伺服电机直驱（精选7篇）
伺服电机直驱 篇1
1 直驱电机及其冷却方式
直接驱动式电机简称直驱电机, 主要指电机在驱动负载时, 直驱电机 (直线电机或力矩电机) 直接连接到从动负载上, 实现对负载的直接驱动。采用此种结构, 所有机械传动部件 (滚珠丝杠副、齿条与齿轮、传动皮带/皮带轮以及齿轮箱等) 均被取消, 消除了由机械传动带来的反向间隙、柔度以及与之相关的其它问题。“直接传动”取消了中间环节的概念, 从根本上解决传统的传动链问题。目前直驱电机在机床行业得到广泛的应用。
由于直驱电机的特殊性, 直驱电机的保护问题越来越突出, 尤其是过热保护问题。为了避免直驱电机在工作中温度过高, 直驱电机必须配有冷却循环系统。本文主要以西门子直驱电机+西门子840D数控系统为研究对象, 研究直驱电机的过热保护问题。
2 温度检测和处理
温度信号检测和处理有两种方法:一种是使用直驱电机内含有PTC热敏电阻的Temp-S信号通过热敏继电器转换为开关量信号再送入PLC处理。另一种是将直驱电机含有KTY84温度传感器的Temp-F信号直接送入西门子611D驱动器的X411接口由数控系统处理。
2.1 Temp-S
不管是力矩电机还是直线电机, 至少包含一组热敏电阻。PTC热敏电阻是一种典型具有温度敏感性的半导体电阻, 超过一定的温度 (居里温度) 时, 它的电阻值随着温度的升高呈阶跃性的增高, 热敏电阻特性如图1所示。
根据其特性将其信号接入热敏继电器 (以西门子热敏继电器3RN10131BW10为例) 转化为开关量信号, 接入PLC处理, 如图2所示。
2.2 Temp-F
直驱电机除了PTC热敏电阻外还含有一组KTY84温度传感器。KTY84温度传感器是硅材料温度传感器, 其性能特征是根据测量范围-40℃~+300℃内的温度变化, 电阻值大致从300~2700Ω左右基本呈线性变化, 如图3所示。
根据其特点将其信号接入840D数控系统611D的X411接口, 具体连接如图4所示。
2.3 参数设置
西门子数控系统将此温度信号经过处理, 将其温度值显示到驱动参数1702里。如果此温度超过驱动参数1602设置的预警阈值温度值, 将出现300614轴%1驱动%2超过电机温度”报警。如果在驱动参数1603设置的时间段内电机温度降至1602设置的预警阈值温度值以下, 报警将撤消, 如果在此时间段内温度保持不变或超过驱动参数1607设置的温度值, 将出现300613“轴%1驱动%2超过电机最大允许温度”报警, 系统自自动切断此轴的使能。
3 结语
通过以上两种方法可以实时检测直驱电机的温度变化, 根据其变化采取有效措施更好地保护电机, 大大降低直驱电机损坏几率, 使其发挥更好的性能。
摘要：为了防止直驱电机的过热问题, 利用直驱电机自带的PTC热敏电阻和KTY84温度传感器, 设计了两套保护系统方案。
关键词：直驱电机,过热保护
参考文献
[1]SIEMENSContinuousLoadMotorsofthe1FN3ProductFamily[Z].
[2]SIEMENS 1FW6 Built-in torque motors[Z].
伺服电机直驱 篇2
关键词：机械设计,机械压力机,伺服直驱,开关磁通永磁电机,有限元分析,响应面优化
0 引言
机械压力机是金属成形加工领域广泛使用的锻压设备[1], 目前已发展到由交流伺服电机伺服直驱的第三代机械压力机。实现机械压力机的伺服直驱能够提高压力机工作效率, 降低能耗和噪声, 提高滑块运动可控性[2]。但由于交流伺服电机扭矩和功率密度较低, 使得电机造价昂贵;同时传动系统还需要保留大惯量飞轮[3], 不利于实现压力机的柔性化加工。交流伺服压力机的研制很大程度上取决于直驱电动机的性能参数。开关磁阻电动机 (Switched Reluctance Motor, SRM) 作为一种结构简单、成本低、鲁棒性好和运行可靠性高的调速电机, 在压力机驱动领域得到广泛研究和应用[4,5,6]。但由于SRM的输出力矩完全由磁阻转矩构成, 其扭矩密度甚至比现行交流伺服电机还低, 同时还存在较大的力矩脉动, 并不是压力机伺服直驱的理想动力源。
随着现代电机设计与应用技术的发展, 出现不同拓扑形式的永磁电机。开关磁通永磁电机 (Flux Switching Permanent Magnet Motor, FSPMM) 是一种永磁体安装在定子上的电机[7], 转子上只存在导磁铁心, 结构上具有与SRM一致的鲁棒性, 有利于承受压力机加工过程中的冲击载荷。FSPMM的永磁体和电枢绕组均放置在定子上, 其磁场相互作用产生足够大的永磁力矩, 具有较高的扭矩和功率密度。本文介绍FSPMM的拓扑结构及运行原理, 并根据压力机的驱动要求首先对FSPMM的主要尺寸及参数进行理论计算, 然后利用有限元法分析FSPMM的输出性能, 并结合曲面响应法对FSPMM进行优化设计, 从而提出一种用于伺服直驱机械压力机的FSPMM的设计与优化方法。
1 FSPMM的拓扑结构和运行原理
如图1所示为一种最为常见的三相12/10极的FSPMM拓扑结构, FSPMM的定子铁心制造成U形模块, 周向充磁的永磁体间隔放置在两个U形铁芯模块之间, 且相邻两个永磁体充磁方向相反, 各相线圈以集中绕组的形式缠绕在两个U形铁芯齿和永磁体形成的“三文治”上。转子铁芯呈凸极式结构, 当转子磁极与“三文治”结构中的一个齿对齐时, 绕组的匝链磁通达到最大;如图2所示, 当转子凸极与相邻定子齿对齐时, 绕组匝链磁通方向反转且达到最大。在两者之间绕组匝链磁通和永磁体呈正弦波变化, 因此FSPM的控制方法与传统永磁同步电机相同, 通过磁场定向的矢量变换即可实现调速或伺服控制[8]。
FSPMM在结构上属于双凸极电机, 电机转子极数、定子极数及绕组相数可根据不同的应用场合进行设计。另外, 定子绕组及铁芯的拓扑结构也可以根据输出性能要求设计成不同形式[9]。
2 FSPMM主要尺寸及电磁参数估算
设计用于机械压力机伺服直驱的FSPMM需要根据压力机的驱动要求设计电机拓扑结构, 并计算FSPMM的主要尺寸及电磁参数。以63t曲柄肘杆压力机[10]为例确定FSPMM的性能参数如表1所示。考虑加工制造的方便性及控制器的通用性, 本文选择三相12/10-极FSPMM作为机械压力机的伺服直驱电机。其结构尺寸参数如图3所示。
由电机输出功率Po为:
式中:m———FSPMM电机相数;
Nk———各相总匝数;
E10———单匝线圈的空载反电动势;
Ik———FSPMM电机相电流;
Te———输出电磁转矩;
ωm———FSPMM额定角速度。
单匝线圈的空载反电动势E10可由下式求得:
式中:pr———FSPMM转子极对数;
———单匝线圈最大匝链磁通。
可由下式求得:
式中:Bt———定子铁芯磁通密度, 由经验预估得Bt=1.6T;
ps———定子极数;
cs———定子齿宽系数, 一般取为0.25;
La———定子轴向长度。
各相绕组输入安匝数NkIk可由下式表示为:
式中:J——输入电流密度, 本文取J=5×106 A/m2;
Kcu1———槽满率, 本文取Kcu1=0.5。
为同时满足磁负荷和电负荷需求, 一般选择bslot=bts=btr=bpm=hys=hyr, 即:
另外, 转子齿高设置为:
式中:Ksio———定子铁芯内外径比Dso/Dsi;
δ———气隙长度。
根据表1设定的FSPMM输出性能指标及限制外径尺寸Dso=500mm, Ksio=0.65, 联立式 (1) ~ (4) , 求得La≈120mm。由式 (5) ~ (6) 确定FSPMM的其余尺寸, 从而完成FSPM的初步设计, 获得电机初始结构尺寸及参数, 如表2所示。
3 基于有限元分析的FSPMM响应曲面优化设计
在确定FSPMM外形尺寸Dso、La的情况下, 需要对其他影响FSPMM输出性能的尺寸参数进行优化。本文采用电磁场有限元分析方法获得不同尺寸参数下的电机输出性能参数, 并利用响应曲面分析法进行尺寸参数优化。
3.1 FSPMM电磁场有限元分析
根据表2的FSPMM初始结构尺寸及参数在Ansoft Maxwell中建立电磁场有限元分析模型, 并确定FSPMM各部分材料:电机转子由10#钢制成整体铁芯模块, 电机定子铁芯由12个沿周向排列的U形铁芯单元组成, 由冷轧硅钢片DW350-50叠压而成, 永磁体采用钕铁硼材料, 牌号为N35SH。然后进行瞬态场求解。观察FSPMM模型在转子齿分别与A相绕组所在的铁芯齿和永磁体对齐时的磁场分布, 如图4所示。
由图可知, 当转子磁极与集中绕组所缠绕的其中一个齿对齐时, 该相绕组匝链磁通最大, 当转子磁极与绕组所缠绕的永磁体对齐时, 该相绕组的匝链磁通为0, 当转子磁极与绕组所缠绕的另一个齿对齐时, 该相绕组的匝链磁通最大, 且方向转变。
3.2 FSPMM响应曲面优化设计
在FSPMM各尺寸参数中, Ksio、bts、btr、bpm的改变均对磁场分布造成影响, 为使磁通回路一致, 一般设定hys=hyr=bts。保持bslot不变, 改变bpm的同时也使bts发生反向变化, 另外在Dso确定情况下, 内外径比Ksio的大小决定了永磁体的用量和输入绕组电流安匝数, 因此本文以研究三个尺寸参数Ksio、btr、bpm对FSPMM输出转矩Te、转矩脉动Trip的影响, 以输出转矩大小满足驱动要求为约束条件, 转矩脉动最小化为优化目标进行优化。
利用响应面分析法设定因子采样样本尺寸, 通过电磁场有限元分析获得样本结果, 建立响应曲面数学模型, 设定优化目标完成尺寸优化设计[11]。表3所示为利用中心复合序贯 (CCC) 设计RSM模型的样本集, 在Ansoft中分别建立有限元模型进行瞬态场分析, 获得各样本尺寸下的输出转矩Te和转矩脉动Trip。并以此建立其3因子二次RSM数学模型如下:
采用多重相关系数R2和修正后的多重相关系数Ra2检验RSM模型的拟合程度, 得到输出转矩的R2为96.60%, Ra2为90.48%;转矩密度的R2为99.37%, Ra2为98.24%;转矩脉动的R2为92.89%, Ra2为90.10%, 说明RSM的二次模型具有很高的拟合度。
利用RSM模型进行优化, 首先对优化目标进行设置, 确定输出转矩必须满足驱动主轴转矩大小, 同时降低转矩脉动, 保证转矩输出的稳定性。RSM的因子优化结果如图5所示。
优化得到3个因子的优化解为:Ksio=0.6745, bpm=14.7942mm, btr=15.3567mm。优化后的输出转矩达到635Nm, 转矩脉动降低为32.7552Nm, 为输出转矩5.35%, 满足主轴驱动的要求。为使得零件加工方便, 最终确定优化因子取值为:Ksio=0.675、bpm=14.8mm、btr=15.4mm。
利用优化后的尺寸值建立有限元模型, 求解FSPMM的输出性能参数, 得到FSPMM的各相匝链磁通波形, 各相反电动势波形, 自定位转矩波形, 输出电磁转矩波形, 如图6所示。可见优化后的FSPMM满足表1中驱动压力机的性能要求。
4 结论
本文提出了一种用于伺服直驱机械压力机的开关磁通永磁电机的设计与优化方法, 首先根据压力机伺服直驱要求确定电机性能参数并由理论计算获得电机初始结构尺寸及电磁参数, 在此基础上利用有限元法分析电机性能, 并结合响应曲面分析法对电机进行优化, 从而获得满足压力机驱动要求的开关磁通永磁电机。在下一步的研究中, 可根据优化后的电机参数制造样机, 并用于驱动压力机, 验证其伺服直驱的压力机运行性能是否得到提高。
参考文献
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伺服电机直驱 篇3
风力发电系统可以分为两大类:恒速恒频[1]与变速恒频[2]发电系统。为了在宽广的风速变化范围内实现最大风能捕获, 变速恒频机组应运而生。主流的变速恒频机组可以分为:基于双馈感应发电机和基于永磁同步发电机的直接驱动机组两类。随着电力电子器件的飞速发展以及价格的不断降低。从长远来看永磁直驱风力发电系统将会成为风力发电技术领域的重要发展方向[3]。本文主要讨论背靠背双PWM拓扑结构的永磁直驱风力发电系统。
永磁同步风力发电机是一个多变量、强耦合、非线性的变参数复杂对象[4], 常规的PI控制无法在系统参数变化以及外加干扰时满足高性能控制要求, 并且PI控制易产生超调。为了解决上述问题, 非线性控制被逐渐引入, 例如神经网络控制[5]模糊控制[6]等。神经网络控制的控制效果过分依赖学习样本的质量和数量, 且不易工程实现。模糊控制虽然可以改善超调但是会存在稳态误差, 控制效果有限[6]。滑模变结构控制因其对模型精度要求不高, 对参数摄动、外部扰动具有强鲁棒性等优点而受到越来越多的关注[7]。文献[8]把转速环和电流环结合成一个整体, 设计了滑模控制器, 并且采用常规指数趋近律减小抖振。常规指数趋近率的切换带为带状, 系统最终不能趋近于原点而是趋近于原点的抖振, 这可能激发系统的未建模高频分量。
为了简化控制保证电流的快速性, 文献[9]将转速环PI控制器换为滑模控制器, 将滑模控制器与PI控制器结合起来。文献[10]采用新型趋近律克服了指数趋近律在滑模切换带上为带状的缺点。
为了简化控制保证电流的快速响应, 本文转速环采用滑模控制器代替传统PI控制器, 并且采用变速变指数趋近律, 更好地减小抖振并且加快趋近速度, 在削减抖振的同时, 为了提高系统的鲁棒性。对滑模增益进行了分段设计。在Matlab/Simulink环境下进行了仿真, 仿真结果表明采用本文提出的基于变增益变速变指数趋近律的滑模变结构永磁同步风力发电机控制策略系统可以无超调地跟踪给定转速, 并且响应速度快, 转矩冲击小, 系统鲁棒性强。
2 永磁同步风力发电系统最大风能跟踪控制
永磁同步风力发电系统首先将风能转化为旋转的机械能, 然后发电机将机械能再转化为电能并入电网。
风力机的机械转矩可以表示为
由Pω=Tω×ω, 可以得到相应的机械功率:
式中:ω为风轮的角速度, rad/s;R为风轮半径, m;v为上游风速, m/s;Cp为风能利用系数;λ为叶尖速比;β为节距角。
叶尖速比的公式为
由式 (2) , 式 (3) 可以得到如下结论:当风速一定时, 风机所获得的机械功率与风能利用系数成正比。当风能利用系数取最大值时, 风机获得的风能最大。在定桨距情况下风能利用系数只与叶尖速比有关, 与风速的大小无关。Cp常用的近似计算公式如下[11]:
由式 (4) , 式 (5) 可以得到定桨距角情况下叶尖速比与风能利用系数的关系如图1所示。
由图1可以看出, Cp随着λ的变化而变化。大约在λ=8.1, Cp最大值接近0.5。由此可见无论在不同风速下, 只要保持λ=λopt, 就能维持风力机在Cpmax下运行, 即保持风力机获得机械功率最大。所以在风速变化时, 通过调整风力机的转速, 可以使风力机工作在最佳叶尖速比状态下, 实现最大风能跟踪[12]。
3 永磁同步风力发电机滑模变结构控制策略
3.1 永磁同步风力发电机数学模型
为了便于对永磁同步风力发电机进行分析, 在建模时做如下假设[5]:
1) 忽略空间谐波, 设电机中是对称三相绕组, 在空间互差120° (电角度) 。输出三相正弦交流电相互对称;
2) 忽略磁路饱和和铁心饱和, 忽略整个系统电机中涡流及磁滞损耗的影响;
3) 转子及安装在转子上的永磁体没有阻尼作用;
4) 所产生磁动势沿气隙变化规律呈正弦分布;
5) 不考虑频率及温度变化等外界因素对永磁体和绕组产生的影响。
经过坐标变换, PMSG在dq坐标系下, 定子电压方程、磁链方程和电磁转矩方程分别如下式:
式中:ud, uq为定子电压在dq轴上的分量;id, iq为定子电流在dq轴上的分量;ψd, ψq为磁链在dq轴上的分量;Ld, Lq为等效dq轴电感;ψf为永磁体磁链。
把风力机与永磁同步发电机看作一个整体, 其机械运动方程可以写为
式中:Tm为风力机机械转矩;Te为永磁同步发电机电磁转矩;Bm为转动粘滞系数 (在理想的状态下一般取值为零) ;np为发电机极对数;ωm为风力机机械角速度 (由于是直驱系统, 所以其值与发电机机械角速度相等) ;ω为发电机电角频率。
3.2 变增益变速变指数控制器设计
将旋转坐标系下永磁同步风力发电机改写为如下状态方程:
滑模控制的核心是找到一个控制量, 通过控制量的切换使系统状态沿着滑模面滑动, 使系统在受到外部干扰和参数摄动的时候具有不变性。通常滑模控制器的设计分3个步骤:
1) 根据所给系统选择合适的滑模面;
2) 计算控制量u;
3) 验证滑模运动的稳定性。以下将详细介绍变增益变速变指数滑模控制器的设计。
3.2.1 滑模面设计
设滑模变结构控制器的输入为转速误差, 输出为q轴电流的给定值。取系统状态变量为
式中:ω*为转子电角速度给定值;ω为发电机实际电角速度。
由式 (10) 、式 (12) 可得:
则上式可改写为如下状态方程:
不失一般性, 为了使系统无超调达到稳定, 选择一阶滑模面为
在滑模控制中滑模面参数c满足Hurwitz多项式, 这里c>0, 对s求导, 则有:
结合式 (13) 可以得出:
3.2.2 滑模控制率求取
滑模控制最大的缺点就是存在抖振问题。在各种抗抖振方法中趋近律方法相对比较简单, 应用广泛[8]。指数趋近律表示如下:
其中, 常数ε为系统的运动趋于切换面s=0的速率;-ks为指数项, 趋近速度从一个较大值逐步减小到零。但是单纯的指数趋近, 运动点逼近切换面是一个渐进过程, 不能满足滑模控制的可达性条件, 切换面上也就不存在滑动模态了。因此增加了等速趋近项, 当s→0时, 趋近速度是ε, 可以保证切换面以外的点在有限时间达到切换面[13]。
指数趋近律虽然可以在一定程度上削弱抖振, 但是由于切换带为带状, 系统在切换带中向原点运动时, 不能趋于原点而是趋于原点的一个抖振, 这一现象可能引发系统未建模高频成分[11]。
为了解决这一问题, 本文采用变增益、变速、变指数趋近律。此趋近律表示式如下:
式中:a, b取值范围为1~4;X为引入的系统状态变量, 为了避免趋近律中有微分项选择X=x1[13], 在本文为转速误差;m, n为根据系统参数经过试验效果确定的。
采用变增益变速变指数趋近律, 系统状态在远离滑模面时, 可以加快状态变量的趋近速度。当接近滑模面时, 系统进入切换带, 此时穿越滑模面的速率与转速误差的幂函数成正比, 因此幅度将越来越小, 在理想情况下会稳定于原点, 控制效果得到优化。另外滑模增益在系统状态量的不同区间采取分段赋值, 可以大幅度削弱抖振, 同时依然使系统具有较强的鲁棒性。
将式 (19) 代入式 (17) , 可得:
3.2.3 稳定性分析
选择李雅普诺夫函数为:V=0.5s2。滑模控制要满足李雅普诺夫稳定性, 则应有:
将式 (15) 、式 (19) 代入式 (21) 有:
式中:k, ε均为大于零的常数, 系统状态变量的幂函数也是大于零的常数, 当s大于零时符号函数sgn (s) 为正可以保证s导数是小于零的;当s小于零时, 符号函数sgn (s) 为负可以保证s导数是大于零的, 从而满足了稳定性条件。
结合上述控制方案, 基于变增益、变速、变指数趋近律的永磁直驱同步风力发电系统, 机侧滑模控制系统结构框图如图2所示。
4 仿真与分析
本文基于Matlab/Simulink, 构建了永磁同步风力发电系统机侧矢量控制仿真模型。并用上述基于变增益变速变指数趋近律的转速控制器代替传统矢量控制中的PI控制器。
风力机参数为空气密度ρ=1.225 kg/m2, 风机半径R=31 m, 桨距角β=0°。永磁同步风力发电机参数:定子电阻0.11Ω, 定子电感2e-4 L, 极对数102, 磁体磁通1.28 Wb, 转动惯量1e3 kg·m2, 粘滞系数0 N·m·s
仿真中风速模拟实际风场中风速的变化, 风速在0.15 s由6 m/s跃升到8 m/s, 再经过0.15 s阶跃到10 m/s。按照最大风能跟踪算法计算出对应的风力机转角速度的给定值分别为1.57 rad/s, 2.09 rad/s, 2.61 rad/s。
传统PI控制与基于变增益变速变指数趋近律控制永磁同步风力发电机转速仿真曲线、定子三相电流仿真曲线以及转矩仿真曲线分别如图3~图8所示。
从仿真结果可以看出基于变增益变速变指数趋近律的滑模变结构控制永磁同步风力发电系统可以无超调地跟踪给定转速, 并且响应速度快, 转矩冲击小, 系统鲁棒性强, 参数选定方便容易。
5 结论
伺服电机直驱 篇4
风力发电是开发和利用可再生能源的最好工具之一,具有广阔的市场前景。省去齿轮箱的直驱式永磁同步风力发电机,因为具有机组寿命长、维护方便、效率高等优点,将成为未来风力发电发展的主要方向。因此,该机型的技术、运行特性、并网后功率的控制也相应地成为风电领域的重要研究课题。
近几十年发展起来的H∞鲁棒控制理论是一种比较成功且完善的理论体系,可以解决干扰抑制、鲁棒稳定、信号跟踪等问题。本文研究直驱式永磁风力发电机的H∞控制,应用Mat lab工具箱进行求解。
1 直驱式永磁同步风力发电系统的组成及其使用
直驱式永磁同步风力发电系统由风轮机、多极永磁同步发电机(PMSG)、PWM整流器、直流环节、PWM逆变器和电网组成(如图1所示),为了增加系统的可靠性和降低维修费用,取消了增速齿轮箱。由于永磁材料磁性能的改善和价格的降低,可用永磁体代替同步电机的励磁绕组,省去了滑环,简化了电机结构,并且永磁发电机与传统发电机相比可以使极距减小,所以电机的转速可以设计得较低,可以在20～200r/min之间,因而永磁发电机可以直接与风轮机相连,由变浆距风轮机直接驱动,构成直驱式永磁同步风力发电系统。
PWM整流器将发电机发出的交流电整流成恒定直流,并提供一个可供最大功率点追踪控制算法使用的直流信号和功率信号,实现最大功率控制;对整流器进行矢量控制,可以实现有功功率和无功功率的解耦控制。直流环节为PWM逆变器提供一个合适的直流电压,使得逆变器向电网输出一个期望的电流,以传输有功功率和无功功率。
发电机的单机容量为3～5 MW,也可以在每一台发电机机端配置整流器,通过直流母线实现与风电场其他机组(群)的并联运行,既提高了可靠性,又改进了效率。风电场由一台大容量公用逆变器把直流母线的直流电转换成50Hz的交流电,电压可以达12kV,以直接并入当地电网使用,还可以经变压器升压至更高电压后并入更高压电网传输到远处。
由于风能本身的波动性、随机性,使得并网运行的风电机群输出的有功功率也具有波动性、随机性,因此机群输出有功功率的控制目标是:在保证单台风电机组安全稳定运行的基础上,最大效率地利用风能,输出恒频恒压的电量。
由于风电机群具有一定的无功功率调节能力,所以无功优化的控制目标为:提高风电机群与接入系统的电压稳定,依据风速预测和地区系统无功优化方案,确定机群的无功输出及电压水平,以保证风电机群并网母线节点及系统关键节点的电压稳定。
本文着力研究利用H∞控制方法对有功、无功功率控制参考值的跟踪及内外部干扰的抑制,保持系统的安全运行。
2 直驱式永磁同步风力发电系统矢量控制时的数学模型
在两相同步速旋转d,q坐标系下,当采用定子磁场定向矢量控制,并将定子磁链矢量定向在d轴上,直驱式永磁同步风力发电系统矢量控制时的数学模型为[1]
式(1)中第1、2式为风力发电机系统的转子运动方程,式中θ,ω为转轴角位移和机械角速度,TW为风能转换到轮毂上的机械转矩
式中:kω=0.5Cp(λ,β)ρπR5/λ3,ρ为空气密度,R为风力机桨叶半径,Cp(λ,β)为风力机的风能利用系数,β为桨距角,λ=ωR/υ为叶尖速比,υ为风速。
J,B,K分别为风力发电系统的机械转动惯量、转动粘滞系数和扭矩系数。
式(1)的第3、4式为基于d-q同步旋转坐标系的发电机电压方程,式中u,i分别表示电压和电流,下标代表d,q轴分量,设d轴和q轴电感相等,即Ld=Lq=L,Ra为定子电阻,np为发电机磁极对数,ψ为每对磁极产生的磁链。
3 直接反馈线性化
直接反馈线性化(DFL)是我国学者提出并发展起来的基于系统输入-输出描述的一种反馈线性化方法[2],可以将非线性系统在全局范围内进行线性化处理[3,4]。与基于微分几何理论的线性化方法对比,它们采用了不同的描述方式和处理方法,得到相同的线性化效果。DFL的优点是所用的数学工具简单,物理概念清晰,适合于工程应用。
对式(3)、(2)进行坐标变换:采用状态变量的偏差量为输出变量,得输出方程
式中θref,ωref,idref,iqref为选定的参考值。将式(4)对t求导得
将不确定参数Ra,B,K用标称值和偏差值之和表示(温度变化引起Ra的偏差,转速变化和转轴的柔性变化引起B,K的偏差)
将式(4)～(6)代入式(1),得出具有参数摄动阵ΔA(t)和有界扰动B1w的不确定系统
式中x=[ΔθΔωΔipΔiq]T
B1w包含非线性内容或不确定值,代入参数的数值后,可估计出其上界B1w[5]。
设B2v第3、4行分别等于v1,v2,它们被称为虚拟控制变量,即
于是,B2v可写成
4 H∞控制器的求解
式(7)符合参数不确定系统的H∞控制标准形式[6],第1式为被控对象,其中ΔA(t)为参数摄动阵,可描述为
为有界干扰项系数,B2为控制项系数。第2式为干扰抑制性能评价指标,其中C1,D12为设定的加权函数,用来调节干扰抑制效果和控制输入大小之间的矛盾。式(7)的增广被控对象为
可用以求解具有鲁棒稳定、干扰抑制性能的状态反馈控制器。式(11)中ε>0,ε越小,意味着系统对干扰抑制性能越好,但过小的ε将会削弱系统的鲁棒稳定性。式中,D11为零矩阵。
式(7)的状态反馈控制器为
式中K为反馈系数,可以用求解Riccati不等式的方法或利用MATLAB软件中μ-分析与综合工具箱的hinffi.m函数求取[7],命令如下P=[A,B1,B2;C1,D11,D12]
sys=pss2sys(P,4)
[K,g,gfin,ax,hamx]=hinffi(sys,2,0.1,20,1,2,1e-6,1e-10)k11=K(1,1),k12=K(1,2),k13=K(1,3),k14=K(1,4)k21=K(2,1),k22=K(2,2),k23=K(2,3),k24=K(2,4)
由式(8)、(12)便可得出直驱式永磁同步风力发电系统的非线性H∞控制律:
5 算例及计算机仿真
直驱式永磁同步风力发电系统的参数如下:额定功率PN=2MW,额定电压UN=4 k V,风机额定转数ωg=23.87 r/min=2.5rad/s,发电机极对数np=40,永磁体磁链ψ=0.5634 Wb,定子电阻RaN=0.01Ω,定子电感L=0.003 H。额定风速υr=13 m/s,空气密度ρ=1.225 kg/m3,叶片半径r=42 m,等效转动惯量J=8000 kgm2,转动粘滞系数BN=3,扭矩系数KN=2。在运行过程中,不确定参数RaN,BN,KN变化可达其标称值±50℅。试设计H∞控制器并进行计算机数字仿真。
取θref=0,ωref=2.5 rad/s,idref=0 A,iqdref=260 A。取可能发生的最大偏差值:p1=0.005Ω,p2=1.5,p3=1,计算式(7)的各项系数,按式(11)指定E,F,取式(12)中ε=100。得
选定加权函数c1和d12,(由式(1)、(13)构成仿真模型来进行加权函数的优化)。
求得状态反馈控制器的反馈系数K
得上述直驱式永磁同步风力发电系统的H∞反馈控制律为
为了节省篇幅,给出下列一种运行情况作为例子进行仿真:设不确定参数Rc=0.01+0.005sintΩ,B=3+1.5sin2t,K=2+sin3t;随着风速变化风力机的转速曲线如图2所示。发电机所希望的输出有功功率(期望值)为1.8MW,试作仿真曲线。
图3给出了当系统具有如上参数摄动和扰动时的仿真曲线,(a)、(b)分别为风力发电机输出有功功率、无功功率,实线为响应值,虚线为期望值(如将视图放大,虚线可以看得更为清楚)。图4(a)、(b)分别为发电机定子d、q轴电流响应值及期望值曲线,图5(a)、(b)分别为H控制器的输出电压ud、uq。
从仿真结果可以看出系统具有很好的跟踪性能,实际响应值跟踪期望值,不受不确定参数和风速变化的影响。
6 结束语
本文对直驱式永磁同步风力发电机的H∞控制进行了研究,建立了直驱式永磁同步风力发电机的鲁棒控制模型,根据H∞控制理论,利用MATLAB工具箱设计了H∞控制器。仿真结果表明,在该控制器作用下,直驱式永磁同步风力发电机具备参数摄动镇定性能和干扰抑制性能,风速变化虽然使风力发电机的转速随之变化,但输出的有功功率、无功功率的实际响应值仍能很好地跟踪期望值曲线,发电机转子d、q轴电流响应值跟踪期望值曲线,安全可靠地获取最大风能,向电网输送恒频恒压的电能。
参考文献
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伺服电机直驱 篇5
目前, 在风力发电系统中应用较多的电机主要为双馈风力发电机和永磁直驱风力发电机。永磁直驱风力发电系统由于受技术发展的限制相对应用较少, 但是随着电力电子技术的发展, 直驱式风力发电系统近年来发展迅速, 由于其结构上不需要齿轮箱, 同时系统中取消了电刷和滑环, 因此运行更可靠, 应用前景更好。当网侧发生电压跌落的时候会引起永磁直驱式风力发电系统的直流母线电压升高, 而过高的直流母线电压又会造成整流器中功率器件击穿, 导致设备损坏。本文提出了一种双PWM三电平永磁直驱风力发电系统的主电路结构, 并在该电路的直流端增加了卸荷电路降低直流母线电压, 最终达到实现低电压穿越的目的。
1 低电压穿越技术
低电压穿越技术是指在风力发电系统并网过程中发生电压跌落现象时, 风力发电系统能够继续实现并网, 并且发电系统会向电网提供无功功率, 支持电网实现恢复的工作, 整个系统维持一个比较低的电压穿越这个故障发生的时间段。
电网发生故障引起的电压跌落时, 风力发电系统会出现电机转速转速升高、电机直流侧电压过高等现象。当风力发电系统在整个电网中起到重要作用时, 电机机组会出现解列现象, 这种现象会增加电网发生故障时, 发电系统恢复能力, 甚至会令发电机组出现故障。
电网的电压发生电压跌落的瞬间, 会导致电网输出功率瞬时减少, 此时发电系统的输出功率保持不变。这种现象导致电网和电机的输出功率不匹配和电机主电路的直流母线电压瞬间增大, 导致主电路中的电力电子器件和控制器的故障。此时如果采取强制措施令直流母线电压处于稳定状态时, 又会导致发电系统输出到电网端的电流增大, 同样会导致整流器的损坏。如果能够在整流端采用控制器, 整流器能够在电压发生额定波动范围内可以实现电磁控制。就能够避免电压跌落现象所产生的影响, 令永磁同步发电机组的低电压穿越达到比较好的效果。
2 永磁直流风力发电系统结构
永磁直驱风力发电系统拓扑结构如图1所示。本系统主电路采用双PWM三电平交流变频调速系统, 在整流部分和逆变部分均由功率器件组成, 能够实先能量的双向流动, 每个桥臂上串联4个功率器件, 其耐压性更好, 同时输出波形更接近与正弦波, 谐波含量更小, 同时其整流和逆变部分分别采用一个控制器以实现两个部分的独立控制, 使发电机运行于其最佳的工作状态。
图中直流卸荷电路由RCD缓冲电路和功率器件串联构成。当电网发生故障时, 启动卸荷电路消耗直流侧多余的能量, 从而提高直驱式风力发电系统的低电压穿越能力。
3 直流卸荷电路
图2为带有RCD缓冲功能的直流卸荷电路结构。如图中所示, 为IGBT功率开关器件;Ca为吸收电容;Ra为吸收电阻;R0为大功率吸收电阻;VDa为快速恢复二极管。卸荷电路的原理是由功率器件和卸荷电阻构成, 其主要原理是通过控制功率器件的开通和关断, 实现卸荷电路的接通和关断, 以实现风力发电系统中直流端电压调节。
4 建模与仿真
根据以上提出的带有直流卸荷电路的永磁直驱风力发电系统结构工作原理, 在Matlab/Simulink软件平台上搭建了仿真模型如图3所示, 并设置仿真参数为:上网侧变换器交流侧频率为50HZ, 线电压有效值为690V, 进线电阻0.001Ω, 直流母线电压1100V。
当存在功率扰动的情况下, 网侧变换器双闭环控制系统的功率因素仿真实验结果如下图所示。
说明当电网电压跌落时直流卸荷电路能很好地发挥泄放直流母线能量, 防止直流母线电压升高的作用。由此可知, 基于直流卸荷电路的永磁直驱风力发电系统具有低电压穿越能力。
5 结论
在双PWM三电平永磁直驱风力发电系统的直流端增加了直流卸荷电路, 介绍了低电压穿越技术和直流卸荷电路控制器的工作原理, 同时搭建了风力发电系统仿真模型。通过实验结果可以看出, 直流卸荷电路起到了抑制发电系统中直流母线在电网跌落过程中受到的能量冲击。电机运行状态稳定, 同时可保证风力发电机在规定的电网跌落幅度内能够保持并网状态。
摘要：建立了直驱型永磁同步风力发电系统的双PWM三电平拓扑结构。同时为了提高永磁直驱风电机组在电网故障下的低电压穿越能力, 在风力发电系统直流侧增加卸荷电路。在Matlab/Simulink仿真软件中对永磁直驱风电机组的建模并对风机在电网跌落情况下的低电压穿越能力进行了仿真研究, 仿真结果表明通过增加卸荷电路, 永磁直驱风电机组的低电压穿越能力的到了有效提高。验证了永磁直驱电机风力发电系统控制方案的正确性。
关键词：永磁直驱电机,风力发电系统,低电压穿越,电网电压跌落
参考文献
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伺服电机直驱 篇6
根据车辆行驶的特点采用高功率因数的直驱永磁同步风力发电机(DDPMG)。该类型的发电机采用永磁体励磁,消除了励磁所损耗,提高了效率,实现发电机无刷化。采用风动机对发电机直驱的方式,取消齿轮箱,可以提高发电机的效率及其可靠性。风力机因有成熟产品,这里不再详述。
由于车辆行驶中速度是不断变化的,所形成的风力也是起伏变化的。发电机所发出的电压极不稳定。因此要设计相适应的控制电路来稳定发电机输出的电压,平抑因风力起伏引起的电势波动。
本发电系统主要由机械部分和电气控制部分组成。
1 机械组成
本系统采用双喇叭口空气导流罩和双风力机的组合方式。这一方式有利于最大限度的获得风力。喇叭口式结构能够促使风力压缩和提高风压。采用双风力机可以提高风能的利用率,增强输入发电机的功率。当车辆高速行驶时,迎面产生的风阻力进入空气导流罩,由双喇叭口导向风力机,并带动发电机运转。
2 电气控制
为平抑发电机因风力起伏引起的电势波动。设计如(图1、2)所示的电气控制系统。(图1)是电气控制组成框图。
主要有:输入滤波电路,VI-ARM可自动调整输入电压范围的整流模块,Vicor DC/DC变换器等组成。电气控制流程为:发电机发出的电压经滤波电路整形后输入到VI-ARM模块,进行电压调整,然后由DC/DC变换器变换成符合车辆使用要求的电源。应用电路如图2所示。
在通用输入电压范围内,VI-ARM模块直流出母线电压可保持在200~375 V之间。该模块可与VICOR公司的VI-260系列和输入电压为300 V的直流变换器模块配套,组成离线式开关稳压电源。VI-ARM模块的输入引脚L和N之间应加入输入滤波器。该滤波器由共模电感L3和Y电容(接在相线到地之间的电容)及两个附加电感L1、L2和X电容(接在相线与相线间的电容)等元件组成。在100 kHz~30MHz之间,该滤波器具有足够的共模和差模插入损耗,完全可以满足传导辐射B级极限值的要求。
引脚ST应接在串联滤波电容C5、C6的中点,以便控制整流器在全波整流与倍压整流状态之间的转换。电容器两端并联的气体放电管V1和V2可实现输入电压的瞬变保护,泄放电阻R1和R2在电流关断时,可谓滤波器电容提供放电通路。为扩大输出功率,可以将多个DC/DC变换器并联。VI-ARM模块的使用引脚EN必须接到所有变换器模块的PC引脚上,这样在电源接通过程中,可将所有变换器模块关断。VI-ARM模块给多个变换器模块供电时,为了消除各个变换器模块之间使能控制信号互相干扰,在每个变换器模块的PC引脚上应串入一个信号二极管。电源接通过程结束后,使能引脚EN对模块的负输出引脚(-V)的电压升高至15 V。当整流器输出母线电压超过400 V时,使能引脚将变为低电平,从而关断变换器模块。变换器模块关断后,VI-ARM电路中的热敏电阻的旁路开关打开,热敏电阻串入输入电路中,使母线电压降到安全值。这样可以限制气体放电管触发时的输入电流。DC/DC变换器采用V375A5C400A模块。该模块具有多块并联功能,并有故障容许能力,可灵活通过并联构成各种不同输出功率的单元。各模块电路的原理及参数数据都有资料可查。
3 结语
本文所述的是把风力发电技术运用在运动车辆上,将车辆运行中产生的可利用空气阻力转化为电能。该技术可用在各种车辆上,特别是当前倡导的混合动力车辆。所发出的电能作为后备电源,可增加电动车辆的行驶里程和车辆电器的耗能补充,是一种降低车辆运行能耗的有效办法。
参考文献
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伺服电机直驱 篇7
关键词：机械制造,电动机,低速大力矩,螺旋压力机,综述
1 引言
螺旋压力机依靠螺旋副将旋转运动转化为滑块的直线运动来完成工件的加工,其下死点的不固定保证了模锻件精度的稳定性,广泛应用于金属模锻、精压、冲压工艺以及耐火材料、陶瓷等非金属材料的压力加工[1,2]。电动螺旋压力机作为现代螺旋压力机重要发展方向之一,其去除了传统低效率的摩擦传动机构,具有较短的传动链和较高的效率[3]。以传统方式不同可分为机械传动方式和电动机直接传动方式,为实现电动螺旋压力机的伺服直接驱动,作为驱动源的电动机必须具有低速大力矩的特点。
对传统三相异步电机和目前广泛应用的交流伺服电动机来说,在额定工作状态下转速快,力矩低。其定子铁心结构如图1所示,气隙力密度FA满足下式[4]:
式中:Bδ——气隙磁密;
Bt——铁心磁密;
A——电机电负荷;
bt——齿宽;
b0——槽宽;
hs——槽深;
Js——电流密度。
对于一定体积的电机而言,电机内径尺寸bt+b0和槽深hs均按一定标准设计,为使铁心磁路不致饱和以及电机散热良好,Bt和Js有一定的限幅。因此,要增加必须使齿宽bt增大,增加A必须使槽宽b0增大,由于bt和b0存在竞争关系,一方增大意味着另一方的减小,使电机力密度的提高受到限制,要想提高力矩必须增大电机体积和功率。因此,以上两种电机难以胜任作为电动螺旋压力机的伺服直接驱动源,需要通过减速器传动。
在传动系统中,电机使用降速齿轮传动后,不仅使系统的尺寸增大、重量增加,而且容易造成噪声高、转动惯量大及效率低等各种不利因素。同时由于齿轮啮合精度的限制,在要求正反转和平稳快速反应时,齿轮传动往往会影响传动系统的性能。
随着现今机电一体化技术、计算机控制技术、电力电子技术的进步,各类低速大力矩电动机得到广泛的发展。以下从电动机的工作原理出发,介绍各类电机的基本结构和运行特性,分析其作为螺旋压力机直接驱动源的优缺点。
2 新型多极永磁同步电动机
电机励磁磁场同步转速ns为:
式中:f——电枢电流换相频率;
p——电机极对数。
由上式可知,极对数的增加能降低转速,对一定体积的传统电机来说,如图1所示,增大电机极对数意味着齿槽数增加,不仅带来加工难度,还令齿部铁心容易饱和。因此,常用交流伺服电机的额定转速主要为3000rpm,1500rpm,1000rpm,750rpm等几种。
近年来,一种新型永磁同步电动机通过分数槽模块化定子结构实现了多极化,并在车辆轮船等直接推进系统中得到广泛的应用[5]。通常设计成薄饼式结构,图2所示为一种24极27槽模块化定子结构三相永磁同步电动机的结构。属于各相的电枢绕组分别绕制在连续的定子齿上,这样不仅制造方便,减少了绕组端部之间的连线,而且绕组的节距就是一个齿距,齿距接近于电机极距,在减小绕组端部长度的同时获得较高的绕组分布系数,从而进一步降低电机的铜耗,提高电机的效率。另外,为了减少由于齿槽转矩所引起的转矩脉动,基于Halbach型永磁阵列的无铁心永磁同步电机也得到广泛研究[6,7]。图3所示为英国Cytec公司研制的TK系列无框架式力矩电机。表1为该电机与普通伺服电动机参数的比较。
由于该类电机磁场仍为径向结构,式(1)所述的关于电磁竞争关系并没得到改善,因此,存在功率密度不高,电机价格昂贵等问题。
3 开关磁阻电动机
开关磁阻电机(Switched Reluctance Motor,SRM)是上世纪80年代初发展起来的一种新型调速驱动系统。SRM系双凸极可变磁阻电动机,转子的凸极均由普通硅钢片叠压而成,转子上既无绕组也无永磁体,定子极上绕有集中绕组。SRM可以设计成多种不同相数结构,且定、转子的极数有多种不同的搭配。图4为三相12/8极SRM结构图,每相由定子上相距90°的4个极上的线圈构成,定子绕组可根据需要采用串联、并联或串并联结合的形式在相应的极上得到径向磁场。SRM的运行原理遵循“磁阻最小原理”———磁通总要沿着磁阻最小的路径闭合,转子上装有位置传感器来检测转子位置信号,使定子绕组各相间按一定的顺序通断,就能保持电机的连续运行。
在欧美发达国家SRM从理论到实践,从电力牵引、通用调速到家用电器,从电动到发电及一体化启动/发电机,都有非常成功的研究成果[8]。
近年来,国内一些高校和企业开始就开关磁阻电机在压力机行业的应用展开研究与推广工作,利用开关磁阻调速系统取代现有的压力机驱动系统。针对不同的机型,对设备的结构进行了改进,开发出了一系列开关磁阻数控压力机,如图5所示为山东理工大学所设计的开关磁阻调速式数控螺旋压力机结构示意图[9]。电机连接飞轮,飞轮连接中间轮,中间轮连接螺杆,螺杆通过轴承安装在机身上。电机通过飞轮带动螺杆转动,螺母与滑块一起上下往复运动,对工件实施打击。
SRM作为一种结构简单、成本低、鲁棒性好和运行可靠性高的调速电机,具有很多优越的特性。SRM和其控制器在启动过程中电流冲击小,发热较连续额定运转时还小;在制动运行和电动运行时,同样具有优良的转矩输出能力和工作特性。因此,SRM适用于螺旋压力机这样需要频繁启停或频繁正反转运行的场合。但是由于SRM是以磁阻转矩作为输出转矩,其转矩密度低,难以实现低速大力矩的直接驱动而往往需要经过一级齿轮传动,但SRM优越的性价比仍然使其在伺服驱动领域占有一席之地。
4 盘式永磁同步电动机
盘式永磁同步电动机又称轴向永磁同步电机,最突出的特点是气隙磁场为轴向的,典型结构如图6所示,定、转子均为圆盘形,在电机中对称放置。由实心钢构成的转子圆盘上粘有多块扇形按N、S极性交替排列的永磁磁极,定子电枢的有效导体像车轮一样径向排列,定子铁心一般是由双面绝缘的冷轧硅钢片带料冲制卷绕而成。由于电动机的定、转子为对称排列,定子绕组具有良好的散热条件,因此,可以获得很高的功率密度。
由于盘式永磁同步电动机的定子铁心需要随着卷绕半径的逐渐增大而使相邻的槽距相应增大,因此,一直以来都成为这种电动机制造的关键。近年来,冲卷机床的发展简化了该类电动机的制造工艺,从而促使盘式永磁同步电动机得到了迅速地发展。盘式永磁同步电动机具有轴向尺寸短、重量轻、体积小、结构紧凑、硅钢片利用率高、力能指标高的特点,而且由于采用永久磁体激磁,转子无磁滞和涡流损耗,因此,电动机的运行效率较高。由于电动机转子的转动惯量小,机电时间常数小,转矩/重量比大,低速运行平稳,所以,盘式永磁同步电动机具有非常优越的动态性能。由于盘式电动机的气隙为轴向平板结构,使其能设计成多种拓扑结构[10],如图7所示。
另外,还可以根据对力矩以及安装尺寸的要求设计成多盘式组合结构。目前,盘式电动机还处在实验研究阶段,需要解决由于开式磁场所造成的漏磁以及降低转矩脉动等问题。图8所示,为国外学者研制的用于混合动力汽车驱动的盘式轮毂电动机[11]。其电气参数如表2所示。
5 横向磁场电动机
围绕如何提高电动机的力密度这个问题,各国研究者在理论和实践等很多方面进行了探索和努力,取得了一些成果。其中德国不伦瑞克理工大学的Herbert Weh教授在20世纪80年代初期提出的横向磁通电动机(Transverse Flux Motor,TFM)结构[12],通过巧妙的设计,使电动机磁场与运动方向正交,即磁场为横向磁场,图9所示为Weh教授所提出的TFM原型机结构示意图。由于电枢电流与主磁通回路不存在竞争关系,可以分别增大电负荷和磁负荷而不会相互制约,从而可以获得较高力密度。
由于横向磁场电动机在结构上实现了电磁解耦,设计更加灵活,拓扑结构也多种多样,各有不同特点和应用。目前,国外已经成功开发了许多应用于不同领域的TFM,例如舰船(包括潜艇)、电动汽车、直驱机器人等;而国内对TFM还处在高校等科研机构的理论及实验研究阶段[13,14]。
图10所示,为英国Rolls-Royee国际研究发展中心设计制作的20MW横向磁场永磁电动机的结构示意图[15]。其定子为C形结构,通过电枢励磁在两齿部形成极性相反的磁极,与转子永磁体相对应。表3所示为其特性参数。目前,制约TFM进入实际应用阶段的主要关键问题有:A.横向磁场漏磁大,造成电动机功率因数低,采用的功率器件容量高;B.主磁回路大多为三维结构,对软磁材料导磁性能各相同性的要求增加;C.由于结构复杂所带来的加工装配困难,价格高。这需要依赖于新材料、拓扑结构及控制理论等从多学科领域进行更深入的研究。
目前,国外锻压设备生产厂商如德国Müller Weingarten,意大利Fiecp,日本Enomoto等均研制出系列直驱式电动螺旋压力机。而国内最初研制的J58K型数控电动螺旋压力机以及青岛青锻公司研制的EP/EPC系列电动螺旋压力机分别由异步电动机和SRM经一级齿轮传动所驱动。由于螺旋压力机是一种需要频繁正反转且换向瞬间具有强烈冲击的锻造设备,开发用于电动螺旋压力机的直驱式电动机需要考虑以下因素:
(1)电动机转轴、机座等结构的设计需具有足够大的强度和刚度承受一定的冲击和振动,对于表面式永磁电动机,永磁体的粘结必须足够牢固;
(2)电动机主要运行在低速范围内,需要通过电动机结构参数的优化设计及电动机控制策略减少电动机转矩脉动;
(3)为提高螺旋压力机的工作效率,电动机的启动转矩大而启动电流小,对电网无冲击;
(4)螺旋压力机的直驱式电动机需具有频繁正反转启动的能力,电动机工作制为S5工作制;
(5)为满足直驱电动机频繁正反转及启停要求,提高电能利用效率,流体冷却系统的设计及电子飞轮的再生制动技术是电动机设计不可忽略的部分;
(6)由于负载干扰直接作用到电动机转轴上,要求电动机测控系统具有较高的随动性,对参数变化以及外界扰动具有较强的鲁棒性能。
6 结论