雷达干扰

雷达干扰（通用8篇）

雷达干扰 篇1

0 引 言

滞空式炮射雷达干扰弹(以下简称炮射干扰弹)研究始于20世纪。据报道,以前苏联、保加利亚为代表的多个国家均开展过相关研究。炮射干扰弹主要用于滩头和山地高原等车载干扰设备难以覆盖的作战区域,原理是将干扰机装填于炮弹中,经火炮射击后弹出干扰机,干扰机伞降滞空工作。其作战对象一般为敌方炮位侦察校射雷达。但由于炮射干扰弹工作过程受气象条件影响较大,且缺乏真实作战对象,国内相关文献未见公开发表相关评估方法。本文设计了采用静态悬挂多部干扰机、使用替代的炮位侦察校射雷达模拟敌方炮位侦察校射雷达的方法,提出基于等效推算的效果评估方法,通过外场试验解决炮射干扰弹干扰效能评估方面存在的难题。

1 作战对象分析及炮射雷达干扰弹工作过程分析

1.1 作战对象分析

炮位侦察校射雷达主要作用是对敌方炮位的侦察和己方火炮射击的校正,它能够实时有效地完成对敌火力侦察和己方射击校正。下面以侦察模式为例对炮位侦察校射雷达工作方式进行简要分析。

如图1所示,雷达工作于侦察模式时,一般配置于弹道线侧前方,以贴地或低仰角模式发出一组询问波束R1,沿搜索扇区的水平方向搜索炮弹目标。搜索到目标后,在搜索到目标的位置立即发一验证波束。目标验证完成后,雷达由搜索状态转入跟踪状态,以更高数据率的跟踪波束R2对目标进行跟踪。目标被跟踪后,雷达数据处理机根据速度弹道特性相关等鉴别标准检验各跟踪轨迹[1,2],滤掉不需要的目标,经弹道轨迹外推进,即拟合了图1中的外推段后,而求出火炮的发射位置M(x0,y0)。

考虑常规火炮弹道目标的飞行时间较短,在忽略了地球自传及柯氏力等因素影响的条件下,当确定某一跟踪轨迹有效时,利用建立在站心直角坐标系中的弹道微分方程进行积分求解,即可获得弹丸质心的运动弹道轨迹,弹道微分方程如式(1)所示[3,4,5]:

$\{\begin{array}{l}\text{d}x/\text{d}t=v{}_x\\ \text{d}y/\text{d}t=v{}_y\\ \text{d}z/\text{d}t=v{}_z\\ \text{d}v{}_x/\text{d}y=-C{}_{\text{b}}{\rm H}[h{}_0(x,y,z)]G(v{}_x,C)(v{}_x-W{}_x)-\mu {}_{\text{G}}x/(\sqrt{x{}^2+(R{}_{\text{Τ}}+y){}^2+z{}^2}){}^3\\ \text{d}v{}_y/\text{d}y=-C{}_{\text{b}}{\rm H}[h{}_0(x,y,z)]G(v{}_x,C)(v{}_y-W{}_y)-\mu {}_{\text{G}}(R{}_{{\rm T}}+y)/(\sqrt{x{}^2+(R{}_{\text{Τ}}+y){}^2+z{}^2}){}^3\\ \text{d}v{}_z/\text{d}y=-C{}_{\text{b}}{\rm H}[h{}_0(x,y,z)]G(v{}_x,C)(v{}_z-W{}_z)-\mu {}_{\text{G}}z/(\sqrt{x{}^2+(R{}_{\text{Τ}}+y){}^2+z{}^2}){}^3\\ v{}_x=\sqrt{(v{}_x-W{}_x){}^2+(v{}_x-W{}_y){}^2+(v{}_x-W{}_z){}^2}\end{array}(1)$

式中:Cb为弹道系数;H(·)为空气密度函数;h0(x,y,z)为站心直角坐标系下的空间位置对应的海拔高度;G(vx,C)为阻力函数;Wx ,Wy ,Wz分别为沿着站心直角坐标系x,y,z方向的风;μG为地球万有引力常量;RT为地球平均半径。

1.2 炮射雷达干扰弹工作过程分析

炮射雷达干扰弹工作过程示意图如图2所示,它用于发射干扰弹的炮群依据一定的时间间隔第次齐射,干扰弹到达预定空域后弹出干扰机。干扰机弹出后采用伞降方式对指定区域或一定范围内的敌炮位侦察校射雷达进行干扰,干扰机在敌雷达近距离前方横向、竖向以一定间距布站,形成一定宽度一定高度的干扰掩护区域。以掩护身后的攻击炮弹。由于干扰机可实现的干扰功率有限,干扰机基本使用基于主瓣的噪声干扰。

2 炮射雷达干扰弹干扰掩护距离评估方法研究

干扰掩护距离是评估炮射雷达干扰弹干扰性能的主要指标。本文设计的试验方法主要采用外场试验进行干扰掩护距离评估。由前述干扰弹工作过程可知,若外场试验中进行实弹射击干扰弹,需射击多发干扰弹形成干扰掩护区。由于干扰机在伞降过程中受风力等天气因素影响较大,难以实现干扰机、雷达及配试填砂弹的位置匹配,达到主瓣干扰的目的;且干扰机伞降过程的实时位置难以监视测量,无法对干扰距离进行定量评估。

2.1 外场干扰距离评估试验方法比较

本文设计了一种不进行实弹射击干扰弹。在干扰机从干扰弹分离情况下,将干扰机悬挂起来,动态实弹射击填砂弹作为配试雷达合作目标,即干扰机静态、填砂弹动态的半动态试验方式。半动态试验方式相比于实弹射击干扰性能试验具有操作性更强、试验消耗小、干扰机可重复利用、可进行定量评估等优点。

由于缺乏真实作战对象,试验使用其他炮位侦察校射雷达进行替代;试验目的为评估单部干扰机对敌方炮位侦察校射雷达的干扰效能,为满足雷达搜索时间及接近战术使用要求,试验采用了多部干扰机。因此需要进行由多部干扰机对单部干扰机、由替代雷达对敌方雷达的等效推算以评估干扰效果,完成炮射雷达干扰弹干扰距离的评估。

下面主要探讨半动态试验方法及效果评估方法。

2.2 外场干扰距离阵地布局研究

半动态试验选用典型炮位侦察校射雷达替代真实作战对象,受干扰机可实现悬挂高度限制,试验设计立足于对雷达侦察模式的搜索段及初始跟踪段进行干扰,使其无法侦察定位。由前文介绍的炮位侦察校射雷达工作原理可知,其搜索到目标后需要进行验证,即雷达若需转入跟踪状态则合作目标穿过搜索波束时间需满足搜索验证最低时间要求,而且干扰弹战术使用中也需要多发才能形成干扰掩护区。为模拟战术使用并满足搜索验证时间要求,试验设计的方法悬挂多部干扰机增大干扰掩护区,使作为合作目标的填砂弹具有足够的时间穿过搜索波束。由于干扰弹为主瓣干扰,所以需要根据配试雷达搜索主波束宽度确定干扰机悬挂间隔,满足配试雷达每个搜索主波束范围内只有一部干扰机。雷达、干扰机相对距离一般按照战术进行要求配置。根据炮位侦察校射雷达战术使用要求,雷达一般配置于填砂弹弹道线一侧11°～30°范围内,与填砂弹弹道之间应保证具有低遮蔽角且通视情况良好,阵地布局如图3所示。

2.3 外场干扰距离试验方法研究

将配试雷达设定为侦察模式,俯仰角度设定为贴地搜索,方位搜索范围根据多部干扰机形成的干扰掩护区设定。

试验过程如下:

(1) 干扰机关闭情况下射击填砂弹多发,保证配试雷达能够稳定侦收填砂弹回波信号,并能够经弹道外推完成对火炮的定位。

(2) 开启干扰机,继续射击填砂弹多发作为合作掩护目标,使雷达在干扰机开启情况下无法对火炮进行定位。

(3) 调整火炮射击参数,使填砂弹以不同距离穿过雷达搜索波束,直至雷达可在干扰机开启条件下稳定发现填砂弹。此时雷达对填砂弹的发现距离即为多部干扰机当掩护目标为填砂弹情况下,对配试雷达的干扰暴露距离。

2.4 试验评估方法研究

本文设计的试验方法使用多部干扰机、其他雷达替代敌炮位侦察校射雷达。试验目的为评估单部干扰机对敌炮位侦察校射雷达的干扰距离,因此需要建立相应的评估方法,完成外场评估。

2.4.1 由多部干扰机的干扰距离等效推算单部干扰机的干扰距离

下面以4部干扰机为例进行由多部干扰机对替代雷达的干扰暴露距离等效推算单部干扰机对替代雷达的干扰暴露距离。

由阵地布局中干扰机悬挂间隔可知,四部干扰机干扰同时对准雷达实施干扰时,雷达主波束范围内只存在一部干扰机,其发射的干扰信号进入雷达信号检测端的功率为[6,7,8]:

$J{}_{ij}=\frac{\eta {}_J{\rm P}{}_{iJ}G{}_{J}G{}_{t^{\prime }}B{}_t\lambda {}_t{}^2}{(4\text{π}){}^{2}R{}_J{}^{2}B{}_{J}L{}_{tr}L{}_{J}L{}_{a^{\prime }}L{}_{\text{Ρ}\text{o}\text{l}}}(2)$

式中:ηJ干扰质量因子为将干扰机发射的噪声等效为白噪声的转换因子;PiJ为噪声干扰机的干扰功率;GJ为干扰机天线的增益;Gt′为雷达天线在干扰机方向的增益;Bt为雷达带宽;BJ为干扰带宽;Ltr为雷达接收发射综合损耗;RJ为干扰机与雷达之间的距离;LJ为干扰机的发射综合损耗;La′为干扰信号在大气中的传输损耗;LPol为干扰信号与雷达信号极化形式的失配损耗。

由于同时悬挂四部干扰机,除一部干扰机相对雷达为主瓣干扰外,另有三部干扰机相对雷达为副瓣干扰,为准确评估干扰距离,需要将雷达副瓣进入的干扰能量进行修正。三部干扰机通过雷达副瓣进入到雷达信号检测端的功率为[9]:

$J{}_{ij}´={\displaystyle \sum _{i=1}^3\frac{\eta {}_J{\rm P}{}_{iJ}G{}_J(\theta )G{}_{it}´(\theta )B{}_{it}\lambda {}_t^2}{(4\text{π}){}^{2}R{}_{iJ}^{2}B{}_{J}L{}_{tr}L{}_{J}L{}_{a^{\prime }}L{}_{\text{Ρ}\text{o}\text{l}}D{}_0}}(3)$

式中:D0为雷达为消除旁瓣干扰采取干扰措施的改善因子;G${}_j^{}$(θ)干扰机天线在雷达扫描方向的天线增益,Git′(θ)雷达天线在干扰机方向的天线旁瓣增益,其值由干扰机相对雷达角度决定,该角度与阵地布局及雷达波束宽度、波束跃度有关。替代雷达采用水平方位扫描波束重叠来覆盖搜索区域。

多部干扰机对雷达水平方位扫描波束重叠布局如图4所示。

根据方位跃度值及波束宽度可计算第i部干扰机相对雷达的角度θi,从而可以得出相应的Gj(θ)及Git′(θ)值:

$\theta {}_i=\text{a}\text{r}\text{g}\text{c}\text{o}\text{s}(R{}_1/R{}_i)(4)$

多部干扰机情况下,雷达检测端收到的干扰、杂波和信号功率之比见式(5):

${\rm P}{}_{c/s}=\frac{{\rm P}{}_c+J{}_j}{S}=\frac{{\rm P}{}_c+J{}_{ij}+{\displaystyle \sum _{i=1}^{n}J}{}_{ij}´}{S}(5)$

式中:Pc为地杂波总功率;Pc/s为杂信比。

单部干扰机情况下,雷达检测端收到的干扰、杂波和信号功率之比见公式(6):

${\rm P}{}_{c/s1}=\frac{{\rm P}{}_c+J{}_1}{S}(6)$

由检测理论可知,在刚好能够发现目标情况下,在使用多部干扰机及单部干扰机的不同条件下,替代雷达接收机检测信号时的发现概率和虚警概率相同[10]。两种情况下雷达接收机检测端的信干比应相同,且等于雷达在此发现概率和虚警概率下的检测因子。

${\rm P}{}_{c/s}={\rm P}{}_{c/s1}(7)$

则通过外场实测多部干扰机对雷达的干扰距离Rt4′可推算单部干扰机对雷达的干扰距离Rt1′为:

$R{}_{t1}´=\frac{1}{R{}_{t4}´}\cdot \sqrt{\frac{G{}_j(\theta )G{}_{it}´(\theta )}{D{}_{0}G{}_{j}G{}_{t^{\prime }}}}(8)$

2.4.2 由单部干扰机对替代雷达干扰距离等效推算对敌方雷达干扰距离等效推算研究

下面进行由单部干扰机对配试雷达的干扰距离等效到对敌炮位侦察校射雷达的干扰暴露距离的推算过程。

设填砂弹与真实的被保护目标的RCS均为σt,配试雷达刚好发现填砂弹的距离为Rt,此刻配试雷达检测端的干信比为:

$\begin{array}{l}\left(\frac{J}{S}\right){}_t=\frac{\frac{\eta {}_J{\rm P}{}_{J}G{}_{J}G{}_{1t}B{}_t\lambda {}^2}{(4\text{π}){}^{2}R{}_J^{2}B{}_{J}L{}_{J}L{}_{rt}L{}_{t\text{Ρ}\text{o}\text{l}}L{}_{aJ}}}{\frac{{\rm P}{}_{tt}G{}_{0t}^2\lambda {}^2\sigma {}_{t}Y{}_t}{(4\pi ){}^{3}R{}_t^{4}L{}_{rt}L{}_{tt}L{}_{at}}}\\ =\frac{4\text{π}\eta {}_J{\rm P}{}_{J}G{}_{J}G{}_{1t}R{}_t^{4}B{}_{t}L{}_{tt}L{}_{at}}{{\rm P}{}_{tt}G{}_{0t}^{2}R{}_J^2\sigma {}_{t}B{}_{J}L{}_{J}L{}_{aJ}L{}_{t\text{Ρ}\text{o}\text{l}}Y{}_t}(9)\end{array}$

式中:Ptt为配试雷达的发射功率;G0t为配试雷达在目标方向的天线增益;G1t为干扰方向的天线增益;Bt为接收机带宽;Yt为综合抗干扰改善因子;Lrt为接收综合损耗,Ltt为发射综合损耗。设作战对象的各对应参数分别为Ptz,G0z,G1z,Bz,Yz,Lrz和Ltz。干扰机与配试雷达的距离为RJ。

真实作战对象放置于配试雷达处,且刚好发现真实的被保护目标的距离为Rz,则此刻作战对象检测端的信干比为:

$\begin{array}{l}\left(\frac{J}{S}\right){}_z=\frac{\frac{\eta {}_J{\rm P}{}_{J}G{}_{J}G{}_{1z}B{}_z\lambda {}^2}{(4\text{π}){}^{2}R{}_J^{2}B{}_{J}L{}_{J}L{}_{rz}L{}_{z\text{Ρ}\text{o}\text{l}}L{}_{aJ}}}{\frac{{\rm P}{}_{tz}G{}_{0z}^2\lambda {}^2\sigma {}_{z}Y{}_z}{(4\text{π}){}^{3}R{}_z^{4}L{}_{rz}L{}_{tz}L{}_{az}}}\\ =\frac{4\text{π}\eta {}_J{\rm P}{}_{J}G{}_{J}G{}_{1z}R{}_z^{4}B{}_{z}L{}_{tz}L{}_{az}}{{\rm P}{}_{tz}G{}_{0z}^{2}R{}_J^2\sigma {}_{z}B{}_{J}L{}_{J}L{}_{aJ}L{}_{z\text{Ρ}\text{o}\text{l}}Y{}_z}(10)\end{array}$

由检测理论可知,在刚好能够发现目标情况下,在使用替代雷达及真实作战对象的不同条件下,替代雷达与真实作战对象接收机检测信号时的发现概率和虚警概率相同。两种情况下雷达接收机检测端的信干比应相同,且等于雷达在此发现概率和虚警概率下的检测因子。由此,通过外场实测单部干扰机对配试雷达的干扰距离Rt′推算出其对真实作战对象的干扰距离Rz′:

$R{}_{z^{\prime }}=R{}_{t^{\prime }}\cdot \left[\frac{{\rm P}{}_{tz}G{}_{0z}^{2}G{}_{1t}B{}_{t}L{}_{tt}L{}_{at}L{}_{z\text{Ρ}\text{o}\text{l}}Y{}_z\sigma {}_z}{{\rm P}{}_{tt}G{}_{0t}^{2}G{}_{1z}B{}_{z}L{}_{tz}L{}_{az}L{}_{t\text{Ρ}\text{o}\text{l}}Y{}_t\sigma {}_t}\right]{}^{1/4}(11)$

3 结 语

本文分析了炮射雷达干扰弹的作战对象及工作原理,并针对炮射雷达干扰弹及配试雷达特点,在不改变炮位校射雷达侦察校射模式的前提下,提出了一种科学可行的外场试验方法。建立由多部干扰机到单部干扰机、由替代雷达到真实作战对象的干扰效果评估方法,解决了炮射雷达干扰弹干扰距离外场试验及评估的难题。

由于炮射雷达干扰弹受弹体供电等因素限制,只能采取主瓣干扰,且其使用受气象条件限制较大。

摘要：为了解决滞空式炮射雷达干扰弹干扰效能评估难题,针对滞空式炮射雷达干扰弹工作原理及配试雷达特性,提出了静态悬挂多部干扰机、实弹射击填砂弹作为合作目标的半动态试验方法。并进行了由多部干扰机至单部干扰机、由配试雷达到真实作战对象的评估方法研究,通过外场试验,评估了滞空式炮射雷达干扰弹干扰效能。

关键词：炮位侦察校射雷达,滞空式,炮射雷达干扰弹,外场试验

参考文献

[1]王建华.炮兵防空兵侦察技术导论[M].北京:国防工业出版社,2006.

[2]王德纯.精密跟踪测量雷达技术[M].北京:电子工业出版社,2007.

[3]韩子鹏.弹箭外弹道学[M].北京:北京理工大学出版社,2008.

[4]张毅.导弹弹道学[M].北京:国防科技大学出版社,1999.

[5]魏凤昕.火箭深弹外弹道学[M].北京:国防工业出版社,1992.

[6]赵国庆.雷达对抗原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,1999.

[7]丁鹭飞.雷达原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,2002.

[8]焦培南.雷达环境与电波传播特性[M].北京:电子工业出版社,2007.

[9][美]理查兹.雷达信号处理基础[M].邢孟道,译.北京:电子工业出版社,2008.

[10]王国玉.雷达对抗试验替代等效推算原理与方法[M].北京:国防工业出版社,2002.

雷达干扰 篇2

相控阵天线有多种形式，如线阵、平面阵、圆阵、圆柱形阵列、球形阵和共形阵等，但都是从阵列天线发展起来的。阵列天线通常由多个偶极子天线单元组成，偶极子天线具有近似的无方向性天线方向图，天线增益很低，在自由空间内增益只有6dB 左右，为了获得较高的增益，将多个偶极子天线单元按一定的规则排列在一起，形成一个大的阵列天线。

N 个带有移相器的相同单元的线性阵列天线，相邻单元间隔为d。与直线阵相垂直的方向为天线阵的法线方向，称为“基本轴”。设各单元移相器输入端均为等幅同相馈电，且馈电相位为零。各个移相器能够对馈入信号产生0～2π 的相移量，按单元序号的增加其相移量依次为Ф1、Ф2、Ф3、…、ФN-1、ФN。

(1)当目标处于天线阵法线方向时，要求天线波束指向目标，即波束峰值对准目标。由阵列天线的原理可知，只要各单元辐射同相位的电磁波，则波束指向天线阵的法线方向。根据阵列天线这一结论，若对相控阵天线中各个移相器输人端同相馈电，那么，各个移相器必须对馈人射频信号相移相同数值(或均不移相)，才能保证各单元同相辐射电磁波，从而使天线波束指向天线阵的法线方向。换句话说，各个移相器的相移量，应当使相邻单元间的相位差均为零，天线波束峰值才能对准天线阵的法线方向。

(2)在目标位于偏离法线方向一个角度θ0时，若仍要求天线波束指向目标，则波束扫描角(波束指向与法线方向间的夹角)也应为θ0。倘若波束指向与电磁波等相位面垂直，即波束扫描一个θ0角度，则电磁波等相位面也将随之倾斜、见图中M′M 方向，它与线阵的夹角也为θ0。这时，各单元就不应该是同相辐射电磁波，而需要通过各自的移相器，对馈入射频信号的相位进行必要调整。

首先讨论单元1 与单元2 的移相器对馈入射频信号的相移情况。假设单元1 与单元2 的移相器分别对馈入的射频信号相移了Ф1

和Ф2，那么单元1 辐射的电磁波到达

等相位M′点的相位为Ф1，而单元2 辐射的电磁波由于在空间多行程一段距离AB，故到达等相位面时的相位为：

φ2=2π/λ ·d·sinθ0

根据等相位条件，在等相位面上则有：

φ1=φ2=2π/λ ·d·sinθ0

设两单元的相位差为Ф，上式可写成：

φ=φ2-φ1=2πλ ·d·sinθ0

即两单元的相位差Ф，补偿了两单元波程差引起的相位差，使得两单元辐射的电磁波在θ0方向能够同相相加，得到最大值，即波束指向了θ0方向。同样的分析可以得出单元2 与单元3 之间的相位差也为Ф：

φ1=φ3=2π/λ ·d·sinθ0

依此类推，任意两单元的相位差都相同。这就是说，通过移相器的调整，使得各单元辐射电磁波的相位按其序号依次导前一个Ф，分别为Фb、Ф2=Ф1+Ф、Ф3=Ф1+2Ф、…、ФN=Ф1+﹙N-1﹚Ф，使电磁波的等相位面向左倾斜，波束方向偏离天线阵法线方向向左一个θ0角度。

同理，通过移相器的调整，若各单元辐射电磁波的相位按其序号的增加依次滞后一个Ф，分别为Ф1、Ф2=Ф1-Ф、Ф3=Ф1-2Ф、…、ФN=Ф1-﹙N-1﹚Ф，则电磁波的等相位面向右倾斜，波束指向偏离天线阵的法线方向向右一个θ0角。由前面的公式可得出θ0与Ф 的定量关系为：

θ0=arcsin(λφ/2πd)

此式表明，在雷达工作波长与单元之间的间距d 一定的情况下，波束指向角θ0随Ф 而变化。只要控制移相器使各单元间产生相同的相移增量，并且其大小和正负又是可变的，则波束就可以在范围内扫描。

简单来说，控制移相器对馈入射频信号产生的相移，即可改变电磁波等相位面的位置，从而改变天线波束的指向，达到扫描的目的。这就是相控阵天线实现电扫描的基本原理。相控阵雷达技术特征

2.1 天线波束快速扫描能力

天线波束快速扫描能力是相控阵雷达主要技术特点。这一特点来自于阵列天线中各天线单元通道内信号传输相位的快速变化能力。正是由于相控阵天线的波束快速扫描的技术特点使得相控阵火控雷达具有高搜索数据率、高跟踪数据率、多目标搜索与跟踪、实现多种雷达的功能。

2.2 天线波束形状捷变能力

天线波束形状捷变能力是指相控阵天线波束形状的快速变化能力。天线波束形状捷变能力使相控阵天线可快速实现波束赋形和实现空时二维自适应处理(STAP)。空时二维自适应处理(STAP)是相控阵雷达在空域与频域同时实现对杂波干扰进行抑制的方法，用于机载相控阵火控雷达抑制地面杂波。机载雷达在强地物背景中检测目标，采用距离门多普勒滤波方法，对每一个要检测的距离单元，即可能存在目标的距离单元，通过多普勒滤波器组对目标回波进行频谱分析，从速度上分辨目标与杂波，而在不同角度上与不同距离上地物的杂波频谱是不同的，与雷达载机飞行速度及姿态有关，而且地物杂波信号是由与被检测单元同样距离的所有天线主瓣与副瓣照射的地物信号叠加而成，主瓣杂波对目标回波的信号的遮蔽最大。要检测雷达主瓣照射区内某一距离单元内是否存在目标，首先在每一天线单元或子天线级别上，对该单元的接收信号进行频谱分析，即频域滤波，然后对每一个滤波器的输出在进行自适应空域滤波，即实现自适应能力方向图形成，在该滤波器最大值对应的角度上形成接收方向图凹口。就是对回波信号的每一个多普勒频率分量，分别形成各自的天线方向图，方向图的最大值均指向预定要检测或跟踪目标的方向，而这些方向图凹口则分别对准产生该多普勒频率的强地物所在方向。

2.3 空间功率合成能力

空间功率合成能力使相控阵机载火控雷达实现了发射电磁波能量的低峰值功率、高脉冲能量和高平均功率，提高其探测性能。

阵列天线的每一个单元通道或每一个子天线阵上设置一个发射信号功率放大器，依靠移相器的变化，使发射天线波束定向发射，既将各单元通道或各子阵通道中的发射信号聚焦于某一空间方向。

2.4 多波束形成能力

相控阵雷达通过波束转换控制信号可以方便地在一个重复周期内形成多个指向不同的发射波束和接收波束。用同一个孔径可以同时产生多个独立的波束，即将一部分面阵对应产生一个波束，另一部分面阵对应产生另一个波束，各个波束又可以具有不同的辐射功率、波束宽度、目标驻留时间、重复频率和重复照射次数等。各个波束可以实现统一控制和分别控制，用于对目标的一般搜索、重点搜索和跟踪。

2.5 强抗干扰能力

相控阵雷达天线波束的快速扫描、天线波束形状捷变、自适应空间滤波、自适应空时处理能力以及多种信号波形的工作方式，使得相控阵雷达在体制上具有强的抗干扰潜在性能。在相控阵雷达中又采用了单脉冲测角技术、脉冲压缩技术、频率分集技术、频率捷变和自适应旁瓣抑制技术，进一步提高了其抗干扰性能。

相控阵机载火控雷达具有高增益和低副瓣的天线阵列，副瓣电平可达-50~-40dB，由于副瓣电平低，可以使雷达少受相邻频段雷达的互扰，使掩护式干扰机的等效干扰功率增大，给干扰机制造增加困难，提高了雷达的抗干扰能力;主瓣波束很窄、扫描方式迅速灵活，使侦察接收机可接收的脉冲数少而难以实现跟踪，低副瓣技术的采用，又要求侦察接收机灵敏度高，动态范围大，信号测定瞬时迅速，使得侦察工作难以进行;波束调零技术的采用，使其易于对抗针对雷达天线副瓣的干扰。对相控阵机载火控雷达的干扰研究

对相控阵机载雷达的干扰要从雷达原理、电子对抗原理等方面入手，从原理角度分析相控阵机载火控雷达自身固有的弱点，才能找到对应的干扰办法。从原理上讲，机载相控阵火控雷达有如下弱点： 一是对所有的电子信号，只要在雷达设备的通带内的信号，它不分敌我，都能接收;二是不论雷达采用什么样的信号处理方式，只要干信比达到一定值时，它就不能干扰和有用信号的混合体中，提取有用信号;再一方面虽然相控阵雷达天线副瓣低，而且还可以采取副瓣调零等措施，但是它的天线副瓣仍然不可能为零，副瓣电平是客观存在的，副瓣干扰有机可乘。

相控阵机载火控雷达实质也是一部雷达设备，也要遵循雷达的基本工作原理，也具有上述弱点，因此只要是在雷达接收通道通带内的无线电信号，都能进入到雷达，无法回避;其次提高进入接收通道的电信号(包含有用信号和干扰信号)干扰信号能量，只要干信比达到一定值时，雷达就不能从干扰和有用信号的混合体中提取有用信号，直接影响雷达对目标的探测。根据上述分析，可采用以下方法实施电子干扰。

(1)由于天线副瓣的存在，因此通过增大干扰机功率，可进行副瓣干扰;或者直接对雷达实行宽带噪声干扰。强干扰信号进入雷达的接收通道可降低雷达接收信号的的信噪比，直至接收机达到饱和状态，破换雷达接收机的正常工作。

(2)从战术层面采用多机干扰，协同工作。相控阵雷达具有自适应空间滤波能力，能自适应地在干扰方向形成天线方向图零点，因此，单部干扰机无法对其形成有效的干扰。但是从原理角度分析自适应空间滤波需要自适应地计算空间矢量，而计算空间矢量需要空间取样，也要消耗计算时间，即自适应时间。采用两部或两部机载干扰设备协同使用，分时轮流工作，即可破坏雷达自适应空间滤波的精确性和稳定性，从而达到有效干扰的目的。结束语

合成孔径雷达散射波干扰研究 篇3

1 合成孔径雷达

雷达产生于二战中, 随着科学技术的发展, 雷达技术在不断完善和更新。在战场上, 人们越来越希望在雷达屏幕上看到清晰的目标图像, 而不是一个移动的闪烁点。合成孔径这一概念最早是由美国古德依尔宇航公司的威廉提出的, 其研究的最初目的就是提高雷达角分辨率。我国在70年代中期的时候, 中国科学院电子研究所率先开展了合成孔径雷达 (SAR) 的研究。在1979年的时候, 研制成功中国第一部机载SAR样机, 出现了第一幅雷达图像。在以后的几年中, 合成孔径雷达不断创新和完善, 在军事上取得显著成果。

(1) 战略应用。合成孔径雷达能够全天候对战事进行侦查, 对军事动态进行监视, 以此来达到制定出合理军事战略的目的。另外, 战略导弹终端要点可以对目标进行防御和识别, 自动导引战略多弹头执行任务。

(2) 战术应用。合成孔径雷达能够对大型飞机群、坦克群、停机坪进行成像监视, 探测反坦克雷场, 对规划军事战术具有促进作用。

(3) 特种应用。合成孔径雷达可以应用在强杂波背景下, 对低空或超低空目标进行跟踪和探测, 从而对目标物进行动态和静态测量。

2 合成孔径雷达散射波干扰原理

合成孔径雷达散射波的干扰原理如图1所示:

图中所示雷达波从t1时刻到t2时刻照射到目标, 和一般模式的SAR相比较, 雷达脉冲从发射原点到接收目标过程中的传播路径不再是雷达和目标之间的两倍距离。散射波干扰的距离是从雷达传到干扰机, 再由干扰机转发给目标, 经过目标散射后最终被雷达所接收而经过的路程。随着干扰脉冲转变途径的变化, 干扰回波与匹配滤波器之间的多普勒参数会失配。假设目标干扰脉冲的传播路径是:

公式中, h是干扰机的投影高度, △R是目标和干扰机相对地面投影点的斜距离偏移。

经过以上数据分析得出目标散射干扰回波多普勒参数fn和ft。假如目标散射干扰回波和匹配滤波器之间的多普勒参数失配, SAR图像就会出现干扰图像, 其干扰效果在于两者的多普勒参数大小。由此可见, 散射波的干扰程度比一般光波的干扰力度要强很多。

3 合成孔径雷达散射波干扰效果分析

一般来说合成孔径雷达产生的干扰回波与匹配滤波器之间都存在成像问题, 主要有两种:残遗距离迁移曲线和方位二次相应误差。

多普勒参数失配往往使得干扰回波存在残遗曲线△R。从分析来看△R在合成孔径区间内的最大跨度为T, 在半个距离单位内为t。在计算时一般忽略残遗距离迁移曲线对输出误差的影响。即:T≤t/2。

另外, 因为多普勒调频失配产生二次方位误差△Q时, 使得输出结果散焦, 因而出现方位误差小于4/π, 即:△Q (Ts/2) ≤4/π。

在散射干扰下, 干扰地区中不同目标的散射干扰回波和匹配滤波器之间的多普勒参数失配大小是不同的。当其同时满足以上两个公式时, 就可以定义为干扰目标能得到近似完全匹配的处理方法, 这时散射波所显示的SAR图像是虚假的。假如散射波干扰回波和匹配滤波器之间的多普勒参数失配程度增大, 干扰目标的输出质量会大大下降。当多普勒参数失配程度达到相关数值时, 各种目标质量的恶化程度会越来越明显。这时散射波对SAR图像所产生的图像是散焦图像, 从而牵制干扰效果。

结合以上所描述的, 散射波对SAR图像所产生的干扰影响有下面三种:

(1) 散焦图像制压干扰。

(2) 虚假图像欺骗干扰。

(3) 散焦图像制压干扰+虚假图像欺骗干扰。

以上介绍了在合成孔径雷达基础上, 描述了合成孔径雷达散射回波不同的干扰模式, 用切实数据分析得出了干扰效果量化的参数。在实际情况下要具体分析不同的合成孔径雷达散射波对SAR图像所造成的干扰影响。

4 结束语

通过以上分析可得知:散射波对合成孔径雷达具有较强干扰作用, 在军事上占有重要地位。散射波干扰形成的干扰信号能够保留信号相关性和地面物品回波, 在原有信号不受破坏的情况下, 将信号完好无损传送到信息平台。另外, 散射波具备更高效的干扰系统, 能够收集到更为丰富的信息。因此, 技术人员要加强对合成孔径雷达散射波的干扰研究力度, 为我国的科技事业贡献一份力。

摘要：随着科学技术的发展, 合成孔径雷达越来越受到人们的关注。合成孔径雷达是一种向目标发射电磁波, 然后依靠接收到的目标信号而成像的一种有源系统。近年来, 人们对合成孔径雷达散射波的干扰研究比较深入, 广泛应用于军事。本文就散射波对合成孔径雷达干扰的信号特点和干扰效果进行了具体分析。

通信信号对雷达信号干扰的分析 篇4

1 通信信号概述

1.1 通信信号概念

通信信号指通信中传输的图像、语言、文字等信息的传递信号。现代通讯一般以正弦信号电磁波的方式进行, 都以电磁波的方式进行传递, 发射电磁波的设备携带着接收方所需要的信息, 有时候直接到达接收方, 有时候这要经过许多的中转才能到达接收方。其通信信号的传递是经过不同的通信基站和设备进行传输的, 会连续性的产生信号波[1]。

1.2 通信信号模型建立

目前, 通信多以数字化设备进行, 其数字通信信号包括调幅、调频、调相三种基本调制形式。幅度键控ASK是线性调制, 频率键控FSK及相位键控PSK是非线性调制。因为表征信息的频率与相位的调整变化只有有限的离散值。因而, 可以进行频率键控FSK和相位键控PSK的简化, 作为幅度键控ASK信号处理。

2 特征子空间投影分析法

2.1 特征子空间理论的概念

特征子空间的降维效果和稳健性的出来能力在波束形成、DOA估计、超分辨处理等方面得到了广泛的应用。在通信基站密集的区域, 雷达信号会受到很大的影响, 当在脉压雷达强干扰的接收环境下, 接收的矢量中包括雷达回波信号和通信干扰信号[2]。

2.2 特征值的个数选取

在实际操作中, 输入为带限干扰, 无法准确的掌握大特征值的个数, 因而, 合理的选择大特征值的个数是必须考虑的问题, 如果特征值个数选择不够, 则会对干扰抵消不彻底;而选择过多, 则会将必要的信号对消。实际操作中可选择相邻的特征值的变化进行个数的选择, 其需要满足公式:i/i+1>i+1/i+2其中i=1, 2, 3....;M-2。

对于信号功率, 输入干扰功率越大, 那么对应的特征值也越大, 前面的特征值与后面的特征值的差距增大, 则确定感染子空间的维度就更容易, 且抑制干扰效果会更佳。

2.3 仿真结果分析

如果LFM信号的中心频率为F0=0MHz, 带宽B=10MHz, 时宽为T=10us。噪声是高斯白噪声, 输入不同的干扰功率时, 特征子空间的投影方法干扰抑制效果存在不同[5]。协方差矩阵特征值进行分解后, 代表干扰的特征值和代表信号及噪声的特征值相差较大时, 可以很容易很精确的选择出前面r个大特征值, 相反, 则不容易区分出大特征值和小特征值, 如果受到通信信号的干扰功率越大, 该方法对消效果则更佳, 干扰功率小则抑制效果不理想。

3 最小二乘法分析法

3.1 最小二乘法的思想

根据频率检测仪提供的信号带宽内干扰的频率范围, 在满足频率采样定理的条件下, 均匀的选择不同的离散频点, 作为不同通信信号干扰估计的频率值, 每一个频率信号幅值用最小二乘法进行计算。假设干扰的频率范围是[fmin fmax], 那么每一个离散点的频率为:

fn=fmin+nF0, 其中F0是频率间隔, n=1, 2, 3...N

3.2 离散频点的选择

频率采样的间隔越小, 则N的值越大, 那么最终的数字精确度越高, 在实际中, 误差和频率的采样率有关, 离散点越多, 则误差越小。另外, 在同一频率的采样点数时, 如果输入的带限干扰的功率越大则抑制效果会不佳[3]。对于小功率的通信信号干扰, 此法有效。

3.3 仿真结果分析

如果雷达发射LFM连续波, 则信号的中心频率为F0=0MHz, 带宽B=12.5kHz, 时宽为T=10us。输入的干扰取值范围为0.8到0.9间的倍数信号带宽处的带限干扰, 雷达信号功率和通信信号在内噪声的干扰下, 影响较小[4]。

参考文献

[1]吴少鹏.雷达抗干扰效能评估理论体系研究[J].雷达与对抗, 2011, 23 (6) :10-11

[2]潘超.雷达抗感染效能评估准则与方法研究[D].成都电子科技大学, 2010

[3]杨丹丹.雷达干扰一体化设计的共享信号研究[J].江南大学, 2010 (25) :103

[4]李明.运动平台雷达信号相互干扰研究[J].现代雷达技术, 2011, 36 (6) :56-57

雷达干扰 篇5

1干扰效果评估形式和体系分析

基于现有雷达应用系统的差异性, 在系统评估过程中要明确应用机制的效果, 并从多个角度对其进行优化分析。以下将对干扰效果评估形式和体系进行分析。

1.1干扰效果概念

干扰效果评估指的是现有应用系统中存对其他电子信息系统造成的干扰, 在优化设计阶段能对电子信息系统、电子设备或人员所产生的干扰、损伤或破坏效应进行的定性或定量评价。基于效果评估的差异性, 在设计阶段必须明确干扰程序, 并遵循现有的应用依据, 使其适应系统评估的应用体系和干预形式。在整体性干预阶段可以明确监测形式和干扰效应, 对应用指标进行系统的分析, 并在实践中明确应用机制。

1.2干扰效果应用机构

针对固定设计形式的差异性, 在优化评价的过程中要明确运用形式的组成方式。但是现有的评估方法和固定变形形式存在一定的差异性, 在优化设计阶段必须考虑到应用模式的特点, 使其适应雷达应用系统的本质性要求。在设计阶段需要对雷达对抗侦察系统的干扰效果进行系统的评估, 使其适应应用机制的本质性要求。更重要的是确定合适的评估准则以及构建合理、可信的干扰效果评估指标体系。

1.3干扰效果评估原则分析

当前对于现有的评估管理形式, 其应用原则存在一定的差异性, 在优化设计过程中必须兼顾到设计形式的应用形式, 使其满足系统设置的本质性要求。其中涉及到信息准则、功率准则、效率准则等, 在设计过程中要严格按照固定的设计形式对其进行优化分析。首先是信息干扰准则, 涉及到被干扰者和干扰者两个方面, 在系统设计阶段必须从多个角度对其进行分析, 不断减少影响因素。但是在对抗干扰阶段, 雷达的干扰形式对整体应用效果存在一定的阻力。其次是功率准则原则, 在应用阶段需要明确干扰程序和方式, 不断减少应用压力, 使其在符合建筑形式的本质要求。对雷达进行实施和干预的过程中要不断优化干预信息, 对接受程序进行调整。效率准则需要在第一时间获得雷达辐射的信心, 包括定位目标、战略形式和功率准则等, 选择适当的干预体系不断对应用程序进行干预。

2雷达对侦察系统干预效果的评估

基于干扰指标和应用机制之间的差异性, 在整体评估过程中必须不断减少干预因素的影响, 使其满足应用形式的本质性要求。在优化建设阶段要了解干预评估形式, 并按照固定的设计形式和应用理念对其进行优化分析。以下将对雷达对侦察系统干预效果的评估进行分析。

2.1明确指标应用系统

指标管理体系在整个应用阶段起到至关重要的作用, 在优化建设过程中必须减少干扰因素的影响, 使其满足现有管理机制的本质性要求, 满足建设管理形式的要求。在系统建设过程中评估效果起到至关重要的作用, 要以现有的变革形式为目标, 实现效果评估体系的顺利进行。但是现有的管理程序和干扰指标之间存在一定的差异性, 需要以固定的应用机制为研究点, 满足应用系统的建设需求。整个优化过程中必须构建合理有效的指标管理体系, 使其满足系统建设的要求。

2.2对应用形式进行扩展

在现有系统建设阶段需要明确抗侦察系统的应用形式, 不断降低管理能耗。在基本工作形式应用阶段要以雷达侦察系统为主, 不断优化建设形式, 减少干扰形式的干预, 使其发挥理想的作用。由于现有的雷达系统在应用阶段受到的干扰性比较大, 因此在优化设计阶段需要从现有设计形式入手。其变频管理形式和背景发展形态有一定的联系, 保证系统在有无干扰条件下, 能够正常获取正确信息的空域范围减小程度。

2.3应用形式的监测

基于现有发展模式的差异性, 在控制阶段需要对应用形式进行合理的分析, 使其适应应用机制的相关要求。在具体设计阶段需要明确错误诊断率, 如果存在严重的系统控制不当或者监测形式不合理的情况, 则需要及时对其进行优化分析。在系统设计阶段涉及到干扰系统的影响, 必须在固定的指标评价形式的要求下, 对应用功率进行分析。干扰信号越前强则说明符号的应用功率越小。干扰效果指标合常规性应用指标存在差异性, 必须对参数形式进行优化分析, 使其适应系统应用效果的相关要求。如果信号本身比较复杂, 雷达在对其进行处理的过程中会耗费大量的实践, 这样会直接对信号的干预效果产生影响, 就降低了其时效性。

3结束语

针对当前雷达对抗侦察系统的干预效果, 在整体应用和控制过程中必须树立正确的评价管理机制, 使其满足系统设置的本质性要求, 并在执行阶段合理执行。电子应用系统对抗干扰形式存在一定的差异性, 在优化设计过程中必须体现出设计的合理性。在技术应用阶段采用Vague集理论和隶属度函数为基本依托, 在后续程序发展中能对干扰效果做出直接合理有效的评估, 进而不断提升应用标准的干预效果。

参考文献

[1]杨军佳, 毕大平, 莫翠琼.雷达对抗侦察系统干扰效果评估的模糊推理方法[J].火力与指挥控制, 2011, 12 (12) :99-101.

[2]杨军佳, 林钰, 毕大平, 王天云.基于PDW加权相对距离的侦察系统干扰效果评估[J].航天电子对抗, 2013, 08 (12) :189-191.

[3]陈明辉.弹道导弹防御相控阵雷达欺骗干扰效果仿真与评估研究[D].国防科学技术大学, 2013, 09 (12) :280-281.

雷达抗干扰技术的发展趋势分析 篇6

关键词：电子信息技术,雷达,抗干扰,电子环境

雷达在探测和跟踪目标时, 如果遇到复杂电磁环境的干扰, 容易在距离、角度和频率方面不能有效分辨真实目标, 而此时, 雷达所指示的目标信息也并非真实目标的相关信息, 这样雷达就会失去跟踪和探测的效用。所以说, 开展对单脉冲雷达抗干扰能力的研究具有非常重要的理论价值和现实意义。

1 复杂电磁环境下雷达的主要干扰技术

随着电子干扰技术的迅速发展, 如今能够对雷达实施干扰的技术非常多, 我们从战术应用角度将其分为常规干扰技术和非常规干扰技术两大类。

1.1 常规干扰技术

常规干扰技术, 具体指的是在雷达对抗中经常采用的、普适性较强的一些干扰方法。其主要干扰原理是有效降低雷达接收信号的信噪比。常用的常规干扰技术主要包括阻塞噪声、射频存储转发干扰和无源干扰等。雷达抗常规干扰的主要方法是提升雷达的跟踪和探测性能, 比如说增加隐身天线、增加发射功率、采用低截获概率技术, 等等。

1.2 非常规干扰技术

非常规干扰技术, 主要是指对那些采用了特定技术的雷达或者构造、功能比较特殊的雷达实施干扰的方法和措施。一般来讲, 对特定的雷达进行非常规干扰应当先侦查、收集被干扰雷达的一些特定信息 (比如说雷达频率、雷达操作系统等) , 然后使干扰机能够逼真复现被干扰雷达的信号, 同时有效控制信号, 从而产生虚假现象。通过制造假的雷达目标回波, 让被干扰雷达产生错误的数据和信息。非常规干扰方法对跟踪雷达的干扰更为有效, 这也是对单脉冲雷达进行干扰时经常采用的方法。这类干扰技术主要有距离欺骗、角度欺骗、速度欺骗、自动增益控制欺骗, 等等。其中, 距离欺骗的特点是利用干扰信号将雷达距离波门从真目标上脱开, 以控制、转发或延迟等有效手段使雷达产生距离假目标, 其干扰原理是通过发送干扰信号让雷达两个距离波门中的信号强度不一样, 从而干扰雷达的距离分辨能力;角度欺骗干扰的主要特点是在单脉冲雷达分辨角内设置两个或以上的干扰源, 对单脉冲雷达的角跟踪系统精度和准确度实施干扰;速度欺骗的特点是通过发送两个高低不同频移的干扰信号, 从而让雷达速度跟踪波门难以准确测定目标的移动速度;自动增益控制欺骗的特点是通过连续不断的干扰使AGC不断进行控制转化, 从而造成雷达接收机工作失常, 进而出现跟踪、探测中断或雷达整体性能下降等问题。

2 雷达抗干扰特点及其技术发展趋势

通过分析雷达干扰技术, 一般认为现代雷达抗干扰技术应具备以下几个方面的特点:①雷达天线应当具备高增益、低副瓣、低交叉极化响应、窄波束、电子扫描相控阵、单脉冲测角等技术, 全面提升信号藏匿、跟踪和探测能力;②雷达系统应当具有高速的数字信号处理与计算系统、信息传递与交换系统等, 从而全面提升其应对复杂电磁环境的能力;③雷达系统应当具有全方位、全频段、大功率、多重功用的多波束能力, 以便于能在应用中对付多个目标。此外, 现代雷达系统正在朝着集成化、模块化的方向发展, 这样才能确保雷达更能适应复杂、多变的电磁环境, 提升其生存能力。由现代雷达抗干扰技术的特点, 我们可以预测其未来发展的主要趋势, 具体包括以下几个大的方面。

2.1 多功能相控阵雷达技术

多功能相控阵雷达通过电控指令控制天线在孔径面上的相位分布, 从而实现对雷达波束指向和形成的控制, 从而提升雷达波束的灵活性和自适应能力, 并根据抗干扰需要针对性进行功率管理。由于多功能相控阵雷达具备波束稳定、反应快、指向反应快等优点, 因此其具有相对更好的抗干扰性能, 从而成为雷达技术研究与发展的一个重要方向。

2.2 多波束技术

雷达多波束系统具体是指利用多波束网络或者多束透镜在一定空间范围内形成多个独立并相邻的高增益波束, 其能够覆盖更宽的频率范围, 并且能够以较高的角分辨率对空间实施不间断扫描。更重要的是, 每个阵元前都装置了低功率微波放大器。所以, 在使用中, 能够产生较大的有效辐射功率, 从而很好地应对干扰威胁。

2.3 低截获率技术

雷达使用中, 可以通过运用频谱扩展及随机调制等有效措施, 降低雷达的有效辐射载波的功率, 从而大大降低雷达信号被敌方截获的概率, 以保护雷达免受敌方的干扰, 这也是未来雷达抗干扰技术发展的一个重要方向。

2.4 综合抗干扰技术

这一抗干扰技术主要是将多种对抗技术和战术方法有效结合在一起, 充分发挥出各项技术的抗干扰能力, 从而有效提升雷达的整体抗干扰能力和适应性。比如说, 可以利用副瓣对消对抗连续波噪声干扰, 利用单脉冲测角对抗角度欺骗, 利用频率捷变对抗有源干扰等。在雷达使用中, 通过运用灵活多变的战术方法和综合性的抗干扰措施, 也能在很大程度上提升雷达的抗干扰能力。但在未来的研究中, 我们应当致力于将多种抗干扰技术融合在一个雷达系统内, 并让彼此之间实现高效率、高灵敏度的运转。

3 结束语

总的来说, 面对当前越来越复杂的电磁环境和越来越激烈的电子对抗形式, 雷达抗干扰的发展是必须的, 也是急迫的, 需要我们相关工作人员和研究人士对当下的雷达干扰技术、抗干扰技术和电子信息技术等进行详细的了解和探索, 以便不断取得新发展和新突破, 从而在雷达技术上占得先机, 将干扰和抗干扰的主动权握在自己手中。

参考文献

[1]刘江波, 舒敬环.复杂电磁环境下的雷达抗干扰效能评估指标体系构建[J].信息化研究, 2015 (05) .

[2]王法栋, 王瑞革.雷达对抗技术与效果评估方法研究[J].数字技术与应用, 2014 (07) .

[3]张颂, 陈远征, 夏兴宇.干扰机布站位置对合成孔径雷达相干干扰效果的影响分析[J].航天电子对抗, 2015 (06) .

对合成孔径雷达的弹射式干扰研究 篇7

对合成孔径雷达弹射式干扰的工作原理是侦察对方SAR发射的信号,然后向地面目标转发此信号,信号通过地面反射被SAR接收,由于干扰信号与SAR回波信号性质相同,将通过SAR系统,在成像处理中产生虚假目标,从而掩盖真实目标[1]。

1 弹射式干扰模型

弹射式干扰的工作原理[2]:干扰机接收SAR信号,将信号放大并转发到目标区域。干扰信号通过目标的散射一部分被SAR接收。这样SAR接收到的信号不仅包含了目标对SAR发射波的后向散射波,而且包含了目标对干扰机产生干扰信号的散射波。其中干扰信号和目标信号相似,是线性调频信号,并且也有多普勒频率。图1给出了在点目标的情况下,雷达、干扰机和目标的空间分布图。

图中干扰机位于B点,坐标为(xB,yB,zB),距离地面高度为h;SAR高度为H,沿x轴以速度v作匀速运动;C为干扰区域内一散射点,坐标为(xC,yC,zC)。由图1可知,zB=h,干扰机与雷达之间的垂直斜距为$r{}_B=\sqrt{({\rm H}-h){}^2+y{}_B^2}$,散射点与雷达之间的垂直斜距为$r{}_C=\sqrt{{\rm H}{}^2+y{}_C^2}$。

假设t=0时刻,SAR位于A点,则在任意时刻,雷达与干扰机的距离为

$R{}_{AB}(t)=\sqrt{(vt-x{}_B){}^2+r{}_B^2}\approx r{}_B+\frac{(vt-x{}_B){}^2}{2r{}_B}(1)$

干扰机与目标散射点的距离

$R{}_{BC}(t)=\sqrt{(x{}_B-x{}_C){}^2+(y{}_B-y{}_C){}^2+h{}^2}(2)$

散射点与雷达的距离

$R{}_{AC}(t)=\sqrt{(vt-x{}_C){}^2+r{}_C^2}\approx r{}_C+\frac{(vt-x{}_C){}^2}{2r{}_C}(3)$

1.1 SAR接收信号

假设t时刻,SAR发射线性调频信号[3]是

p(τ)=a(τ)exp(jω0τ)exp(jπkτ2) (4)

若干扰机将接收到的雷达信号转投到C点,信号经C点散射后被雷达接收。则t时刻,雷达接收到来自C点的信号可表示为

$\begin{array}{l}s{}_r(\tau ,t)=\sigma {}_{t}p\left(\tau -\frac{R{}_{{\rm T}}(t)}{c}\right)+\sigma {}_{d}p\left(\tau -\frac{R{}_D(t)}{c}-\tau {}_d\right)=\sigma {}_{t}a\left(\tau -\frac{R{}_{{\rm T}}(t)}{c}\right)\exp \left(-\text{j}\frac{2\text{π}R{}_{{\rm T}}(t)}{\lambda }\right)\exp \left[\text{j}\text{π}k\left(\tau -\frac{R{}_{{\rm T}}(t)}{c}\right){}^2\right]+\sigma {}_{d}a\left(\tau -\frac{R{}_D(t)}{c}-\tau {}_d\right)\exp \left\{-\text{j}2\text{π}\left[\frac{R{}_D(t)}{\lambda }+f{}_0\tau {}_d\right]\right\}\\ \exp \left\{\text{j}\text{π}k\left[\tau -\frac{R{}_D(t)}{c}-\tau {}_d\right]{}^2\right\}(5)\end{array}$

式中,σt和σd分别代表回波中目标信号和干扰信号的散射强度;τd是干扰机转发信号的延迟时间;RD(t)是从雷达到干扰机,然后到目标点,再回到雷达天线的总距离,即

RD(t)=RAB(t)+RBC+RAC(t) (6)

RT(t)是雷达与目标之间距离的两倍,即

RT(t)=2RAC(t) (7)

由式(5)可见,雷达回波是同一信号不同延时的和。

1.2 干扰信号的距离向压缩和多普勒频率

对式(5)作距离向压缩处理,处理后的表达式为

$s{}_r(R,t)=\sigma {}_t\exp \left[-\frac{\text{j}2\text{π}R{}_{{\rm T}}(t)}{\lambda }\right]\sin c\left\{\frac{2\text{π}B{}_r}{c}\left[R-\frac{R{}_{{\rm T}}(t)}{2}\right]\right\}+\sigma {}_d\exp \left\{-\text{j}2\text{π}\left[\frac{R{}_D(t)}{\lambda }+f{}_0\tau {}_d\right]\right\}\sin c\left\{\frac{2\text{π}B{}_r}{c}\left[R-\frac{R{}_D}{2}-\frac{c\tau {}_d}{2}\right]\right\}(8)$

式中,Br是发射信号带宽;$R=\frac{c}{2}\tau$;t是慢时间。

从式(8)可以看出,单点目标信号经距离压缩后,在距离向上得到两个目标,位置分别为

$\{\begin{array}{l}S{}_a=R{}_{{\rm T}}(t)/2\\ S{}_b=R{}_D(t)/2+c\tau {}_d/2\end{array}(9)$

式中,Sa反映了目标的真实距离,是雷达信号直接作用于目标产生回波的贡献;Sb是产生的干扰目标的距离,它由干扰机位置、目标位置、干扰机延迟共同决定。真实目标和假目标的距离分辨率都是c/2Br。

接着考虑干扰信号的方位压缩,将RD(t)对慢时间t求导得到多普勒频率fdD。由式(1)～式(3)可得

$\begin{array}{l}f{}_{dD}=-\frac{1}{\lambda }\frac{\text{d}}{\text{d}t}[R{}_{AB}(t)+R{}_{BC}+R{}_{AC}(t)]=-\frac{1}{\lambda }\left\{\left[r{}_B+\frac{(vt-x{}_B){}^2}{2r{}_B}\right]+\left[r{}_C+\frac{(vt-x{}_C){}^2}{2r{}_C}\right]\right\}=\\ \frac{v}{\lambda }\left[\frac{x{}_B-vt}{r{}_B}+\frac{x{}_C-vt}{r{}_C}\right](10)\end{array}$

再对式(10)求导可得多普勒频率的变化率f′dD

$f^{\prime }{}_{dD}=-\frac{v{}^2}{\lambda }\left[\frac{1}{r{}_B}+\frac{1}{r{}_C}\right](11)$

假设rB≈rC,此时式(10)可以表示为$f{}_d=\frac{v}{\lambda }\left[\frac{x{}_B+x{}_C-2vt}{r{}_C}\right]$,多普勒零频率将出现在$vt=\frac{x{}_B+x{}_C}{2}$处。此时,多普勒频率的变化率可表示为$f^{\prime }{}_d=-\frac{v{}^2}{\lambda }\frac{2}{r{}_C}$,由此可见,干扰信号在方位向上近似于线形调频信号,而且调频斜率与目标信号近似,多普勒中心是$\frac{v}{\lambda }\frac{x{}_C+x{}_B}{r{}_C}$,因此干扰信号能被压缩成像。

1.3 干扰效果理论分析

弹射式干扰信号是干扰机转发的雷达信号,再经地面目标散射而形成,雷达接收到的干扰区域某目标的干扰信号与该目标点的真实回波信号的区别在于,信号所经历的路程不同,后向散射系数不同。由于弹射式干扰信号在传播路径中发生了改变,因此干扰信号经成像处理后产生的干扰点相对应于真实目标点出现的位置会有偏差。这个位置偏差同干扰机和散射目标的相对位置以及干扰机的转发延迟τd有关。

利用图1对干扰后成像点的位置与真实目标点的位置之间的关系进行讨论。设h≪H,散射目标点与干扰机与雷达的垂直斜距近似相等,即rB≈rC,干扰机的转发延时τd=0。

设C点真实信号的多普勒频率为fcD,由式(7)可得

$f{}_{cD}=-\frac{1}{\lambda }\frac{\text{d}R{}_{{\rm T}}(t)}{\text{d}t}=\frac{2v}{\lambda }\frac{x{}_C-vt}{r{}_C}(12)$

则由式(10)可得C点干扰信号的多普勒频率可写为

$f{}_{dD}=f{}_{cD}+\frac{v}{\lambda }\left[\frac{x{}_B-vt}{r{}_B}-\frac{x{}_C-vt}{r{}_C}\right]=f{}_{cD}+\text{Δ}f{}_d(13)$

由假设可得$\text{Δ}f{}_d=\frac{v}{\lambda }\left[\frac{x{}_B-vt}{r{}_B}-\frac{x{}_C-vt}{r{}_C}\right]\approx \frac{v}{\lambda }\frac{x{}_B-x{}_C}{r{}_C}$,通过对雷达波束内两个不同的点目标在同一时刻回波信号的多普勒频率的分析,可求得SAR图像中干扰点与真实散射点的方位向位置偏差a为

$a=\frac{\lambda r{}_C}{2v}\text{Δ}f{}_d=\frac{x{}_B-x{}_C}{2}(14)$

当$a＜\frac{\lambda r{}_C}{2v}(\text{Ρ}\text{R}\text{F}-f{}_{cD})$时,干扰信号的多普勒频率<PRF。若干扰机与散射点的方位向距离(xB-xC)过大,会使干扰信号的多普勒频率超过PRF,干扰区域的干扰信号频谱将被分成两段,从而形成两个干扰像。

由式(9)可知,在经过距离压缩后,干扰目标与散射目标之间的距离向位置差为

ΔS=Sa-Sb=RT(t)/2-RD(t)/2 (15)

将式(1)～式(3)、式(6)、式(7)代入式(15)中,可得

$\begin{array}{l}\text{Δ}S=\frac{1}{2}[R{}_{AB}(t)+R{}_{BC}-R{}_{AC}(t)]=\frac{1}{2}[r{}_B+\frac{(vt-x{}_B){}^2}{r{}_B}+\\ \sqrt{(x{}_B-x{}_C){}^2+(y{}_B-y{}_C){}^2+h{}^2}-r{}_C-\frac{(vt-x{}_C){}^2}{r{}_C}]=\\ \frac{1}{2}\sqrt{(x{}_B-x{}_C){}^2+(y{}_B-y{}_C){}^2+h{}^2}+\zeta (t)(16)\end{array}$

其中

$\zeta (t)=\frac{(vt-x{}_B){}^2-(vt-x{}_C){}^2}{2r{}_C}=\frac{(2vt-x{}_B-x{}_C)}{2r{}_C}(x{}_C-x{}_B)(17)$

由于rC≫(vt-xB),rC≫(vt-xC),故ζ(t)≪xC-xB。由式(16)知,ΔS的值同干扰机高度h、干扰机同散射点的方位向位置差(xB-xC)以及距离向位置差(yB-yC)有关。

2 实验仿真

合成孔径雷达接收机接收到的点目标弹射式干扰功率为

${\rm P}{}_{rj}=\frac{{\rm P}{}_{j}G{}_{j}G{}_r(\theta )\lambda {}^2\sigma {}_j}{(4\text{π}){}^{3}R{}_j^{2}R{}_r^{2}L{}_r}(18)$

式中,Pj为干扰机接收到SAR信号经放大后的功率;Gj为干扰机天线的增益;Gr(θ)为雷达天线的在干扰方向的天线增益;σj为目标散射截面积;Rj为干扰机到点目标的距离;Rr为目标点到雷达的距离。

合成孔径雷达接收机接收到的点目标回波功率为

${\rm P}{}_{rs}=\frac{{\rm P}{}_{t}G{}_r^2\lambda {}^2\sigma }{(4\text{π}){}^{3}R{}_t^{4}L{}_r}(19)$

式中,Pt为雷达的发射功率;Rt为雷达到目标的距离,在信号处理中,由于干扰信号与回波信号相似,能获得信号的处理增益,所得的点目标干信比为

$\text{J}\text{S}\text{R}=\frac{{\rm P}{}_{rj}}{{\rm P}{}_{rs}}=\frac{{\rm P}{}_{j}G{}_{j}G{}_r(\theta )\sigma {}_{j}R{}_t^2}{{\rm P}{}_{t}G{}_r^{2}R{}_j^2\sigma }(20)$

为验证弹射式干扰理论分析的正确性,将对面目标做干扰仿真。首先选取一幅河流图像作为场景进行SAR成像。仿真参数设置:信号载频10 GHz,脉冲重复频率500 Hz,脉宽3 μs,带宽50 MHz,采样频率100 MHz,天线真实孔径横向尺寸10 m,SAR下视角β=70°;取导弹在慢时间为零时刻的高度为20 km,速度vx=1 km/s,vy=0 m/s,vz=0 m/s,导弹做匀速直线飞行,取斜视角θ=0°,干信比定义为干扰功率与最强散射点回波功率的比值。用RD算法成像[4],未加干扰时如图2所示。

当只加一部干扰机,它的坐标为(200,5.42×104,10),单位m,此时加干扰后的SAR成像如图3所示。从仿真中可以看出,干扰后的图像是由原始图像和干扰图像叠加而成,干扰图像正如理论分析的那样,是原始图像扭曲变形的结果,它只能遮盖原始图像的1/2。如果再加一部干扰机,坐标为(-200,5.42×104,10),单位m,此时加干扰后的SAR成像如图4所示。

从仿真图像中可以看出,加了两部干扰机后,干扰图像就可以覆盖整个原始图像,从而对整个场景起到保护作用[5]。

3 结束语

从理论推导和实验仿真结果分析可以看出,弹射式干扰的结果就是原始图像与干扰图像的叠加,其中干扰图像相当于一幅由原始图像形变移位后的图像,它的干扰区域可以由干扰机位置和目标区域计算出。若要对整个目标场景进行保护,则需要两部以上干扰机对SAR进行协同干扰;若只对场景中的重要目标进行保护,则只需一部干扰机。

弹射式干扰不直接发射电波到空中,所以具有一定的隐蔽性,而且干扰信号与原始信号的相似性,容易通过SAR的接收机,从而更好地进行干扰。

参考文献

[1]丁鷺飞,耿富录.雷达原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,2002.

[2]李晨.合成孔径雷达有源欺骗干扰研究[D].南京:南京航空航天大学,2005.

[3]徐美林.对合成孔径雷达干扰与抗干扰及效能评估的研究[D].成都:电子科技大学,2005.

[4]保铮,邢孟道,王彤.雷达成像技术[M].北京:电子工业出版社,2005.

关于单脉冲雷达抗干扰能力的探讨 篇8

关键词：单脉冲雷达,干扰方法,抗干扰能力,角度欺骗

单脉冲雷达在探测和跟踪目标时, 如果遇到复杂电磁环境的干扰, 容易在距离、角度和频率方面不能有效分辨真实目标, 而此时雷达所指示的目标信息也并非真实目标的相关信息。这样, 雷达就会失去跟踪和探测的效用。因此, 开展对单脉冲雷达抗干扰能力的研究具有非常重要的理论价值和现实意义。

1 单脉冲雷达的主要干扰技术分析

随着电子干扰技术的迅速发展, 如今能够对雷达实施干扰的技术非常多, 我们从战术应用角度将其分为常规干扰和非常规干扰两大类。其中, 常规干扰具体指的是雷达对抗中经常采用的普适性较强的一些干扰方法, 其主要干扰原理是有效降低雷达接收信号的信噪比。常用的常规干扰技术主要包括阻塞噪声、射频存储转发干扰和无源干扰等。雷达抗常规干扰的主要方法是提升雷达的跟踪和探测性能, 比如增加隐身天线、增加发射功率以及采用低截获概率技术等。

非常规干扰主要是指对采用了特定技术的雷达或者构造、功能比较特殊的雷达实施干扰的方法和措施。一般来讲, 对特定的雷达进行非常规干扰应当先侦查、收集被干扰雷达的一些特定信息 (比如雷达频率、雷达操作系统等) , 然后使干扰机在逼真复现被干扰雷达信号的同时有效控制信号, 从而产生虚假现象, 通过制造假的雷达目标回波, 让被干扰雷达产生错误的数据和信息。非常规干扰方法对跟踪雷达的干扰更为有效, 这也是对单脉冲雷达进行干扰时经常采用的方法。这类干扰技术主要有距离欺骗、角度欺骗、速度欺骗和自动增益控制欺骗等。其中, 距离欺骗的特点是利用干扰信号将雷达距离波门从真目标上脱开, 以控制、转发或延迟等有效手段使雷达产生距离假目标。其干扰原理是通过发送干扰让雷达两个距离波门中的信号强度不一样, 从而干扰雷达的距离分辨能力。角度欺骗干扰的主要特点是在单脉冲雷达分辨角内设置两个或以上的干扰源, 对单脉冲雷达的角跟踪系统精度和准确度实施干扰。速度欺骗的特点是通过发送两个高低不同频移的干扰信号, 从而让雷达速度跟踪波门难以准确测定目标的移动速度。自动增益控制欺骗的特点是通过连续不断的干扰使AGC不断进行控制转化, 从而造成雷达接收机工作失常, 进而出现跟踪、探测中断或雷达整体性能下降等问题。

2 单脉冲雷达的抗干扰能力分析

2.1 抗噪声干扰的能力分析

由雷达参数测量的最大似然估值论可知, 采用噪声干扰能够有效控制单脉冲雷达的参数测量精度, 因此, 噪声干扰会使得单脉冲角跟踪系统产生一定的误差, 从而使角度跟踪的精准度降低。但是在实际跟踪过程中, 单脉冲雷达能够从噪声干扰中提取跟踪误差信号。当然, 只有误差电压取值合适, 雷达才能实施稳定跟踪。通常, 干扰是起伏不定的, 不过由自动增益控制欺骗的分析可知, 噪声干扰通过AGC电路的过滤并不能对雷达稳定跟踪造成实质性的干扰, 因此, 单脉冲雷达可以对干扰源实施跟踪, 尤其是在雷达回波信号比较弱时, 过强的干扰反而有助于雷达跟踪。

在单脉冲雷达的角跟踪系统中, 跟踪目标的方向是由天线轴线的方向来确定的。当目标方向与天线轴线的方向一致时, 伺服误差电压为零, 噪声干扰引起伺服电压在零点作随机起伏, 从而对雷达的测量精度造成一定的影响。但实际中, 干扰机所产生的噪声干扰并不会影响到伺服电压, 因此, 天线方向和雷达测量精度也不会发生改变。

2.2 抗自动增益控制欺骗的能力分析

自动增益控制欺骗主要是干扰AGC, 让其无法正常工作, 从而干扰雷达的正常运行。但实际中, 无论是单脉冲雷达, 还是其他雷达, 其AGC环路都有一定的响应宽带。如果采用较高频率的通/断调制干扰, 一般要超过AGC响应带宽。这时, AGC电压才会随着干扰摆动, 但并不会得到合适的固定值。此时, 相位检波器输出幅度也会出现时大时小的起伏。这种起伏会导致角跟踪系统的误差出现大幅度的变化, 从而使跟踪发生偏差。此时, 干扰才算生效。

单脉冲雷达的角度跟踪误差由单个脉冲信号来决定, 并非脉冲串包络, 因此, 接收机自动增益控制的环路带宽能够设计频率较高的响应宽带, 从而响应频率很高的脉冲起伏。AGC环路带宽要比伺服带宽大很多。要想有效干扰AGC环路, 必须使通/断调制频率超过AGC环路带宽, 确保其频率远远高于伺服带宽的截止频率。但是, 这样操作会引起相检输出幅度起伏不定, 从而不能进入伺服环路, 伺服环路只能响应其平均值, 并会引起频率对冲, 更不会导致跟踪偏差。

3 结束语

总的来说, 单脉冲雷达的角跟踪系统作为当下比较先进的跟踪系统, 其跟踪目标的自卫式噪声干扰和自动增益控制欺骗并不能有效破坏雷达的角度跟踪。但这一切都应当建立在单脉冲雷达具有良好的工作性能和先进的操作养护技术的基础上。因此, 我们应当不断加强对养护维修技术的学习, 提升雷达操作技术水平, 为雷达的高效率运行提供坚实的技术支撑。

参考文献

[1]张曦, 王星, 王红卫, 等.单脉冲雷达的相干干扰研究[J].现代雷达, 2013 (12) .

[2]魏征.单脉冲雷达干扰技术研究[J].电子世界, 2013 (17) .