全桥软开关电源

2024-11-15

全桥软开关电源(精选4篇)

全桥软开关电源 篇1

计算机仿真[1]是一种高效、高精度、高经济性和高可靠性研制开关电源的方法,应用计算机仿真技术可以减少设计周期和开发成本,并改进开关电源电路的可靠性。Saber是当今世界上功能强大的电力电子仿真软件之一,它具有大量的电源专用器件和功率电子器件模型,并提供高精度的电路仿真模型单元库。

数字化是开关电源的发展趋势[1],它可以实现快速、灵活的控制设计,改善电路的瞬态响应性能,使之速度更快、精度更高,可靠性更强。因此,本文基于Saber仿真软件对采用数字控制的大功率移相控制全桥ZVS电源系统(12V/5 000A)进行了建模、仿真,并对仿真结果进行了分析。

1主电路的建模

移相控制全桥ZVS-PWM变换器[1]电路实现简单、工作可靠,而且充分利用了器件的寄生参数,不需要加入辅助电路,比较适合大功率低压大电流的应用场合,其主电路结构如图1所示,具体工作原理见参考文献[1]。

Saber软件提供了功率器件建模工具Model Architect,如图2所示为该工具提供的IGBT等效电路模型,根据实际器件的参数调整图2中的各个参数值即可完成建模。本系统采用IGBT的型号为CM400HA—24E,其额定参数为1 200 V/400 A。电容c1~c4为外接谐振电容,其中c1=c3,c2=c4。

高频变压器采用两个单元变压器串并联的组合方式[2],它可以使并联的输出整流二极管之间实现自动均流,并且使得变压器的设计模块化,简化变压器的制作工艺,降低损耗。原边用串联电感lr作为变压器的等效漏感,用电流控制电压源(CCVS)模块来代替具有电流采样作用的霍尔电流传感器。

次级输出采用倍流整流电路结构[3],该结构中电感电流和变压器次级电流小,整流管导通损耗及变压器铜损较小;该结构具有双电感交错滤波,可在电感值较小的前提下,减小电流纹波,提高动态响应性能。

2 数字控制器的建模

2.1 峰值电流型控制方式

开关电源功率开关器件导通电流等内部变量的瞬态值具有相对独立性,只有直接控制电流瞬态峰值,才能有效快速地保护功率开关器件,同时克服全桥变换器的偏磁问题,提高其动态反应速度和可靠性,因此,本系统采用峰值电流控制模式,其工作原理见参考文献[4]。峰值电流型控制模式开关电源的系统结构图见图3所示,系统控制数学模型见图4所示。

采用峰值电流模式控制的系统,当占空比大于0.5时,会产生不稳定现象,采用斜坡补偿可以改善系统性能,增加系统稳定性。依据参考文献[4]中阐述,在控制工程实践中,斜坡补偿电压的上升率一般设计为输出电感电流检测信号下降率折算值的70%~80%。

2.2 PI调节器建模

PI调节是控制系统中最成熟,应用范围最广的一种调节方式,离散型PI控制器表达式为:

U(k)=Κp[E(k)+ΤΤij=0kE(j)](1)

式(1)中:k为采样序号;U(k)为第K次采样时PI调节器输出的偏移量;Kp为PI调节器的比例系数;T为采样周期;Ti为PI调节器积分时间;E(k)为第k次采样的偏差值。由式(1)可推出其离散PI增量式为:

U(k)=Κp[E(k)-E(k-1)]+ΚiE(k)+U(k-1)(2)

式(2)中:U(k-1)为第k-1次采样时PI调节器输出的偏移量;E(k-1)为第k-1次采样的偏差值;Ki为PI调节器的积分参数。

PI调节器模型[6]见图5所示,其实现过程为:AD电压采样环节由一个模数转换接口“a2z”实现,采样值为Z0(k),电压基准Zref由给定信号模块“zdata”提供,两者的差值为误差项E(k);利用放大模块“zamp”将偏差值E(k)放大积分系数Ki倍,可得积分修正量ΔI(k);将偏差值E(k)通过减法模块“zsub”减去由延迟模块“zdelay”所保持的第k-1次的偏差值E(k-1),再用放大模块将上述差值放大比例参数Kp倍,可得比例矫正值为ΔP(k);最后由加法模块“zadd”将积分修正量ΔI(k),比例修正量ΔP(k),以及由延迟模块所保持的第k-1次结果U(k-1)相加可得第K次采样结果U(k)。

电流环控制采用P调节,其实现过程为:霍尔电流传感器采样之后,由模数转换接口将采样值转换为离散信号,经过一定倍数的放大之后,进行斜坡补偿。斜坡补偿环节由“z_pulse”模块依据前述补偿法则产生一定频率一定斜率的三角波实现。

经过斜坡补偿的电流信号与电压PI调节产生的结果相比较得到最终的误差调整值,最后由比较模块“zcmp”构成饱和环节,用于防止输出的移相值超出所能达到的移相范围。

3.3 移相全桥PWM波形调制

Saber和Simulink之间可以实现协同仿真,这样可以发挥Simulink在软件算法方面的优势,通过自定义S函数产生移相PWM信号。以Saber为主机,调用Simulink,两者以固定时间步长交换数据。

图6所示为移相PWM脉冲实现原理图[5]。其主要原理为:当所对应的前驱动波形跳变为高时,由数字PI控制器得出的移相值U(k)在远小于周期的定时间减去一定常数k,当差值为零时产生一对与所对应前桥臂驱动等宽的脉冲波,图中所示t即为移相时间。

图7所示为实现移相过程的Saber模型,由“z_pulse”模块产生固定频率、占空比为50%的PWM信号,该信号与系统超前臂的驱动时序一致。图中“switchpwm1”模块相当于一个多路开关,其工作过程为[5]:在超前臂脉冲由低变高时,接通输入端,采样反馈的偏移量,然后立刻脉冲模块由高变低接通有离散保持作用的延时模块“zdelay”,最后通过减法模块“zsub”减去固定常数k(由“z_dc”模块产生),经过延时模块所设定的保持时间t后,所减结果再减去常数k,相减后的结果传送到移相模块“shiftpwm1”。

“switchpwm1”和“shiftpwm1”两个模块都是通过Saber与Simulink协同工作的,它们通过调用S-fuction来实现具体功能[5]。将S函数样本文件中的sys=mdlOutputs(t,x,u)作简单修改即可。

3 仿真结果

系统输入直流电压为580 V,工作频率20 kHz,开关管并联电容c1~c4取47 nF,设定漏感lr=10 μH,比例参数Kp=1,积分参数Ki=0.15,输出滤波电感lo1=lo2=0.5 μH,滤波电容co=82 mF,变压器匝数比n=10。设定负载为2.4 m欧,输出电压vo=12 V,输出电流io=5 000 A。

图8所示为开关管的驱动波形图。q1和q3为超前臂开关管,互补导通180°(具有一定的死区时间),q2和q4为滞后臂开关管,它们分别对q1和q3有一定的移相时间。

图9所示为变压器原边电压和电流波形,分析可得,该仿真系统的原边电压与电流波形与移相控制全桥ZVS-PWM变换器的工作原理是一致的。

图10所示为输出为12 V/5 000 A时,超前臂开关管q1和滞后臂开关管q2的导通和关断情况。为便于分析,将驱动电压ugs1和ugs2放大30倍。从图10中可以看出,无论开关管q1和q2,在导通之前,D、S两端的电压uds已降为零,说明开关管实现了零电压导通;在开关管关断之后,uds开始线性上升,说明开关管实现了零电压关断。

图11所示为本仿真系统的输出电压和电流波形。由该结果可知,在1.2 ms左右输出电压达到12 V稳态值,输出电流达到5 000 A稳态值。电压波形超调量小于0.24 V,电流波形超调量小于100 A,满足电压上下波动2%的性能指标。

5 结论

利用Saber仿真并运用Saber与Simulink协同仿真对数字控制峰值电流模式的移相控制全桥ZVS-PWM电源系统进行了建模和仿真分析,通过仿真研究清楚的了解大功率开关电源系统的工作过程和工作特性,为数字电源的开发提供了重要参考依据,并能有效节省开发成本,缩短研发周期。

摘要:利用Saber软件完成了对移相控制全桥ZVS电源系统的建模和仿真分析,设计了基于峰值电流模式和PI调节器的数字控制系统。仿真结果表明该系统参数可以为大功率开关电源的设计开发提供重要的参考依据。

关键词:Saber,全桥移相,峰值电流,PI调节器

参考文献

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[3]周辉杰,何志伟.开关电源倍流同步整流器的研究.现代电子技术,2006;8:5—8

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[6]胡雪莲,陈新.基于SABER软件的数字控制电源系统的仿真设计.通信电源技术,2006;23(6):50—53

全桥软开关电源 篇2

传统的移相全桥变换器的输出整流二极管存在反向恢复过程,会引起寄生振荡,二极管上存在很高的尖峰电压,需增加阻容吸收回路进行抑制,本文采用一种新的拓扑结构,设计了1台280W移相全桥软开关DC/DC变换器,该变换器输入电压为194~310V,输出电压为76V。

1 主电路拓扑及工作过程分析

设计所采用的主电路拓扑如图1所示。图中Q1~Q4为4个开关管,D1~D4分别为4个开关管的内部寄生二极管,C1~C4分别为4个开关管的寄生电容或者外接电容,D5和D6是2个箝位二极管,Lr是谐振电感,DR1和DR2为输出整流二极管,CDR1和CDR2为输出整流二极管的等效并联电容。Q1和Q3组成超前桥臂,Q2和Q4组成滞后桥臂,每个桥臂的2个开关管互补180°导通,2个桥臂的导通角相差一个相位,通过调节该相位就可以调节输出电压。这种拓扑通过增加2个箝位二极管(D5,D6)来消除次级整流管反向恢复引起的电压振荡,减小了次级整流管的电压应力,并且钳位二极管(D5,D6)在1个周期内分别只导通1次,减小了二极管(D5,D6)的电流损耗,提高了变换器的效率。

在1个开关周期中,该变换器有16种开关状态,如图2所示,这里只分析前8种状态。在分析前,作如下假设:除输出整流二极管外,所有开关管、二极管、电感和电容均为理想器件;变压器的漏感很小,可以忽略不计;Lf>>Lr/K2 (K是变压器原副边匝比);输出整流二极管等效为1个理想二极管和1个电容的并联。

(1)状态1[t0,t1]:在t0时刻以前,Q1,Q4和DR1导通。在t0时刻,Q1关断,谐振电感上的电流iLr对C1充电,对C2放电,由于有C1和C2,Q1为零电压关断,D5和D6不导通。

(2)状态2[t1,t2]:t1时刻,C3的电压降为0,D3自然导通,此时可以零电压开Q3,CDR2继续放电,iLr和变压器原边电流ip继续下降。

(3)状态3[t2,t3]:t2时刻,CDR2完全放电,DR2导通,2个整流二极管都导通,副边短接,iLr和ip相等,处于自然续流状态。

(4)状态4[t3,t4]:t3时刻,关断Q4,ip给C2放电,给C4充电,iLr和ip相等,一起线性下降,由于有C2和C4,Q4是零电压关断。

(5)状态5[t4,t6]:t4时刻,D2导通,Q2能够零电压开通。t5时刻,ip由正向过零,且向负方向增加,由于ip不足以提供负载电流,DR1和DR2仍然导通,Vin全部加在Lr上,iLr和ip同时线性负增长。

(6)状态6[t6,t7]:t6时刻,DR1关断,DR2流过全部负载电流。Lr与CDR1谐振,给CDR1充电,iLr和ip继续线性负增长。

(7)状态7[t7,t8]:t7时刻,CDR1电压上升到2Vin/K,D6导通,将原边电压箝位在Vin,因此CDR1电压被箝位在2Vin/K,到t8时刻,ip等于iLr,D6关断。

(8)状态8[t8,t9]:在此状态中,原边给负载提供能量,iLr和ip相等。

2 主电路参数设计

2.1 输出滤波电感Lf的选取

输出滤波电感应能够存储足够大的能量,能够在死区时间内为负载提供连续的电流。当变换器输入为310V时,死区时间最大为:

式中,变压器原副边匝比K=2,变换器的工作频率f=80kHz。此时,输出滤波电感为:

式中,滤波电感上电流的脉动量=20%Io,max,因此,Lf取330μF。

2.2 谐振电感Lr的选取

超前臂利用滤波电感和谐振电感的能量很容易实现软开关,而滞后臂只能利用谐振电感的能量来实现软开关,相对超前臂来说,滞后臂只能在较窄的负载范围内实现软开关。为了实现滞后臂的软开关,必须满足:

式中,Coss为开关管的寄生或者外接电容,选用12N60,其寄生结电容为300PF,而变换器在1/3满载时的输出电流为:

由式(3)、式(4)可得滤波电感:

2.3 隔直电容的选取

在实际电路中,为了防止变压器饱和,在变压器与A点之间串联1个隔直电容Cb;,Cb如果取的太小,将会增加功率管的电压应力。本设计取Cb=2μF。

3 实验结果

设计的变换器主要参数:Vin为194~310V,Vo为76V,Io,max为3.6A,K为2,f为80kHz,Lr为120μH,Lf为330μH,Co为3 000μF,Cb为2μF,开关管采用12N60,其结电容Coss为300PF,箝位二极管DR1、DR2采用MUR3020。

图3为超前臂的ZVS波形,图4为滞后臂的ZVS波形,输入电压为250V,输出电流为2A,VGS为驱动电压,VDS为漏源电压。

由图3和图4可以看出变换器的超前臂和滞后臂都可以实现零电压开关。

图5为输出整流二极管DR1电流电压波形,IDR1为流过DR1的电流,VDR1为DR1两端的端电压。

由图5可知,DR1关断后,经过很小一段时间,箝位二极管D6开通,将VDR1箝位在输出电压2Vin/K,没有出现电压振荡,当D6截止后,出现了很小的电压振荡,振荡电压尖峰值低于2Vin/K,因此次级整流管的电压应力可以大大减小。

4 结束语

在分析了一种移相全桥软开关变换器的拓扑的基础上设计了一台280W的软开关DC/DC变换器,该变换器在变压器原边采用2个箝位二极管,实验证明,该方案在实现开关管零电压开关的同时,能够有效抑制输出整流二极管反向恢复所带来的电压振荡,使振荡电压尖峰值低于2Vin/K,减小了次级整流二极管的电压应力。

参考文献

[1]张勇强,金新民,张斌斌.改进型移相全桥ZVZCS直流变换器[J].变流技术与电力牵引,2007(1):33-38

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[3]吕延会,张元敏,罗书克.移相全桥零电压软开关谐振电路研究[J].电力系统保护与控制,2009,37(5):71-74

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全桥软开关电源 篇3

目前并网逆变器市场上大多采用工频隔离型并网逆变器,由于工频变压器会使系统效率变低、体积大、成本高等缺点,近年来,高频隔离型并网逆变器也逐渐成为研究热点;但是逆变器的高频化会带来高电磁干扰(EMI)和高开关损耗,同时考虑到光伏并网系统作为大功率系统的应用,因此移相全桥软开关变换器(FB-ZVZCS)很适用于光伏并网中的DC/DC环节。

现阶段,实现FB-ZVZCS的方法有很多,主要有滞后桥臂串阻塞二极管、原边串饱和电抗器,副边有源钳位等等;文献[6]提出了一种副边无源钳位的ZVZCS变换器,本文结合光伏逆变器的特点并从电路结构简单、占空比丢失小、副边整流二极管寄生振荡小、效率高的角度出发,采用无源钳位的ZVZCS变换器作为光伏升压移相全桥DC/DC变换器。

1 原理分析及实现软开关的条件

1.1 原理分析

图1为无源钳位的ZVZCS全桥变换器,该电路中超前桥臂通过并联在两个开关管V1和V3上电容的C1和C3来实现零电压开关。而实现滞后桥臂零电流

开关,是在续流期间通过钳位电容Cc上的电压反射到漏感Lr上,使得原边电流迅速下降来实现的。

为简化电路分析,先作如下假设:所有元件都是理想的;输出滤波电容很大,可近似为电压源,输出滤波电感很大,可近似为电流源;电容C1=C3=Cr,变压器匝数比为N1/N2=1/k,输入电压为Uin,输出电压为U0。在半个周期中,变换器一共有8种工作状态,各阶段主要波形如图2所示;

模式1[t0~t1]

t0时刻,V1开通,由于变压器漏感Lr的存在,原边电流不会发生突变,V4零电流开通,如图2所示。电压Uin作用于漏感Lr上,原边电流Ip为:

模式2[t1~t2]

t1时刻,整流二极管VD2、VD3反向关断,VD2、VD3两端的反压等于U0,无源钳位电路开始工作,通过Cc和D2给Cf充电,钳位电容Cc两端电压升高。这段时间内有:

模式3[t2~t3]

t2时刻,二极管D2关断,整流二极管VD2和VD3承受nUin电压,原边电流nI0,在这段时间内,变换器经变压器向负载提供能量,Cc上电压充至UCc(t2)=Uin-U0/2n并保持不变。

模式4[t3~t4]

t3时刻,V1关断,由于并联C1,V1实现了ZVS关断,电容C1开始充电,C3开始放电。

模式5[t4~t5]

在t4时刻,钳位二极管D1开始工作,原边不足以向副边提供能量,Cc通过Lf、Cf、D1开始向负载提供能量,同时C1继续充电、C3放电至t5时刻。

模式6[t5~t6]

t5时刻,C3放电完毕,续流二极管D3开始导通,为V3实现零电压开通提供了条件。V4处于续流状态,此时原边电流迅速下降,负载电流主要由钳位电容Cc提供,流过Cc的电流增大,在t6时刻原边电流减小为零,此时Cc的电流值达到最大。

模式7[t6~t7]

t6时刻,原边电流为零,负载电流全部由钳位电容Cc提供,整流二极管两端承受的反压随钳位电容Cc的放电下降。

模式8[t7~t8]

t7时刻,钳位电容Cc中的能量被全部释放,整流二极管VD1~VD4开始续流,变压器原边电流为零并且保持。在t8时刻关断V4,实现了零电流关断并结束前半个周期的换流;下一个时刻,V2零电流开通,开始进入下半个周期的循环,工作模式和上述分析基本相同。

1.2 实现软开关的条件

1.2.1 超前臂实现ZVS条件

为实现零电压开关,要求要有足够的能量来使得同一桥臂开关管两端并联的电容充、放电,从而让即将开通的开关管的反并联二极管自然导通。所以要实现超前桥臂的零电压开关,需要在开关管导通和关断之前将电容C1和C3上的电荷抽走。根据模式4可得到最小死区时间。

1.2.2 滞后臂实现ZCS条件

变压器漏感Lr的大小是以能实现滞后桥臂ZCS为前提的,假设滞后臂开关管的开通时间为ton,要实现ZCS需要(t1-t0)>>ton,则根据工作模式1可得:

2 关键参数的设计

变换器采用了移相控制,超前臂两开关管互补180°导通,两开关管驱动信号之间设置一定死区,滞后臂设置与超前臂相同,只是在相位上有一定的滞后,滞后角度反映了有效占空比的大小。设计步骤如下:

(1)设置两对桥臂的死区时间Td;

(2)设置占空比D,计算匝比k;

(3)根据式(1)算出谐振电感Lr,根据式(2)求出钳位电容Cc;

3 仿真研究

为了检验上述分析,采用matlab仿真软件对无源钳位的ZVZCS全桥变换器进行开环仿真(如图3所示),根据以上分析,设计电路参数为:输入电压Uin=36V,输出Uo=400V,输出功率Po=1000W,移相角30°,开关管频率fs=20kHz,输出滤波电容Cf=100μF,输出滤波电感Lf=3mH,超前桥臂开关管并联电容C1=C3=0.2μF,输入滤波电容Cin=1000μF,谐振电感Lr=0.36μH,钳位电容Cc=100nF,仿真结果如下:

图3超前臂的ZVS图4滞后臂的ZCS

图5变压器原、副边电压

图6整流二极管VD电压、电流

图7输出电压、电流(图3~图7参见下页)

图3为超前臂G1的管压降和驱动波形;在G1导通之前VDS1下降为零,在G1关断之前,VDS1保持为零,因此超前臂实现了ZVS。图4为滞后臂G3的驱动电压和流过G3电流波形;在G3开通之前,Ip电流保持为0,在G3关断之前Ip电流下降为0,滞后臂实现了ZCS。图5为变压器原、副边的电压波形;原边与副边的占空比存在差异,副边电压上升比原边电压上升略微滞后,这是由变压器原边漏感Lr造成的;而在电压下降时副边电压也滞后于原边电压,这是由无源钳位电路所造成;总体来看,较传统的ZVS变换器器占空比丢失有所减小。图6是副边整流二极管电压、电流波形,经过计算二极管电压尖峰理论值为535V,实际副边尖峰电压约540V,二极管电流尖峰理论值5.1A,实际电流尖峰5.4A较传统的ZVS变换器尖峰明显减小。图7是负载R输出电压、电流波形,由仿真图可以看出,输出电压最终稳定在400V左右,输出电流最终接近2.5A,输出功率Po=1000W。

4 结束语

本文结合光伏并网逆变器的特点介绍了一种无源钳位的ZVZCS变换器,此变换器较好地实现了超前臂的ZVS、滞后桥臂的ZCS,降低了系统的损耗;且原副边占空比丢失较传统的ZVS变换器有所减小,副边整流二极管的寄生振荡基本得到消除;设计了一套1kW的参数,通过matlab软件仿真初步验证了此变换器的正确性和可行性。

参考文献

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全桥软开关电源 篇4

在20世纪60-70年代,电力电子技术完全是建立在模拟电路基础上的。随着微电子技术的发展,数字信号处理技术日趋完善成熟,显示出越来越多的优点。表1给出了2种处理方式的详细比较。同传统的模拟方式相比,数字信号处理方式使硬件简化;柔性的控制算法使控制具有很大的灵活性;可实现复杂控制规律,使现代控制理论在运动控制系统中应用成为现实;易于与上层系统连接进行数据传输,便于故障诊断、加强保护和监视功能,使系统智能化(如有些变频器具有自调整功能)。随着微处理器技术的进步,特别是近年来各大公司纷纷推出的高性能的DSP芯片,使数字信号处理已成为现代控制器的发展方向。

新一代的数字信号处理器(DSP)采用哈佛结构、流水线操作,即程序、数据存储器彼此相互独立,在每一时钟周期中能完成取指、译码、读数据以及执行指令等多个操作从而大大减少指令执行周期。另外,由于其特有的寄存器结构,功能强大的寻址方式,灵活的指令系统及其强大的浮点运算能力,使得DSP不仅运算能力较单片机有了较大地提高,而且在该处理器上更容易实现高级语言。

本文研究的立足点是将开关电源的高频化和数字化相结合,内容是基于DSP控制的数字化软开关电源研究,通过软开关技术来实现硬件主电路的高功率密度和可靠性;采用DSP芯片来完成电源的控制策略,实现电源的数字化。数字化软开关电源的研究也为实现电源模块化、集成化、绿色化打下了基础。

1数字控制移相全桥DC/DC变换器系统设计[1]

1.1数字控制移相全桥变换器电路结构

图1为一台通讯电源样机的电路结构示意图。功率电路采用全桥电路拓扑,主要包括四个功率开关管Q1-Q4,主变压器Tr,谐振电感Lr,副边整流管DR1和DR2,一个LC滤波电路。输入电压300~380VDC,开关频率150kHz。控制芯片采用DSP56F8323。三路信号被采样送入DSP,分别为输出电压Vo(对应ANA1口)、原边电感电流IL(对应ANA5口)和输出电流Io(对应ANA6口)。电感电流采样信号同时送一个硬件保护检测电路,接到DSP56F8323的FAULT0口。需要说明的是,该DC/DC变换器前级输入为boost升压PFC电路,同样采用DSP56F8323控制。且为了保证控制板硬件的通用性,前级PFC和后级DC/DC控制板的硬件设计是完全相同的。

控制策略采用电压电流双环控制。输出电压采样值与内部电压基准比较生成电压误差信号,经过一个PI环节构成电压外环;电压外环输出作为电流环基准,与原边电感电流采样信号比较,经过PI调节输出。电流内环输出即为控制信号移相角α。PWM1~PWM4输出死区固定、占空比大小固定的驱动信号,通过改变移相角的大小实现改变变换器输出与稳压的功能。

软件部分除完成控制策略外,还包含输出电压、输出电流软件保护、变换器各电压电流信号通过通用输入输出口送LED电路显示、与前级控制板DSP通讯、与后台微机通讯等功能。

1.2移相全桥变换器小信号模型建立与分析[2,3,4,5]

DC/DC变换器的建模方法可分为两大类:一类为数字仿真法,另一类为解析建模法。前者是利用各种各样的算法以求解变换器某些特性数字解的方法,常借助计算机来完成。其优点是精度高,可以得到响应的完整波形;缺点是物理概念不清楚,对设计的指导意义不大。后者是指利用解析理论的方法以求得变换器运行特性的解析表达式,使之能对变换器进行定性和定量分析的建模方法。它在建模过程中需要做出某些近似假设。以求简化分析。状态空间平均法是解析建模法的一种,它是目前应用最广泛、最基本的方法。其优点是简单,物理概念清楚,可以利用线性电路理论来对变换器系统进行稳态和动态分析,对变换器的设计有重要的指导意义。根据BUCK变换器的原理,采用状态空间平均法,建立BUCK变换器的小信号模型。

BUCK变换器电路结构如图2(a)所示。

BUCK电路的低频小信号等效电路,如图3所示。

移相全桥ZVS变换器与BUCK变换器的不同之处在于移相全桥变换器的占空比为Deff而不是原边占空比D。BUCK电路的小信号模型中,用Deff代替D,用undefined代替undefined用NUi代替输入电压Ui,得移相全桥变换器的小信号等效电路模型如图4所示。

摘要:高频化、模块化、数字化是开关电源的发展方向。实现高频化的主要途径是软开关技术,全桥移相零电压脉宽调制变换器是软开关PWM技术在全桥直-直变换器中较成功的应用例子,并具有较好的工程实现价值。实现数字化的核心是DSP技术。将开关电源的高频化与数字化相结合,具体研究内容为一种基于DSP控制的移相全桥软开关ZVS变换器。

关键词:移相全桥,数字控制,数字信号处理器

参考文献

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[2]胡寿松.自动控制原理[M].3版.北京:国防工业出版社,1994.

[3]张卫平,吴兆麟,李洁.开关变换器建模方法综述[J].浙江大学学报(自然科学版),2004,33(2):169-175.

[4]周嘉农,曾小平.DC-DC开关变换器的建模与分析的动态评述[J].华南理工大学学报(自然科学版),2005,28(8):111-116.

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