触发器电路

触发器电路（共7篇）

触发器电路 篇1

0 引言

温度是表示物体冷热程度的物理量, 是一种最基本的环境参数, 对工业生产和日常生活有着巨大的影响。电子电子电路中, 大多数电子元器件在温升高时性能会发生明显的改变, 甚至烧毁, 导致系统的崩溃。例如, 温度的变化会使电阻的阻值发生变化, 使二极管的伏安特性左移或右移, 使放大器产生温度漂移影响放大性能;笔记本、MP3 等数码产品中, 温度的变化会导致其性能下降甚至损坏。同时, 不管是在工业生产还是日常生活中, 温度检测和控制技术都起着非常重要的作用, 在冶金、石油、化工、电力和现代农业等行业, 温度是极为重要而又普遍的热工参数之一, 在普通家庭里常用的电气设备如热水器、电饭煲、电烤箱、空调、冰箱等都依赖与温度检测与控制技术。可以说温度检测技术是无处不在的, 因而对于温度检测和控制的研究就显得非常必要而又有着深远的意义。

本设计中, 我们利用热敏电阻进行温度的检测, 通过一系列转化达到当温度到达一个上限时出发蜂鸣器报警。这个设计在实际中有着非常广泛和重要的应用。比如浴室水温监控、培养箱中温度检测等。在进一步的改进中, 我们将致力于通过热敏电阻采集的信息进行相应的自动调节, 以期实现完全的温度检测和控制的自动化。

1 方案论证

目前工业和学术领域对温度报警与控制研究应用较多, 在实现方式上主要有以下两种。

方案一:采用温度传感器实现温度的采集, 如LM355, DS18B20 等, 以单片机为控制核心, 温度传感器采集的温度信号转换为数字信号传送给单片机, 由单片机控制报警系统的动作[1,2]。此方案的优点在于控制精度很高, 缺点在于成本较高, 系统复杂度也较高。

方案二:采用热敏电阻实现温度的采集, 并转换成相应的电压信号, 控制施密特触发器的翻转, 当温度上升到一定值时, 热敏电阻的阻值下降到一定值使得对应的施密特输入电压下降到反转值, 施密特实现低电平到高电平的翻转从而控制报警电路[3,4]。此方案的精度不高, 但实现起来非常方便, 成本也很低。

由上面的分析可以看出, 两种方案各有优缺点, 第一种方案适合于精度要求较高且可以自动进行温度控制的场合, 第二种方案适合于精度要求不高, 温度可在一定范围内变化的场合。本文中我们主要研究方案二的实现。其系统框图如图1 所示。

2 系统设计

2.1 振荡触发电路

振荡电路工作使得蜂鸣器报警, 控制振荡电路工作与否的模块由一个与门组成, 两个输入分别是按键开关触电电压和热敏电阻的对地电压。本设计利用负温度系数 (NTC) 热敏电阻MF523270 进行温度的采集, 将热敏电阻与另一固定阻值的电阻串联, 当温度升高时热敏电阻阻值下降, 对应的分压值相应下降。

初始状态, 按键开关断开, 温度低于上限温度T, 则与门输入端均为高电压, 当按键开关闭合或者温度超过上限T时, 都会使得与门输出为低。

振荡触发电路的原理图如图2 所示:

2.2 振荡电路开关

因为当振荡电路工作时输出方波可使蜂鸣器间断通断电从而实现报警, 而振荡电路不工作时蜂鸣器也不报警, 所以需要使用一种振荡电路开关, 当温度低于上限并且按键开关未闭合时此开关阻止振荡电路振荡从而使蜂鸣器不发声, 反之则使蜂鸣器发声报警。

本设计中, 利用一个施密特和一个二极管组成振荡电路开关, 施密特的输入为开关的输入, 二极管正极为开关输出。输入为高 (高于Vp) 时二极管负极为低, 此时振荡电路不振荡, 当输入为低 (Vn) 时二极管负极为高, 此时振荡电路工作。

2.3 振荡电路

本设计中由施密特、电阻、电容组成简单的震荡电路, 工作时产生方波。接通电源瞬间, 电容C2 上的电压为0V, 输出V0为高电平。V0 通过电阻R4 对电容C2 充电, 当Vi (输入) 达到Vp时, 施密特触发器翻转, 输出为低电平, 此后电容C又开始放电, Vi下降, 当Vi下降到VN时, 电路又发生翻转, 如此周而复始地形成振荡。振荡周期公式[5]为

其电路如图3 所示, 其中R4=100Ω, C2=10u F, Vcc=5V, Vn=2.3V, Vp=3.0V由公式可得

周期T=5.66m S, 频率f=176.7Hz。

2.4 蜂鸣器开关和驱动

本设计中由一个共射级NPN三极管组成蜂鸣器的开关电路, 当输入为低时, 三极管不导通, 开关断开, 蜂鸣器不发声, 当输入为高时, 三极管导通, 开关闭合, 蜂鸣器发声。同时用一个PNP三极管连接到蜂鸣器的正极端以驱动蜂鸣器工作。蜂鸣器的开关和驱动电路如图所示:

3 系统仿真测试

本设计中我们采用的仿真平台是Labcenter Electronics公司出产的EDA工具Proteus 7 Professional, 它可以仿真、分析各种模拟电路与集成电路, 软件提供了大量模拟与数字元器件及外部设备, 以及各种虚拟仪器[6]。

整个仿真系统电路如图5 所示。由于仿真中无法通过温度改变热敏电阻阻值, 我们利用一个滑动变阻器替代热敏电阻发生阻值的改变, 从而引起后面电路动作的改变。当电阻值从初始的高电阻值减小到400Ω 时, 振荡器开关打开, 蜂鸣器开始发生报警, 当阻值再次升高到4.4KΩ 时, 振荡器开关自动关闭, 蜂鸣器停止报警。按键开关也有相类似的作用。初始状态按键开关断开, 振荡器开关断开, 蜂鸣器不发声, 当按下开关时, 振荡器开关闭合, 蜂鸣器发声报警, 断开按键开关, 蜂鸣器停止报警。

系统仿真结果表明此电路能够实现对精度要求不高场合下的温度报警, 并且整个电路简单易行、成本低廉, 非常适合推广使用于各个相关工业领域。如果对电路加以改进和扩展, 如温度达上限后采取报警的同时通过继电器等装置切断电源, 或进行其他流水操作, 将能进一步增强其使用范围。

摘要：本设计以集成施密特触发器TC4584为核心, 采用负温度系数的热敏电阻感应温度变化并转换成对应的电压变化, 通过后续施密特触发电路和三极管组成的放大电路驱动蜂鸣器, 当温度高到一定值时自动启动蜂鸣器报警, 同时也可通过手动开关启动蜂鸣器报警。实验结果表明该电路具有较高的可靠性和实用性, 可应用于多个领域。

关键词：施密特,TC4584,热敏电阻,温度,蜂鸣器,报警

参考文献

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[6]许维蓥, 郑荣焕.Proteus电子电路设计及仿真[M].ed.by 2电子工业出版社, 2014.

触发器电路 篇2

摘要：介绍了一种可编程控制数字移相晶闸管触发电路，使用FPGA(现场可编程门阵列)芯片，采用VHDL硬件描述语言编程。此电路具有相序自适应功能，稳定性好，适用于三相全控整流、调压场合。

关键词：电子设备自动化;晶闸管;数字移相触发;VHDL;相序自适

引言

移相触发器是控制晶闸管电力电子装置的一个重要部件，其性能的优劣直接关系到整个电力电子装置的性能指标，因而历来受到人们的重视。过去常用的模拟触发电路具有很多缺点，给调试和使用带来许多不便。近年来，数字移相触发技术发展极为迅速，出现了以单片机、专用微处理器以及可编程门阵列为核心的.多种触发器集成电路。本文使用ALTERA公司的EPF10K10芯片，采用VHDL语言设计了一种以全数字移相技术为核心、具有相序自适应以及针对调压与整流的模式识别功能的双脉冲列式三相晶闸管数字移相触发电路。

1 三相晶闸管相控触发电路工作原理

触发电路的主要功能是根据电源同步信号以及控制信号来实现对晶闸管的移相控制。

对于三相全控整流或调压电路，要求顺序输出的触发脉冲依次间隔60°。本设计采用三相同步绝对式触发方式。根据单相同步信号的上升沿和下降沿，形成两个同步点，分别发出两个相位互差180°的触发脉冲。然后由分属三相的此种电路组成脉冲形成单元输出6路脉冲，再经补脉冲形成及分配单元形成补脉冲并按顺序输出6路脉冲。

图1

2 EDA设计的实现

此单元模块包括PULSE(脉冲形成、调制及保护)模块和PULSE_ASSIGN(补脉冲形成及脉冲分配)模块。整个电路由三组相同的单相触发脉冲形成电路组成，各相形成正负两路触发脉冲，6路脉冲经补脉冲形成及分配模块形成6路双窄补脉冲输出。根据同步信号a_input(或b_input，c_input)输入的上升沿或下降沿到来时刻，采用九位计数器计数。当计数值与pulse_input端(相位控制信号输入端)输入的数值相等时则输出相应的触发脉冲。将外接系统时钟进行分频作为调制脉冲对触发脉冲进行调制。当保护端pulse_enable输入为‘1’时，不输出触发脉冲，为‘0’时则正常输出，以此来实现保护功能。基本原理框图如图1所示。

2.1 PULSE模块

此模块完成脉冲形成、调制及保护功能。次模块电路如图2所示，分为4部分，即A部分将同步控制脉冲信号Syn_A转换为正负半周同步控制电平。

B部分完成移相功能。C255是255进制的计数器，其时钟Clk2为25kHz，计数结果通过比较器T1及T2与输入相位控制信号data进行比较。以此实现移相功能。

C部分通过25进制计数器C25实现脉宽形成功能。通过在线改变内部参数还可以改变脉冲宽度。

D部分实现脉宽调制功能。

下面给出B部分VHDL硬件描述语言程序

触发器电路 篇3

1.1 触发器的基本概念

触发器是用于存储一位二进制信号的基本单元电路, 具有记忆功能。触发器具备两个基本特点:一是具有两个自行保持的稳定状态0和1;二是在不同的输入信号作用下, 能够置成0状态或1状态。所有的触发器都具有两个输出端Q和, 所谓触发器的0状态是值输出端处于Q=0, 状态;触发器的1状态是指输出端处于Q=1, 状态。

1.2 D触发器的工作原理

凡是在时钟信号作用下, 具有置0、置1功能的触发器, 叫做D触发器。我们以利用CMOS传输门的边沿触发器为例对D触发器的工作原理进行分析。

利用CMOS传输门的D触发器, 如图1所示, 其电路结构上是由两个触发器构成, 一主一从, 但是该触发器的动作特点与主从RS触发器和JK触发器完全不同。

工作原理:CP=0时, TG1和TG4导通, TG2和TG3截止。由于TG1导通, D信号能够传输到G1门的输入端, 使得主触发器的Q′=D, 但是由于此时TG2截止, 所以主触发器的状态无法保持, Q′始终随着D而变化;又由于TG3截止, TG4导通, 所以从触发器的状态能够保持不变。当CP出现上升沿时, 即CP=1时, TG1和TG4截止, TG2和TG3导通。由于TG1截止, D信号不能被传输到G1门的输入端, 此时D信号的变化, 不能影响主触发器的状态, 又由于TG2导通, 所以CP上升沿到来前一瞬间D的状态被传输到主触发器, 并被主触发器保持下来;而此时TG3导通, 所以主触发器的状态被传输到从触发器, 即Q=Q′=D, 虽然此时TG4截止, 从触发器的状态不能自行保持, 但是由于Q始终等于Q′, 而Q′保持不变, 故从触发器的状态能够得到保持。

根据上述工作原理, 可得到利用CMOS传输门的D触发器的特性方程为:

化简得:Qn+1=D。

2 编码检测电路存在的问题

DX-600中波发射机是由美国哈里斯公司生产的全固态中波发射机, 该机器系统庞大、电路结构复杂、故障检测繁琐, 维护量大, 维护难度高。该机器主要由3个功放单元、合成器、控制单元以及附属设备组成, 主要包括射频信号系统、音频信号系统、控制与检测系统, 其中控制与检测系统是核心。其工作原理是模拟的音频信号经过A/D转换后变成12BIT的数字信号, 并经调制编码成为功放模块导通与否的控制信号, 各导通模块输出进行合成, 合成输出电压取决于瞬时功放模块导通的数目, 输出经过匹配滤波, 最终由四塔定向天线发射出去。

在DX-600中波发射机中, 每个功放单元均有7块调制编码板, 调制编码板的主要作用是将数字化的音频信号编码成控制功放模块导通的调制信号, 该电路板主要包括调制编码的控制与检测电路。由于7块调制编码板的控制与检测输出部分都是并联的, 作为整机调制最重要的部分, 一旦某块板出现故障, 立即造成机器故障关机, 无法再开启, 对安全播出影响巨大。

如图2所示, 该电路是调制编码板的编码故障检测电路部分, 当调制编码各部分正常工作时, 将送出高电平信号给缓冲器U49-1、3, U49-2、4反相输出低电平信号, 此时三极管Q5不导通, R54钳在高电平位置, J8-33输出高电平正常信号, 同时DS9不亮;当调制编码出现电源等故障时, 将送出低电平信号给缓冲器U49-1、3, U49-2、4反相输出高电平信号, 此时三极管Q5导通, R54被拉低, J8-33输出低电平正常信号, 送到控制板执行关机命令, 同时故障检测灯DS9亮红灯, 指示编码电源故障。由于7块调制编码板的检测输出是并联的, 当其中一块调制编码板出现故障时, 因为该板的故障检测灯DS9无法锁存指示, 所以无法判断故障是哪块编码板引起的, 而且更换一块电路板至少需要5 min, 即使用排除法也要二三十分钟, 容易造成严重的停播事故。我台发射机曾经出现过类似的调制编码板电源故障, 但是由于故障检测灯DS9不能锁存, 而且功放单元发生故障后立即关机了, 无法判断故障来源, 只能采取逐一更换电路板的方法来排除, 时间久, 效率低, 严重影响了播出安全和播出效果。

3 编码检测电路的改进

3.1 74HC74触发器

如图3所示, 该表为74HC74的功能表, 74HC74为单输入端的双D触发器, 其触发原理:当SET端为高电平、CLR端为低电平时, 无论输入D端和时钟CP为任何状态, 触发器输出Q端均为低电平;当SET端、CLR端为高电平时, 此时若输入D端和CP也为高电平, 则触发器输出Q端为高电平。

3.2 改进的检测电路

针对原电路无法锁存的问题, 结合74HC74触发器的功能原理, 我们对电路进行改进, 设计了以D触发器为主的编码检测锁存电路。如图4所示, 该电路与原电路相比, 增加了74HC74触发器和S10复位开关。

电路原理:当调制编码各部分正常工作时, 故障检测信号为高电平, 经缓冲器U49-1、3, U49-2、4反相输出低电平信号, 此时三极管Q5不导通, R54钳在高电平位置, J8-33输出高电平正常信号;同时送到U1的CP端为低电平, U1不触发, Q端输出保持低电平, DS9不亮;当调制编码出现电源等故障时, 故障检测信号变为低电平, 经缓冲器U49-1、3, U49-2、4反相输出高电平信号, 此时三极管Q5导通, R54被拉低, J8-33输出低电平正常信号, 送到控制板执行关机命令;同时送到U1的CP端和D端均为高电平, U1触发, Q端输出高电平, DS9亮红灯并锁存。此时可根据DS9的指示快速找到发生故障的调制编码板, 按S10开关可将DS9复位。

4 结语

经过实验论证, 确定改进后的编码检测电路能够实现故障指示的实时锁存以及复位功能, 使技术员能够立刻找到故障点, 迅速排除故障, 而且故障排除时间缩短至仅为原先的1/10, 实践证明效果很好, 而且具有推广价值。DX系列的中波发射机虽然是目前最世界上最先进的全固态中波发射机之一, 但是设计也是会有不足之处的, 我们在日常维护中需要多思考, 多总结, 并对相关电路进行改进, 更好地保证安全播出。

摘要：介绍了D触发器的工作原理以及74HC74触发器的功能, 针对编码检测电路存在的故障锁存问题, 提出了利用74HC74触发器改进检测电路的措施, 并对改进后的编码检测电路进行了分析, 结果表明电路可行。

关键词：D触发器,74HC74,检测电路,故障锁存

参考文献

[1]范立南, 代红艳, 恩莉, 等.数字电子技术[M].中国水利水电出版社, 2005.

[2]广播电视发送与传输维护手册[Z].

触发器电路 篇4

1 触发器设计

鉴于钝感型电点火具的应用范围,无论其出现无法发火现象,还是出现意外发火情况,均可能造成严重后果或重大损失。因此,在设计触发器时,不能仅考虑使其能够满足性能指标要求,还应重点考虑其可靠性、测试性、维修性和安全性设计[4],以保证钝感型电点火具能够被安全、可靠地触发。

图1为系统原理框图。触发器由ATMEGA1281电路、工作电源管理电路、驱动电源管理电路、通道选通电路、脉冲产生电路和综合检测电路组成。触发器软件采用单片机C语言编写[5,6]。

1.1 ATMEGA1281电路

ATMEGA1281 电路主要用于完成接收并处理各种状态指令和操作指令、综合信息处理、驱动电源控制、脉冲输出时序控制、存储触发程序和向上位机上报各种状态信息等任务。

该电路以ATMEGA1281 单片机为核心处理器[7]。ATMEGA1281 是一款高性能、低功耗的AVR系列8 位微处理器。具有128 K字节的系统内可编程Flash,4 K字节的EEPROM,8 K字节的内部SRAM,53个通用I/O口(驱动能力强,可单独设定为输入/输出),8 路10 位ADC,两个可编程的串行USART,独立片内振荡器的可编程看门狗定时器、与IEEE1149.1 标准兼容的JTAG接口(支持片上调试,可实现对Flash、EEPROM、熔丝位和锁定位的编程),以及空闲、ADC噪声抑制、省电、掉电、Standby以及扩展的Standby等6种休眠模式。

1.2 工作电源管理电路

工作电源管理电路用于为脉冲产生电路提供工作电源,其原理图如图2 所示。该电路的输出Vout由5 V和28 V1两个电源共同控制实现,避免了仅由28 V1 控制,或先接入28 V1 后接入5 V时,脉冲产生电路出现通道误导通情况,有效提高了系统工作的安全性。

当5 V和28 V1 两个电源中任何一个不存在或均不存在时,Vout端无输出。当5 V和28 V1 两个电源均存在时,三极管V1 基极电压为5 V,稳压管V3保证V1 发射级电压为3.3 V。由于V1 的开启电压为0.7 V,因此,三极管V1 导通。同时,三极管V2 导通[8]。

当无需触发电点火具时,等效负载电路QD1~QD30 均为低电平(K1~K30 均闭合),由于R22~R51阻值均为200 kΩ,因此负载电路等效负载RL阻值为6.67 kΩ。由于R4 阻值为50 kΩ,R5 阻值为4.7 kΩ,不考虑稳压管V4,计算可得Vout端电压值为16.31 V。由于V4 稳压值为13 V,因此,Vout实际电压值为13 V。

当需要触发1 个电点火具时,QD1~QD30 中存在1 路为OC门开路(K1~K30 中有1 个断开),其余为低电平,此时负载电路等效负载RL阻值为6.9 kΩ,不考虑稳压管V4,计算可得Vout端电压值为16.54 V。因此,Vout实际电压值为13 V。

当需要同时触发两个电点火具时,QD1~QD30中存在两路为OC门开路(K1~K30 中有2 个断开),其余为低电平,此时负载电路等效负载RL阻值为7.14 kΩ,不考虑稳压管V4,计算可得Vout端电压值为16.77 V。因此,Vout实际电压值为13 V。

1.3 驱动电源管理电路

驱动电源管理电路用于为脉冲产生电路提供驱动电源,其原理图如图3 所示。该电路以PA0(CPU电路输出的控制信号)和PB0/AQ(系统安全保险信号)共同控制驱动电源的产生,并设置了光电隔离。只有PA0 和PB0/AQ均有效时,才能产生驱动电源,有效提高了系统工作的安全性。

系统上电后,初始态的PA0 和PB0/AQ均为高电平,D1 的3 脚输出为高电平,D2 的2 脚输出为高电平,D3 不工作,VG点电压为28 V,MOS管V5 不工作[8],QDDY端无输出。仅当PA0 和PB0/AQ二者输出均为低电平时,D1 输出才为低电平,D2 输出为低电平,D3 工作。由于V5 的开启电压为-4 V,VG点电压为17.375 V,计算可得V5 的栅源级电压VGS为-10.625 V。因此,MOS管V5工作在恒流区,QDDY端有输出。

1.4 通道选通电路

通道选通电路主要由译码器(D4~D5)和比较器(D6~D13)组成,用于提供脉冲通道的选通信号,其原理图如图4 所示。系统上电后,译码器输出O1~O30均为低电平,比较器输出QD1~QD30均为低电平,无选通信号产生。

当输入A、B、C、D中存在高电平,且CS1、/EN1或CS2、/EN2 中存在一组有效时,译码器输出O1~O30 中某一路输出为高电平,对应的比较器发生偏转,即QD1~QD30 中对应的一路输出为OC门开路输出[9],此时能够提供1 路选通信号;当A、B、C、D中存在高电平,且CS1、/EN1 和CS2、/EN2 均有效时,O1~O30 中某两路输出同时为高电平,QD1~QD30中对应的两路输出为OC门开路输出,此时能够同时提供两路选通信号。

1.5 脉冲产生电路

脉冲产生电路用于产生能够触发电点火具的大电流脉冲信号,其原理图如图5 所示。系统上电后,初始态的Vout的电压范围为16 V,QD1~QD30均为低电平,因此VG1~VG30 为低电平,MOS管V7~V36 均不工作,Q1~Q30 均无输出。当QD1~QD30中存在OC门开路输出时,VG7~VG36中相应节点的电压为13 V。因此,对应的MOS管栅源级电压范围为4.6 V。由于MOS管V7~V36 的开启电压均为2 V,因此,对应的MOS管导通,且工作在恒流区。由于电点火具RL1~RL30 等效阻值均为1 Ω,驱动电源管理电路中R11阻值为2.2 Ω,经计算可以得到,对应工作MOS管输出端QX的电流为8.4 A。

1.6 综合检测电路

系统综合检测包括脉冲通道工作状态检查,带载状态检查,以及对脉冲电流的实时检测。设计以功能电路为主,并结合简洁的综合检测电路完成,综合检测电路原理图如图6所示。图中R52、R54阻值均为300 kΩ,R53、R55 阻值均为20 kΩ,R56 阻值为270 Ω,R57 阻值为51 kΩ,R58 阻值为10 kΩ,R59~R88 阻值均为2 kΩ。设计中充分考虑了简洁性设计,并采用扫描通路法进行完全扫描设计[10,11]。所有检测均通过同一检测电路实现,并采用多路复用技术[12]。

对脉冲通道工作状态进行检查时,QDDY由28 V1提供。当脉冲通道故障时,检测通道为28 V1、R56、V97、R57、R58,计算可知,VR58为4.59 V。当脉冲通道正常时,如电点火具接入系统,检测通道为28V1、R56、V97、V7~V36、R59~R88、RL1~RL30、R57、R58,计算可知,VR58为16.4 m V;如部分电点火具未接入系统,检测通道为28V1、R56、V97、V7~V36、R59~R88、R57、R58,计算可知,VR58为3.91 V。

对带载状态进行检查时,QDDY由28V1 提供。当电点火具接入系统时,检测通道为28V1、R56、V97、V7~V36、R59~R88、RL1~RL30、R57、R58,计算可知,VR58为16.4 m V。如部分电点火具未接入系统,则VR58值为对脉冲通道工作状态进行检查时脉冲通道正常时VR58的值,即3.91 V。

对脉冲电流进行实时检测时,QDDY由28V2 提供。当电点火具接入系统时,检测通道为28V2、V5、R11、V6、V7~V36、R59~R88、RL1~RL30、R57、R58,计算可知,脉冲电流为8.41 A,对应VR58为1.38 V。如部分电点火具未接入系统,检测通道为28 V2、V5、R11、V6、V7~V36、R59~R88、R57、R58,计算可知,脉冲电流为99 m A,对应VR58为16.2 m V。

综合测试电路的输出VR58由ATMEGA1281单片机通过ADC1 口进行采集后进行处理,并由此判断脉冲通道工作状态是否正常,电点火具是否存在,以及脉冲电流是否正常[13]。电路中设置R52~R55,主要是实时监控28V1 和28V2 的实际电压值,以便设置合理的阈值,保证测试结果的准确性。

2 结束语

文中开发的基于ATMEGA1281 单片机的触发器电路,不仅实现了30 路大电流脉冲输出,并且能够同时实现两路大电流脉冲的输出。经过实验室测试,该电路的28 V1 和28 V2 两个电源在18~32 V的电压范围内时,脉冲的电流范围为5.28~9.66 A,能够可靠触发钝感电点火具。设计中通过采用多信号输入控制、简洁性设计、多路复用测试等技术等,减小了系统电路的规模,有效提升了系统的可靠性、测试性、维修性和安全性水平,可以广泛应用于航空航天领域。

摘要：设计了一种基于ATMEGA1281的钝感型电点火具触发器。该触发器可以控制产生多路用于触发钝感型电点火具的大电流脉冲。在设计中实现了脉冲通道工作状态检查、带载状态检查以及对脉冲电流的实时检测,体现了良好的测试性设计。同时,在设计中设置了多重保护电路,有效提高了触发器的可靠性和安全性。

触发器电路 篇5

1 单脉冲、宽脉冲和双脉冲三种移相触发脉冲的比较

图1的波形图中, 三相电源电压依正弦规律变化, 一个周期的变化电角度为360°, 三相电源电压的频率与最大值相同, 但相位互差120°。三相电压依次达到最大值的次序, 称为相序, 顺相序为A→B→C, 逆相序时为A→C→B。一个周期内出现6个自然电压过零点 (图中a~f点) , 一个周期内产6个相对于过零点的移相触冲, 相邻脉冲的相位差为60°。同一相的正、负半波的触发脉冲间隔180°。

“截取”A相正半波时段, 比较一下三相交流调压电路中使用单 (窄) 脉冲、宽脉冲和双脉冲进行触发所得到的结果。此处的单脉冲, 指宽度小于60°的窄脉冲信号。宽脉冲指宽度大于60°小于120°或大于60°小于150°的宽脉冲, 负载电路的性质不同, 对触发脉冲的宽度要求有所不同。双脉冲, 指脉冲宽度小于60°的两个窄脉冲。

1.1 单脉冲触发方式

当负载电路中性点与N线连接时, 每相正负半波均与N线构成通路。但当负载电路中性点与N线断开时, A、B、C相电流与N之间的电流通路被截断, 每相必须与另两相构成电流回路。此时, 当A相电源端极性为正、C相电源端为负, 晶闸管VT1、VT2应该同时接受触发信号而开通, 形成由A→RL1→RL3→VT2→C相的电流通路。单脉冲触发, 是无法满足这个要求的。假定A相正半波触发信号是在t1时刻给出, 相对应C相负半波触发信号在t2时刻给出。当A相处于正半波期间, UA触发脉冲出现时, C相也处于电压极性为正 (其电压幅度甚至高于A相电压) 的状态, 二者不具备形成电流通路的条件, 晶闸管VT1得到触发信号, 但因不具备开通条件而处于关断状态。当C相电压处于负半波期间时, VT2在t2时刻得到触发信号, 但此时VT1的触发脉冲信号已经消失, VT1处于关断状态, VT2也不具备开通条件。说明单窄脉冲触发信号, 对三相调压电路, 是失效的。

可见, 三相晶闸管交流调压电路, 并非3路单相移相触发器的简单组合, 应使触发脉冲满足一定的宽度或按一定规律重新分配触发脉冲, 即分配补脉冲。

1.2 宽脉冲触发方式

宽脉冲方式:如果在t1时刻, 晶闸管VT1得到较宽的触发脉冲UA, 并一直维持至t2时刻UC-触发脉冲的出现以后, UA与UC-两个脉冲产生t2~t2时段内的重叠区, 意味着主电路晶闸管VT1、VT2被同时触发开通, 形成了A相正半波期间流经负载电路RL1的电流通路。有资料介绍, 这种触发的可靠性最高。对于电阻性负载电路, 要求UA (UC-) 的脉冲宽度须大于60°小于120°, 对于电感性负载电路, 因晶闸管在电压过零后, 有延时关断过程, 需要触发脉冲的宽度为大于60°小于150°, 即脉冲出现时刻足以维持到所对应相半波期间触发脉冲的出现, 以保障最低对应相两只晶闸管的同时开通, 以形成负载电流通路。

1.3 双脉冲方式

因宽脉冲直流分量大, 易使脉冲变压器直流磁化, 造成驱动电路功耗过大、晶闸管的栅阴结发热, 往往对宽脉冲进行高频调制处理后, 变为高频开关波形, 再作为触发脉冲送出。而双脉冲触发方式, 是应用最普遍的一种方式。

如图4所示, 在电源A相进入正半波时段后的t1时刻, A相正半波触发电路在输出一个A相正半波的触发脉冲“移A”的同时 (触发VT1) , 也向B相的负半波触发电路发出一个“补A”脉冲, 这个补脉冲由B相负半波触发电路输出 (触发VT6) , VT1、VT6两管的同时开通, 对角接负载电路来说, 形成A→VT1→RL1→VT6→B的负载电流通路, RL1负载两端的电压为UAB, 这是形成A相正半波电流通路的第一个时段, 持续时间较短。

2 TCF792工作原理及典型电路分析

TCF792是单相、三相通用数字相位控制触发电路。它采用单相同步信号输入, 数字分频移相120°, 以适应单、三相触发电路。脉冲宽度采用电压控制, 无须移相电容, 因而又可方便构成幅度可变的逆变电源 (PWM) 触发电路。另外, 它还增加了同步信号补偿功能, 其补偿范围为0°~60°。

该芯片供电电压为5 V, 它的输入输出端口兼容TTL电平, 这使它与其他数字电路接口简单方便。同步信号采用方波由7脚输入, 其下降沿应为A相相电压由负变正过零同步点。该周期信号经180倍倍频后, 形成2°周期宽度的脉冲信号, 该信号进入数字运算控制单元后用于形成2°、4°、60°、120°、180°等控制信号。调制波脉冲、相位分配等信号由此产生。移相角控制电压, 脉冲宽度控制电压, 滞后相位补偿电压分别由多路开关切換后进入10位A/D转換电路, 其分辨率达0.05%, 可以滿足工业控制需要。三相调压主电路图如下图5所示:

3 PTC7876工作原理及典型电路分析

PTC7876移相触发模块采用以硬件可编程数字逻辑电路为核心、软件为辅助的电路结构, 充分发挥了数字硬件电路的高精度、高抗干扰特性, 再集合控制软件的强大功能, 克服了现有技术中的诸多缺点。

PTC7876模块由波形整形电路, A/D转换电路, 同步时序电路, 波形合成电路, 相序识别电路, 异常保护电路等组成。A/D转换电路把外部送入的移相控制电压转换成数字信号送波形合成电路, 波形合成电路根据A/D转换的数字值和同步时序电路产生的时序信号, 在控制软件的作用下调用波形数据库内的指定数据, 再将波形数据转换成触发脉冲, 其中移相角的大小和触发脉冲的波形由软件控制、三相平衡度和交流对称度等重要参数由硬件时序电路控制, 这种软、硬组合可以充分发挥各自的优点, 进一步提高电路的可靠性。以PTC7876为主元器件的三相调压电路图如下图6所示:

移相控制电压0~5 V从PTC7876的第8脚送到A/D转换电路, 控制电压与移相角的大小相对应, 当控制电压低于某一值时关闭触发脉冲, 这个只值由软件任意设定, 当控制电压大于某一阀值时输出触发脉冲, 起步移相角为180°或其他设定值, 这个阀值电压和起步移相角均由软件任意设定, 随着控制电压继续升高, 移相角逐步减小, 由于是数字移相, 移相范围非常大达到-10°~190°, 超过了模拟电路0°~180°的理论极限, 小于0°的移相触发可以实现可控硅的“软开通”, 实际使用的设备经常需要可控硅100%电压输出, 这种“软开通”触发模式就显得非常有意义, 此种控制方式可以降低可控硅的自身功耗, 减小可控硅发热温度。

4 结论

通过对三相移相调压理论学习和实际电路的调试过程中, 掌握了晶闸管三相电源调压的一些经验, 在理论付诸于实践过程中不仅要考虑主芯片对结果的影响, 还要考虑包括电路走线的设计、外围器件的选取、电路的搭接以及电路板接线端子的耐压性。

参考文献

[1]邹刚, 陈祥训, 郑健超, 等.用于电力电子系统暂态过程分析的晶闸管宏模型[J].中国电机工程学报, 1999, 19 (6) :1—5.

触发器电路 篇6

通过可控硅投切电容器,调节消弧线圈一次侧等效电感来补偿系统接地时的电容电流,可在0~100%额定电流全范围内调节,响应速度快,具有毫秒级、无油化、无谐波污染等优点。虽然系统通过可控硅开关投切电容器组,体现了系统装置的优点,同时也是最薄弱的环节,因为系统操作、故障、雷电等引起的过电压、过电流也都有可能使晶闸管击穿或损坏,从而导致系统测量电容电流及接地时的补偿失败[1]。因此,对可控硅开关容量、保护触发方式的分析设计,具有重要意义。

1 系统工作原理

调容式消弧补偿装置如图1所示,消弧线圈带二次绕组,二次绕组连接电容器组,通过可控硅的投切来实现其一次侧的等效电感量[2]。当二次侧可控硅开关全部断开时,一次绕组感抗最小,电感电流最大。当系统控制器投切二次绕组可控硅开关时,根据阻抗折算原理,相当于一次绕组两端并接了相同功率的电容,通过调节二次侧可控硅开关投切电容量的大小即可控制一次绕组补偿电流的大小。

2 可控硅的投切方式分析

在调容式消弧补偿装置中,由于可控硅开关投切的的负荷是电容,由于电容上的电压不能突变,所以为了避免在可控硅导通将电容器接入系统的瞬间可能引起的电流冲击,必须尽可能的在一个周期中选择通过可控硅的电流瞬时值为零(或最小)的时刻将电容器投入。从图2所示可控硅开关投切电容电路及图3所示电压电流波形可以看到,由于开关的负荷是电容,所以正向连接的可控硅中流过的电流超前系统电压90°,即正常运行时,正向的可控硅开关在电源电压正半周峰值时触发导通,在负半周峰值时电流过零时自然关断,承担在电流正半周时保证电路连通任务,与之反并联的可控硅则在电源电压的负峰值时被触发导通,负责在电流负半周时将电路连通。

冲击电流的大小可以通过理论推导分析,用拉普拉斯变换表示的电压方程为:

式中,Ls为电感在s域的感抗,Cs为电容在s域的容抗,UC0为电容上的初始电压。设电源电压是U(s)=Usin(ωt+φ),以可控硅作为被触发的时刻为计算时间的起点,对应的电压波形中的角度是φ,经过变换处理及拉普拉斯反变换可得电容器上的瞬时电流为:

式中,ωn为电路自然频率,单位为rad,由给出,n为自然频率标幺值,;BC为电容器的基波电纳,BC=ω0C,单位为S;

I1m为电流基波分量的幅值,I1m=UBCn2/(n2-1),单位为A。

式中,右侧的两项代表预期的电流振荡分量,其频率为自然频率,实际上会由于该支路电阻的影响而使这些项衰减为零,可以看出,希望投入电容器时完全没有过渡过程,则等式右边两项振荡分量为零,必须同时满足两个条件:

触发条件1:

触发条件2:

触发条件1,即在系统电压最大值时触发可控硅,是自然换相条件,流过电容的电流超前其两端电压,及系统电压90°,所以,在系统电压峰值时流经电容的电流为零。

触发条件2,即投入时电容器应已预充电到Un2/(n2-1),是零电压切换条件,此时由于开通前后可控硅两端电压均为零,所以其开通过程将不会在电路中引起由于电压突变导致的过渡过程。为了满足同时上述条件,目前大多数均采用了假定电容两端电压已预充电到系统峰值电压,即在电源电压峰值时开通可控硅以投入电容器组的方法。但是,考虑到系统自身的电抗,则往往是不确定的;同时,根据国家标准,每一电容器单元或电容器组应具备足以在3 min之内从初始值电压UN放电到75 V或更低的放电器件。对于UN≥1 000 V的电容器,放电时间应为10 min,由于电容器一旦被切除后将经过放电回路放电从而导致电容电压的降落。所以除非每次投入之前对电容进行充电,上述条件很难保证,这也是选择在系统电压峰值时投入电容的方法难以避免的问题。再加上当系统中含有大量谐波是基波过零点很难确定,更进一步增加了上述方法实现的困难[3]。

假定每次投入之前电容器均经过充分放电,其两端电压为零。此时就可以在系统电压过零点,即触发延迟角φ=0时开通可控硅使电容器接入。此时由于UC 0=0,sinφ=0,故式(4)代表的零电压切换条件可以得到满足,但自然换相条件不能得到满足,其中振荡分量的第一项为零,第二项可能引起振荡,振荡的最大值是正常情况下的两倍(在实验过程中得到证明)。为了说明这点,将电容中电流公式改为:

可以看出,仅在首次投入及t=0时,可以保证流经可控硅和与之串联的电容中的电流为零。此后的投切过程中由于电容中(即可控硅中)的基频电流在系统电压过零时电流正达到其峰值,可控硅不能自然关断,所以采用电压过零点投切的电容方式实际上只能用于首次投切。其后的运行中两个可控硅实际上仍需在系统电压峰值时进行自然换相,为了可靠起见,实践中往往采用提供连续脉冲的形式使可控硅工作于二极管模式。但这种方式由于电容器一旦从系统中切除,必须等到电压下降到零后才能再次投入,而根据国家标准,电容所附带的放电电路需要3~10 min对电容上的电压进行放电,所以限制了其再次投入的时间。

上述方法实际上是以系统电压和电容两端电压相等,也即可控硅两端电压是否为零作为电容器投切条件的一个特殊情况。如去掉电容两端电压为零这个条件,而仅以可控硅两端的电压为零作为条件,此时由于该条件满足式(4),所以进行首次投切时的电流冲击同样为零。假定可控硅对中首先导通的可控硅为VT1,VT1的开通使得电容电压跟随系统电压而变化,所以将始终满足触发条件2。此时即便施加触发脉冲于两个器件,已经导通的可控硅VT1仍维持导通,而可控硅VT2由于VT1的导通处于反向偏置,所以处于关断状态。这个状态一直持续到在电源电压达到正峰值的时刻,此时可控硅VT1将由于与其串联的电容中的电流iC=Cd U/dt=0下降到零点而自然关断。此时电容器又被充到电源电压的正峰值,而随之而来的电源电压的下降UC<0,将使电容中的电流反向;而又由于VT2处于正向偏置,具备触发导通条件,故如此时施加触发脉冲将实现无过渡过程的自然换相。但由于采用上述方法,一旦可控硅开关导通,就将始终满足零电压切换条件,所以最简单可靠的办法就是提供连续脉冲来实现自然换相。在此方式中,由于没有必须在电容电压为零点投切方式这一条件,所以实际上可以在短时间内进行重复投切,这是其优于电压过零点投切方式的一个重要特点。而由于它是通过判断可控硅两端电压是否为零,而不是系统电压是否为峰值作为投切条件,所以其工作不受系统电压波动的影响。

3 双向可控硅触发电路的实现

基于DSP调容式消弧补偿装置通过可控硅的投切电容器来改变一次侧的等效电感,实现实时跟踪测量系统电容电流及接地时的消弧补偿。为保证消弧装置工作的可靠性,由上分析可知,当消弧线圈二次侧电压过零点投切,电容的初始电压值为零,此时投入可控硅,暂态电流的峰值不会超过两倍的稳态电流值。可控硅的过零点投切如图4所示。

来自可控硅开关两侧的电压通过电阻进行降压,通过全波整流及光电隔离,产生电压零点信号。DSP通过两个I/O口信号来实现对投切命令,防止其受各种干扰而误投入补偿。投切命令通过过零信号闭锁,实现可控硅的过零触发。触发电路波形如图5所示。

4 结语

调容式消弧线圈采用大功率可控硅作为电容器的投切开关,可控硅开关电压过零时刻投电容器,电流过零时刻自然切除电容器,避免了电容器投切时的过电压和合闸涌流问题[4]。理论分析及现场试验结果表明,调容式消弧线圈接地装置中,可控硅容量配置方便、灵活,对电网的适应能力强;实时在线测量对地电容电流,结果准确。当电网发生单相接地故障时,消弧线圈调节速度快,补偿效果好,电弧自熄;当电网正常运行时,消弧线圈远离谐振点工作,抑制了谐振过电压的产生。该装置充分发挥了消弧线圈的作用,提高了电网运行的安全性和供电连续性。

参考文献

[1]陈建业,蒋晓华,于歆杰,等.电力电子技术在电力系统中的应用[M].北京:机械工业出版社,2008.

[2]林欣.功率电子技术[M].北京:清华大学出版社,2009.

[3]常思哲,杨学昌,闫兴中.查表式可控硅投切电容消弧线圈的研制[J].高电压技术,2004,30(4):11-13.

触发器电路 篇7

1 TC 787 (AP) 逻辑框图

TC 787 (AP) 逻辑框图如图1所示。

在图1中, 三相同步电压经过T型网络进入电路, 同步电压的零点设计为1/2电源电压 (电路输入端同步电压峰峰值不宜大于电源电压) , 通过过零检测和极性判别电路检测出零点和极性后, 在Ca、Cb、Cc三个电容上积分形成锯齿波。A、-C;-C、B;B、-A;-A、C;C、-B;-B、A的双触发脉冲输出, 经脉冲变压器触发可控硅。

2 晶体管触发电路的设计[3,4,5]

晶体管移相触发电路如图2所示。图中A、B、C接三相同步电源, PI端置高电平时, 在A, -C, B, -A, C, -B出线端分别产生六个可以移相的双脉冲信号。

3 实验分析

实验电动机采用星形接法, 现将示波器从TC787的14端测出的A相同步信号和锯齿波以及从功率管2073的集电极测出的A相产生的锯齿波和双触发脉冲信号。如图3、图4所示。

5 电动机软起动的波形分析

当触发角α=10°, 180°时电动机上端的相电压的波形如图5、图6所示。

随着触发角α的不断减小, 电动机两端的电压逐渐上升, 电动机也就逐渐达到了额定转速。当α=10°时, 此时电动机已经顺利起动完毕。

5 结论

经过三相异步电机电动机软起动实验证明:TC787是比较理想的移相触发系统。移相范围宽 (α=10°～180°) , 外接元件少 (只需外接17个电阻、四个电容、6个C2073) 等优点;调试简便, 使用可靠, 具有重要的应用价值。

摘要：晶闸管触发电路的设计好坏, 直接影响着电动机软起动的实现与否。采用TC787 (AP) 作移相触发电路, 设计出了对应的晶体管移相触发电路, 经试验验证, 具有重要的应用价值。

关键词：TC787 (AP) ,移相触发电路,实验

参考文献

[1]Sastry V V, Prassed M R, Sivakumar D T.Optimal soft starting of Voltage-Controller-Fed IM drive based on voltage across thyristor.IEEE Trans on Power Electronics, 1997;12 (6) :193—204

[2]吴靖.基于DSP的智能电机控制器.硕士学位论文.浙江:浙江大学, 2004

[3]杨卫华, 何强, 王义军.基于AT89C52的异步电动机软起动、保护综合控制器的研制.吉林电力, 2003;166 (3) 6:32—34

[4]王卫安, 危韧勇.基于DSP的中压软启动器控制系统.机车电传动, 2004 (2) 3:12—14