雷达体制

雷达体制（通用4篇）

雷达体制 篇1

1 固态雷达工作原理

调制器发出的调制脉冲被传送进入磁控管, 并引发磁控管产生大功率超高频率的脉冲波, 这种射频脉冲波经过天线发射, 在遇到目标物体后, 有目标物体弹回的反射波会再次被天线接收, 最后接收机通过反射波的信息, 进过处理, 将信号以视屏信号的方式显现出来, 这就是传统的脉冲磁控管雷达。脉冲磁控管雷达中最主要的部分就是磁控管, 而新型的固态雷达却没有磁控管, 取而代之的是固态器件。信号的发射和传统的雷达一样, 接收后的信号不仅要进过接收器的处理还需要有脉冲压缩器的处理, 之后才能将信息呈现在显示屏上。

传统的脉冲磁控管雷达发射的是大功率的脉冲波, 而新型的固态雷达发射的确实低功率的射频脉冲, 一般情况下固态雷达发射的射频脉冲的最大功率低至200W左右, 但是却拥有较高的占空率。发射的信号经过接收机和脉冲压缩器的处理, 可以高倍数的压缩信号, 这就可以与传统雷达所发射的大功率高频率的射频信号想媲美, 而固态雷达还具有较高的占空比, 所以固态雷达在远距离的探测中更占有优势地位。

雷达探测的距离可分为近、中、远三种不同的距离, 不同的探测距离的要求是不一样的, 固态雷达发射出特定的射频脉冲来满足这些要求, 这种特定次序的脉冲中包括短脉冲, 中脉冲和长脉冲三种不同的脉冲波。同时, 为了使脉冲容易被压缩, 常常采用脉冲宽度和编码混合的方法, 这样可以保证每次发射的脉冲在长度和编码上都是与众不同的。处理和比较就收会的脉冲信号, 就可以判断目标的存在状况。而数字脉冲压缩器的作用就是压缩脉冲, 这样就可以利用中脉冲和长脉冲来有效地确定距离, 按照IMO的规定, 雷达性能标准距离可以观察到40m。新体制的固态雷达与传统的脉冲磁控管雷达有巨大的改善, 它使用了脉冲多普新勒技术, 这项技术的使用时的航海雷达得到了更好地发展。固态雷达可以检测出雷达与目标之间的相对速度, 将接受的反射波以特定的方式处理后, 能够十分有效的将回波中的杂波剔除出去, 这种滤波技术使得雷达能够在海浪和雨雪等恶劣情况下, 对移动中的小目标进行精确地探测, 这比起传统雷达的效果要好的多。通过对比, 可以更加具体的说明两种雷达在有外界干扰的情况下探测性能的高低, 新体制的固态雷达在雨雪天气可以清晰的扑捉到移动中的小目标, 有效地派出了雨雪杂波的干扰;而传统的雷达对雨雪杂波的过滤效果不尽如意, 即使后期通过其他手段抑制雨雪杂波的影响, 取得的效果也不如固态雷达的效果好。

2 典型技术介绍

2.1 多普勒效应

声源和接受物体的相对运动而发生声源的频率发生改变 (频移) 称为多普勒效应。将多普勒效应使用在雷达中, 这样可以提高雷达在有外界杂波的干扰下清晰观察到移动中的小目标能力。移动中的小目标与雷达之间沿径向有相对的速度或者是两者之间的距离变化时, 这种多普勒雷达发射出的脉冲信号经过目标的反射后, 雷达接收的收回波的频率和原来的发射的脉冲的频率有变化, 根据这种频率偏移, 我们就可以知道小目标的运动情况。雷达发射的脉冲信号和接受会的信号进过的路程是目标和雷达之间路程的两倍。多普勒雷达可以有效地减少杂波的干扰, 使得目标情况可以清晰的显示出来。

2.2 脉冲压缩技术

除了多普勒雷达外, 还有脉冲压缩雷达, 它的主要技术是脉冲压缩。脉冲压缩技术就是通过对脉冲的相位和频率进行编码的长脉冲, 将发射机发射的原有脉冲编码成远远大于相同情况下未编码的脉冲宽度。脉冲发射需要有足够的能量, 而脉冲压缩技术的最大特点就是能够在较低的峰值功率下, 有效地增大脉冲的宽度来确保脉冲顺利发射。脉冲压缩雷达还具有远距离探测能力和距离探测能力高等特点。

3 固态雷达的应用

3.1 固态雷达的运用特点

新体制固态雷达的出现, 在航海雷达的发展史上具有跨时代的意义, 多普勒技术、脉冲压缩技术等高新技术的使用, 使得固态雷达相对于传统雷达具有许多优点。固态雷达不仅在远距离探测、距离分辨、抗杂波干扰、检测移动中的目标等方向的能力大大提高, 而且因为新技术的使用, 也降低了航海雷达的使用成本, 延长了雷达的使用寿命。新的技术也是的固态雷达的工作原理发生了改变, 这使得固态雷达获得了许多优点。首先, 传统的磁控管雷达的主要工作部位磁控管, 在开启雷达后需要长达三分钟的预热时间才能正常工作, 而固态雷达却不需要时间来预热。其次, 磁控管发射出的是大功率高频率的脉冲, 这些脉冲并不稳定, 一般情况下为了获得清晰地图像, 需要对这些脉冲进行调制, 但是固态雷达解决了这一问题, 不再需要调制。再次, 传统雷达使用的大功率设施需要经常更换, 这就增加了雷达的使用成本, 而新体制的固态雷达不需要经常更换这些器件, 大大减少了成本。

3.2 固态雷达在运用中注意的问题

虽然固态雷达的性能在传统雷达的基础上有了很大的进步, 但是在使用过程中, 使用者还有一些地方需要注意, 以保证安全有效使用航海雷达。首先, 固态雷达在观测移动目标时需要目标与雷达间有径向移动, 这一确定也会使得没有径向移动的目标别误认为是杂波过滤掉。其次, 固态雷达采用的脉冲压缩技术在对杂波干扰进行过滤的时候, 也会对小目标的发射波有影响, 这样也会减弱对小目标的探测能力。所以使用者在使用固态雷达的时候, 必须注意这些细小的问题, 以免因为疏忽造成航海事故。

4 结语

航海事业的发展使得人们对于航海雷达的要求越来越高, 随着未来科学技术的不断发展, 航海雷达也会不断地改善。未来的航海雷达将在抗干扰能力、距离分辨率等方面做出巨大的突破。新体制固态雷达的出现为安全航海提供了有效地技术支持。笔者在这里对目前新体制固态雷达的现状和工作原理进行了简单的介绍, 同时提出了现代新体制固态雷达的运用中的特点及其注意的问题, 为雷达的使用者提供一份参考。

摘要：传统的航海雷达中使用最为广泛的就是脉冲磁控管雷达, 但是这种雷达技术已经无法满足现代航海的雷达技术要求。现在的航海雷达技术得到了巨大的发展同时航海状况也日益复杂, 这些使新型的雷达技术的出现成了必然的趋势。目前的航海雷达技术的研究和开放的主要方向还是以脉冲压缩技术体制、调频连续波技术体制为代表的新型雷达技术。文章通过研究和分析新型雷达技术在航海中对目标的感应能力, 来介绍新体制固态航海雷达的特点和运用。

关键词：固态雷达,多普勒效应,脉冲压缩

参考文献

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[2]斯科尼克 (美) .雷达手册 (第3版) [M].电子工业出版社, 2010.

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复杂体制雷达信号的特点分析 篇2

1 波形的复杂化和多样化

目前, 侦察系统对雷达辐射源信号类型的识别主要是对信号的人为调制类型的识别, 人为脉内调制信号形式主要包括脉内相位调制、频率调制、幅度调制和3种调制组合的混合调制。

1) 脉内频率调制。脉内频率调制又分为连续调频和离散调频两类。连续调频的主要信号类型有线性/非线性调频雷达信号和V型及非对称双线性调频雷达信号。离散调频是把发射机的宽脉冲分成若干子脉冲, 每个子脉冲包络中有不同的载频, 因此称为脉内频率分集, 又称为脉内频率编码, 基本为固定载频。但有的文献里将频率分集信号分成顺序和同时两种。脉内频率调制信号在相控阵、低截获概率以及多输入多输出等雷达中的应用较为广泛。

2) 脉内相位调制。相位编码脉压信号是现代雷达采用最多的一种脉压调制形式。集成电路和数字技术的发展, 特别是直接数字频率合成器技术的成熟, 使雷达能精确、快速地产生各种相位编码信号, 构成自适应的相位编码脉冲压缩系统。相位编码通常采用伪随机序列编码, 该编码具有很大的自相干作用, 使接收机不能相干处理。现代雷达可根据处理增益的要求, 在单个脉冲内产生多达几千个码位的调制。相位编码信号在脉冲多普勒、低截获概率以及准连续波等雷达中的使用较为广泛。

3) 脉内混合调制。脉内混合调制是将发射的宽脉冲分为若干子脉冲, 根据雷达应用功能的实际需要, 每个子脉冲进行各自的窄带调制。近年来, 复合调制组合波形设计愈来愈受到人们的关注。由于采用单一调制的雷达信号的存在易截获易干扰的缺陷, 而且单一调制信号在现有技术条件下, 难以实现较大的时宽带宽积, 低截获性能受到限制。采用信号组合的方法能够得到大时宽带宽积的复合信号, 并实现各个单一信号的各自特点的有机结合, 提高距离分辨率或速度分辨率。比如相位编码信号的抗干扰性能较好, 但相位编码信号对多普勒频率比较敏感, 而线性调频信号的优点是对多普勒频率不敏感, 但其信号形式比较简单易受敌方干扰, 这样采用脉内线性调频, 脉间相位调制就较好的弥补了各自的调制所带来的缺陷, 而且采用混合调制还增加了信号的频谱宽度, 提高信号的时宽带宽积, 从而提高雷达的距离分辨力和速度分辨力。复合调制还可以提高信号的伪随机程度和随机特性, 从而增加截获接收机进行检测、识别、跟踪的难度, 具有更高的低截获性能和抗干扰性能。目前采用复合调制的雷达信号类型较多, 比如对脉冲内部采用线性调频, 而脉冲之间采用伪随机码相位调制, 或者脉内采用调频, 脉间采用步进、跳频等。雷达信号所采取的这些新的调制方式为侦察信号处理带来了新的挑战。

2 参数的多变性和快变性

雷达辐射源信号的分选与识别通常是利用信号参数的相关性来实现的。表征雷达特征的常规参数有载频、脉宽和脉冲重复周期等。

载频是用于信号分选的一个重要参数, 侦察系统的频率覆盖范围达通常可达到0.5-20GHz, 包含了绝大多数雷达的工作频率。现代雷达中大多数雷达能实现频率捷变, 以实现反侦察和抗干扰的目的, 如脉冲多普勒、低截获概率以及相控阵雷达等。载频变化的范围正在不断的扩宽, 超宽带雷达的发展日新月异, 工作频率点数增多, 变化样式灵活, 如国内某新型雷达, 可在几百兆赫兹范围内的多个频点进行变换, 脉间、脉组自适应捷变频。这就对利用载频分选造成了困难。

脉冲宽度是信号分选与识别可利用的另一个参数, 但信号环境的复杂化密集化、脉冲宽度取值的灵活可变及各个辐射源脉冲宽度取值范围的重叠, 对信号分选中利用脉宽造成不利影响。如某型雷达的信号脉宽有七种可以选择。

脉冲重复周期 (也称之为重频) 也是信号分选与识别的一个重要参数。单就重频参数而言, 脉冲多普勒等雷达为了分辨距离模糊和速度模糊或者为了对抗侦察干扰的目的, 就采用了各种不同形式的重频。目前常用的重频类型有:

1) 固定 (或恒定) 的重频。常用于搜索雷达和跟踪雷达及用于动目标指示的脉冲多谱勒系统中。

2) 跳变的重频。对重频进行随机跳变或有规律的调制, 是一种雷达抗干扰措施。

3) 转换并驻留的重频。选用几个或多个不同的重频值, 并快速地在这些重频值之间转换, 其目的主要在于分辨距离或速度上的模糊, 或者用来消除雷达的距离盲区或速度盲区。

4) 参差重频。一部雷达发射的脉冲序列中选用两个或多个重频值, 这种脉冲序列的重复周期称之为帧周期, 帧周期之间的各个小间隔可以称之为子周期。

5) 滑变重频。用于探测高度不变而雷达使用仰角扫描方式跟踪目标的系统。大仰角时探测距离近, 使用短重频;小仰角时探测距离远, 使用长重频。

3 结语

对雷达辐射源信号进行准确的分选与识别是当前电子战的重点研究方向之一, 本文从信号的波形设计和参数使用两个方面详细分析了当前复杂体制雷达信号的特点, 对提高分选与识别的水平具有一定的参考价值。

摘要：随着雷达科学技术的迅猛发展, 雷达信号的形式与参数日益复杂, 对其进行准确的分选与识别也困难重重。本文从雷达信号波形设计和参数使用两个方面出发, 详细分析归纳了复杂体制雷达信号的工作特点, 对雷达信号的分选与识别具有一定的参考价值。

关键词：雷达信号,特点,分选与识别

参考文献

[1]李侠.现代雷达技术[M].兵器工业出版社, 2000.

[2]张光义.相控阵雷达系统[M].国防工业出版社, 1994.

[3]张贤达.现代信号处理[M].清华大学出版社, 2002.

对多种体制雷达多普勒干扰的研究 篇3

随着电子技术的发展,现代电子战中雷达技术有了巨大进步,尤其是多普勒雷达、相控阵雷达,还有合成孔径雷达,甚至是这三种雷达的混合型雷达,都其先进的技术和革新性的理论实践,在电子战争中起着能够左右胜负的重要作用。由于这三种雷达在特定领域中的精密理论和技术,对它们进行干扰存在一定难度,但是如果对这三种雷达进行干扰成功,使其不能正常工作,这对于战争结果将有巨大意义。

本文针对多普勒雷达、相控阵雷达及合成孔径雷达的工作过程,提出运用假多普勒频率对其进行干扰的方法,并在理论上进行了推导和证明。从推导结果可见,这种干扰方法能够达到预想效果,因而在现代战争中将有着极其广泛的应用前景。

1 针对多普勒雷达的多普勒干扰分析

1.1 多普勒雷达工作原理

脉冲多普勒雷达利用目标的多普勒信息,在频域上通过滤波器来分离目标和杂波,从杂波中检测出运动目标,其主要滤波方法是:采用多普勒滤波器将目标运动的谱线滤出。

通过对这个多普勒频率的测定,解算出目标的径向运动速度[1]。多普勒频移量可表示为:

$f{}_{\text{d}}=\frac{v{}_{\text{r}}}{\text{c}}f{}_0$

式中:fd为多普勒频率;vr为目标相对于雷达的径向速度;c为光速;f0为发射信号的频率。在雷达中,接收机输入端的多普勒频率为上式的两倍,即:

$f{}_{\text{d}}=\frac{2v{}_{\text{r}}}{\text{c}}f{}_0$

当系统检测出多普勒频率以后,信号就进入自动速度跟踪(多普勒频率跟踪)环路,如图1所示[2]。

1.2 对脉冲多普勒雷达的干扰方法

为了达到测距精度和测速精度的高要求,脉冲多普勒雷达需要采用大时宽和大带宽的信号,因此现阶段脉冲多普勒雷达广泛地采用了线性调频技术,所以干扰时所使用的假多普勒频率也要跟随调频的改变而改变。设定干扰信号的频率随时间变化,即对速度波门进行拖引,但是拖引速度不能大于雷达速度的跟踪能力,即[2]:

$v{}_{\text{t}}\le 2a/\lambda$

式中:vt为干扰信号频率变化速度;a为雷达能捕获的最大目标运动加速度;λ为发射载频的波长。

但由于速度是矢量,多普勒频率随目标相对于雷达径向速度的变化而变化,而速度的变化又反映了目标与雷达间的距离变化,因此脉冲多普勒雷达多用检测目标的距离变化来排除干扰[3]。为了使利用距离检测排除速度干扰的方法失效,要在对测速系统进行干扰的同时,进行距离干扰。

若速度拖引的频率值为:

$f=f{}_0+a{}_{\omega }t$

式中:f0为脉内载频频率,由于线性调频,f0将随时间线性变化;aω为拖引加速度,是恒量;aωt即为多普勒频率。

由于在雷达中fd=2vrf0/c,所以aωt=2vrf0/c。由此可得vr=caωt/(2f0),即假目标的径向速度为caωt/(2f0)。雷达发射脉冲周期为T,则在一个周期内,假目标走过的距离s为:s=caωtT/(2f0)。所以当对雷达距离跟踪波门进行拖引时,干扰脉冲发射的延时要与要求的距离保持一致,即:Δt=aωtT/(2f0),这说明干扰源发射干扰脉冲时,后一个干扰脉冲较前一个干扰脉冲的发射时间应延时Δt=aωtT/(2f0)。这样可以保证在对速度跟踪波门进行干扰时,距离跟踪波门无法对干扰信号进行识别。

2 针对极化分集体制雷达的多普勒干扰的分析

2.1 极化分集体制雷达的工作原理

极化分集体制雷达发射不同极化形式的电磁波,通过对不同极化形式的电磁波的接收来判断回波相对于雷达发射波的变极化或者退极化状况,从而进行极化检波和对目标所处状态和姿态进行分析。

在雷达极化中引入了STOCKS极化矢量。设雷达发射波的电场矢量为[4,5](在h,v坐标基下):

$\overrightarrow{E}{}_{\text{t}}=\left[\begin{array}{c}E{}_{\text{t}h}\\ E{}_{\text{t}v}\end{array}\right]$

则发射波的STOCKS极化矢量为:

$\overrightarrow{J}{}_{\text{t}}=\left[\begin{array}{c}g{}_{\text{t}0}\\ g{}_{\text{t}1}\\ g{}_{\text{t}2}\\ g{}_{\text{t}3}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left|E{}_{\text{t}h}\right|{}^2+\left|E{}_{\text{t}v}\right|{}^2\\ \left|E{}_{\text{t}h}\right|{}^2-\left|E{}_{\text{t}v}\right|{}^2\\ 2\left|E{}_{\text{t}h}\right|\left|E{}_{\text{t}v}\right|\cos \phi \\ 2\left|E{}_{\text{t}h}\right|\left|E{}_{\text{t}v}\right|\sin \phi \end{array}\right]$

设雷达接收回波的电场矢量为[5,6](在h,v坐标基下):

$\overrightarrow{E}{}_{\text{s}}=\left[\begin{array}{l}E{}_{\text{s}h}\\ E{}_{\text{s}v}\end{array}\right]$

则回波的STOCKS极化矢量为:

$\overrightarrow{J}{}_{\text{s}}=\left[\begin{array}{c}g{}_{\text{s}0}\\ g{}_{\text{s}1}\\ g{}_{\text{s}2}\\ g{}_{\text{s}3}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left|E{}_{\text{s}h}\right|{}^2+\left|E{}_{\text{s}v}\right|{}^2\\ \left|E{}_{\text{s}h}\right|{}^2-\left|E{}_{\text{s}v}\right|{}^2\\ 2\left|E{}_{\text{s}h}\right|\left|E{}_{\text{s}v}\right|\cos \phi \\ 2\left|E{}_{\text{s}h}\right|\left|E{}_{\text{s}v}\right|\sin \phi \end{array}\right]$

式中:Eh表示水平场;Ev为垂直场;φ为两个正交场的相位差。

可以得到:

$J{}_{\text{s}}=\mathit{S}J{}_{\text{t}}$

此处,在单基站雷达系统情况下,S为回波的后向散射矩阵,这个矩阵中的各个元素代表了电磁波经过目标反射的变极化状况,因此暗含了目标的信息。为了消除噪声和干扰的影响,要对矩阵S进行对称化;为了确定最优化接收方式和增大信噪比,要对伪特征值进行求解;为了确定目标材料特性和所处姿势,要对几个极化不多量进行确定。这三点有着主要的意义。

2.2 针对极化分集体制雷达的多普勒干扰方法

在极化分集体制雷达中,对目标S矩阵(若为单基站,则指回波的后向散射矩阵;若为多基站,则指发射波的前向散射矩阵)的确定和分析直接影响到雷达对目标特性的测量结果[6]。因此,若对这种体制雷达进行干扰,最有效的方法就是使之不能得到正确的理想的S矩阵。

对于雷达接收来说,电磁波在空间传输有很多不可靠的特性,例如:一个雷达发射水平极化和垂直极化波时,由于垂直极化波穿过水气的速度相对于水平极化波的速度慢很多,因此目标回波中的水平分量先到达雷达接收天线,而垂直极化波后到达。由于多普勒频率的存在,两种极化波到天线的时间差再乘以这个多普勒频率又形成了一个新的相位差,且迟到的时间越长,这个相位差越大。

在无延时的情况下:

$\left[\begin{array}{c}E{}_{\text{s}h}\text{e}{}^{\text{j}f{}_{\text{d}}t}\\ E{}_{\text{s}y}\text{e}{}^{\text{j}f{}_{\text{d}}t+\text{j}\phi {}_{\text{s}hv}}\end{array}\right]=\mathit{S}{}_1\left[\begin{array}{c}E{}_{\text{t}h}\\ E{}_{\text{t}v}\text{e}{}^{\text{j}\phi {}_{\text{t}hv}}\end{array}\right]$

式中:fd为多普勒频率;φshv和φthv为接收波和入射波垂直场分量与水平场分量的相位差。

为了养活多普勒干扰,通常计划分集体制雷达在求矩阵S1前对于雷达多普勒频率造成的相位偏移都有补偿。补偿后再对矩阵S1进行Cameron修正[3],就得到接近正确反映目标特征的后向反射矩阵。其目标的真实信息通过对S1处理即可得到。

在有延时的情况下:

$\left[\begin{array}{c}E{}_{\text{s}h}\text{e}{}^{\text{j}f{}_{\text{d}}t}\\ E{}_{\text{s}y}\text{e}{}^{\text{j}f{}_{\text{d}}t+\text{j}\phi {}_{\text{s}hv}+\text{j}f{}_{\text{d}}\text{Δ}t}\end{array}\right]=\mathit{S}{}_2\left[\begin{array}{c}E{}_{\text{t}h}\\ E{}_{\text{t}v}\text{e}{}^{\text{j}\phi {}_{\text{t}hv}}\end{array}\right]$

式中:Δt为垂直回波相对于水平回波迟到的时间。在常规的多普勒补偿以后,还剩下fdΔt一项没被补偿掉,即对真实目标回波极化做了改变。由于此项的存在,最后求得的后向反射矩阵S2不能正确反映目标特性。

根据上述干扰原理可看出,最终起干扰作用的是fdΔt一项,所以针对极化分集体制雷达进行多普勒干扰的方法大致有两种:

(1) 在干扰机上也安装4个两两正交的天线,即形成4个两两正交的通道。天线接收到雷达照射波以后,分别在接收波上加上一个附加频率(假多普勒频率),但是保证4个天线接收的波中所加的频率不同,然后再对雷达发射回去,由于假多普勒频率不同,在雷达极化接收时,Δfdt也有所不同,这便形成了干扰。其中,Δfd为两个干扰多普勒频率之差,是不能被补偿掉的部分。

这种方法对电磁波本身的传输特性要求低,所以适用面较广。

(2) 可以在本身在水气保护。由于水气密度越大,雷达发射的水平极化与垂直极化波在接收时延时越大,所以,此时fdΔt项变大,因此对S2矩阵真实地获得干扰比较大。这种干扰方法实现起来简单易行,也是一种良好的针对极化分集体制雷达的多普勒干扰方法。

3 针对合成孔径雷达的多普勒干扰的分析

3.1 合成孔径雷达的工作原理

对于孔径尺寸为D的雷达天线,其半功率点波束宽度β0.5=0.88λ/D。式中λ为天线辐射电磁波的波长[7,8]。通常把β0.5作为雷达角度分辨率的量度,如果目标(散射体)距离雷达的距离为r,则用线性尺寸表示的目标分辨率ρ为:

$\rho =0.88\lambda r/D$

显然,天线孔径D越大,对目标的分辨率越高。但是由于实现上的困难,不能无限制地增大天线孔径,因而普通雷达的目标分辨率是相当有限的。由于ρ正比于距离r,即普通雷达对远距离目标的分辨率是很差的。

这里设想用孔径为l的小真实天线的运动等效地构成一个长天线,若它能满足一定条件,就可以在运动方向上得到一个等效的大天线孔径(称为合成孔径)Ls,此时雷达对目标的分辨率提高了Ls/l倍。合成孔径雷达的分辨率由下式决定[7,8,9]:

$\rho {}_x=0.5\lambda r/L{}_{\text{s}}$

其中:

$L{}_{\text{s}}=\lambda r/l$

这样,就消除了距离对分辨率的作用。

一副很长的线阵天线之所以方位分辨率较高,是由于发射时线阵上的每个振子都同时发射相干信号,形成很窄的波束。接收时,每个振子同时接收回波信号,并在馈线上同相叠加,形成窄波束接收。因此,合成孔径雷达天线的基本要求是:真实小天线相对于目标运动,并辐射相干信号,记录接收信号,并经过适当的信号处理,使其对同一目标单元的各个回波信号都能够同相叠加[10]。

合成孔径雷达数据的防卫处理在本质上是对目标的预期调频信号进行匹配滤波[7,10]。回波的多普勒信息是形成匹配滤波的参考函数的关键参数。根据线性调频匹配滤波理论可以预期,多普勒参数的失配对图像的质量将产生重大影响。多普勒形心(中心频率)的误差将导致图像的信噪比降低,并产生目标的位置移动。多普勒速率误差将导致脉冲响应展宽,使图像散焦,分辨率下降,同时还使峰值增益降低。一般这些效应是由于使用不正确的调频率引起的积累相位误差造成的。应注意的是,多普勒速率误差对多视合成孔径雷达处理器的影响与对单视全孔径处理器的影响是不同的。首先,在多视处理器中,由于孔径减小,因而积累的相位误差也减小,所以对性能的恶化程度降低。其次,在多视处理器中将出现“多图像”响应,即各个子孔径图像在非相干叠加时不能精确地重合起来,彼此之间发生了位移。如果正确使用多普勒速率时,一个目标在时刻t1,t2,t3和t4产生的各个图像将彼此重合起来。这些时刻相应于该目标回波的多普勒频率与各个子孔径匹配滤波处理器的中心频率重合的时刻。

3.2 针对合成孔径雷达的多普勒干扰方法

在合成孔径雷达的数字成像处理中,最流行的是距离-多普勒算法。上文针对脉冲多普勒雷达的多普勒干扰方法中提到的方法,对于这种距离-多普勒算法的结果的影响也是很大的。因此,可采用上文的干扰方法对雷达进行干扰。

随着合成孔径雷达图像分析技术的迅速发展,对图像产品的精度,特别是复数图像的保真度提出了更高要求。因此,一种新的精密的数字成像算法——变换先行调频尺度算法[11]产生了。从该算法当中可以看出,多普勒频率在这项算法中也起着重要的作用。因此,如果可以对合成孔径雷达所接收到的信号频率做变化(即施行多普勒干扰),那么算法所处理的图像结果将失真。

如果在多视处理器中使用不正确的多普勒频率(即多普勒干扰频率),则各子孔径图像将分别出现在下列时刻:

$t{}_i^{´}=\frac{f-\text{Δ}f}{f}t{}_i$

式中:f是正确的多普勒速率;Δf是多普勒速率的误差,这里可以认为它是在对合成孔径雷达进行多普勒干扰的结果。新的时刻t′i对应于目标回波的多普勒频率与该处理器不正确的中心频率相重合的时刻。每两个图像之间的位移为Δf/f(ti-tj)V,V是雷达相对于成像目标的速度,因此最后的结果将产生图像失真。

由上可见,多普勒干扰对合成孔径雷达的成像处理有很大的负面影响。

4 结 语

在现代电子战争中,对雷达的干扰技术已经成为非常关键的技术。由于多普勒技术运用的越来越广泛,对雷达的多普勒干扰技术进行干扰也逐渐成为战争中对雷达干扰的主要手段之一。多普勒雷达,极化分集体制雷达和合成孔径雷达是现代雷达体制中很重要的组成部分,它们在现代战争中所起的作用是巨大的。正是这个原因,对于这三种雷达干扰已成为现代电子对抗中的热门焦点。从本文的论证可以看到,多普勒干扰方法可应用于对多种体制雷达实施干扰,并且能够达到很好的效果。

摘要：由于现代雷达技术在现代电子战争中的显著地位,针对现代电子战中先进的多普勒雷达,极化分集体制雷达,合成孔径雷达的频域工作过程提出了新的多普勒干扰方法,并对于干扰原理和干扰结果做了理论性的阐述和分析。通过大量的计算推导看出,多普勒干扰方法可使以上三种雷达不能正常工作,对于雷达的干扰达到预想效果,在现在电子战中有很好的应用前景。

关键词：多普勒雷达,极化分集体制雷达,合成孔径雷达,多普勒干扰

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雷达体制 篇4

在幅度比较单脉冲中,天线接收的目标回波信号在和、差支路中形成和、差信号。和波束回波信号主要用于目标检测和作为相位基准以确定信号正负,差波束回波信号主要用于测角[1]。为较好地模拟和差波束的幅度以及之间的相位特性,文中通过数字交汇技术、连续波校准、波形存储技术解决和差波束幅度、差波束正负号确定的问题。在某雷达调试过程中,验证了该目标模拟器的有效性。

1 实现过程

1.1 系统组成

系统采用数字信号处理器(DSP),直接数字合成器(DDS),可编程逻辑器(FPGA)的体系结构,并配以必要的相关电路完成。DSP是系统的控制主机,主要完成目标飞行轨迹的建模,目标实时与雷达扫描波束的交汇比较,运算目标回波的幅度、多普勒频率,形成DDS的控制字;FPGA为Altera公司芯片,主要完成DSP的地址译码、通讯接口、存储雷达波形、产生DDS串口操作时序;DDS为AD公司AD9857芯片,用于在雷达时序的控制下,将波形数据上变频形成所需的中频模拟信号[2]。组成框图如图1所示。

1.2 工作原理

外部系统将模拟控制命令和雷达扫描波束通过外部通讯接口输入FPGA,并产生中断信号,DSP在这个中断信号的触发下产生硬件中断,读取控制命令。当DSP收到开始工作命令后,模拟目标按照建立的航迹飞行,并与送来的雷达波束进行实时交汇和计算。当目标与雷达波束交汇成功时,计算交汇的幅度、多普勒频率、距离等。将算出的数据经FPGA数据锁存器,DDS时序模块,距离延迟器等处理后送至DDS芯片。在雷达时序脉冲信号的控制下,形成动态目标中频模拟信号送给信号处理器。工作原理如图2所示。

1.3 数字波束交汇

当DSP收到开始工作的命令后,模拟目标按照建立的航迹飞行,并与送来的雷达波束进行实时交汇。波束交汇示意图如图3所示。

图3中,①为目标中心位置;②为雷达扫描波束中心位置;③为目标与波束交汇公共区域。当雷达扫描波束与目标交汇成功以后,可以根据式(1)计算目标的幅度

${\rm M}=\exp \left(-\ln 2\times \left(\frac{(\text{s}\text{i}\text{n}A-\text{s}\text{i}\text{n}A{}_t){}^2}{\sin \theta {}_{A{}_{0.5}}^2}+\frac{(\text{s}\text{i}\text{n}E-\text{s}\text{i}\text{n}E{}_t){}^2}{\sin \theta {}_{E{}_{0.5}}^2}\right)\right)\times {\rm N}(1)$

其中,(sinA,sinE)为目标方位和高低角的正弦;(sinAt,sinEt)为雷达波束方位和高低角的正弦,(sinθA0.5,sinθE0.5)为半功率波束方位和高低角的正弦,N为目标幅度量化值。

1.4 和差波束幅度的实现

如上所述,当目标与扫描波束交汇成功,通过公式计算图3中③的区域目标的幅度,该幅度即为和波束的幅度。然后根据公式计算出目标中心位置①与扫描波束中心位置②之间的角度偏差

式中,Δϕ为目标中心位置与扫描波束中心位置之间的角度偏差;sinA为目标方位角的正弦;sinAt为雷达波束方位角的正弦。

再根据目标①与雷达扫描波束②之间的角度差,运用单脉冲测角差斜率反算出差波束幅度[3]

式中,F(Δ)为波束交汇差幅度;F(∑)为波束交汇和幅度;Km为单脉冲测角差斜率;md为修正因子。

1.5 差波束的正负号的实现

AD9857 作为一款窄带正交数字上变频器件,基本满足一般雷达的中频信号要求。但该芯片在上电初始化时无法设置波形输出的初始相位,以及多个芯片同时工作时,芯片之间没有相位同步信号,每次上电后各自的初始相位不同。这给正确模拟差波束相对于和波束的相位关系带来了困难。

为正确模拟差波束相对于和波束的相位关系,主要采取两种措施:

(1)两路DDS芯片上电后,由外部系统通过外部通讯接口发送校准工作命令,当DSP芯片收到该命令后,置DDS芯片为中频连续波模式输出中频连续波给信号处理器进行校准,把两路芯片的相位校准在一起。

(2)通过步骤(1)的方法可以去除两路芯片之间的相位差。为正确表示差波束相对于和波束的相位关系,通过在原始雷达信号上加一个初始相位的方法来实现,当正号时设为初始相位为0°,当负号时设置为初始相位为180°。设雷达基带信号为

式中,A为信号的幅度;φ(t)为雷达基带信号波形相位;θ0为雷达基带信号波形初始相位。

用Matlab进行仿真,仿真结果如图4和图5所示。

将初始相位为0°,和初始相位为180°的波形如图6分别存于FPGA芯片,当差波束为正号时选择初始相位为0°的波形输出,当差波束为负号时选择初始相位为180°的波形输出。

2 试验情况

该方法产生的和差信号在单脉冲体制雷达中进行实际应用,取得了良好的效果。图7为校准时输出的两路连续波信号,图8为工作时输出的和差中频调频脉冲信号。

3 结束语

在雷达的研制、调试和操作使用过程中,目标模拟回波信号已得到广泛应用,它可以缩短雷达的研制周期,减少雷达的研制和雷达操作手的培训费用。提出的一种基于DDS芯片AD9857对单脉冲体制雷达目标模拟的实现方法,产生的和差波束信号,具有良好的和、差支路的相位和幅度特性,能准确地进行目标检测和比幅测角,可以满足单脉冲体制雷达的调试和功能检测的需要。

摘要：目标模拟器可以辅助雷达系统进行整机调试并帮助进行操作培训。利用DDS芯片AD9857设计了一种单脉冲体制雷达的目标模拟器。通过数字交汇技术将模拟目标和雷达扫描波束进行交汇,计算出DDS芯片的控制参数。通过DDS芯片直接产生两路所需的中频信号,提出利用连续波校准和波形存储技术,解决差波束正负号确定的问题。在某雷达调试过程中,验证了该目标模拟器的有效性。

关键词：单脉冲,目标模拟,比幅测角,和差波束

参考文献

[1]丁鹭飞,耿富录.雷达原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,2004.

[2]贾鹏,何强.基于AD9857的数字上变频支路设计[J].火力与指挥控制,2008,33(9):94-96.