介质滤波器

2024-06-30

介质滤波器（共3篇）

介质滤波器篇1

0 引言

小型化微带滤波器在无线通信和卫星通信中应用广泛。小型化介质集成波导(SIW)滤波器[1]由于其体积小,成本低以及可以与其他的射频(RF)器件集成(例如放大器)而得到了广泛的研究。采用SIW滤波器可以降低射频集成电路的剖面,节省材料成本。迄今为止,出现了几种比较优秀的小型化SIW滤波器[2,3,4,5,6,7,8,9,10]。折叠的SIW谐振腔和三角形SIW谐振腔可以用来减小SIW滤波器的体积[2,3,9]。在文献[4,6,7,10]中,互补环(CSRR)结构和缺陷地(DGS)结构用来减小SIW谐振腔的体积,进而滤波器的体积也会减小。文献[5]给出了一个基于低温共烧陶瓷(LTCC)的小型化SIW滤波器。在所有技术中,谐振腔体内的电磁场分布都与传统的SIW谐振腔相似,腔体的尺寸减小幅度也受到了限制。

为了进一步减小SIW滤波器的体积,本文采用改变SIW谐振腔内电磁场分布的方法来减小SIW谐振腔的尺寸。这种新式的SIW谐振腔命名为横电磁波介质集成波导腔(TEM-SIW)谐振腔。采用TEM-SIW谐振腔的滤波器尺寸可以减小到传统SIW滤波器的1/4以下。

1 TEM-SIW腔分析

1.1 TEM-SIW谐振腔

TEM-SIW谐振腔是由经典的SIW谐振腔发展而来的。在传统的SIW谐振腔的中心位置插入一个短路的金属销钉,并且将SIW腔体的上金属面与SIW腔体四周的金属壁开路,这样就构成了TEM-SIW谐振腔。TEM-SIW谐振腔的结构以及腔内电磁场分布均类似于工作在TEM模式的电容加载同轴腔,与工作于TE或者TM模式的SIW谐振腔不同。

本文提到的TEM-SIW谐振腔的结构以及谐振特性如图1所示。

TEM-SIW谐振腔的谐振频率由顶部金属贴片的边长以及中心位置短路金属销钉的半径决定。从图1可以看出,当腔体四周金属壁的长度为21 mm,顶部金属贴片的边长为19 mm,谐振腔中心位置短路金属销钉的半径为0.2 mm时,TEM-SIW谐振腔的谐振频率为1.94 GHz。然而,采用相同介电常数和厚度的介质材料,工作于1.94 GHz的传统SIW谐振腔的尺寸为68 mm×68 mm。因此,相同谐振频率下,TEM-SIW谐振腔的尺寸是传统SIW谐振腔的9.5%以下。另外,如图1所示,当介质板的面积为21 mm×21 mm时,TEM-SIW谐振腔的谐振频率可以在1.94～11 GHz之间调节。

尺寸为21 mm×21 mm的SIW谐振腔的谐振频率为6.35 GHz,其无载Q值为1 665。从图1中可以看出,当顶部金属贴片的边长为11.7 mm,短路金属销钉的半径为1.7 mm时,TEM-SIW谐振腔的谐振频率也是6.35 GHz。此时计算得到其无载Q值为2 229。因此,相同谐振频率下,TEM-SIW谐振腔的无载Q值大于传统SIW谐振腔的无载Q值。这可以从谐振腔内产生损耗的角度来解释。传统的SIW谐振腔的损耗主要是由介质损耗和辐射损耗构成[7]。在相同的谐振频率下,TEM-SIW谐振腔的尺寸远小于传统的SIW谐振腔的尺寸,因此TEM-SIW谐振腔的介质损耗和辐射损耗都小于传统的SIW谐振腔。

1.2 腔间耦合

腔间耦合可以归类为两种形式:电场耦合和磁场耦合。TEM-SIW谐振腔的腔间耦合结构的顶视图以及耦合性能如图2所示。磁场耦合通过刻蚀在谐振腔顶部的微带线实现。在图2中,电磁波的传输可以通过在相邻两腔中间的金属壁开一个窗口得到保证。相邻两腔之间的耦合系数可以通过插入到腔体顶部金属贴片的微带线深度d调节。微带线插入到顶部贴片的深度d以及两腔体之间的耦合系数的关系可以通过对耦合结构进行电磁场仿真来确定。从图2中很明显可以看出,两腔之间的耦合系数随着微带线插入到顶部金属贴片的长度d的增大而减小。

TEM-SIW谐振腔的电场耦合结构的顶视图以及其性能如图3所示。电场耦合通过刻蚀在腔体顶部的H形微带线耦合电场来实现。相邻两腔之间的耦合系数可以通过调节腔体顶部金属贴片与H形微带之间的缝隙以及H形微带的长度进行调整。电场耦合系数与H形微带线之间的关系可以通过对该结构进行电磁场仿真确定。从图3可以看出,两腔之间的耦合系数随着H形贴片的长度Lc的增大而增大。

1.3 外部耦合

TEM-SIW谐振腔的外部耦合结构以及其性能如图4所示。本文中,采用TEM-SIW谐振腔的带通滤波器通过一段50 Ω的微带线进行激励。馈电微带线插入到TEM-SIW谐振腔中获得合适的外部Q值。其外部Q值Qe可以通过调节微带线插入到TEM-SIW腔体顶部金属贴片的深度L来调节。图4给出了外部Q值Qe随微带线插入到TEM-SIW腔体顶部金属贴片的深度L变化的曲线。

2 TEM-SIW腔滤波器构造

基于TEM-SIW谐振腔滤波器的综合设计方法类似于同轴腔滤波器的综合设计方法[11,12,13]。本文设计了一个基于TEM-SIW谐振腔,在通带两侧各有一个传输零点的带通滤波器。滤波器的腔间耦合系数以及外部Q值Qe可以通过需要设计的滤波器性能参数综合得出。所设计的基于TEM-SIW谐振腔滤波器具有4级,中心频率2.8 GHz,相对带宽14.3%。

综合出来的耦合系数以及外部Q值为M12=0.130 4,M23=0.100 2,M14=-0.024 1,Qe=5.5。

文中基于TEM-SIW谐振腔的微带滤波器采用f4b介质板,相对介电常数er=2.55,介质的厚度为0.8 mm。单个TEM-SIW谐振腔的边长为24 mm。构成腔体四周金属壁的金属销钉半径为1 mm,销钉之间的间距为3 mm。在TEM-SIW谐振腔中心位置的短路金属销钉半径为0.5 mm。

图5给出了所设计的滤波器的版图以及尺寸,该滤波器是个对称结构。

所设计的滤波器的仿真以及测试性能如图6所示。

由图6可以看出,所设计的滤波器仿真结果通带为2.6～3.0 GHz。两个传输零点分别位于2.344 GHz和3.112 GHz处。测试结果得到滤波器的通带位于2.63～3.0 GHz,其通带插损小于1.5 dB。测试得到两个传输零点分别位于2.32 GHz和3.02 GHz。测试结果与仿真结果吻合良好。

3 结论

本文介绍了一种采用TEM-SIW谐振腔的小型微带滤波器,并设计了一个通带为2.6～3.0 GHz的4级原型滤波器。并对原型滤波器进行了加工与测试。原形滤波器的尺寸为48 mm×48 mm,小于工作中心频率的1/2波长。其尺寸小于传统的SIW滤波器的1/4,适用于小型化射频微波电路中。

摘要：为了实现介质集成波导滤波器的进一步小型化,通常要改进其谐振腔;通过在传统的介质集成波导谐振腔中心位置插入一个短路销钉,并且将其上金属平面与腔体四周的金属壁绝缘可以实现其体积的小型化。采用这种小型化谐振腔,设计了四腔微带滤波器,工作在2.8GHz,相对带宽14.3%。最终加工了这个原型滤波器,仿真和测试结果吻合良好。相比采用传统的介质集成波导谐振腔的滤波器,这个滤波器尺寸可以减小到其1/4以下。

关键词：介质集成波导腔,带通滤波器,小型化滤波器,介质集成波导腔滤波器

介质滤波器篇2

关键词：表面等离子体,倏逝波,多层膜

0引言

2000年,Pendry首次提出负折射率(Negative-Index Material, NIM)“完美透镜”(Perfect Lens)的概念[1],掀起了基于表面等离子体(SP)共振放大倏逝波实现超衍射光学成像的研究热潮[2,3]。然而,NIM的制备难度限制了它的应用和发展。准静电近似下,光波耦合金属和介质多层膜材料表面等离子体激发同样能够构建光频NIM。金属介质多层膜光学超衍射材料具有的主要光学特性包括:共振放大倏逝波[4,5,6]、频谱滤波[7,8,9]和定向耦合传输[10]。已有研究报道了平面和曲面金属介质多层膜对倏逝波的共振放大实现超衍射成像的结果[4,5,6]。随后,研究人员进一步报道利用金属介质多层膜材料的超衍射频谱传输能力突破衍射极限的光学聚焦[11]。利用金属介质多层膜材料各向异性介电常数的色散特性,D. R. Smith报道利用金属介质多层膜超衍射材料实现高通、低通、带通范围的空间频谱滤波[7]。通过金属介质超衍射材料设计实现空间频谱的带通操控,2009年,Zhang Xiang[8]和Luo Xiangang[9]的研究小组分别理论报道利用Ag-SiO2多层膜超衍射材料设计实现光栅特定衍射级次的透射传输,最终光刻胶内干涉产生深度亚波长的纳米图形。

本文利用严格矢量耦合波分析光波在金属介质多层膜超衍射材料的耦合传输行为规律,开展金属介质多层膜超衍射材料的滤波机制研究。以实现空间频谱带通滤波的Al-MgF2多层膜为例,深入分析周期单元厚度、填充比、膜层材料虚部和膜层对数对Al-MgF2多层膜带通窗口位置的调控和透射强度的影响因素和变化规律。

1金属-介质多层膜材料的滤波窗口位置分析

图1所示为金属介质多层膜的结构示意图。图中Al层(灰色)和MgF2层(白色)的厚度分别为d1和d2 ,单元厚度d=d1+d2本文针对365 nm工作波长,对于选择的Al和MgF2,它们的介电常数分别为ε1=-19.42=3.6i和ε2=1.92[12]。等效介质理论(Effective Medium Theory, EMT)模型将Al-MgF2超衍射材料简化为各向异性介电常数的块体材料,色散关系仅能描述Al-MgF2多层膜为双曲色散材料( εx<0 和εz>0 )。分析光波在Al-MgF2多层膜材料的滤波窗口和耦合模场分布,EMT存在一定的局限性,采用严格矢量耦合波和光学Bloch模型[4]分析。对于TM偏振单色平面波(磁场强度沿y方向)照明,n对Al-MgF2多层膜的特征矩阵Mn表示为

其中:k0为真空波矢、kz1和kz2分别为Al层和MgF2层中沿z方向的波矢分量,它们分别由色散关系决定。光学Bloch模型认为光波在多层膜中的传输具有周期平移不变性,光波在周期性多层膜中传输的各模场分布可以认为是特征矩阵Mn的本征值[4],因此可得:

其中:本征值与单元厚度d、填充比和膜层光学材料参数有关。Bloch模型将光波在多层膜材料的传输kz集中在[-G/2G/2]内,其中G=2π/d为多层膜单元周期结构的倒格矢。通过式(2),kz=G/2 和Kz=0对应的kx分别为Al-MgF2多层膜材料带通窗口的高低截止频谱位置。下面我们分别讨论多层膜周期单元厚度d、金属层填充比η=d1/d 以及材料介电常数对带通窗口位置的影响。

1.1单元膜厚d对带通窗口位置的影响

图2所示为光波在Al-Mg F2超衍射材料带通窗口位置和耦合模场分布规律的定量分析结果。为了方便观察,金属Al层虚部选择为0.5。例如,对于单元厚度d=30 nm,kz=G/2=6.083ko和kz=0分别对应的高低截止频谱位置kx=2ko和kz。图2(a)所示为16对Al/MgF2超衍射材料的光学传递函数(OTF)和色散曲线随单元厚度d的变化关系,OTF曲线分布意味着Al-MgF2多层膜材料对空间频谱具有低阻高通的传输特性。图2(a)点画线所示为传输矩阵计算单元厚度d=30 nm的Al/MgF2超衍射材料的OTF,点画线所示频谱带通窗口 kx∈[2ko 3ko] ,符合Bloch模型描述的Al/MgF2超衍射材料色散曲线所示kx的带通窗口。对于其他单元厚度,Bloch模型也能很好地描述Al/MgF2超衍射材料带通窗口。实际特定空间频谱的带通设计,采用Bloch模型能够减少复杂的优化设计过程。

图 2 (a) 16 对 Al/Mg F2(填充比 η5.0 )构成的双曲色散超衍射材料,Al/Mg F2超衍射材料的 OTF 和色散曲线随周期单元厚度 d 的变化关系。其中,入射和出射介质均为 Si O2,介电常数为 2.13。工作波长 365 nm,1=-19.42+0.5i,2=1.92。 (b) d=10 nm,超衍射材料内各模场(A~E)z 方向电场分量的分布。 Fig. 2 (a) The calculated optical transfer function (OTF) and dispersion curves of 16 pairs Al-Mg F2 multilayers metamterials for different unit cell thickness d. The filling ratio η is 0.5. The surrounding medium is silica with permittivity 0=2.13 at 365 nm. The permittivities of Al and Mg F2 are 1=-19.42+0.5i and 2=1.92, respectively. (b) The z direction electric field distribution of each mode in the Al-Mg F2 multilayers with d=10 nm

另外,值得注意的是,Al/MgF2超衍射材料带通窗口之外还存在Al/MgF2超衍射材料和环境材料界面产生的SP表面波共振模式,共振频率位置其中ε0 是入射空间材料的介电常数,ε0 和εx为EMT近似下Al/MgF2超衍射材料沿x方向和z方向的等效介电常数,当入射空间材料为SiO2时,该共振频率为1.54k0。SP表面波共振模式由Al/MgF2超衍射材料与环境折射率的界面变化引起,共振频率位置xk对应于图2(a)中OTF曲线第一个共振峰位置。对于d=10 nm和20 nm,OTF曲线中第一个共振峰位置与EMT近似计算共振频率位置吻合,其他单元厚度的OTF曲线所示共振频率位置峰值低而不太明显。

图2(b)所示为单元厚度d=10 nm,Al/MgF2超衍射材料内各模场(A~E)z方向电场分量的分布。其中A位置为超衍射材料和环境材料界面产生的SP表面波共振模式,z方向电场分量位相不发生改变。B、C、D和E所示z方向电场分量的位相变化周期逐渐缩小,其横向共振频率逐渐增大。E位置时候达到超衍射材料z方向电场分量的位相变化周期的最小值,横向共振频率达到最大值。

1.2单元膜填充比η对带通窗口位置的影响

图3所示为16对Al/MgF2多层膜超衍射材料带通窗口随金属层填充比的变化规律。其中圆点曲线和方形曲线分别对应窗口高低截止频率。单元膜厚d=30 nm。填充比(Al层)分别为0和1时,超衍射材料分别为纯金属、介质块体材料。填充比在0到1之间变化时,随占空比的增加,低频截止频率逐渐降低,带通窗口逐渐变宽。主要原因是超衍射材料中介质成分增多,允许通过的低频成分随之增多;高频截止频率在填充比为0.5时达到最低频率。

1.3材料介电常数(无损耗)对带通窗口位置的影响

对于不同的材料介电常数(无损耗)而言,其带通窗口变化规律如图4所示,实部变量的取值范围与材料实际介电常数无关。图4是Al/MgF2多层膜带通窗口随Al实部(ε'm )和MgF2实部(ε'd )的变化规律,占空比为0.5。图4(a)中,随着金属介电常数绝对值的变小,带通窗口逐渐趋于高频,并逐渐展宽;当金属介电常数约为-2时,与介质Mg F2介电常数满足超透镜匹配条件(ε'm+ε'd~0 ),带通窗口达到最高频位置约为9k0~19k0,而当金属介电常数绝对值继续减小时,色散关系为椭圆色散关系( εx>0和εz>0 ),不具有对空间频谱xk低阻高通的带通滤波特性。图4(b)中,随着介质介电常数变大,带通窗口逐渐趋于高频,并逐渐展宽,实际中介质材料介电常数通常小于10。

图 4 (a)和(b)分别为 Al/Mg F2多层膜带通窗口随 Al 实部(m) 和 Mg F2实部(d)的变化规律。 Fig.4 Band pass window of Al/Mg F2 metamaterials for (a) real parts permittivity of Al and (b) real parts permittivity of Mg F2.

2金属-介质多层膜材料的滤波窗口高度分析

上述部分主要针对金属介质多层膜材料带通窗口的影响分析,接下来进一步开展金属介质多层膜材料通带频谱范围内的振幅透射能力研究。

2.1材料损耗对滤波通带频谱透射振幅的影响

对于不同Al虚部和MgF2虚部,图5进一步分析16对Al/MgF2超衍射材料带通窗口的OTF和窗口位置分别随单元厚度d的变化规律。由图5(a)和(b)可知,材料虚部吸收会改变带通窗口内频谱的透射振幅,随虚部增大,其透射振幅会逐渐损耗降低。由图5(c)和(d)可知,对于不同虚部吸收的膜层材料,Al/MgF2超衍射材料的带通窗口位置几乎不变。此外,随单元厚度d的增加,Al/MgF2超衍射材料的带通窗口减小;透射频带的中心点位置朝低kx (~ 2k0 )平移。主要影响因素归结于单层膜变厚不利于高频倏逝波的耦合。根据Bloch模型,更小单元厚度d(<30 nm)的设计才能实现高kx (>3k0)的频谱带通。

图 5 (a)和(b)分别为 16 对 Al/Mg F2多层膜的 OTF 随 Al 虚部(εm'')和 Mg F2虚部(εd'')的变化规律, (c)和(d)分别为带通窗口随 Al 虚部(εm'')和 Mg F2虚部(εd'')的变化规律,Al 和 Mg F2的实部分别固定为-19.42 和 1.92。Fig.5 (a) and (b) are the dependence of OTF of 16 pairs Al/Mg F2 on the imaginary part of Al and Mg F2 permittivities (c) and (d) are the band pass window for the loss imaginary part of Al and Mg F2. The real part of Al and Mg F2 are -19.42 and 1.92.

2.2单元数对滤波通带频谱透射振幅的影响

图6(a)所示16对Al/MgF2多层膜(无损耗)OTF随单元数的变规律,单元厚度d=30 nm。改变多层膜的单元数,带通窗口位置(白色虚线所示)并不改变,因此可知多层膜单元对数并不影响多层膜的带通窗口位置。图6(b)所示为8对、16对和24对Al/MgF2(实际损耗)多层膜的OTF曲线。随着多层膜单元数的增加,OTF逐渐降低。多层膜材料虚部损耗影响多层膜带通窗口内频谱振幅透过振幅。

图 6 (a)为 16 对 Al/Mg F2多层膜(无损耗)OTF 随单元数的变化规律; (b)为 8 对、16 对、24 对 Al/Mg F2多层膜(实际损耗)的 OTF Fig.6 (a) Dependence of Al/Mg F2 metamaterials on pair number n; (b) OTF of Al/Mg F2 with 8, 16 and 24 pairs Al/Mg F2.

3结论

介质滤波器篇3

检波器与疏松地表、滩涂淤泥地表、城区、沙漠、戈壁、山地等复杂地表的耦合问题是众所周知的世界性难题, 检波器与地表的耦合效果直接影响到所采集资料的质量和后续处理解释结果的正确性。结合实验室测试结果, 本文系统的分析了检波器尾锥长度对耦合的影响, 总结出了不同表层介质条件下怎样优选检波器尾锥长度。为今后的野外勘探、检波器的设计提供了理论基础;总结出的方法可用于指导地震勘探数据采集方案的设计, 确保得到高分辨率的地震资料。

1 尾锥长度的理论研究

R.E.Sheriff将“耦合 (coupling) ”解释为:“检波器和大地的耦合是两个系统之间的相互作用。取决于两者之间接触的牢固程度, 以及检波器的重量和接触面积, 是影响能量转换的因素。”从检波器的运动方程来看, 一般而言, 好的检波器耦合是由沿检波器尾锥的切向力决定的;而差的检波器耦合是由其重力来决定的。土壤本身性质的变化也是主要的影响因素。切向耦合指水平方向上的耦合, 增加检波器与介质的接触面积, 能够提高切向耦合;重力耦合指当尾锥和地面没有接触好, 耦合作用由检波器的重量起主要作用 (通过接触压力) , 通常叫做重力耦合。

从叠加效应模型考虑, 检波器尾锥长度的叠加效应具有低通滤波的作用。随着尾锥长度的增大, 对高频地震信号的压制越大, 压制的频率范围逐渐向低频移动。但从压制噪音考虑, 加长尾锥能提高资料信噪比。

从耦合谐振频率模型考虑, 改善检波器耦合的问题可以归结为提高耦合谐振频率, 使其脱离地震勘探频带。这就要求尾锥与大地的接触面积增大。

介质的土壤力学指标对接收性能影响极大, 单纯地增加接触面积、减轻质量, 对耦合效果的影响不能简单地确定, 它与具体的介质条件有关, 只能通过试验确定。为此, 在实验中我们制作了模拟不同表层介质的物理模型, 测试具有不同长度尾锥的检波器在各表层介质中的接收效果。

2 不同表层介质中尾锥长度对接收地震信号的影响

从7.5cm尾锥的检波器在不同介质中的频率响应可看出 (图1) , 在较密实的介质中, 如湿沙混合、干沙混合介质中高频成分采集质量好;浮土、砾石中能量衰减快, 尤其是砾石介质。由于砾石介质孔隙较大, 介质与检波器接触面积相对比较小, 切向耦合比较弱, 这时起耦合作用的是重力耦合。

从7.5cm尾锥的检波器在不同地表介质下响应的能量对比可看出 (图2) , 湿沙混合介质中的检波器接收能量最强;在砾石介质中, 由于介质粗糙, 耦合面积小, 尾锥短, 质量较轻等原因, 造成了采集能量最小;浮土由于表层疏松, 接收能量就相对干实土中的有所减小。可见短尾锥在密实的介质中有优势, 在疏松的介质中不利于地震资料能量提高。

从20cm尾锥的检波器在不同介质中的频率响应可看出 (图3) , 与短尾锥一样, 干沙混合和湿沙混合介质中资料频带最宽;全沙介质在中低频段的振幅得以增强。

相比7.5cm与20cm尾锥频谱图可看出 (图1、图3) , 长尾锥能有限提升低频段振幅能量, 但是对于高频信号的压制很严重;不管尾锥长短, 总体看干沙混合、湿沙混合介质中的耦合效果好与其它介质。

相比7.5cm与20cm尾锥检波器能量图可看出 (图2、图4) , 在湿沙混合、干实土介质中长、短尾锥检波器的能量差别不大;在砾石、干沙混合介质中, 长尾锥检波器的能量响应有明显提升。说明长尾锥能改善疏松介质的耦合效果。

3 结论

通过以上研究取得以下几点认识:

1) 密实的表层介质利于高频信息获得;

2) 考虑长尾锥对中低频成分的提升、对高频成分的压制, 合理使用长尾锥以提高其与疏松介质的耦合效果;

3) 砾石表层介质的颗粒粗大, 与检波器接触面积小, 建议使用加粗长尾锥, 增加重力耦合和接触面积。

摘要：本文从检波器尾锥长度的理论分析入手, 总结出了尾锥长度对检波器耦合的影响, 并指出其影响还取决于不同的表层介质。为了验证理论结果, 开展了振动模拟测试实验, 分析了不同表层条件下尾锥长度对接收效果的影响, 总结出基于地表的尾锥长度优选原则。

关键词：检波器,尾锥长度,表层介质,耦合,实验室测试

参考文献

[1]Sheriff R.E.Encyclopedic dictionary of exploration geophysics, 3rd edition, Society of Exploration Geophysics, USA, 1991.