滤波器设计论文（精选12篇）
滤波器设计论文 篇1
滤波器的设计
——模拟电子电路课程设计报告
一：实验预习与查找资料：
1：滤波器是一种具有频率选择功能的电路，允许在一定的范围内的信号通过，对不需要的频率范围内的信号进行有效的抑制。滤波器在通信，信号处理，测控仪表等领域中有广泛的的应用。滤波器分数字滤波器和模拟滤波器，而模拟滤波器又分有源滤波器和无源滤波器。按滤波器的设计方案又分巴特沃思型，切尔雪夫型，椭圆函数型等等。
2：查找资料：《信号处理与滤波器的设计》，《电路与模拟电子学》，《模拟电子电路》等相关资料。
二：实验任务：
滤波器是限制信号的频率范围，用于提取有用信号、滤除噪声干扰信号、提高信噪比。滤波器类型有无源滤波器和有源滤波器，其中又分为低通、高通、带通、带阻、全通等。滤波器的主要性能参数有：截止频率、下降速率、品质因素等。
1、要求完成原理设计并通过软件仿真部分
（1）低通滤波器电路，截止频率分别为300Hz、1KHz，衰减速率≥40dB/十倍频。（2）高通滤波器电路，截止频率分别为300Hz、1KHz，衰减速率≥40dB/十倍频。（3）带通滤波器，频率范围300Hz~3400Hz，衰减速率≥40dB/十倍频。
（4）四阶椭圆形低通滤波器，带内起伏≤1dB，-3dB通带为50kHz，要求在200kHz处小于-50dB，-3dB通带误差不大于5%。
三：实验内容：
为满足设计要求：阻带衰减大于或等于40每10倍率。选择二阶即可满足要求。
1：二阶压控电压源低通滤波器：
A：截止频率为300HZ；
根据集成运放虚短虚断及电路结构，可导出传递函数的表达式为： A（S）=Uo（S）/Ui（S）= Ao*Wn*Wn/(s*s+Wn*s/Q+Wn*Wn)
Ao=1+R4/R3;Wn*Wn=1/R1R2C1C2 在设计参数时Q值分高Q值，中Q值，和低Q值。在本实验设计中取Q值为0。6 A0是电路的通带放大倍数，可在设计前选择，若实验结果不合理，再改变A0的值。取 Q=0。6,A0=4，通过以上公式可算出电路各元件参数的值,再通过仿真电路调整参数得出电路图如下:
在输入端接一电源,输出端接波特仪,显示滤波器的幅度频率特性如下:
图形分析: 在低频通带内为12.02DB,衰减3DB后为9.02DB.此时频率应该是300HZ,但是由于误差以及各方面的影响,从图中可以看出在9.223DB时截止频率为300.339HZ.此电路图可以再经过修改参数使得满足题目要求.在高频截止段衰减达到了40DB每10倍率,符合题目要求.B:截止频率为1000HZ : 设计过程同A: 通过公式得出各元件参数值,取Q=0。6，A0=2。通过仿真优化参数值得到电路图与波特图如下: 图形分析: 通带时为6DB,下降3DB后即3.055DB时频率为1000HZ.通带内起伏为0DB.此图有很大的误差,在通带到截止频率体现良好, 在高于1000HZ 到阻带截止频率衰减达到了40DB每10倍率.但是在很高频带内,由图可知出现了一高频不衰减带区,内起伏0DB.没有了衰减.所以此滤波器不符合要求,只因时间关系没有再修改.应该通过再修改参数使得在高频段都是衰减.2二阶压控电压源高通滤波器：
A：截止频率为300HZ；
高通滤波器与低通滤波器具有对偶关系,只要把上面低通滤波器的电路图中的电阻,电容互换,就可以得到二阶压控电压源高通滤波器.根据集成运放虚短虚断及电路结构，可导出传递函数的表达式为： A（S）=Uo（S）/Ui（S）= Ao*s*s/(s*s+Wn*s/Q+Wn*Wn)
Ao=1+R5/R4 Wn*Wn=1/R1R2C1C2 取 Q=0。6,A0=2,通过以上公式可算出电路各元件参数的值,再通过仿真电路调整参数得出电路图如下: 图形分析: 在通带内即高频段衰减为0DB,所以一直维持为6.10DB.衰减3DB时为3.10DB.此时为截止频率300HZ.图中在3.011DB时频率为312.651HZ.与理想的设计有一定的误差.阻带内衰减满足40DB每10倍率.此滤波器总的来说比较符合要求.B:截止频率为1000HZ :
设计过程同A: 通过公式得出各元件参数值, 取Q=0。6,A0=2。通过仿真优化参数值得到电路图与波特图如下:
图形分析：低频段衰减大40DB每10倍率，满足设计要求。在通带内摔减为0DB，一直维持为6DB。衰减到3DB时频率为1。053KHZ。大体符合要求。但是在高频的通带内出现一衰减频段为8DB每10倍率。之后又变成一通频带。所以此滤波器有很大欠缺。需要进一步改进。
3：带通滤波器，频率范围300Hz~3400Hz，衰减速率≥40dB/十倍频。
带通滤波器是由一低通滤波器和一高通滤波器合成。
根据集成运放虚短虚断及电路结构，可导出传递函数的表达式为：
A（S）=Uo（S）/Ui（S）={ Ao*（1+s*s/W0*W0）}/(1+ s /W0*Q+ s*s/W0*W0)
Ao=1+R5/R4 W0=1/RC 取 Q=0。6,A0=2,通过以上公式可算出电路各元件参数的值,再通过仿真电路调整参数得出电路图如下: 图形分析：
本电路图是由两个运算放大器构成，其中第一段就是一个低通滤波器，第2段是一高通滤波器。
幅度频率特性图如下：
图形分析：带通的通带为300到3400HZ，通带为12。3DB。衰减3DB时为截止频率，图中有一定的误差，低频到9。246DB，FL=299。797HA。高频段衰减到9。248DB时 FH=3。464JKHZ。
4：圆形低通滤波器，带内起伏≤1dB，-3dB通带为50kHz，要求在200kHz处小于-50dB，-3dB通带误差不大于5%。
此滤波器的设计是通过滤波器设计软件，把要设计的参数调整好，如下图：
设计出来的电路图如下；
再连接而成，经过修改参数，调节波形而得下电路图：
四：报告总结与心得。
此次课程设计是我们第一次要求完成设计，仿真，优化，硬件，并写报告总结的。从次设计中学到了很多东西，过去学了模拟电路，但是并没有真正的去用运它。也在此次设计中发现了自己的缺点与不足，很多东西学完了就没有去用，而一旦用起来才发现自己好多好多东西不懂，学的只是课本上的东西，而且只是应付考试。通过这次设计让我明白考试只是一种形式，而不能真正的检测到一个人学到了什么东西，而要通过不断的实践，在实践中，动手中去学东西，去学好并掌握好东西。才能在以后的社会中用到，为以后的工作做好基础。一开始做，什么都不懂，后来漫漫的理解了很多东西。因为时间关系，做的很不理想，但是从中体会到的东西，我想在以后的课程设计中，我会运用到，并且尽自己最大的努力把它做好。
滤波器设计论文 篇2
系统需求滤波器的指标如下所示。
中心频率:5.35 GHz。
频带宽度:5.2~5.5 GHz。
通带增益:大于-5 dB, 主要由滤波器的S21参数确定。
阻带增益:在4.8 GH z以上小于-40 dB, 也主要由滤波器的S21参数确定。
通带反射系数:小于-22 dB, 由滤波器的S11参数确定。
滤波器设计模型有巴特沃斯原型滤波器、切比雪夫原型滤波器、椭圆函数原型滤波器三种形式。其中巴特沃斯原型滤波器, 具备平坦的过渡带与单调下降的幅频响应曲线, 适合系统的需求。建立标准微带带通滤波电路模型如图1所示。
根据系统设计指标, 查表求得滤波器阶数为5阶。
2 设计方法与工艺
微带滤波器设计是用开路并联短截线或是短路串联短截线来代替集总元器件的电容或是电感来实现滤波的功能。在滤波器原型基础上, 借助频率变换完成。频率变换函数有两种, 如式1、式2所示。
其中ω0为中心频率;W为相对带宽。ω0= (ω1ω2) 1/2, W= (ω1-ω2) /ω0。
ω1、ω2为带通滤波器的截止频率。
第一种变换适用于宽带微带滤波电路, 第二种适用于窄带微带滤波电路, 根据需要采用第一种变换进行滤波器设计。
微带线的结构有平行耦合微带线、阶跃阻抗微带线、梳状微带线等等, 根据需要, 滤波器设计采用平行耦合结构。以滤波器的S参数作为优化目标。S21 (S12) 是传输参数, 滤波器通带、阻带的位置以及增益、衰减全都表现在S21 (S12) 随频率变化的曲线上。S11 (S22) 参数是输入、输出端口的反射系数, 如果反射系数过大, 就会导致反射损耗增大, 影响系统的前后级匹配, 使系统性能下降。
为减小电路板的尺寸, 力求微带线面积最小化, 采用介电常数4.6, 板厚0.5 mm的电路板进行加工。
3 仿真结果与分析
利用ADS对微带滤波器的幅频响应、S参数进行仿真 (端口隔离度、反射系数) , 如图2、图3所示。
其中S21端口隔离度, 表示端口2匹配时, 端口1到端口2的传输系数;S11是端口2匹配时, 端口1的反射系数。由仿真结果可以看出滤波器频率响应曲线具有良好的对称性,
通频带平坦, 在4.8 GHz处的衰减, 达到了系统的设计指标要求。
4 结论
本文设计了一种微带带通滤波器, 给出了微带带通滤波器的设计原理与设计方法, 通过ADS仿真验证了滤波器的性能指标, 能够满足系统的设计需要。
参考文献
[1]J.F.怀特[著].微波半导体控制电路[M].王晦光, 黎安尧[译].科学出版社, 2011:46-48.
[2]Reinhold Ludwig.射频电路设计——理论与应用[J].电子工业出版社, 2005:103-105.
[3]Eric Bogatin.信号完整性分析[J].电子工业出版社, 2010:90-95.
有源高通滤波器的设计 篇3
关键词 GIC SC滤波器 高通滤波器
中图分类号：TN713 文献标识码：A
1 有源高通滤波器的特性
高通滤波器是一个使高频率比较容易通过而阻止低频率通过的系统，它去掉了信号中不必要的低频成分。在电力系统中，谐波补偿时用高通滤波器滤除某次及其以上的各次谐波。由于在基本的电路元件中电感是最不理想的，体积大，价格昂贵，不适合IC型式的大规模生产。文中介绍了频率限制在兆赫兹以下范围用运算放大器取代电感来设计高通滤波器的方法，并介绍了用级联设计方法和直接综合法实现高阶有源高通滤波器。
2 级联的方法设计高通滤波器
一阶和二阶滤波器是构建高阶滤波器的基本模块，一阶滤波器有反相和同相两种结构，二阶滤波器有Sallen-Key和多路反馈两种结构。
设计举例：设计一个三阶贝塞尔高通滤波器，要求滤波器的转折频率fc=1KHz。
设计思路是首先查表取出三阶贝塞尔滤波器的系数，然后计算每级滤波器的参数。先选定电容值，然后计算出电阻值。设定C1=C2= C3=100nF，第一级用一个一阶同相高通滤波器，R1=4.2k€%R；第二级用一个二阶Sallen-Key高通滤波器，R4=6.36 k€%R，R5=3.34 k€%R。图1是设计的滤波器仿真电路。
3 梯形模仿设计高通滤波器
从模块化设计的角度来说，要求级联滤波器的各部分相互独立。从灵敏度方面考虑，可以以无源RLC梯形原型作为出发点，用模仿模块来替代电感使滤波器变成有源结构。
举例设计，设计一个椭圆高通滤波器，fc=300Hz，Amax=0.1dB，Amin=40dB。
首先画出要设计的高通滤波器对应的高通全极点梯形电路，然后用通用阻抗转换器（GIC） 来模仿电感，并综合出与频率有关的电阻值，就可以来实现不同响应的高通滤波器。图2是最终设计的电路。
4 通用SC滤波器综合成高阶高通滤波器
LMF100CIWM通用SC滤波器是由两个双积分环路模块组成，在每一模块中都配置了一个独立的运放，借助外部电阻能独立的配置成低通、带通、高通、带阻和全通响应，具有可编程性。通过级联多个双积分器环路节可以实现高阶滤波器。
举例设计：采用两个LMF100CIWM，设计一个fc=500Hz，高频增益为0dB的八阶1.0dB切比雪夫高通滤波器。
设计过程，令fck=100fc=50KHz。查表取出各级参数，令LMF100CIWM的节A为低Q级，节B为高Q级，要避免各滤波器级的电路进入饱和，按Q值由低到高的顺序将它们级联以使滤波器动态特性最大。图3是设计的电路图，图中各电阻值都已经舍入到标准值的1%范围内。
5 结论
本文介绍了高通滤波器的特性，以及用三种方法通过举例设计贝塞尔、椭圆、切比雪夫三种响应的有源高阶高通滤波器，设计方法简单、直观。
参考文献
[1] R.Schaumann，M.S.Ghausi，and K.R.Laker.Design of Analog Filters；Passive，Active RC，and Switched Capacitor.Prentice-Hall，Englewood Cliffs，NJ，1990.
[2] Arther B Williams.ELECTRONIC FILTER DESIGN HANDBOOK[M].北京.电子工业出版社，2004.
[3] 祁国权.RLC串联电路谐振特性的Multisim仿真[J].电子设计工程，2012（1）.
[4] 高立，陈书远.通用阻抗变化器在有源滤波器中的应用[J].电子元件应用，2007（10）.
滤波器设计论文 篇4
并联有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，近年来，有源电力滤波器的理论研究和应用均取得了较大的成功。对其主电路(VSI)参数的设计也进行了许多探讨[1][2][3]，但是，目前交流侧滤波电感还没有十分有效的设计方法，然而该电感对有源滤波器的补偿性能十分关键[2]。本文通过分析有源电力滤波器的交流侧滤波电感对电流补偿性能的影响，在满足一定效率的条件下，探讨了该电感的优化设计方法，仿真和实验初步表明该方法是有效的。
图1
1 三相四线并联型有源电力滤波器的结构与工作原理
图1为三相四线制并联型有源电力滤波器的结构。主电路采用电容中点式的电压型逆变器。电流跟踪控制方式采用滞环控制。
以图2的单相控制为例，分析滞环控制PWM调制方式实现电流跟踪的原理。在该控制方式中，指令电流计算电路产生的指令信号ic*与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路的PWM的信号，此信号再通过死区和驱动控制电路，用于驱动相应桥臂的上、下两只功率器件，从而实现电流ic的控制。
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以图3中A相半桥为例分析电路的工作过程。开关器件S1和S4组成A相的半桥变换器，电容C1和C2为储能元件。uc1和uc2为相应电容上的电压。为了能使半桥变换器正常跟踪指令电流，应使其电压uc1和uc2大于输入电压的峰值。
当电流ica>0时，若S1关断，S4导通，则电流流经S4使电容C2放电，如图3(a)所示，同时，由于uc2大于输入电压的峰值，故电流ica增大(dica/dt>0)。对应于图4中的t0～t1时间段。
当电流增大到ica*+δ时(其中ica*为指令电流，δ为滞环宽度)，在如前所述的滞环控制方式下，使得电路状态转换到图3(b)，即S4关断，电流流经S1的反并二极管给电容C1充电，同时电流ica下降(dica/dt<0)。相对应于图4中的t1～t2时间段。
同样的道理可以分析ica<0的情况。通过整个电路工作情况分析，得出在滞环PWM调制电路的控制下，通过半桥变换器上下桥臂开关管的开通和关断，可使得其产生的电流在一个差带宽度为2δ的范围内跟踪指令电流的变化。
当有源滤波器的主电路采用电容中点式拓扑时，A，B，C三相的滞环控制脉冲是相对独立的。其他两相的工作情况与此相同。
2 滤波电感对补偿精度的影响
非线性负载为三相不控整流桥带电阻负载，非线性负载交流侧电流iLa及其基波分量如图5所示(以下单相分析均以A相为例)。指令电流和实际补偿电流如图6所示。当指令电流变化相对平缓时(如从π/2到5π/6段)，电流跟踪效果好，此时，网侧电流波形较好。而当指令电流变化很快时(从π/6开始的一小段)，电流跟踪误差很大;这样会造成补偿后网侧电流的尖刺。使网侧电流补偿精度较低。
假如不考虑指令电流的计算误差，则网侧电流的谐波含量即为补偿电流对指令电流的跟踪误差(即图6中阴影A1，A2，A3，A4部分)。补偿电流对指令电流的跟踪误差越小(即A1，A2，A3，A4部分面积越小)，网侧电流的谐波含量(尖刺)也就越小，当补偿电流完全跟踪指令电流时(即A1，A2，A3，A4部分面积为零时)，网侧电流也就完全是基波有功电流。由于滞环的频率较高，不考虑由于滞环造成的跟踪误差，则如图6所示网侧电流的跟踪误差主要为负载电流突变时补偿电流跟踪不上所造成的。
分析三相不控整流桥带电阻负载，设Id为负载电流直流侧平均值。Ip为负载电流基波有功分量的幅值，。
下面介绍如何计算A1面积的大小，
在π/6<ωt<π/2区间内
ic*(ωt)=Ipsinωt-Id (1)
在π/6<ωt<ωt1一小段区间内，电流ic(ωt)可近似为直线，设a1为直线的截距，表达式为
ic(ωt)=a1-[uC1-Usmsin(π/6)/L]×t (2)
ic(π/6)=ic*(π/6) (3)
ic(t1)=ic*(t1) (4)
由式(1)～式(4)可以求出a1及t1的值。
在π/6<ωt<ωt1(即1/600
同样可以求出A2，A3，A4的面积。
A2=0.405[(I 2 d L)/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]
由对称性，得到A3=A1，A4=A2
因此，在一个工频周期内，电流跟踪误差的面积A为
A=A1+A2+A3+A4
=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]+[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)] (5)
这里假定上电容电压Uc1等于下电容电压Uc2，Usm为电网相电压峰值，L为滤波电感值(假设La=Lb=Lc=L)，Id为非线性负载直流侧电流。
3 滤波电感对系统损耗的影响
有源滤波器一个重要的指标是效率，系统总的`损耗Ploss为
Ploss=Pon+Poff+Pcon+Prc (6)
式中：Pon为开关器件的开通损耗;
Poff为开关器件的关断损耗;
Pcon为开关器件的通态损耗;
Prc为吸收电路的损耗。
3.1 IGBT的开通与关断损耗
有源滤波器的A相主电路如图7所示。假设电感电流ic为正时，则在S4开通之前，电流ic通过二极管D1流出，当S4开通后，流过二极管D1的电流逐渐转移为流过S4，只有当Dl中电流下降到零后，S4两端的电压才会逐渐下降到零。因此，在S4的开通过程中，存在着电流、电压的重叠时间，引起开通损耗，如图8所示。
由图8可知单个S4开通损耗为
开通损耗为
式中：ic(t)为IGBT集电极电流;
Uc为集射之间电压(忽略二极管压降即为
主电路直流侧电压);
ton为开通时间;
T0为一个工频周期;
fs为器件平均开关频率;
Iav为主电路电流取绝对值后的平均值。类似可推得关断损耗为
Poff=6×(IavUctorr)/2×fs (10)
式中：toff为关断时间。
3.2 IGBT的通态损耗
假设tcon为开关管导通时间，考虑到上下管占空比互补，可假设占空比为50%，即tcon=0.5Ts。
则通态损耗为
Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces (11)
式中：Ts为平均开关周期;
Uces为开关管通态时饱和压降。
3.3 RC吸收电路的损耗
RC吸收电路的损耗为
Prc=6×1/2CsUc2fs (12)
式中：Cs为吸收电容值。
fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc (13)
通过以上分析，可以得到系统总损耗为
Ploss=Pon+Poff+Pcon+Prc (14)
4滤波电感的优化设计
在满足一定效率条件下，寻求交流侧滤波电感L，使补偿电流跟踪误差最小。得到如下的优化算法。
优化目标为minA(Uc，L)
约束条件为Ploss≤(1-η)SAPF (15)
应用于实验模型为15kVA的三相四线制并联有源滤波器，参数如下：
SAPF=15kVA，Vsm=310V，η=95%，
Id=103A，Iav=18A，δ=1A，
Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，
toff=340ns。
在约束条件下利用Matlab的优化工具箱求目标函数最小时L与Uc1的值。可得到优化结果为：跟踪误差A=0.1523，此时交流侧滤波电感L=2.9mH，直流侧电压Uc=799V。
5 仿真与实验结果
表1列出了有源电力滤波器容量为15kVA时，电感取值与补偿后网侧电流的THD的比较。
表1 不同电感L取值下仿真结果
交流侧滤波电感L/mH 直流侧电压Uc/V 网侧电流的THD/% 2.9 800 16 5 800 21.5 7 800 24
图9，图10与图11是当Uc=2Uc1=800V，APF容量为5.2kVA时，电感L分别取7mH，5mH，3mH时的实验结果，补偿后网侧电流的THD分别为14.1%，18.3%，20.1%，与优化分析的结果相吻合。
6 结语
示波器测电容设计性实验教案 篇5
指导老师：钟双英
教学目的
1、进一步熟悉数字示波器的主要技术性能与使用并利用示波器测电容的容值。
2、观察RC和RLC串联电路暂态过程，加深对电容充、放电规律特性的认识。
3、学会用半衰期方法测量RC暂态过程时间常数。
4、观察RLC串联电路的谐振现象，用示波器确定谐振频率。教学内容要求
1、依据自己的设计实验方案，选取两种不同的方法测量电容的容值。
2、观察RC和RLC组成的串联电路暂态过程，测量相应暂态过程的时间常数并与理论值比较。
3、把正弦交流电输入到RLC组成的串联电路时，观察谐振现象，确定谐振频率。教学学时：6学时 实验仪器
双踪数字示波器、多功能信号源、电阻、电容、电感、导线若干 教学重点
1、RC暂态过程及RLC串联电路谐振现象观察分析
2、示波器的熟练使用及正确测量数据
3、设计性实验报告的撰写及实验数据处理、结果对比分析。教学过程
第一次课（3学时），让同学进一步熟悉数字示波器的主要技术性能与使用，并根据实验室提供的仪器回答预习问题及设计实验方案。
预习问题如下：
1、查阅资料，整理RC、RLC串联电路暂态特性、稳态特性、谐振特性及电容元件在生活生产中的应用。
2、设计两种种实验方法测量给定电容的容值，说明每种方法依据实验原理、实验步骤。
3、在实验中如何判断RLC串联电路发生了谐振？为什么？
4、RLC串联电路谐振频率是否依赖电阻R是否影响？改变C是否影响谐振频率？
5、用示波器如何确定RLC串联电路谐振频率？
6、实验时有哪些应注意的事项？
第二次课（3学时），自主完成实验数据的测量。
1、依据自己的设计实验方案，选取两种不同的方法测量电容的容值。
2、观察RC和RLC组成的串联电路暂态过程，测量相应暂态过程的时间常数并与理论值比较，测出电容的实验值。
3、把正弦交流电输入到RLC组成的串联电路时，观察谐振现象，确定谐振频率，给出电容的实验值。设计性实验报告要求
1、阐明实验的研究意义、实验依据原理、设计测量方案和实验步骤。
2、根据实验结果，比较两种测量方法的测量精度并与理论值比较，分析误差来源。
滤波器设计论文 篇6
基于Unscented滤波的伴飞卫星自主相对导航滤波器
为提高导航滤波器的稳定性和计算精度,根据卫星自主导航原理,构造了基于Unscented Kalman滤波 (UKF)的伴飞卫星自主相对导航滤波器,建立了算法模型.仿真结果表明:UKF的`滤波精度优于扩展Kalman滤波(EKF),且无需计算量测方程的Jacobi矩阵,计算量小、易于实现.
作 者：杨文博 李英渡 张小伟 施常勇 朱庆华 YANG Wen-bo LI Ying-bo ZHANG Xiao-wei SHI Chang-yong ZHU Qing-hua 作者单位：上海航天控制工程研究所,上海,200233刊 名：上海航天 PKU英文刊名：AEROSPACE SHANGHAI年，卷(期)：26(2)分类号：V448.23关键词：伴飞卫星 相对自主导航 UnscentedKalman滤波 扩展Kalman滤波 滤波精度
并联有源电力滤波器设计 篇7
关键词：有源电力滤波器,DSP,TMS320F28335,IGBT,AD7656
为保证供电质量, 防止谐波对电网及电力设备的危害, 除对电力系统加强管理外, 还必须采取必要的措施来抑制谐波。有源电力滤波器 (Active Power Filter, APF) 被公认为是治理谐波、改善电能质量最有效的手段之一, 已成为电力电子技术应用中的一个研究热点。研究一套并联型有源电力滤波器对于提高电能质量以及系统的安全使用有着十分重要的意义。
1、并联有源电力滤波器结构原理
本系统是基于三相三线制的并联型有源电力滤波器 (简称APF) , 交流电网对各种负载供电, 负载中存在非线性负载谐波源, 产生谐波、消耗无功。APF由四部分组成:主电路、IGBT驱动电路、数字控制电路和谐波电流检测电路。本系统原理是根据瞬时无功功率理论的ip-iq算法原理, 首先由DSP、FPGA等数字控制器计算出三相电流中的谐波分量, 再利用不同的方法产生驱动开关元件的PWM指令, 这些信号经过相关电路变成驱动信号驱动相应的开关器件, 进而产生与非线性负载电流相位相反, 幅值为负载电流中的谐波分量幅值的补偿电流, 从而达到滤波目的。
2、系统硬件设计
2.1 谐波检测电路硬件设计
因为DSPTMS320F28335处理能力有限, 如果将谐波检测以及数据运算都由DSP来完成, 系统的运行效果会受到很大影响, 为了减少DSP运算任务, 在谐波检测系统中, DSP只负责数据运算, 不参与控制AD采集数据的工作, 谐波检测的数据采集工作由CPLD控制AD来完成, 因为系统需要检测7路模拟信号, 所以需要两片AD7656进行采样, 在此, 我们由CPLD控制两片AD7656对7路模拟信号进行同时采样, 当数据采集结束后, CPLD依次从AD7656读取7路数字信号, 并将这些数据存储在片内的FIFO系统当中, 当7路数据读取结束后, FIFO系统产生中断, 用以告知DSP采样完成并读取数据。本系统采用CPLD与两片AD7656以并行的方式连接, 以提高数据的读取速度。
CPLD的I/OB19与AD7656的CONVST A、CONVST B、CONVST C相连, 作为同时启动六路AD转换的控制端口, I/OB20与/CS片选引脚相连, 作为AD7656的片选控制口, I/OB21与/RD读寄存器引脚相连作为读控制口, I/OB22与BUSY相连作为AD转换完成状态检测口, 另一片AD7656与CPLD的连接与上述方法相同, 在此不再介绍。在本系统中, 用两片AD同时采集7路模拟信号, CPLD同时控制两片AD7656进行AD转换, 读取采样结果时, 先读取第一片的AD的6路采样结果, 然后再读取另外一片AD的1路采样结果, 当7路AD采样结果全部读出, 并存储在CPLD的FIFO系统后, 产生FIFO中断信号, 此中断信号由CPLD的I/OB18口发出, 其与DSP的CAP6引脚相连, 当DSP捕捉到该中断信号后, 通过GPIOB10端口发出读信号给CPLD, 然后依次读出7路数据。
2.2 IGBT驱动电路硬件设计
IGBT驱动电路的作用是驱动IGBT开关进而产生补偿电流, 驱动电路的性能直接影响着整个系统的性能, 良好的驱动电路可以保证IGBT可靠关断、减小开关损耗、降低关断时间、提高耐压和承受du/dt的能力、提高抗干扰能力。为了降低噪声、提高整个系统的性能, 大多数系统多采用集驱动与保护功能于一体的专用混合集成驱动模块电路。本系统采用西门康公司的SKHI23/12型IGBT驱动板。其具有以下特点:
(1) 集电极和发射极电压实时监控的短路保护, 在短路情况下它将阻止输出缓冲器;
(2) 软关断功能自动延长IGBT的关断时间;
(3) 输入与输出间的所有信息采用变压器隔离采用变压器隔离;
(4) 电源电压过低监视保护电路;
(5) 为了避免半桥上、下两个IGBT直通, 设置有内部互锁电路, 死区时间可以通过设改变电阻阻值来调整。
2.3 系统整体硬件设计
首先电网的的电流电压通过霍尔传感器转换成符合AD采样的输入标准, 然后DSP28335控制AD7656将模拟信号转换成数字信号, 并计算得出补偿指令电流, 然后生成并发出控制IGBT的触脉冲信号。驱动模块将控制模块产生的驱动信号通过SKHI23/17驱动板去驱动IGBT开关, 进而产生所需要的补偿电流;显示模块为APF提供了友好的人机接口界面, 通过其可以直观的观察系统的运行情况;为了实现控制的方便性, 本系统提供RS485通讯口与上位机进行通信, 这样能够实现远距离的控制, 并且可以通过上位机设定下位机的具体参数, 达到远程操作的目的。
3、系统软件件设计
系统初始化完毕后开始检测电网中的电能质量, 如果电能质量正常则会进入再次检测的状态, 如果有谐波存在或者缺少无功, 则会触发系统运行, 开始采集数据并分析数据以产生控制IGBT开关的PWM信号, 产生所需的补偿电流并注入电网后, 系统会再次检测电网的电能质量, 直到电能恢复正常标准。
4、结语
本文设计了一种基于DSPF28335的并联有源电力滤波器, 设计出了基于DSP的控制电路和IGBT驱动接口电路设计, 本系统能够实时实补偿无功并改善电能质量。
参考文献
[1]汤赐, 罗安, 赵伟等.混合型并联有源滤波器的稳定性[J].中国电机工程学报, 2008, 28 (6) :43-47.
滤波器设计论文 篇8
0引言
数字滤波是数字信号处理的重要环节，是由乘法器、加法器和单位延时器组成的一种运算过程，它对输入的离散信号进行运算处理，以达到改变信号频谱的目的。数字滤波器根据频域特性可分为低通、高通、带通和带阻四个基本类型；根据时域特性可分为无限脉冲响应IIR(Infinite Impulse Response)滤波器和有限脉冲响应FIR(Finite Impulse Response)滤波器。FIR滤波器不存在稳定性和是否可实现的问题，容易做到线性相位，故在数据通信、图像处理等领域应用广泛。本文根据FIR滤波器的设计原理，重点介绍了MATLAB环境下FIR数字滤波器的设计方法和操作步骤，并以实例形式列出了设计程序和运行结果。
1 FIR数字滤波器的设计原理
有限脉冲响应(FIR)数字滤波器的传输函数为：
滤波器设计论文 篇9
摘要：介绍了如何基于DSP技术(TMS320C32)实现直流侧有源电力滤波器(Active Power Filter，即APF);并在介绍TMS320C32的主要特点、功能及其结构的基础上，重点陈述了它在直流侧有源电力滤波器中应用的硬件结构和算法流程。
关键词：TMS320C32 直流侧有源电力滤波器 高压直流输 电源滤波器
随着电力电子技术在电力系统中的应用越来越广泛，电力系统的谐波污染问题也日益严重。有源电力滤波器是最近二十年兴起的电力系统谐波和无功的消除手段。目前，实际应用中的有源电力滤波器系统都是由国外公司研制的。国家计委为了实现交互流滤波装置的自主设计和生产，组织清华大学和锦州电容器厂合作，研制三峡高压直流输电的滤波装置。现阶段研制的是直流侧有源电力滤波器的样机，意在为高压直流输电(High Voltage Direct Current，HVDC)的直流侧有电力滤波器系统积累工程经验和理论指导。直流侧有源电力滤波器的关键技术在于系统的拓扑选择和谐波参考信号的精度分离以及控制。
图1 有源电力滤波器样机总体结构
在直流侧有源电力滤波器的控制中，选用TI公司的DSP(TMS320C32)作为直流侧有源电力滤波器的控制器的.核心，和以前的模拟控制及滤波的方式相比，算法灵活，结构易调整。
1 有源电力滤波器原理
通常采用无源滤波器(Passive Filter，PF)对谐波进行抑制，但无源滤波器存在一些难以克服的缺点：容易与电力系统发生谐振;补偿效果依赖于系统阻抗特性;受温度漂移、电网上谐波污染、滤波电容老化及非线性负荷变化的影响严重。
有源电力滤波器克服了传统的无源滤波器的缺点。由于大功率器件IGBT(Insolated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)的发展，有源电力滤波器和传统的无源滤波器构成的混合型滤波器已成为电力系统谐波补偿的主要手段。
有源电力滤波器和弱电领域的有源滤波器存在区别和联系。有源电力滤波器的作用是消除电力系统谐波，这和弱电领域用DSP或者运算放大器实现的滤波器的滤波功用类似，都是抑制一定频率范围的信号;但是它们消除谐波的途径完全不同，弱电应用中的有源滤波器一般通过对需要的频率分量形成通路，对其它频率分量产生很大的阻碍，起到选出需要的频率分量的作用。而有源电力滤波器是通过产生与电网中谐波成份大小相等、方向相反的谐波电流，注入电网，从而将电网中的谐波抵消掉。简而言之，有源电力滤波器以补偿的手段，达到了滤波的效果。这种结构与算法上的差异是由强电系统自身特别决定的。
有源电力滤波器工作原理是：用电流互感器采集直流线路上的电流，经A/D采样，将所得的电流信号进行谐波分离算法的处理，得到谐波参考信号，作为PWM的调制信号，与三角波相比，从而得到开关信号，用此开关信号去控制IGBT单相桥，根据PWM技术的原理，将上下桥臂的开关信号反接，就可得到与线上谐波信号大小相等、方向相反的皮电流，将线上的谐波电流抵消掉。这是前馈控制部分。再将有源滤波器接入点后的线上电流的谐波分量反馈回来，作为调节器的输入，调整前馈控制的误差。
需要注意的是，我们前面所说的控制器，实质上具有分离谐波参考信号和对有源电力滤波器进行控制两方面的功能。
机样系统直流线上电压约为800V，容量约为5kW，用LEM公司生产的多极电流传感器
滤波器设计论文 篇10
摘要：根据同步电机dq轴下的方程推导出二相静止坐标系下的方程，求出二相静止坐标下电感与交直轴电感的关系和反电势方程。提出了在二相静止坐标系下，通过反电势强滤波方式求宽范围变频状态的转子位置角的方式，详细阐述了滤波器参数设计的原则，给出了在考虑数字控制器中实现的滤波器参数设计的约束条件。该方案简单可靠，易于工程应用。通过实例仿真和实验验证了该设计方法的可行性。endprint
摘要：根据同步电机dq轴下的方程推导出二相静止坐标系下的方程，求出二相静止坐标下电感与交直轴电感的关系和反电势方程。提出了在二相静止坐标系下，通过反电势强滤波方式求宽范围变频状态的转子位置角的方式，详细阐述了滤波器参数设计的原则，给出了在考虑数字控制器中实现的滤波器参数设计的约束条件。该方案简单可靠，易于工程应用。通过实例仿真和实验验证了该设计方法的可行性。endprint
摘要：根据同步电机dq轴下的方程推导出二相静止坐标系下的方程，求出二相静止坐标下电感与交直轴电感的关系和反电势方程。提出了在二相静止坐标系下，通过反电势强滤波方式求宽范围变频状态的转子位置角的方式，详细阐述了滤波器参数设计的原则，给出了在考虑数字控制器中实现的滤波器参数设计的约束条件。该方案简单可靠，易于工程应用。通过实例仿真和实验验证了该设计方法的可行性。endprint
心电快速中值滤波器的设计 篇11
关键词：中值滤波算法,非排序,滤波速度,心电信号
0 引 言
心电信号属于微弱信号[1],因此在检测心电信号时高性能的前置放大器[2]和滤波器是必须的。滤波器的设计有两种方法:一种是数字滤波器;一种是模拟滤波器。其中数字滤波器除了包括常用的低通滤波器、高通滤波器和陷波器[3]外,一般还包括中值滤波器。因为在心电信号采集过程中不可避免地会引入高频噪声和脉冲干扰级椒盐噪声。目前滤除这种噪声最广泛的一种方法是中值滤波[4]。中值滤波是一种常用的非线性平滑滤波技术。它能够在滤除高频噪声和脉冲干扰级椒盐噪声的同时,较好地保护原始信号。
1 传统中值滤波算法
中值滤波算法自1970年被提出以来, 因其具有良好的边缘保持特性和清除脉冲噪声的能力, 广泛用于数字信号处理中。
中值滤波算法是这样定义的,取长度为L=n(n为奇数)的滤波窗口,设在第t时刻输入信号序列在窗口中的样点是x(t),x(t+1),…,x(t+n)。此时的输出定义为y(n)=med[x(t),x(t+1),…,x(t+n)]。med[] 表示对窗口内所有数按从小到大排序后取中值的运算。由于叠加定理不再成立, 故中值滤波是一种非线性滤波器。
由于中值滤波的主要运算是对窗口内的数据进行排序, 排序的速度就成为影响处理速度的关键因素。因为实际工作中处理的数量巨大,所以对算法的速度要求很高。传统的排序算法一般包括以下几种[5]:
(1) 冒泡排序算法。基本思想是比较两个待排序数据元素的大小,发现两个数据元素的次序相反时即进行交换,直到没有反序的数据元素为止。
(2) 交换排序算法。基本思想是每次用当前的元素同其后的每个元素比较并交换。
(3) 选择排序算法。基本思想是每一趟从待排序的数据元素中选出最小(或最大)的一个元素, 顺序放在已排好序的数列的最后(或最前),直到全部待排序的数据元素排完。
(4) 插入排序算法。基本思想是读一个数插入到前面已排完顺序的数组中,再读下一个数,直到读完最后一个元素结束。
以上四种算法排序过程需要计算的次数为(n-1)+(n-2)+…+2+1,即n(n-1)/2,所以算法的复杂度是O(n2)。
2 非排序的快速中值滤波算法
通过对传统中值滤波算法的分析,可以看出排序成为影响处理速度的关键因素。本文提出了一种非排序的快速中值滤波算法。下面以9个点为例,介绍非排序的快速中值滤波算法的实现方法。
如图1所示,为快速中值滤波算法实现的简约过程。输入的9个点X1,X2,…,X9首先分为三个部分,每个部分有3个点,然后利用非排序的中值滤波算法提取出每部分的中间值Y1,Y2和Y3,接着再用同样的方法提取出Y1,Y2和Y3三点的中间值Z,便找出了9个点的中间值Z。
非排序中值滤波算法的非排序主要体现在从3个点中找出中间值的过程中。3个点的非排序中值滤波算法流程图如图2所示。由图中可以看出找出3个点的中间值的比较次数最多为3次。
结合图1可知9个点时需要比较的次数最多为12次。依此类推n个点比较的次数最多为:
3 利用Matlab对改进的快速中值滤波算法进行仿真分析
利用Matlab仿真步骤如下:
(1) 获取没有噪声的心电信号。图3为经过模拟滤波器滤波后的心电信号,比较纯净。本文利用此信号作为无噪声的原始心电数据S(n)。该信号的采样频率是4.5 kHz。采样点个数为2 700即所代表的时间为0.6 s。图中的心电信号幅值大约为0.02 V。因本文中所采集到的心电信号经过了10倍放大,所以心电信号的实际大小应该为0.002 V。
(2)在原始的心电信号中加入噪声。图4为在原始心电信号S(n)中加入噪声后的心电信号X(n)。加入的噪声主要包括高频噪声和脉冲干扰级椒盐噪声。这里选取的高频噪声是幅度为0.02 V,频率为2 kHz以上的噪声。由图4可以看出,心电信号已经基本淹没在噪声之中了。
(3) 利用改进的快速中值滤波算法对加入噪声的心电信号X(n)进行滤波处理。如图5所示为经过中值滤波处理后的心电信号Y(n)。由图可以看出高频噪声和脉冲干扰级椒盐噪声已经滤除掉了。
为了验证快速中值滤波处理的效果,对经过滤波处理后的心电信号Y(n)和对原始信号求中值滤波处理后的信号S1(n)(见图6)进行误差估计:
误差估计的结果表明中值滤波处理的结果Y(n)与S1(n)基本一致。说明本文所设计的中值滤波器达到了设计的要求。
4 结 语
传统的中值滤波算法一般先是对数据进行排序,然后取出中间值。这样排序的速度便成为影响处理速度的关键因素。本文针对这一影响因素,提出了一种相对快速非排序的中值滤波算法。仿真结果表明该滤波器滤波效果优越、性能稳定、滤波速度快, 可以应用在运算速度相对比较缓慢的MCU中,具有一定的实用意义。
参考文献
[1]史锡腾,李雷,杨东明,等.单片机开发应用实例:基于PC网络的心电监护仪设计与制作[M].武汉:华中科技大学出版社,2009.
[2]JIANG Wei,LI Gang,YU Qi-lian,et al.Research on novelhigh CMRR biopotential amplifier[J].Chinese Journal ofScientific Instrument,2003,24(21):184-186.
[3]于姣,曲波.心电信号处理中的数字滤波器的设计[J].信息技术,2009(5):61-63.
[4]蔡坤,陆尧胜.基于中值滤波的心电基线校正方法的研究[J].医疗设备信息,2004,2(2):5-7.
[5]吴加富,樊景峰.一种改进的快速中值滤波算法[J].济源职业技术学院学报,2009,8(1):21-23.
[6]李洋波,赵不贿.基于FPGA的图像中值滤波器的硬件实现[J].现代电子技术,2008,31(22):99-101.
[7]穆静.对图像消噪的中值滤波器的改进[J].现代电子技术,2004,27(15):21-22.
[8]邵春芳.图像去噪的新型自适应混合滤波算法[J].现代电子技术,2009,33(10):96-99.
浅谈 中值滤波 篇12
1.中值滤波的现状
在数字信号处理和数字图像处理的早期研究中,线性滤波是主要的处理手段。线性滤波简单的数学表达式以及某些理想特性使其很容易设计和实现。然而，当信号中含有非叠加性噪声时,例如非线性引起的噪声或非高斯噪声等,线性滤波的处理效果就很难令人满意。在处理图像时,线性滤波将破坏边缘,而且不能有效滤除脉冲噪声。为了克服线性滤波方法的局限性,研究非线性滤波的方法为数字信号处理重要课题之一。
非线性滤波基于对输入信号序列的一种非线性映射关系,常可把某一特定的噪声近似映射为零而保留信号的重要特征,因而可以在一定程度上克服线性滤波的不足。
1971年著名学者J.W.Tukey在他的开拓性论文中提出了中值滤波的概念并用作时间序列平滑。中值滤波一出现就因其具有对尖脉冲的良好抑制能力，在平滑加性噪声时能保持信号的边缘特征等优点而备受瞩目。
常用的中值滤波是非线性滤波的代表，由于经典的中值滤波算法在滤除噪声的同时会使信号中重要的细节信息受损,因此,许多改进的中值滤波算法相继被提出。2.中值滤波
在数据处理中我们经常使用的是滑动中值滤波，即取定中值滤波的跨度N(一般 N 为奇数)，在数据序列中顺次取得 N 个数据，然后将该数据列的中值作为中心位置的值输出以形成新的数据序列，在滤波中应将原数据序列的两个边界各补充(N-1)/2(N为奇数时)个等于边界的点以使滤波后的新数据序列长度与原始的数据序列长度一致。2.1一般中值滤波
2.1．1一般中值滤波的基本原理
设有一个序列：x1,x2,x3,x4,x5，将它们按照绝对值大小重新排列此序列
x3, x5,x2, x4,x1
重排以后的中值是x2，此值就作为滤波的输出。显然，x2不能表示成输入数据和滤波系数的褶积的线性组合。其主要特点有：(1)一般中值滤波绝对阻止噪声峰值，因为中值滤波只取中位数，绝对不会取异常数。例如有一组数(x1,x2,x3,x4,x5)正常数 − a≤xn≤a，n=2,3,4,5 异常数 x1 >>a a 表示一个数，将以上数组自小到大排列后为(x3, x5,x2, x4,x1)取中位数x2，决不会取异常数x1。
(2)一般中值滤波是低通滤波器，中值滤波取中值为序列的输出，可以看作是对数据序列进行局部平滑，这种局部平滑实质就是低通滤波。
(3)一般中值滤波不改变阶越函数在空间、时间上的位置，这一性质对于信号处理中的保护边缘有着重要的作用。
(4)当中值滤波的滤波窗口足够长时，有限宽度的三角波和矩形波可以被完全平滑。
(5)中值滤波由于没有统计效应，对随机出现的小的振幅值有时不能完全平滑，所以通常信号在中值滤波处理以后需要再进行带通滤波。2.1.2一般中值滤波(MF)的数学基础
中值滤波对数字序列有平滑作用，平滑也就是数据逼近，这样则存在误差，如何利用误差最小来确定平滑参数，一般常见的有两种准则：(1)使误差的平方和达到最小；(2)使误差的绝对值和达到最小。平均值平滑的数学原理应用准则(1)，即符合误差的平方和最小。中值滤波则是利用准则(2)来实现对数据序列的平滑。
设x是 n 个数据序列的中位数，xi 表示一组序列。x与xi之差的绝对值和为：
Qxxi（3.1.1）
i1n要使Q最小，则
Q0（3.1.2）xnnxxiQn2即 (xxi)Sign(xxi)0 xxi1i1xxii1式中：Sign——符号函数。
当xi >x 时，Sign 为负； 当xi 这样在选择x时，使得在 n 个数中，有 n/2 个xi大于x,同样有 n/2 个xi小于x，中间的xi即为x；如果 n 为偶数，则取中间的两个xi的平均值为x。2.2 加权中值滤波 2.2.1 加权中值滤波(WM)的基本原理 由上可以看出通过改变加权系数，完全可以改变中值滤波的性质，来达到我们的要求。 2.3 一维中值滤波对信号作用的结果分析 由于中值滤波是一种特殊的非线性滤波手段，它对脉冲的响应为零，（在一个输入上施加一个脉冲函数引起的时间响应。）所以在傅氏域没有“真正的”振幅谱和相位谱。我们只能通过它对已知信号及其频谱特征的响应来分析其各种滤波特性。虽然中值滤波的理论比较完善，但是由于多数情况处理的信号是对称信号，所以并没有人注意到中值滤波对信号相位的影响。 2.3.1一般中值滤波对对称信号相位的影响 （1）在频谱图中，一般中值滤波引入了假高频成分，并且在子波的频带范围内，滤波后子波的主要频带向低频方向移动，此特点在数据处理时应该着重注意，要根据数据处理时的具体要求来判断，同时也成为选择滤波长度的一个条件。 （2）经过一般中值滤波后对称信号的相位不发生移动，这使得我们在处理由对称信号(例如雷克子波、奥姆斯比子波等)作为子波的合成地震记录时，不需要考虑相移问题。但由此就得出结论说中值滤波处理后的所有类型的信号的相位都不发生移动则是片面甚至错误的。2.3.2 一般中值滤波对非对称信号相位的影响 一般中值滤波对非对称信号的处理效果不同于处理对称信号，如果 用处理对称信号的规律来对待非对称信号则往往不能达到预期的效果。对应滤波后的频谱同样向低频方向移动，但假高频现象却并不如对称信号滤波后明显。处理非对称信号的同时必须注意选择的滤波点数是否使相位的改变在要求的范围内。从滤波后和滤波前的最大振幅平方比来看滤波前后的能量变化，发现在同等情况下，一般中值滤波对非对称信号的衰减能力大于对对称信号的衰减。2.3.3 加权中值滤波对对称信号相位的影响 （1）在频谱图中，加权中值滤波也引入了假高频成分；并且滤波后的子波的主要频带向低频方向移动，说明了加权中值滤波的低通滤波特性。 (2)同样加权中值滤波对对称信号的相位不产生影响。2.3.4 加权中值滤波对非对称信号相位的影响 当滤波长度大于一定的子波宽度时，波形已经失去了原有的形态，但是在波形失去原有形态之前，经过加权中值滤波后的子波表现出较好的分辨率特性；在频谱上加权中值滤波仍然表现出低通特性；信号的相位也因滤波而产生了畸变。 2.3.5 一般、加权中值滤波对不同信号作用的比较 一般中值滤波和加权中值滤波对于同一种信号表现出相似的特性：二者在处理对称信号时，都起到了衰减的作用，并且对信号的相位都不产生影响，同时使信号的频谱中掺入了假高频成分，还表现出了中值滤波的低通特性；在处理非对称信号时，除了对信号产生衰减作用外，还使信号的相位发生了畸变。 尽管一般和加权中值滤波有相似之处，但是它们还是存在着较大的差异： 在处理对称信号时，一般和加权中值滤波分别对同一信号进行滤波以后，信号的峰值很接近，但是加权中值滤波比一般中值滤波更有利于提高信号的分辨率，在频谱上加权中值滤波比一般中值滤波表现出更加严重的假高频现象。 在处理非对称信号时，加权中值滤波比一般中值滤波表现出的更好的提高分辨率的性质。而在相位谱分析中，尽管加权和一般中值滤波都使信号的相位发生改变，但是在滤波长度较小的情况下，经过一般中值滤波得到的信号的相位曲线虽然已经发生改变，但是仍然与原始信号的相位曲线有相同的趋势，并没有偏离太多；而此时即使在滤波长度较小的情况下，经过加权中值滤波得到的信号的相位曲线已经变得不可辨认了。 经过以上的讨论，我们可以认识到在实际地震资料的处理中，应用中值滤波除了应该考虑信噪比和分辨率以外，更加不容忽视的就是信号的相移问题，这对于资料的可信度起着至关重要的作用。由于在实际中，经常用到的一维中值滤波是不加权的，所以常常把一维不加权中值滤波简说成一般中值滤波，但是随着对处理手段的进一步要求，加权中值滤波的地位日益突出，并且毕竟不加权的情况只是一种特殊的加权中值滤波，所以一般中值滤波的概念也应该扩充为加权中值滤波。 通过对两种不同加权中值滤波（一般、加实数权）的讨论，总结出了一些关于一维中值滤波方面的经验： (1)通过不同权系数的选取，中值滤波表现出不同的特性，我们可以根据对实际情况的分析来选取不同的权系数以适应各自的需要。 (2)本次只是选取了两种特殊的权系数来分析，而在实际中存在着更多的权系数的选取方法，但是不管权系数的形式如何，都可以仿照本文的方法加以研究。 (3)虽然中值滤波可以满足一定的要求，但是我们同时也应该注意到它们存在的问题：①中值滤波会引起信号形态上的畸变，而且畸变程度和滤波长度有关；②中值滤波会引入假高频，因此信号在经过中值滤波后可以根据情况做一次低通滤波；③中值滤波对非对称信号进行处理时，会引起相位畸变，因此在使用中值滤波之前应该试验相位畸变是否在处理的允许的范围内；④虽然选取适当的权系数后，加权中值滤波可以使信号提高分辨率，但是同时带来“小台阶”效应，因此经过加权中值滤波处理后的信号推荐做一次平滑处理。 由于中值滤波是一类特殊的滤波方法，因此我们利用它进行信号处理时应该格外注意。为了得到预期的效果，处理之前做一下试验以确定最佳的滤波长度是非常必要的。3中值滤波在地震资料处理中的应用 3.1中值滤波在井间地震资料处理中的应用 中值滤波是一种简便有效且信号失真较小的信号处理方法。在不同的道集域下，井间地震资料中的直达波、一次反射波和多次反射波在相邻道间的时差具有不同的表现形式，利用这一特点，应用中值滤波在不同道集域内对井间地震资料进行滤波处理，可以得到很好的效果。 对于井间地震资料，我们所需要的有效反射波是来自于激发点与接收点下方的一次反射波(上行反射)和来自于激发点与接收点上方的一次反射波(下行反射)，其它波均视为相关干扰或无效信息。中值滤波是以正常时差不同为基础的多道滤波技术，在井间地震特殊的观测系统中，中值滤波可以发挥其自身的优点。 通过对井间地震不同道集域下道间时差的分析可以知道，仅运用中值滤波即可达到较好的波场分离效果。为了验证不同道集域下中值滤波对数据处理的效果，进行直达波与多次波的衰减、一次反射波的增强以及上下行波场的分离。3.1.1直达波和多次波的衰减 首先对数据进行带通滤波，消除有效频带之外的噪音干扰，将共炮点道集重排为共偏移距道集。在共偏移距道集下，根据(1)式和(3)式可知，直达波和多次波除了受速度影响外，其相邻道间时差为0，通过共偏移距道集对初至时间拉平排齐，在一定程度上消除了速度的影响，然后选择适当的时窗参数，采用中值滤波消除相邻道时差为0的波组记录，使直达波和多次反射波得到衰减。3.1.2反射波的增强 把衰减了直达波和多次波的数据体重新抽道组成共中心点道集，对于共中心点道集，由于△s=-△g，根据(2)式可知，一次反射波在不受速度影响的情况下其相邻道间的时差为0，通过共中心点道集对反射波时间拉平排齐，消除速度的影响，再次做中值滤波处理，本次中值滤波是为了保留相邻道时差为0的波组记录，而相邻道时差不为0的波组记录将被减弱，因而一次反射波同相轴得以增强，而其它 波场(如直达波和多次波)再次得到衰减(图4，虚线圈)。3.1.3上、下行波场的分离 首先对上行反射波进行拉平(图5中的②)，然后通过中值滤波使上行反射增强而下行反射减弱(图5中的③)，最后返回原始时间剖面得到上行反射波场(图5中的④)；反之，得到下行反射波场(图5中的⑤)。图6为通过中值滤波最终获得的上行和下行反射波场。 在波场分离中，对于资料相对较好的地震数据，仅应用中值滤波即可达到较好的波场分离效果；对于信噪比较低的资料，可以用中值滤波技术使资料的有效波场加强，并得到上、下行反射信息，然后再利用中值滤波进行波场分离。 井间观测系统所具有的特殊性，使得同一种地震波在不同道集域下的时差表现形式不同，因此可以在井间地震处理中利用中值滤波技术实现直达波和多次波的衰减，反射波的增强以及上、下行反射波的分离。同时，由于中值滤波处理对地震原始资料畸变程度较小，因此可以提高井间地震资料反射成像的质量。3.2多道中值滤波在分离VSP波场中的应用？ 多道中值滤波处理流程图 4.中值滤波特点 中值滤波是一个非线性过程，最大优点是算法简单且去噪效果明显。中值滤波具有 如下特点:(1)中值滤波绝对阻止噪声峰值。 (2)中值滤波不改变阶跃函数在空间、时间上的位置。（3）消除尖峰波以及增强部分有效波； （4）对野外原始地震资料信息的畸变和负面影响较小等优点。(5)中值滤波平滑三角波,其平滑作用随着中值滤波长度N的增加而增加,当其达到一定长度时,可将三角波平滑为具有相等幅度的理想的直流分量。 (4)中值滤波平滑矩形波,若中值滤波足够长时,矩形波被完全平滑。 (6)中值滤波由于沒有像计算均值那样的统计效应,对随机出现的小的振幅值有时不能完全平滑。中值滤波实际上是一个平滑滤波,经过其处理之后,主频向低频移动,高频成分受到损害,正是由于其平滑作用,使处理后的地震数据波形过于一致而显呆板,有一些信息不可能客观反映出来。 5.总结 中值滤波器是一种特殊的非线性滤波器，与线性滤波器不同。线性滤波器的振幅、相位谱完全决定了滤波器在频率域和时间域的特征。与之相比，中值滤波器对脉冲的响应是零，在频率域没有“真正”的振幅谱和相位谱。所以，尽管中值滤波器原理很简单，但了解其特性比了解线性滤波器特性要困难得多。 虽然中值滤波技术在信号处理领域得到很大的重视，特别在非平稳信号的处理中取得了较大的成功，然而中值滤波的一个严重不足是引起相对滤波窗口而言较为“细小”的信号细节结构的破坏和丢失，在图象处理中，中值滤波的这一缺憾要比在一维信号的处理中更加显著。原因主要来自两个方面： 第一，二维信号几乎没有根信号，也就是说几乎所有的二维信号经中值滤波以后都要受到不同程度的破坏；