软开关电源（精选8篇）
软开关电源 篇1
当今, 随着科技的不断发展、进步, 开关电源也得到了不断的发展和创新。在开关电源技术发展中, 小型化、轻量化的装置已经得到了应用, 这是发展的一个方向和潮流。另外, 开关电源也对效率和电磁兼容性有了更高要求。推广软开关技术, 可以有效解决开关噪声问题以及电路中的开关损耗问题, 提高开关频率。
1 软开关技术概述
软开关技术指的是在电压为零的时候, 开关管导通, 电流为零的时候, 开关管关闭。软开关技术对于创新开关功能非常有效, 且更加具备节能和环保性, 将“人”的因素融入其中。硬开关的开通和关断过程伴随着电压和电流的剧烈变化, 产生较大的开关损耗和开关噪声。而软开关在电路中增加了小电感、电容等谐振元件, 在开关过程前后引入谐振, 使开关条件得以改善。降低开关损耗和开关噪声, 软开关有时也被称为谐振开关。
2 软开关电路分类
2.1 准谐振开关电路
这准谐振开关电路是指在零电压情况下导通, 在零电流的情况下关闭。这种电路简称为QRC。这种电路的输出电压和频率成正比关系, 而和占空比没有必然联系, 因此, QRC也属于变频电源。与PWM进行比较, 该种电路在控制上更为复杂, 然而耗损为零, 效率非常高, 在各个领域得到了应用。
2.2 ZVS—PWM开关电路
这种电路有很多的优点。第一, 消耗的功率低, 而且效率非常高;第二, 工作频率非常高。但是, 当关断主开关的时候, 其电压比输入电压多一倍, 这种电压会对开关电路的运行产生不利影响。因此, 在使用这种电路时, 在开关功率管的选择上要尽量选择耐压高的器件, 避免由于断电导致电压急剧升高的问题发生。
2.3 ZCT—PWM转换电路
用ZCT—PWM开关代替PWM开关, 这样就很快能够使电路模式发生改变, 转换成零电流转换电路模式, 这为电路的改装提供了方便。
2.4 ZVT—PWM转换电路
这种转换电路工作原理和运行模式和ZCS—PWM开关电路非常相似, 其中不同的地方是主开关和谐振网络并联在一起, 而ZCS—PWM开关电路是主开关根谐振电容并联在一起。不管是ZCT—PWM还是ZVT—PWM转换电路, 当主开关管关闭时或者是导通时, 能够在恒频状态下运行, 在电路运行的时候, 电流或者是电压应力非常小, 负载和输入电压可以很快适应大范围的变化。并且, 因为工作电流损耗非常小, 基本不会对电路的工作效率产生影响。
2.5 不对称半桥型电路
这种电路和普通半桥电路基本一致, 不同的是对一次侧开关管的控制方式的差异。当输入高电压的时候, 不存在损耗问题, 有效减少了能量消耗。
3 软开关在开关电源中的应用
3.1 磁性元器件多功能化
第一, 因为软开关在工作的时候, 高频电流要从中流过, 而且有很大振幅, 所以, 就会出现高频损耗, 散发出大量的热能。为了消除这种损耗, 可以采用空心线圈电感, 这样就会增大线圈。而阻性损耗也会不断增加, 这是因为集肤效应和邻近效应共同作用的结果。第二, 在一般情况下, 转换电路采用变压器, 因为变压器有漏感或者励磁电感, 这正好用做软开关的L和C。因此, 变压器的功能就得到了显著的优化。第三, 在使用磁性元件的时候, 为了有效减小体积, 必须要去除其中的直流偏磁。所以, 要想保证软开关的实用性, 就必须做好磁性元器件的配合, 让各项元件能够协调合作。
3.2 逆变器中软开关的应用
逆变器就是直流—交流转换电路。在很多领域中都应用了高频交流电压或者电流, 比如高频加热、金属溶解炉、能量转换等。为了降低损耗, 需要抑制浪涌, 而软开关技术的应用则可以有效解决这一问题。
在生活中经常会用到太阳能电池、燃料电池, 通常情况下, 直流电压受到高频逆变器的控制, 可以获得正弦电压。所以, 在逆变器中也可以采用软开关技术。在电动机控制过程中, 所采用的方式多为传感器, 要想对电流和转角的微变量进行检测, 可以运用传感器进, 计算出转轨等参数迅, 正交控制磁通和电流。所以, 在今后, 也可以将软开关技术运用到电动机驱动中去, 为电动机的发展开辟新的道路。
3.3 谐振变换器的应用
谐振变换器就是负载谐振变换器, 在上世纪70年代被研发而来, 该种变换器是在PWM变换器结构基础上改造而来, 根据具体的谐振形式, 可以分为并联谐振变换器以及串联谐振变换器两种类型。根据谐振电路与负载之间的关系, 可以将其分为并联负载谐振变换器与串联负载谐振变换器, 其工作原理就是利用负载谐振将开关元件电流进行整形处理, 实现软开关的要求。在谐振变换器中, 因谐振元件一直谐振工作, 参与能量变换的全过程, 因此该变换器与负载关系很大, 对负载的变化极其敏感, 开关频率范围受到一定的限制, 采用频率调制方法较适合。
4 结语
该文对软开关技术进行了全面的介绍和分析, 以后在对开关电源进行设计时, 可以充分利用软开关技术, 攻克现有的技术难关。在今后软开关技术的发展过程中, 要不断进行突破和创新, 研究更加高效便捷的软开关。在研究过程中, 要把握好研究方向, 朝着质量轻、寿命长、抗干扰、兼容好、高效低耗、安全可靠等方向发展, 实现软开关的节能环保, 促进我国经济又好又快发展, 为相关产业的发展奠定基础。
参考文献
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软开关电源 篇2
摘要：介绍了一种有源箝位Flyback变换器ZVS实现方法，并对其软开关参数重新设计。该方案不但能实现主辅开关管的ZVS，限制输出整流二极管关断时的di/dt，减小整流二极管的开关损耗，同时也有效地降低了开关管的电压应力。
关键词：零电压开关;电流反向;有源箝位
引言
Flyback变换器由于其电路简单，在小功率场合被普遍采用。但是，由于变压器漏感的存在，引起开关管上过高的电压应力。普通的RCD嵌位Flyback变换器其漏感能量消耗在嵌位电阻R上，开关管上电压应力的大小取决于消耗在嵌位电阻上能量的大小。消耗在嵌位电阻上的能量越多，开关管的电压应力就越低，但也影响了整个变换器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback变换器总存在着开关管电压应力与整个变换器效率之间的矛盾。
轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。
本文介绍的一种有源嵌位Flyback软开关电路，不但能实现ZVS，而且也解决了前述的普通RCD嵌位Flyback变换器中存在的问题。
1工作原理
电路如图1所示，其两个开关S1及S2互补导通，中间有一定的死区以防止共态导通。变压器激磁电感Lm设计得较大，使电路工作在电流连续模式(CCM)，如图2的iLm波形所示。而电感Lr设计得较小(Lr?Lm)，使流过Lr的电流在一个周期内可以反向，如图2的iLr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为8个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。
1)阶段1〔t0，t1〕该阶段S1导通，Lm与Lr串联承受输入电压，流过Lm及Lr的.电流线性上升。
V2=Vin(Lin/Lm+Lr)(1)
由于Lr?Lm，所以式(1)可简化为
V2≈Vin(2)
2)阶段2〔t1，t2〕t1时刻S1关断，Lm及Lr上的电流给S1的输出结电容Cr1充电，同时使S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。
图2
3)阶段3〔t2，t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态。Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，Cclamp上电压vc缓慢上升，v2上电压也缓慢上升。
v2=(Lm/Lm+Lr)vc(3)
4)阶段4〔t3，t4〕t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。此时间段依然维持Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，v2缓慢上升。
5)阶段5〔t4，t5〕t4时刻v2上升到一定的电压使副边二极管D导通，v2被嵌位在-NVo。Lr与Cclamp谐振。在保证t5时刻Lr电流反向的情况下，其谐振周期应该满足
式中：toff为主开关管S1一个周期内的关断时间。
图3
t5时刻S2关断，该阶段结束。
6)阶段6〔t5，t6〕t5时刻Lr上的电流方向为负，此电流一部分使S1的输出结电容Cr1放电，另一部分对S2的输出结电容Cr2充电。t6时刻S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。
7)阶段7〔t6，t7〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lr上的承受电压v1为
v1=Vin+NVo(5)
Lr上电流快速上升。流过副边整流二极管D电流iD则快速下降。
diD/dt=-N[Vin+NVo]/Lr+NVo/Lm)(6)
考虑到Lr?Lm，式(6)可简化为
diD/dt=-N(Vin+NVo)/Lr(7)
8)阶段8〔t7，t8〕t7时刻S1的门极变为高电平，S1零电压开通，流过寄生二极管的电流流经S1。t8时刻副边整流二极管D电流下降到零，D自然关断，电路开始进入下一个周期。
可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2实现了零电压开通，二极管D自然关断。
2软开关的参数设计
假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是Lr与Lm联合对Cr1及Cr2充?电，而S1的软开关实现是单独的Lr对Cr1及Cr2充放电。因此，S2的软开关实现比较容易，而S1的软开关实现相对来说要难得多。所以，在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。
电流连续模式有源嵌位Flyback变换器ZVS设计步骤如下所述。
2.1变压器激磁电感Lm的设定
由于Lr的存在，变换器的有效占空比Deff(根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2)要小于S1的占空比D，但是由于t5～t8时刻iLr的上升速度非常的快，所以可近似地认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM条件，则
式中：η为变换器效率;
fs为开关频率;
PoCCM为变换器的输出功率。
在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，Lm一般取为
2.2电感Lr的设定
为了实现S1的ZVS，t5时刻储存在Lr内的能量足以令S1的输出结电容Cr1放电到零，同时使S2的输出结电容Cr2充电到最大。即
式中：vds=vds1=vds2≈Vin+NVo;
Cr=Cr1+Cr2。
根据式(4)取定合适的谐振周期可以令
2.3电容Cclamp的设定
根据式(4)有
在满足式(15)的前提下，取定合适的Cclamp令iLrmax=iLrmin。
2.4死区时间的确定
为了实现S1的ZVS，必须保证在t6到t7时间内，S1开始导通。否则Lr上电流反向，重新对Cr1充电，这样S1的ZVS条件就会丢失。因此，S2关断后、S1开通前的死区时间设定对S1的ZVS实现至关重要。合适的死区时间为电感Lr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4，即
严格地讲，开关管输出结电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设Cr1与Cr2恒定。
2.5有效占空比Deff的计算
有效占空比Deff比开关管S1的占空比D略小。
Deff=D-ΔD(17)
[(Vin+NVo)/Lr]ΔDT≈2(P/DVin)(18)
ΔD≈2PLrfs/DVin(Vin+NVo)(19)
代入式(17)得
Deff=D-2PLrfs/(DVin(Vin+NV0)(20)
2.6开关管电压应力计算
Vs1,s2≈Vin+NVo+(2PLrfs/DVin(1-D)(21)
式(21)中第三项相对来说较小，故开关管的电压应力接近于Vin+NVo。
3实验结果
为了验证上述ZVS的实现方法，设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：
输入电压Vin48V;
输出电压Vo12V;
输出电流Io0～5A;
工作频率f100kHz;
主开关S1及S2IRF640;
变压器激磁电感Lm144μH;
变压器原副边匝数比n=N8/3;
电感Lr10μH;
电容Cclamp2μF。
图4给出的是负载电流Io=2A时的实验波形。从图4(e)及图4(f)可以看到，S1和S2都实现了ZVS。图5给出了两种Flyback电路的效率曲线，可以看到，有源嵌位Flyback软开关电路有效地提升了变换器的效率。
4结语
正反激励式准谐振软开关电源 篇3
1 UCC28600D芯片工作特点
UCC28600D芯片是多模式准谐振反向控制器,自身功耗低,只有8个端口,电路连接简单。该芯片内部设置有可变振荡频率的振荡器,自身并不直接决定输出脉冲频率。其脉冲输出与脉冲关闭方式由芯片的外部电路状态决定:当电压状态检测保护端7的电位下降至最低值(电压谷点)时,开通输出脉冲;当7端口流出的电流达到450μA(此时端电位为0 V)或者7端口端电压超过3.75 V时,均进入过压保护状态;根据检测到的3端电位值关闭输出脉冲或定时关闭脉冲,准谐振模式或不连续模式下为0.4 V~0.8 V,折返模式下3端口电位固定为0.4 V,不再对激励电流做检测,由内部定时关闭脉冲。芯片的脉冲频率总是在40 k Hz~130 k Hz之间通过2端口的电位自动调整,而2端口的电位是由电源输出参数(预设的电压或电流值)进行闭环调整:4.0 V~5.0V时工作在准谐振模式的断续状态;2.0 V~4.0 V时工作在准谐振模式的连续状态(130 k Hz);1.4 V~2.0 V时工作在频率折返模式(40 k Hz~130 k Hz);0.5 V~1.4 V时工作在低频率节能模式。脉冲频率越高,输出功率越小,这正是反激励电路的一个特征。所以UCC28600D适合反激励工作方式。
2由UCC28600D构建的软开关电源
电源工作在反激励方式下,可以通过调整脉冲频率的方式改变输出功率。而对于正激励方式,需要通过改变脉冲占空比的方式调整输出功率的大小,UCC28600D芯片本身的变频率功能起不到直接作用。反激励电源的工作方式是先将电能转换成磁场能储存在磁路或者磁芯材料中,然后在下一个时间段再将磁场能转换成电能输出。单位时间内所储存的磁场能大小决定着反激励电源的输出功率大小。磁芯材料的可用储能大小可以由下式计算[1]:
其中μr是材料的相对磁导率,V是磁芯材料体积(以mm3为单位),Bm是最大工作磁感应强度(以T为单位)。磁芯材料储能能力除了与其体积成正比外,还与最大磁感应强度成正比,与相对磁导率成反比。以EC2828铁氧体磁芯变压器为例,其磁芯体积约为5 800 mm3,最大磁感应强度只能取为0.4 T,而最大可用磁感应强度只有0.2 T左右(取值与工作频率有关)[2],相对磁导率约为2 000。磁芯紧密结合时,最大储能为46μJ,以100 k Hz脉冲频率计算,最大输出功率约为4.6 W,而同样规格的磁芯以正激励方式工作的输出功率在50 W以上。若在磁路中设置气隙,虽然可以增加储能量,但会增加漏磁。可见单纯地采用反激励方式并不是最佳方案,难以发挥出应该具备的供电能力。本文设计中采用以正激励为主的单极性正反激励共用方式,使电源能够提供尽量大的功率,同时,在每一个周期的供电时间上更加均衡,有利于减小输出电压的脉动量。
电路如图1所示,除了交流电压输入滤波整流电路外,还包含6个功能模块。(1)脉冲产生和激励电路,主要由IC1和变压器T1原边绕组组成,控制变压器的能量转换;(2)漏感能量吸收消耗与谐振回路,吸收变压器漏感所储存的能量,限制激励管上的反激励电压,并与变压器激励绕组构成去磁谐振;(3)芯片供电网络,分为电阻限流供电和变压器T1反馈供电,提供13 V~15 V之间的芯片工作电压;(4)线电压与反激励电压取样保护电路,检测过电压与否;(5)正、反激励输出与滤波电路;(6)限压反馈网络,用以稳定输出电压。
3电路主要参数的确定
(1)采用压敏电阻的漏磁能量吸收兼谐振回路参数
漏磁能量吸收和谐振电路由R23、R2、C3、C20、D3和变压器原边线圈组成,在进入反激励期间吸收漏磁通能量。R2采用压敏电阻,用以限制C3上的电压基本不超过330 V,使得激励管漏极电位基本不超过630 V,保护激励管不会因电压过高而击穿。R23是阻尼电阻,消耗所转移的一部分能量。电容C20有两重作用:一是在反激励开始瞬间对二极管D3起到开通缓冲作用;二是构成变压器去磁后的谐振回路。
变压器原边与能量吸收电路构成谐振回路,在变压器储能基本释放完毕后,激励管漏极电位下降是一个谐振的过程。激励管漏极电位下降速度由电容C20和变压器初级电感量决定。C20容量越大,激励管漏极电位下降速度越快。图2是C20取100 p F时的电位曲线,其中幅度大的是激励管漏极电位曲线,幅度小的是变压器输出电压曲线。当然,谐振周期还与变压器分布参数有关。
UCC28600D的准谐振方式所依靠的谐振是变压器储能释放完毕后产生的,下降的幅度与漏极反激励电压幅度相关联。漏极反激励电压越高,漏极电位下降幅度也越大,基本对称于漏极线电位。因此,反激励电压应该略高于线电压,使得激励管漏极电位通过谐振过程下降至0 V附近,尽量多地消除开通激励管的损耗。这一点与其他反激励开关电源的设计有明显区别。图2中的反激励电压是200 V,图3所对应的反激励电压为300 V,比前者的谐振低电位明显低,达到接近0 V的理想状态。
(2)开关电源变压器参数设计
开关电源变压器参数设计是开关电源设计中的关键内容之一。在这里采用限定功率设计法[3,4],以60 W为基本设计参数,最大输出电压为29 V。最大输出功率对应的最低开关频率为40 k Hz,所需要的输出功率减小时驱动芯片会自动提高开关频率,以减小激励功率。
在限定功率设计中,首先根据安装空间和规律确定磁芯变压器规格。这里选用EC2828卧式结构,PC40材料,其中心磁柱载面积Ae约为78.5×10-6m2,100 k Hz下的最大磁感应强度Bmax只能取为0.4 T,相对磁导率约为2 000。正激励电压为260 V~300 V,反激励电压300 V,正、反激励均输出电能。根据电压时间平衡方程U正t1=U反t2,在最低40 k Hz、最大25μs周期中正激励时间接近12μs,最大反激励时间约为12μs,还有至少1μs的谐振半周期时间。绕组匝数越小,电感量越小,在固定时间内电流上升越快,容易进入磁饱和。为了防止出现磁饱和,激励绕组由一个最少匝数限制,激励绕组的最小匝数由下式计算:
其中,线电压按照最高值300 V代入,最大磁感应强度Bmax取为0.36 T,与0.4 T相比留出了一定裕量。考虑输出绕组匝数为整数,最低输入时的正激励输出电压应该达到40 V。匝比定为260∶40比较合适,正激励输出绕组N3定为20匝,实际N1可以取为130匝。正激励匝比为6.5。
根据60 W输入功率,若完全按反激励输出,所需的激励电流峰值约为1 A。反激励是以磁芯所储存的能量输出,一般磁芯储能有限,这一电流值无法单纯依靠励磁达到。若按反激励输出能量占总能量的20%计算,需要的最大励磁电流Im为:
以此电流值确定电流上升率,激磁线圈电感量为:
在UCC28600D以电流限功率的工作方式中,若将最大激励电流限制为1 A,反激励电流不足部分由正激励电流补足,则最大正激励电流应该达到0.7 A,由输出滤波电感控制。以上是以最大周期计算极限值,若开关频率被提高,芯片自身会相应改变限流值。对于输出29 V电压,考虑整流二极管等还有一定电压降,反激励输出绕组的电压应该预设为30 V。反激励匝比为10∶1。根据电压匝比关系,30 V反激励式输出绕组需要绕制13匝。同理,16 V反馈电压绕组也采用反激励输出,需要绕制7匝。
(3)确定限功率电阻
UCC28600D芯片驱动的激励电路是以限制激励电流的方式来限制输出功率。对于激励电流限制型的电源,无论采用正激励还是采用反激励方式,其输出功率基本相等。因而可以参照单纯的反激励励磁电流来计算限流值,进而计算出限功率电阻R12,参见图1。根据以上计算,单纯的反激励励磁电流应该达到1 A左右,0.8 V的限功率电压对应限流电阻应取为0.8Ω。若取为1Ω,则其实际输出功率有所减小。
(4)确定正激励滤波电感量
输出整流滤波电路包含正激励输出整流和滤波、反激励输出整流和滤波。正激励输出绕组和反激励输出绕组相互独立设置、独立整流。L2、D2a用于正激励整流滤波,D2b用于反激励整流,两者共用滤波电容。正激励滤波电感L2的电感量过小时滤波效果不好,过大则电流上升率低,反应到激励线圈上的电流增量不足,可能会造成开关频率降低。确定L2的原则是在12μs内励磁电流加正激励耦合电流应该达到1 A。根据电感的伏安关系,在280 V标准线电压作用下,9 m H的激励绕组经过12μs后,电流增至0.37 A,则耦合电流应该达到0.63A。正激励的耦合匝比是6.5,12μs内滤波电感上的电流增量需要4.1 A。正常的正激励情况下,加在滤波电感上的电压是10 V,只有29μH的滤波电感才能在12μs内电流上升4.1 A。因此,滤波电感L2的电感量应当控制在30μH左右,其取值无需太过严格。
按以上设计可以获得高性能的小功率电源。输出42 W时用示波器低干扰测量法测量电源输出口电压的交流分量,如图4所示。从波形图中可以看出,输出电压只有极小的噪声电压成份,噪声电压和开关周期造成的脉动电压幅度都小于5 m V,是传统开关电源所无法实现的,噪声电压已经不是电源使用中存在的主要问题。采用了准谐振工作方式后,激励管的损耗较小,输出42W功率时测得电源整体工作效率为85%,最大损耗在输出整流器、变压器、漏磁能量吸收电路3个部分。如果采用同步整流技术[5],工作效率还可进一步提高。
摘要：以UCC28600D芯片为核心,结合正、反激励共用方式构建准谐振软开关电源。以正激励为主,正、反激励相互配合,拓展功率输出能力;采用定功率法设计开关电源变压器,控制反激励电压值略高于输入线电压;有效发挥谐振作用,降低激励管开通损耗和开通噪声,利用滤波电感的续流作用消除正激励整流二极管的关闭噪声。所设计的开关电源具有高度洁净的输出电压,电源输出口的扰讯电压和开关周期的脉动电压均限制在5 mV以下,整体工作效率达85%,开关电源中正、反激励共用方式具有明显优势。
关键词：开关电源,准谐振,单极性,正反激励
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软开关电源 篇4
关键词：开关电源,ZVZCS,移相全桥变换器,Matlab仿真
0 引言
现代电源不断寻求小型化、轻量化, 这就要求DC/DC变换器向高频化的方向发展, 需要解决开关损耗和开关噪音的问题。零电压零电流开关 (ZVZCS) 移相全桥变换器实现了开关管的零电压零电流导通过程, 降低了开关损耗和噪声, 提高变换器的效率[1]。随着微处理器计算速度和性能的提升, 以及数字信号处理技术日趋成熟, DSP芯片在开关电源领域的应用更加广泛, 显示出越来越多的优点。同时高频开关数字控制的研究, 特别是开关电源的小型化、模块化以及数字化, 将不断扩展数字信号处理技术的应用研究。
1 移相全桥软开关变换器原理分析
1.1 基于DSP控制的移相全桥变换器的主拓扑结构和工作过程
在一般的全桥式DC/DC变换器中, VT1和VT4的控制信号是同相位的, VT2和VT3的控制信号是同相位的, 在如图1所示的移相全桥ZVZCVS变换器[2]中, VT1、VT2分别超前VT4、VT3一个相位角, 所以VT1、VT2构成的桥臂称超前桥臂, VT4、VT3构成的桥臂称滞后桥臂。可以通过调节超前桥臂和滞后桥臂控制信号的相位关系[3], 从而可以调节输出电压的大小。
移相全桥ZVZCS变换器的主电路结构如图1所示。D1—D4为快恢复二极管, C1, C2为开关观VT1, VT2的结电容。Cb为隔离电容 (也称阻断电容) , Lr为饱和电抗器。
在每个工作半周期间, 移相全桥ZVZCS变换器有六种开关模态, 六种开关模态的原理不在这里赘述。每个桥臂的开关 (超前桥臂VT1、VT2和滞后桥臂VT3、VT4) 具有接近50%的占空比交错通断, 两个桥臂之间的相移决定变换器的工作占空比 (相对占空比) 。
1.2 移相角生成策略
DSP实现:在ZVZCS全桥变换器的移相控制策略中, 需要四对独立的驱动信号, 并满足上下桥壁两管的驱动波形180°互补, 四路驱动波形占空比大小固定, 对角超前臂功率管的驱动信号领先滞后桥臂功率信号一个移相角α, 移相角大小范围0—180°[3], 在系统闭环调节过程中实现动态调节。VT1—VT4管的驱动可以利用PWM1—PWM4四个通道, 即配置PWM1, PWM2为互补通道对, 驱动超前臂, 配置PWM3, PWM4为互补通道对, 驱动滞后臂。采用半周期重载中断, 保证输出占比大小不变同时移相, 设前半周期比较寄存器CMPR设定值为V1, 后半周期比较寄存器CMPR设定值改为V2, 保持 (V1+V2) /2为常数即可。改变V1的值就可改变PWM波的相位, 即相对占空比发生变化, 动态调节输出电压[3,4]的大小。
Matlab实现:通过比较延时环节作用下在输入ln1改变的情况下动态实现0—180° (pi) 移相。
1.3 数字DSP控制的移相全桥变换器系统 (DSP实现)
解决了移相生成角后, 再根据反馈的输出电压、原边电感电流的采样值动态调节电压外环和电流内环的输出, 实现稳压, 以实现DSP的功能, 即DSP控制移相全桥变换器。PI调节器是人们长期在实践中摸索出来的一种结构简单实用性极强的校正装置, 在此控制系统中电压、电流环应用了PI环节, PI参数的设计[5]通过查看相关资料经仿真调试得到。
1.4 移相全桥变换器系统Matlab仿真实现
采用Matlab软件对数字DSP控制移相全桥变换器系统进行仿真, 得到图2, 模型中包含的子系统与函数说明及参数如下, Ur为电压基准, PI-v为PI模块电压环, PI-i为PI模块电流环, Main为开环模型, 包括PWM发生器, 全桥主电路和移相角生成电路, 比例放大系数, Ki=0.8, Kv=0.4以及采样频率Sample为50K。其中限幅环节模拟DSP (下转第152页) (上接第112页) 的保护作用, 零阶保持环节模拟DSP的采样, PI调节器在DSP内通过相应的算法实现。
其中子系统main是该系统的开环模型, 系统的输入变量是piln1, 这里ln1为移相角 (弧度制) , 设定内部参数。在仿真时运用做一个离散的PI环节封装成PI调节器, 与DSP的离散算法相一致, 为其设定仿真参数。
按照设计要求, 输出额定功率为300W (15V/20A) , 仿真结果如下。
(1) 额定负载下 (0.75ohm) , 开环原边电流, 输出电流, 电压波形。
(2) 闭环稳态仿真结果。
从图3和4知无论是动态性还是稳定性开环输出效果没有闭环输出好, 图4和5可以看出输入增大可以减小移相角从而达到改变相对占空比进而达到动态稳定调压的目的。0.005s时突加载, 仿真时输出电压/电流波形以及移相角有动态变化, 但状态稳定。Matlab仿真结果表明, 该系统能够达到较好的稳态和动态性能。
2 结论
本文设计了基于DSP控制的移相全桥软开关变换器, 结合理论分析并在仿真软件Matlab环境下, 搭建了仿真模型。通过仿真验证了理论分析的正确性, 实现了模拟DSP控制的移相控制策略, 得到了合理PI参数值。通过仿真分析, 为硬件电路的搭建提供了理论依据。
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软开关电源 篇5
在高频开关电源的DC-DC变换电路中,功率开关管在控制信号强制控制下,有电压时被开通,有电流时被关断,这种工作方式称为硬开关。传统的PWM开关方式属于硬开关技术,它的缺点显而易见。
(1) 开关管无论在导通或截止时,电压和电流均不为零,功率器件承受的电压、电流应力大,开关管存在功耗,且开关频率越高,功耗愈大。
(2) 开关管关断时,电路中的感性元件和容性元件会产生幅值很高的尖峰电压和尖峰电流,对开关器件造成危害,且开关频率越高,损害越大。
(3) 随着工作频率的增高,会产生严重的电磁干扰,对自身电路及电网和周边电子设备造成影响。
理想的关断过程是电流先降到零,电压再缓慢上升到断态值,关断损耗近似为零。因为功率开关管关断之前,电流已下降到零,这就解决了感性关断尖峰电压问题,而理想的导通过程是电压已先降到零,电流再缓慢升到断态值,导通损耗近似为零。功率开关管结电容上的电压也为零,解决了容性导通尖峰电流问题。为了解决硬开关方式带来的各种不利因素,采用了多种措施。其中,准谐振型开关方式属于软开关方式,利用谐振技术,使功率开关管实现了零电压或零电流的导通和截止,基本消除开关损耗。谐振型开关方式可分为零电流开关型(ZCS)和零电压开关型(ZVS);按控制方式分为脉冲宽度调制(PWM)和脉冲相移控制(PS)。实际应用中,PWM软开关变换器多用于小功率DC-DC开关稳压电源,PS软开关变换器则用于中大功率DC-DC开关稳压电源中。
下面介绍几种常见的软开关变换器。
1 零电流开关准谐振变换器
图1是零电流开关准谐振变换器(ZCS-QRC)基本电路。谐振电容C与整流二极管D并联,谐振电感与有源开关(晶体管或MOS管)S串联。S在零电流时接通和关断,而D在零电压时接通和关断。由于L和C谐振,通过S的电流发生振荡并归零,这就导致了自然换向。该电路特点是减少了关断时的损耗,但存在电容在接通时的损耗,电容储存的能量在S管导通时消耗在S管内,且与S管开关频率成正比。
2 零电压开关准谐振变换器
图2是零电压开关准谐振变换器(ZVS-QRC)基本电路。谐振电容C与有源开关器件S并联,谐振电感L与D串联,S刚关断时,电容C上的电压逐渐上升,并与电感L产生谐振,因此S是在零电压时接通和关断,而整流二极管D是在零电流时接通和关断。该电路特点是开关器件的电压被整形成准正弦波,为开关接通创造零电压条件,减少了接通时的损耗。存在的问题是开关管还存在过剩的电压应力,这种应力与负载大小成正比,此外整流二极管结电容与谐振电感引起的谐振会产生电磁干扰。
3 零电压开关多谐振变换器
图3是零电压开关多谐振变换器基本电路。谐振电容C同时与开关管和二极管并联,这样S和D都可以在零电压进行转换,这个电路的好处是多谐振电路把开关管输出电容、二极管结电容、变压器漏感等寄生参量吸收到谐振电路中,极大降低了开关损耗和噪声。该电路的缺点是开关管、整流二极管承受较大的电压和电流。
4 软开关脉冲宽度调制器
软开关脉冲宽度调制器是由软开关脉冲宽度调制器ZVS(或ZCS)-QRC与PWM控制的无隔离变压器式功率变换器组合而成的。图4中,当有源开关器件S与有源辅助开关器件S1同时接通时,C和L构成准谐振,当S接通,S1关断时,电感L续流。这样,在一个周期内,一段时间工作在准谐振状态,另一段时间工作在PWM状态。该电路特点是主开关S承受电流(或电压)应力小,所以使用性能较上述电路好。
5 PS软开关变换器
PS软开关变换器也称脉冲移相控制变换器,常用在大、中功率开关电源中,是实现高频化的理想拓扑之一。大功率移相控制桥式变换器由4个功率开关器件组成全桥电路的桥臂,每个开关管导通时间固定不变,同一桥臂的两只开关管相位相差180°,这样只有相对的2只开关管都导通,变换器才有功率输出。该电路利用功率开关管输出电容(C1～C4)和输出变压器的漏电感(L)作为谐振元件,使变换器的4个开关管依次在零电压下导通,实现软开关控制。
6 结 语
高频开关电源大量应用于各种用电设备,传统的功率变换器采用硬开关技术,其缺点显而易见。软开关变换器技术有多种设计方式,目的是最大程度地解决硬开关技术缺陷,它是一种行之有效的电路。
摘要：传统高频开关电源变换电路采用硬开关技术,电路功耗大,承受电压、电流应力高。为了克服硬开关技术中开关管在有电流通过的情况下被强制关断,有电压情况下被强制导通而带来的各种不利因素,采用准谐振型软开关技术,即零电流开关(ZCS)准谐振变换器、零电压开关(ZVS)准谐振变换器,由电感、电容组成谐振回路,利用电感、电容之间的能量交换,使主开关管在零电压下导通或零电流下截止,达到了减少开关损耗及电磁干扰的目的。软开关技术在新型开关电源中广泛采用。
关键词：硬开关,软开关,零电流,零电压,准谐振
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软开关BUCK电路研究 篇6
1 典型的ZVT-PWMBUCK变换器分析
软开关BUCK变换器有多种形式, 目前使用较为广泛的一种ZVT-PWMBUCK变换器原理图如图l所示。
这种较为典型的ZVT-PWMBUCK变换器的特点是结构简单, 利用谐振电感Lr和主开关并联电容Cr, 谐振使主开关两端电压在主开关开通前下降到零, 同时由于谐振电流流过主开关的体内反向二极管, 所以主开关是零电压零电流开通。其优点是主开关和辅助开关电压电流应力小, 主开关零电压开通容易实现;而其主要缺点, 是辅助管工作在硬开关的状态, 关断损耗较大, 甚至可能比不加辅助电路时主开关管的关断损耗还要大。
2 改进的ZVT-PWMBUCK变换器
改进后的拓扑如图2所示。与典型ZVT-PWMBUCK电路相比, 改进后的电路结构增加了电容Cs和二极管VD1、VD2, 其目的是实现辅助开关的近似零电压关断, 从而降低辅助开关关断时的损耗 (见图2) 。
3 计算机仿真
为了验证改进的ZVT-PWM变换器能够改善变换器的效率, 及Cr的大小将影响变换器工作效率的大小, 本文对改进的ZVT-PWMBUCK变换器进行了计算机模拟仿真。
我们选用的模拟参数为:开关频率40kHZ, 直流输入电压40V, 输出电压16V (占空比D=0.4) , 负载电阻10, 输出电压纹波分量<0.5V, 输出电流脉动ipp<0.05A。
从原理分析可以看出, 主开关管VS1和辅助开关管VS2承受的电压都为输入电压Ui, 流过VS1的电流约为2A, 流过VS2的电流约为3A。本文选用低通态电阻值的功率MOSFET作为开关管, VS1、VS2均选择型号为IRF640的功率MOSFET。当VS1截止时二极管VD导通, Lr内磁场能量通过VD传输到负载。由此可知, VD的正向额定电流必须大于负载电流。当VS1完全导通时, 输入电压将全部加在VD两端, 因此, 其耐压值必须大于Ui。同时, 为了尽可能地减小二极管的反向恢复损耗, 本文选用型号为MU R8 50的快恢复二极管。同理, 二极管VDr、VD1、VD2也要求正向额定电流必须大于负载电流, 耐压值必须大于输入电压值, 所以选用型号为MUR1520的快恢复二极管。
改进型ZVT-PWMBUCK电路的仿真波形如图3所示。
从图3可以看出, 主开关VS1开通时电压已降为零, 实现了零电压导通, 而关断时电压的上升率受到限制, 实现了近似零电压关断。另外, 从VS1电流iS1的波形可看出, 除在辅助谐振电路工作外, VS1上没有电流流过, 说明其漏源结电容引起的内部循环电流在改进电路中已不存在。仿真结果与分析的相符, 这说明设计是有效的, 可行的。
4 结语
本文对ZVT-PWMBUCK变换器电路进行了改进, 增加了缓冲电容Cs, 使得在辅助开关关断时两端电压的上升率受到了Cs的限制实现了近似零电压关断, 减小了开关损耗。增加与谐振电感串联的二极管后, 有效地截断了原电路中存在的内部循环电流, 减小了开关管寄生参数对电路工作的不良影响, 能使电路的效率得到进一步提高。
摘要：在计算机、消费产品等多电源供电的系统中, BUCK型DC/DC变换器有着很普遍的应用。本文分析了一典型的ZVT-PWM变换器, 设计了一种新型ZVT-PWMBUCK变换器, 并对新型变换器进行了仿真验证。结果显示, 改进的变换器较典型的变换器有更高的工作效率。
关键词：软开关,降压型变换器
参考文献
[1]李洁, 钟彦儒, 曾光.一种ZVT-PWM Buck变换器的改进电路[J].电力电子技术.
软开关电源 篇7
随着功率开关器件的发展, 电力电子装置日益小型化和高频化, 电气性能大幅提高, 但是随之产生的高次谐波却对电网造成严重污染。在电力电子设备中, 整流器 (AC/DC变流器) 占有较大的比例, 是主要的污染源。由于固态感应加热电源对于电网呈现非线性特性, 从电网中输出的电流就不是标准的正弦曲线。高频谐波电流对电力设施产生过热或其他危害[1]。
Boost电路应用到功率因数校正方面已经较为成熟, 对于几百瓦小功率的功率因数校正, 常规的电路是可以实现的。但是对于大功率诸如感应加热电源, 还存在很多的实际问题。为了解决开关器件由于二极管反向恢复时产生的冲击电流而易损坏的情况, 减少开关器件在高频下的开关损耗, 本文采用一种无源无损缓冲电路取代传统的LC滤波电路。在分析了软开关电路的工作原理以及逆变模块的分时-移相功率控制策略后, 应用Matlab软件进行了仿真, 并通过实验结果验证了理论分析的正确性。
1电源系统整体拓扑
如图1所示, 该主电路拓扑主要由整流、软开关Boost功率因数校正、逆变、负载匹配几个环节组成。
单相整流桥输出的直流电压接入无源缓冲软开关Boost电路, 本文采取Boost电路取代传统的LC滤波电路。这里Boost电路主要有2个作用:一是提高整流输入侧的功率因数;二是为逆变侧提供一个稳定的直流电压。Boost校正电路输出直流电压加到逆变桥上, 逆变桥是由8个IGBT模块组成的单相全桥逆变器, 每个IGBT都有一个反并联二极管与其并联, 作为逆变器电压反向时续流。逆变器中功率器件由控制电路控制脉冲信号驱动而周期性的开关;隔离变压器T的作用是电气隔离和负载的阻抗匹配。一般T为降压变压器, 适当改变变压器的变比即可降低谐振槽路中电感、电容上的电压值, 并可进行不同的负载阻抗匹配。输出方波电压经过变压器的隔离降压后加到由补偿电容器和感应线圈及负载组成的谐振回路上。
1.1 软开关APFC电路工作原理
图2所示为无源软开关Boost电路、串联电感及无损SNUBBER电路[2,3]。与普通的Boost电路相比, 增加电感L1限制因VD0的反向恢复而产生的VT0开启冲击电流, C2→VD7作为VD0的SNUBBER电路, VD5→VD6→VD7的串联结构和L1→C1→C2之间的谐振与能量转换也有利于抑制VT0的开启冲击电流。
主电路在一个周期内的工作情况可以分为6个阶段:
(1) 模式1[t0, t1]:在t0时刻, C0通过电阻R放电, VT0在ZCS状态下开启, C1放电, 电流流经C1→C2→L1回路, 由于L1的作用, VT0的开启电流逐渐平稳上升。
(2) 模式2[t1, t2]:电感L1上的电流逐渐增大, C1放电结束后, 电流经过回路L0→L1→VD5→VD6→C2流动。
(3) 模式3[t2, t3]:C2被缓慢充电, 直至L1能量全部转移过来。最后流经VT0的电流和L0的大小相等, C2充电结束。
(4) 模式4[t3, t4]: t4时刻VT0在ZVS下关断, 当经过C2-VD6-C1的电压和整流输出电压Vin相等时, C2通过VD7放电, L1的电流经L0→L1→VD5→C1给C1充电。
(5) 模式5[t4, t5]:当C1的电压和Vin相等后停止充电。L1电流经VD5→VD6→VD7流向负载。
(6) 模式6[t5, t6]:L1电流衰减到0母线电感电流L1通过VD7向C2充电, 当C2电压为0后, 流过L0的电流经VD0流向负载C0和R。接着回到模式1。
1.2 后级倍频逆变电路
倍频式高频逆变电源电路如图1右边部分所示[4,5]。在图中, 由VT11～VT41构成第一组逆变桥, 由VT12～VT42构成第二组逆变桥, 两组逆变桥轮流导通1个谐振周期, 每个IGBT器件都以额定负载电流工作。这样, 如果IGBT的允许开关频率为 f0, 则电源的输出频率为2f0。
分时-移相的控制方法是通过调节对角桥臂导通的相位差来调节功率。如图3所示, VT11与VT41之间有一个移相角, 满功率的时候, 角度为0, 分时-移相调功就是通过调节移相角φ的大小实现功率的改变。
2系统控制策略
控制系统主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPM1270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP[6]。控制环节由数字锁相环、PWM控制模块、分时脉冲控制模块、DSP移相功率调节环节以及DSP-PFC环节组成。CPLD锁相环模块跟踪负载谐振频率, 同时接收DSP输出的数字移相角大小, 从而经PWM、分时模块计算输出8路移相触发脉冲。DSP计算负载输出功率, 与功率设定值比较, 经积分分离PI算法输出移相角度;DSP还要对CCM模式下的软开关Boost电路进行平均电流控制[7,8,9,10]。此外还要实现设置、保护以及显示等功能。
3仿真与试验波形
基于以上理论分析和系统的硬件与软件设计, 应用Matlab仿真软件对电路进行了仿真。仿真参数如下:输入单相220 V, 输入等效阻抗1 mΩ, 母线电感6 mH, 输出电容3 300 μF, 缓冲电感4 μH, 谐振电阻R为22 Ω, 电感为1×10-6, 电容为1.15×10-6。在仿真分析的基础上, 对1 kW感应电源样机进行了实验, 表明实验与仿真结果基本一致, 验证了理论设计与系统仿真的正确性。
4结语
通过仿真与试验结果可以看到, 应用软开关PFC电路的倍频感应电源, 不仅实现了输入侧单位功率因数, 而且借助于一些缓冲辅助器件, 开关管工作在软开关状态, 损耗大大降低, 为逆变模块输出稳定的直流电压。该设计具有较高的实用价值。
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光伏发电系统软开关并网研究 篇8
关键词：软开关,并网,光伏系统,功率传输,双向晶闸管
随着光伏产业的迅猛发展,光伏系统正在由独立运行向并网发电方向发展,可再生能源并网发电技术已经成为研究的热点。如何有效地适时并网以及并网后控制并网电流的相位、大小以达到单位功率因数、最大功率跟踪、电力系统继电保护和防止孤岛效应的作用,这是光伏发电系统并网及并网运行的首要条件。
另外,再生能源系统发出的交流电无论作为备用电源还是为电网提供电能,除了要求控制光伏系统发出的交流电的相位、频率和幅度与电网一致以外,并网时间也是并网成功与否的关键。特别是作为备用电源,当检测到电网停电时,若光伏备用电源并网时间过长,就达不到备用电源的目的,会造成系统崩溃。同样,并网时间过长,由于并网存在的冲击电流将会给系统带来很多不利的因素。
对此,提出了软开关并网的方法,该方法能解决硬开关并网存在的问题。同时分析了电网频率波动的原因、逆变器并网运行的条件、相应的解决方法及并网功率的实时传输等[1,2,3,4]。
1 软开关并网分析
在实际应用中,并网连接通常是采用硬开关,然而光伏发电系统与电网之间的硬开关连接要适时控制。在现有的文献报道中是通过工频变压器和机械开关(如接触器)向电网传输电能的,但是用变压器升压隔离,并用接触器作为隔离开关,此方式必须先吸合接触器,才能判断电网是否正常,若电网不正常,则需将接触器断开,结果造成接触器频繁动作。大功率变压器的频繁通断不仅对电网造成电流冲击,而且接触器开、关频繁瞬间的大电流将造成接触器吸合时产生电弧并烧坏触点,从而导致并网时接触器触点接触不良产生缺相。如果夜间接触器在电网上不脱离,则变压器的空载会长期耗电。另外,依据IEEE2000-929[5]和UL1741[6]标准,所有并网逆变器输出的交流电压不仅须与电网电压同频、同相,而且必须具有继电保护和防孤岛效应的功能。防孤岛效应的关键是对电网断电时要适时地检测并快速脱离电力网。硬开关自身特点是动作时间和脱开时间较长,如果系统出现故障或孤岛效应,即适时地检测到电力网的故障,由于硬开关响应速度较慢,将造成接触器还没有脱开时光伏系统已经崩溃或损坏。因此,这种硬开关并网装置存在很多缺陷,不易控制,浪涌电流大,甚至无法并网。而软开关并网技术既有缩短并网时间、隔离和防止并网时的冲击大电流的作用,也具有防止孤岛效应的作用。单相软开关并网电路图如图1所示,光伏DC/AC逆变产生的交流电压是检测电网电压的频率、相位和幅度并通过SPWM调制出来与其相等的交流电。此时,当检测到光伏输出的交流电压与电网电压同步时,就给双向晶闸管触发信号,并通过光伏系统的最大功率输出确定晶闸管导通角α的大小。因此,光伏软开关并网控制解决了硬开关并网实时性差、并网电流冲击大的缺陷,同时通过控制晶闸管导通角的大小控制光伏系统的最大功率输出,达到了光伏并网的目的。图2是三相光伏软开关并网示意图。
2 光伏发电功率控制与传输
并网的目的是把太阳能电池产生的最多电能输送给电网。而并网发电必须保证并网瞬间逆变器输出的交流电压与电网电压、频率、相序一致,因此,并网前应采集电网电压、频率、相位等参数,并将电网电压信号作为逆变器的调制信号使逆变器输出电压与电网电压的波形一致。在此条件下,逐步改变逆变器调制信号使逆变器输出电压相位超前或者控制幅度,从而控制输出电流逐步增大向电网输送的有功功率或无功功率,以达到最大功率跟踪。
下面将分析在并网前如何控制光伏逆变器输出的交流电压与电网电压同频、同相以及并网成功后如何传输功率。
2.1 频率的锁定跟踪
为了分析频率的跟踪,先分析电网频率扰动的原因。电力系统的电能大部分是由水力发电或火力发电的同步电机提供的,而发电机组的一次调频功能对维持电网频率的稳定至关重要。一次调频是指当电网频率偏离额定值时,发电机组调节控制系统自动控制机组有功功率的增加(频率下降时)或减少(频率升高时),以使电网频率迅速回到额定值范围。在电力系统运行中,系统频率不可能一直维持在额定频率,每秒都在变化,一般在50×(1±0.5)Hz左右变化。如图3所示,发电机组以额定频率fa运行时,其输出功率为Pa;当系统负荷增加而使频率下降到fb时,发电机组由于调速系统的作用,使输出功率增加到Pb。如果原动机的调节汽门(或导水翼)的开度已达到最大位置(相当于图中的c点),则即使频率再下降,发电机组的输出功率也不会增加。由于电网的负载随时在发生变化,从图3中可以看出,电网频率是在一定范围内波动的。因此,光伏发出的电能要输送到电网,其频率必须与电网频率保持同步。
锁相环是自动追踪输入信号频率和相位的闭环控制系统,在并网系统中用锁相环控制能使光伏发电系统输出的交流电的频率与电网频率保持一致。如图4所示,通过采样电路对电网频率采样后,再倍频并与压控振荡器的频率进行比较,由数字鉴相器鉴频、鉴相得到误差电压,经过数字压控振荡器(DCO)后得到高精度的电网频率f,并跟踪锁定电网频率。
电网频率锁定后,该频率作为光伏逆变器调制波的频率,如图5所示,这样经过逆变出来的脉冲波并通过LC滤波后的交流电压与电网的频率和相位相等[7,8,9,10,11]。
2.2 光伏发电功率传输
光伏并网与火力发电和水力发电的同步电机并网不一样,同步发电机投入电网并联运行有2种方法:一种是准确同步法;另一种是自同步法。用准确同步法投入电网虽然可以避免合闸时产生的巨大冲击电流,但是要达到以上的并网条件需要较长的时间进行调整;自同步投入并网,必须事先知道相序的正确性,虽然并网的时间短,但是合闸瞬间有冲击电流。从以上分析可知,在并网时需要注意的是并网时间要短,并网时应减小冲击电流。在光伏发电系统中,不但要使三相逆变器的调制波的相序分别与电网相序一致,还要使三相调制波的频率与电网频率相等,这是并网的第一步。然后,利用光伏系统检测到太阳能电池输出的最大功率来控制逆变器开关管导通的占空比,从而实现最大功率点跟踪,并且通过触发晶闸管的导通实现软开关并网。可把最大的功率送入给电网,达到同步发电机2种并网方法的优点,满足电网负载的需要[12,13,14]。
并网电流的控制可分为间接电流控制和直接电流控制。间接电流控制也称幅相控制,即功率传输控制,即通过调节逆变器交流侧的幅度和相位达到控制输出电流的目的。间接电流控制结构简单,稳定性好,但存在动态性能差、响应慢等问题,对于电网电压波形畸变引起的电流谐波也缺乏抑制能力。而直接电流控制通过电流检测和反馈调节实现电流误差和波形的控制。光伏发电系统并网后,控制光伏发电的交流电与电网电压的相位差,以调节有功;控制光伏发电的交流电的幅度,以调节无功,如图6所示。
对单相并网电路的分析(图6中),假设电网的相位为零,光伏逆变器输出的交流电压相对于电网的相位为δ,则复功率如式(1)所示。
由式(1)可得:
式(2)(3)分别是光伏发电系统向电网输送的有功、无功功率大小。从式(2)中还可以看出,向电网输送功率的大小与其相位差δ有关,当δ越大向电网输送的有功功率就越多,δ越小向电网输送的无功功率就越多,同时通过改变δ的相位差的正、负就能改变潮流;式(3)中,当Q>0时为感性无功,当Q<0时为容性无功,改变δ的大小不能改变潮流,只有通过改变幅度的大小才能改变潮流。
3 仿真分析
在并网时大多采用三相逆变器并网,为分析方便,对单相并网软开关进行分析,如图1所示[7]。其工作原理是:当检测到光伏逆变器输出的交流电压与电网电压同频、同相时,对光伏逆变器输出的交流电压和电网电压分别采样并进行有效值的差值运算,当二者的有效值幅度差近似为零时,给TRIAC以触发电压并使其导通。因此,如果电网由于某种原因停电时,系统就检测到电网和逆变器输出的交流电压的幅度差不接近于零,或者近似为电压的有效值,此时,控制系统将停止对TRIAC的触发,从而使光伏系统迅速从电网中脱离,防止了孤岛效应的产生。
对图2用PSIM仿真软件进行仿真分析。在图2中的电抗器L用来限制电网电压突变和操作过电压引起的电流冲击。平滑电源电压中包含的尖峰脉冲,更主要的是平滑TRIAC触发时产生的电压缺陷,它既能阻止来自电网的干扰,又能减少光伏逆变器产生的谐波电流对电网的污染。
图7中u1、u2、u3是光伏逆变器经过滤波后的仿真交流电压波形,u4、u5、u6是经过TRIAC触发后还没有经过电感L滤波的交流电压波形,其触发角为15°。从图中可以看出,由于滤波电感的作用,经过15°触发后的交流电压能保持同频、同相;图8中的仿真波形u1、u2、u3是电网电压,u7、u8、u9是经过TRIAC电抗器滤波后的交流电压,二者之间存在电压的相位差,这个相位差的大小可以根据逆变器调制波的相位改变而改变。
图9是光伏系统并网电压(u7~u9)和电流(i1~i3)波形,从图中可见,电流与电压的相位相同,实现了高功率因数,达到了并网的目的。
4 结论
用硬开关方法并网,在实际应用中效果差,虽然逆变器能控制交流电压的相位和幅度,但直接并网逆变器产生的谐波会与电网的谐波叠加,导致系统谐波成分多、含量大,影响系统的正常工作,严重时会损坏逆变器,甚至可能造成电网电流向光伏发电系统反送市电,损坏光伏发电系统。