会使时钟加快, 由时钟控制的本地码随之加速, 直到本地码“对齐”接收码为止。若PN码发生器的相位超前, 则误差电压Ve (t) 会使时钟减慢, 由时钟信号控制的本地码随之减速, 直到本地码“对齐”接收码为止。此时, 本地码发生器所输出的本地码G' (t) 便等效于接收码G (t) 。至此, 伪噪声码跟踪环电路便达到了跟踪伪噪声码的目的, 其跟踪精度达十分之一码元甚至更高。载波跟踪环采用由锁相环 (PLL) 或正交-同相环 (COSTAS环) 组成。载波跟踪环以鉴相器输出的相位误差函数Ve (t) 作为调整量来控制压控振荡器, 相位误差函数的零点就是跟踪环路的稳定点。当被跟踪信号的载波相位φs变化时, 锁相环电路能及时调整参数, 保持与被跟踪信号的相位一致, 从而完成对卫星信号载波相位的锁定。所图2所示, 来自码跟踪环路的解扩信号分别送至同相乘法器M1和正交乘法器MQ, 压控振荡器的振荡信号uc=sinωt, 信号的幅度为I, 它分别送至M1和MQ, 只是因为送到正交乘法器的信号经过90°相移后变成了cosω0t。
M1和MQ两个乘法器有输出为
乘法器输出的两信号经过各自的低通滤波器后, 变为
这两个信号同时送到差分乘法器Md。后者输出的误差电压为
误差电压ud经过环路滤波器和环路乘法器Mp的滤波和补偿作用, 送到压控振荡器 (VCO) 的控制端作为控制信号控制输出频率的调整量, 当VCO的振荡频率被锁定在中频信号的中心频率上时, φ=0。这时载波跟踪环路相位锁定, 从而可以达到跟踪载波的目的。这样同相乘法器M1经过低通滤波器输出的信号才是一个纯净的数据码在D (t) , 进而可以解译得到卫星所发送的导航电文。
3 结束语
文章对GNSS接收机基带处理电路的设计进行了分析与探讨, 采用优化的混合串并行时分复用方法对GNSS信号进行捕获, 采用延迟锁定环 (DLL) 的码跟踪方法和锁相环 (PLL) 的载波跟踪方法对GNSS信号进行跟踪, 从而减小基带处理电路的硬件规模, 降低消耗, 使GNSS接收机实现提高捕获速度和定位精度的目的。
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接收电路 篇8
电子系统一般只能处理幅度变化不大的信号,信号过大会造成系统过载,过小又会造成有用信号的丢失,所以,在接收系统中一般要设置AGC系统电路,以使接收机的输出信号保持平稳,使后继设备能正常工作[1]。对于大宽带和高频情况,高性能全数字的AGC系统设计还比较难,基于FPGA仅对AGC系统电路的控制环路进行了数字化设计。
1 AGC系统控制原理
1.1 基本原理
无线通信接收机系统中,AGC系统的结构大都采用闭环延迟式[2],其电路原理框图如图1 所示的形式。
系统可分为控制环路和受控放大器两大模块。图2 为延迟式结构AGC系统的静态调节特性示意图。当AGC系统输入信号Vi( t) <Vimin( t) 时,Vo( t) <E,控制环路的输入电压为零,这时相当于控制环路与系统断开,此时AGC系统将不起增益调节作用,Vimin( t) 为AGC系统起增益控制的最小输入信号。当Vimin( t) <Vi( t) <Vimax( t) 时,Vo( t) >E,控制环路有输入电压Vo( t) -E( 误差电压) ,这时将产生相应的控制信号Vgain( t) 来调整受控级的增益,以保障系统的输出信号VO( t) 始终稳定。当Vi( t) >Vimax( t) 时,控制环路将不起作用,Vimax( t) 为AGC系统失去增益控制时的最大输入信号[3]。
1.2 稳定度分析
在应用中,对各种闭环AGC系统的系统函数分析,都可以用图3 所示的传输函数框图结构来进行理论分析[4]。图中KVGA为可变增益放大器的增益,是单位控制电压变化所引起的增益变化值; KDET为检波器的检波增益,是单位输入功率变化所引起的增益变化值[5]。
在输入端加入幅度为A的阶跃信号,即 ε( t) =A ,进行拉普拉斯变换,得 ε( s) = A / s。设误差信号为E( s) ,则
根据终值定理,可求系统环路稳态误差ess信号[6]:
可见,环路稳态误差与KVGA和KDET有关,设计中要获得较小的环路稳态误差,KVGA和KDET应尽量取较大值。
2 系统电路的设计
2.1 性能要求
频率范围900 ~ 990 MHz; 输入信号功率动态范围: - 50 d Bm ~ 10 d Bm; 输出信号功率平坦度:≤±3 d B。
2.2 存在的难点
2.2.1 难点
存在的难点主要有: ① 电路匹配问题: 要在900 ~ 990 MHz的宽频带内实现60 d B动态范围,增益平坦度≤±3 d B,这有一定难度,因此,电路设计必须兼顾噪声和功率增益两方面来设计好阻抗匹配; ② 信号耦合: A/D转化器要从AGC系统输出端对输出信号进行定向耦合取样必须采取宽带定向耦合,而市面上的定向耦合器一般都是SMA接头,体积相对较大,不利于系统小型化的设计要求,③ 压控可变增益放大器的选取: 首先,要求性能高,要能达到课题指标要求,并留有一定的余量。其次,要保证信号通过AGC系统后不失真,就要求在整个宽频带内要有相同的线性特性; ④ 电磁兼容问题: 由于工作频段为微波频段,信号在传输过程中以及电磁敏感器件比较容易受到电磁干扰,因此要考虑采取措施来防止和降低电磁干扰; ⑤ 从系统稳态误差方面考虑: 由式( 2) 的讨论可知,系统稳态误差与压控可变增益放大器的KVGA值有关。这要求压控可变增益放大器集成芯片要具备尽可能大的KVGA参数。
2.2.2 难点解决
匹配问题方面,本设计采用纯电阻阻抗匹配网络和传输线变压器匹配器来实现传输匹配[7]; 电磁兼容问题方面,采用低相对介电常数和低介质损失因素的高频4 层PCB基板[8],同时PCB设计从接地、布局布线、去耦合和旁路、寄生天线等几方面来改善、消除电磁干扰[9,10]; 信号耦合问题方面,一般耦合器很难在大带宽情况下保持耦合度、隔离度、和方向性的特性一致,而且市面上的定向耦合器一般都是SMA接头,体积相对较大,不利于系统小型化的设计要求。因此,本设计采用二功分器来代替定向耦合器。选取的功分器为0603 贴片封装,能够在大于1 GHz频率范围内保持高度特性一致,而且封装可以做得非常小[11]; 压控可变增益放大器的选取方面,主要从具有宽工作频率范围、高线性度、宽的增益变化范围、以d B为单位实现线性增益控制功能、信号输入方式和体积等角度进行综合选取。
2.3 电路设计
根据设计要求,设计原理框图如图4 所示。
综合考虑设计指标要求和实现难点的分析,压控可变增益放大器选用ADI公司的ADL5330。ADL5330 是在宽频带、大动态范围内实现压控增益d B单位线性变化的高性能可变增益放大器,单位控制电压变化所引起的增益变化值为20m V/d B[12],可满足式( 2) 获得较小的环路稳态误差ess。A/D转换器采用ADI公司的16 位单端输出AD5760 芯片。FPGA芯片采用Xilinx virtex - 6 系列芯片。D / A转换器采用TI公司的16 位单端输出DAC8760芯片。
2.4 系统电路的优点
优点有: ① 体积轻小: 除了电源转换部分和输入输出接口外,其他元器件全部采用贴片封装元器件; 信号耦合采用0603 贴片功分器替代; ② 高灵敏度和稳定性: 大带宽、大动态范围和较好的平坦度都有利于提高系统灵敏度和稳定性。
3 系统硬件电路的测试
测试方法: 由信号发生器Agilent N5183A将信号输入AGC系统电路,然后用Rohde&schwarz fsu43频谱仪观测输出信号频谱和功率。输入信号为900 MHz,功率为- 30 d Bm时,用频谱仪测得输出信号功率为-17.17 d Bm,如图5 所示。其他频点的测试结果如表1 所示。
由测试结果可见,AGC系统在900~990 MHz频段和60 d B输入动态范围内输出功率平坦度≤±1.5d B; 输出信号功率可通过调节VEST值来改变,可调范围≥10 d B; 控制信号能够较好地对输入信号进行跟踪,从而使输出保持稳定。
4 结束语
本AGC系统电路在900 ~ 990 MHz及60 d B输入动态范围内,输出信号功率能够保持在-16.5 d Bm附近。测试结果表明,系统电路设计符合设计指标要求。但抗噪声性能在设计时没能够加以考虑,故也没有进行测试。因为噪声系数主要是由第一级电路决定,故可考虑在AGC系统输入端串接入一低噪声放大器来改善系统噪声性能。在90 MHz带宽范围内的输出信号平坦度还不够理想,特别是在低输入信号功率点和高频点处平坦度会明显变差,故可以考虑用阻抗匹配和提高电磁兼容性来进一步改善。
摘要：基于FPGA设计了一射频接收机前端AGC系统电路。根据AGC系统电路工作和控制原理,讨论了系统设计的难点和设计方案,选取了ADL5330、A/D转换器AD5760、Xilinx virtex-6、D/A转换器DAC8760等芯片搭建设计了系统硬件电路。测试结果表明系统电路在900~990 MHz及60 d B输入动态范围内,输出信号功率能够保持在-16.5 d Bm附近,且输出功率可调。系统硬件电路具有体积轻小、高灵敏度和稳定性。
关键词：接收机,AGC系统,动态范围,信号功率
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