力矩电机

力矩电机（共5篇）

力矩电机 篇1

1 绪论

近年来, 高性交流调速技术发展很快, 交流调速系统正逐步取代直流调速系统, 然而, 直流电机控制系统在理论上和实践中都比较成熟, 它仍然是大多数调速控制执行机构最优先的选择, 特别是现在越来越多的智能化产品出现在市场上, 如小型清洁机器人, 智能玩具等等。为了实现产品的便携性、低成本及对电源的限制, 小型直流电机调速系统更得到广泛的应用。随着科技的发展, PWM结合电力电子元器件成为控制直流电机的主流方法。

以下主要以轮式移动机器人的驱动电机研究对象, 设计直流力矩电动机的闭环调速系统, 使系统实现正反转和在不同档位的转速下运行。

2 调速方案

直流电动机转速基本模型:

采用PWM改变电压控制, 电动机得到的平均电压为:

3 系统控制算法

开环时系统传递函数为:

其中 为开环增益, 为单片机控制量。被控对象可视为一个近似的惯性环节, 这里采用增量式PI控制算法:

系统设计中采用增量式控制算法。

4 系统硬件设计

系统硬件的设计主要包括前向通道、反馈通道、辅助电路三个方面。如图1所示, 在前向通上有单片机控制器单元、光电隔离单元、电动机驱动单元几个部分;反馈通道即为测速单元;辅助电路即人机交互单元。

控制器采用AT89S52单片机, 系统中控制部分为5VDC电源, 电机工作电源为20V, 以免电机运行时对控制电路造成影响, 所以采用两路光电隔离, 隔离器件采用集成的光电隔离元件TLP521-2。为了增加系统的可靠性和协调性, 在设计的直流电动机驱动电路采用集成H桥式电路LMD18200芯片设计。系统采用单极PWM控制的方式, 电机转向由另一信号控制。驱动芯片5脚接PWM控制信号, 3脚接转向控制信号。

测速单元采用自制码盘的方法。在与电机联轴的测速转轮边缘上对称均匀地分布12个小磁铁作为测速的脉冲源, 霍尔传感器固定在电机架上并与小磁铁的相间适当距离。霍尔元件选用A44E, 该器件体积小, 组成电路简单。由于无磁场作用时A44E输出为高电平, 有场作用才输出为低电平, 触发单片机外部中断人机交互单元包括键盘和显示电路。其占用单片机P1.0~P1.5六个口, 前四个为不同转速的给定输入, 后两个为转向输入。显示采用静态显示的方法, 由8255对单片机并口进行扩展, 并采用LED专用驱动芯片4511以节约并口。由于直流力矩电机额定转速低, 显示电路用四片LED即可。

5 系统软件设计

5.1 主程序设计

系统的主程序是所有程序的起始, 也是其它程序的纽带。内容包括相关全局变量、定时器、开中断的初始化, 键值的采集, 速度为零的判断、PID程序的调用等。主程序流程如图2所示。在主程序中判断60秒内有无脉冲输入, 无则转速为零并显示出来。同时计时, 当采样周期到时便读取实测转速, 调用PID子程序 (见图2、3) 。

5.2 PWM波程序设计

PWM波是配合H桥式电路使用的, 由单片机输出PWM脉冲控制信号, 经集成LMD18200驱动直流力矩电动机。

PWM波在本系统中是以软件实现的, 流程图如图3。将PWM波的周期分为500等份, 每份的计时由T0完成。每一次计时高电平计数变量pwm_h减1, P1.6赋“1”。当pwm_h减到零时, P1.6清0, 并对低电平计数变量pwm_l减1。当pwm_l也变为0时, 对两个变量重新赋值, 进入下一个PWM周期。PWM波的控制变量u_h由PID运算得到。

5.3 测速程序设计

由于系统所用的直流力矩电机的最高转速才1300r/min, 用周期法比较适合。具体程序分为计时部分和测速脉冲计算部分。程序流程图如图4, 程序中at为测速时间的计时累积变量, ct为采样周期的计时累积变量。

联轴转盘上有12个小磁铁则ch_cn/12设定脉冲间隔数与转盘一周脉冲数的比即K;程序中设定的计时单位时间为1毫秒, at/100为通过设定脉冲间隔数所用的时间即T。这样实测转值为

e1为当前的给定转速与实测转速的偏差, e0为前次比较的偏差, u_h为控制输出量, dif_u_h为控制增量。

6 结论

系统选择通用的AT89S52单片机为控制器, 设计了光电隔离单元、驱动单元及反馈测速单元、人机交互单元等硬件电路, 完成PID控制、PWM波、测速及人机交互等软件的设计。通过了软硬件的综合调试。系统控制输出超调为10%, 稳态静差为1%, 很好的实现了模拟轮式移动机器人的电动机可带轻型负载完成多档调速及正反转的要求。

摘要：以轮式移动机器人的执行电动机为研究对象, 设计基于单片机的直流力矩电动机闭环调速系统。介绍直流电机的调速方法及控制算法, 给出了系统硬件和软件设计。通过软硬件的综合调试, 完善系统, 满足移动机器人对调速系统的要求。

关键词：直流电机调速,AT89S52,PWM,PID,霍尔测速

参考文献

[1]王兆安, 黄俊.电力电子变流技术[M].北京:机械工业出版社, 1999:207-230.

[2]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社, 2003.

[3]李朝青.单片机原理及其接口技术[M].北京:北京航空航天大学出版社, 1998.

[4]邱国普.电动小车的电机驱动及控制[J].电子世界, 2004, 7:41-42.

[5]马忠梅.单片机的C语言应用程序设计[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2003.

[6]余永权, 汪明慧, 黄英.单片机在控制系统中的应用[M].北京:电子工业出版.

步进电机力矩控制驱动电路的改进 篇2

关键词：力矩控制,驱动电路,单片机

步进电机应用于控制系统中,往往可以使系统工作可靠、并获得较高的控制精度,因此得到越来越广泛的应用。步进电机数控系统一般由微处理器、驱动电路、步进电机3部分组成,如图1所示。其中驱动电路部分对微处理器发出的驱动信号进行放大,使相应的绕组导通或者截止,从而控制绕组上电流的波形和大小,它决定了电机是否能良好的运行,所以步进电机驱动电路的设计及其驱动方案成为步进电机应用的关键。

理想的绕组的相电流波形,如图2所示。在锁定时工作在较小的电流下;低频时工作在中电流;高频时工作在大电流;另外可采用区域控制的方法,抑制电机在某个工作频段内的低频、高频固有振荡。

1 3种典型驱动电路的比较及改进方法

1.1 3种典型驱动电路及其优缺点

(1) 单电压电路,如图3所示。

其结构简单、成本低,是使用较广泛的一种步进电机驱动电路,但其效率低(Rc发热严重)、性能差[1];

(2) 高低压驱动电路,如图4所示。

高低压驱动电路里有两种电源电压,接通(T1,T2导通)或截止(T1截止,T2导通)相电流时使用高压,继续励磁期间(T1导通,T2截止)使用低电压,把电流维持在额定值上。其缺点是需要两个电源,这样使电路复杂、成本高;

(3) 斩波驱动电路,如图5所示。

它的电源电压较高,每当电流降到额定值之下时,电源电压就加在绕组上(T1,T2导通),使相电流增加。当相电流大于额定值时就断开电源(T1导通,T2截止),在截止时(T1,T2截止)进入放电回路。其缺点是电源电压较高,斩波电流只能由Rc的阻值进行调节,不能由软件设定。

1.2 驱动电路的改进

综合各驱动电路的优缺点后[2],提出了一种改进后的驱动电路,如图6所示。其电路与图3的电路基本相同,但驱动信号采用了斩波恒流方式,使绕组电流即可细分控制,也可工作状态控制,从而实现了步进电机的力矩控制,以下说明其工作原理。

(1) 相电流的控制。

对相电流的控制,其实质是控制绕组的导通、截止时间,如果在MOSFET管(MOSFET管的开关时间一般为几ns,比驱动信号的时间小的多,其开关的时间可以忽略不计)上加载一组,如图7所示的驱动信号,就可以实现对相电流的控制。

根据系统要求的步进电机转速,可以计算出每相绕组的导通时间T,在T时间段上再进行细分。

1)T1on时刻内,电路实际上是一个RL充电回路,控制T1on的时间,可以使绕组上的电流快速上升至设定的大小,产生相应大小的力矩;

2)T1L和T1H时间段,实际上是一反复充放电的过程,它使绕组上的电流保持在I1,使转子由一个平衡位置向另一平衡位置运动过程中保证有较大的转矩;

3)当电机在锁定状态时,较长时间的T2off放电过程使绕组的电流快速下降到锁定状态所要求的小电流I2;

4)T2L和T2H时刻段同样也是一反复充放电的过程,它使绕组上的电流保持在较小的电流I2上,这样可以减少电阻Rc所消耗的热量,提高电机的效率。

由此可见控制T1on,T1L,T1H,T2off,T2L,T2H,可以实现对绕组在高频、低频及某个特定频段上的电流控制,从而使电机能够平稳运行。

(2) 提高步进电机的高频性能。

众所周知,步进电机的输出力矩与绕组的电流成正比,提高电机的高频性能,即是在较短的时间内,使绕组上的电流增大,作为执行元件的步行电机的绕组是一只电感性负载,通过绕组中的电流表达式为[3]

TL=VCC(1-e-t/τ)/Rc (1)

其中,τ=L/Rc,绕组电流波形,如图8所示。

I(t=∞)=VCC/Rc,显然适当的Rc能够达到增加绕组电流上升速度的作用,如图8所示,Rc一般选择为绕组电阻的1.5～3倍。

(3) 激磁方案的选择。

混合式和磁阻式步进电机的相绕组在电气上都是隔离的,每相都用独立的驱动电路激磁,因此,任何时候都能同时激励几相,并且同时激励几相能提高电机的峰值静转矩,负载的定位精度也能随之提高。以下以五相电机为例,说明其激磁方案。

五相电机的A相、B相、C相的静转矩/转子位置特性曲线的表达式为

TA=-Tpksin(Zθ)TB=-Tpksin(Zθ-2π/5)TC=-Tpksin(Zθ-4π/5) (2)

如果激励两相(A和B相),则总转矩为

TAB=TA+TB=-2Tpksin(Zθ-π/5)cos(π/5)=1.6 Tpksin(Zθ-π/5) (3)

如果激励三相(A,B,C相),则总转矩为

TAB=TA+TB+TC=1.6 Tpksin(Zθ-2π/5) (4)

五相步进电机激磁方案,用单相、双相十拍驱动,则单相与双相导通激磁时,其静态力矩相差1.6倍,将导致电机转动不平稳,因此激磁方案一般采用双相、三相十拍为宜。

2 绕组电流控制的实现

2.1 硬件电路

硬件电路,如图9所示[4]。

2.2 软件的实现

由上述可知,实现对绕组电流控制(电机力矩控制)的关键是对各种通断时间的延时控制。实现的方法有很多种,如用软件延时、中断延时、嵌入式系统中的等待延时等。在实践过程中对3种方法都进行了实验,软件延时的方法由于占用微处理器时间过长,效果不理想。其它两种方法都取得了不错的效果。现以中断延时为例说明其实现过程[5],如图10所示。

在延时时间的计算上[6],可以从理论上计算出各项通断时间的数值,但由于电机运动的复杂性、电路中电阻和元器件随温度等情况的一些变化,都将使理论计算的数值与实际值相差较大。所以建议将电机的工作速度区间划分成若于段,每段上的延时时间直接用一组经实验证明较满意的常数,而不必进行计算,这样可减轻微处理器的工作时间,也可实现对电机整个工作频率上的分段控制。在电机的高频段工作时,甚至锁定段(T2off,T2L,T2H)的控制都可以省去。

3 结束语

实践中使用常微牌五相步进电机90BF006,激磁方案为二相、三相十拍,利用文中所述的电路及软件实现方法,步进电机工作平稳、电路效率高(Rc发热问题得到了很好的解决)、高频力矩大,并且电路简单实用,软件实现也比较容易。

参考文献

[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社,1999.

[2]孙传友.测量电路及装置[M].北京:北京航空航天大学出版社,2002.

[3]林瑞光.电机与拖动基础[M].杭州:浙江大学出版社,1994.

[4]谭建成.电机控制专用集成电路[M].北京:机械工业出版社,1997.

[5]胡乾斌.单片机微型计算机原理与应用[M].武汉:华中科技大学出版社,1997.

力矩电机并联使用中的相位角调整 篇3

有时在有限的安装空间下为了获得更大的输出扭矩, 从而使所驱动的负载获得良好的特性及均匀的分布力, 需要两个完全相同的力矩电机来驱动同一个旋转轴, 并且这两个力矩电机是使用同一个伺服控制器来控制的, 这种情况就是力矩电机的并联驱动。力矩电机在相同体积、相同极数、相同磁通密度、相同电枢电流条件下, 电机的电磁转矩与电枢直径成正比, 也就是说, 在其他条件不变的情况下, 加大电枢外径可以成比例地增大电磁转矩。但是如果安装空间有限, 那么只能将两台同型号规格的力矩电机并联使用, 这样, 就可以在原堵转电压不变的情况下, 堵转转矩增大原电机的1倍 (堵转电流亦增大1倍) 。

但是由于力矩电机是同步电机, 如果两个力矩电机在安装过程中相位角存在差异, 那么用一个伺服控制器来控制两个完全相同的力矩电机就存在两个电机的输出扭矩不一致, 在以额定负载进行持续运行时, 导致两个并联电机中的一个发生热过载, 造成这两个力矩电机的工作效率大大降低。为了避免出现这种现象, 必须在安装的过程中使两个力矩电机的相位角保持一致。

2 力矩电机并联的必要条件

为了获得均匀地控制扭矩及良好的动态特性, 使用一个伺服控制器来控制并联操作的力矩电机必须满足以下几个条件: (1) 两个力矩电机必须是完全一样的, 也就是说力矩电机的外形尺寸及绕组结构必须相同; (2) 两个力矩电机的相位角必须相同; (3) 力矩电机的转子或定子上的标记必须一致; (4) 机床制造厂商必须在机械结构上保证有一个±0.5°的角度调整量。

3 力矩电机并联的形式

并联驱动力矩电机时有以下几种可能的排列方式:

(1) 一前一后安装方式, 如图1所示。

在这种安装方式下, 两个力矩电机的出线方向相同, 电机的电缆输出位于同一侧。在使用标准电机时, 两台电机的旋转方向相同。

(2) 镜像安装方式, 如图2所示。

在这种安装方式下, 两个力矩电机的出线方向不相同, 电机的电缆输出位于相对的两侧。在使用标准电机时, 必须按照表1中的连接方式对从电机进行接线, 借此让两台电机可以按相同的方向旋转。

这里的从电机指的是装在同一根轴上的第二台电机, 它与第一台电机 (主电机) 有关电机相U、V、W的旋转方向相反。为了能让从电机与主电机的旋转方向相同, 必须拆下并更换从电机上相V和W的端子连接。

在高速龙门五轴加工中心上我们采用的是镜像连接方式, 电机和伺服驱动器的连接如图3所示。

4 相位角偏差的调整

4.1 相位角偏差与机械调整角度 (弧长) 之间的关系

在安装的过程中我们不可避免地要遇到两个力矩电机的相位角不完全一样的情况。如果两个力矩电机的相位角不一致, 那么利用同一伺服控制器来控制这两个力矩电机时, 有一个力矩电机的电流就会比正常状态下的电流大, 造成该力矩电机发热, 进而引起系统报警。这就要求我们要通过调整定子或转子的机械安装来消除两个电机之间的相位角偏差。

机械调整角度△θm与相位角偏差△θe之间存在如下关系:

其中, P表示力矩电机的极对数。

当力矩电机非常大的时候, 那么通过调整力矩电机安装孔所在圆弧方向上的偏差会比调整角度偏差更容易, 圆弧方向上的调整弧长△Lm与机械调整角度△θm之间的换算关系如下:

其中, C表示力矩电机安装孔所在圆的周长, R表示力矩电机安装孔所在圆的半径。

通过式 (1) 和式 (2) 可以得出如下关系式:

4.2 相位角偏差值的确定

相位角偏差值可以通过一个双通道的示波器来确定。按照图4中所示的连接方法将两个力矩电机的动力电缆和示波器相连接, 然后用手匀速地同时转动两个力矩电机的转子, 这时示波器上就会显示出两条相电压波形 (如图5所示) 。

在图5的示波器显示图形中, 蓝色图形曲线是力矩电机1 (主电机) U和V两相间的相间电压, 粉色图形曲线是力矩电机2 (从电机) U和W两相间的相间电压, 这与我们选择的镜像连接方式是完全对应的。从图5中我们可以看到两个图形之间相差0.5div, 整个周期为8div, 故可以得出两个力矩电机之间的相位角偏差为:

根据测算出来的相位角偏差, 再结合式 (3) 就可以计算出机械上需要调整的偏差量。反复调整后, 两个力矩电机之间的相位角基本上就可以调整到误差允许的范围内。

5 结语

采用本文中所述方法可以解决在使用力矩电机并联时存在的相位角偏差的问题, 从而保证在有限的安装空间下两个力矩电机并联平均分担负载, 并可靠地进行工作, 进而达到理想的控制效果。

参考文献

[1]1FW6 Built-intorque motors Configuration Manua[lZ].Siemens, 2008.

[2]李宁, 刘启新, 张丽华.交流伺服电动机转子初始位置的精确测定[J].电力电子技术, 2003, 37 (2) :66-68.

力矩电机 篇4

应某航天研究所要求设计一个在不同环境条件下,能够对阻尼稳速展开机构各项性能指标测试的仪器。测试仪能自动收拢机构和释放机构,同时测试仪还能使机构加设定的负载力矩展开。因此,系统需要有收拢机构时的驱动源和机构展开时的负载源。由于交流伺服电机[1]具有体积小、重量轻、大转矩输出、低惯量和良好的控制性能等优点,同时有些交流伺服电动机具有多种工作模式,因此在该动态力矩测试系统中,驱动源和负载源的主要部件都采用了交流伺服电机。

基于此,本研究主要介绍基于伺服电机转矩模式的动态力矩测试系统。

1 力矩测试和控制系统

整个测控系统分为伺服电动机控制部分和力矩角度测量部分,其中各种传感器测量信号通过USB[2]接入工控机,整个力矩测控系统如图1所示。

本系统中的PLC选取三菱公司FX1N型,具有晶体管输出并带高速脉冲输出端。电动机选择三菱公司MR-J3系列交流伺服电机和配套的MR-J3-350A伺服放大器[3]。交流伺服电动机输出功率为3.5 kW,它具有位置、速度控制模式和转矩控制模式。伺服放大器具有多个电隔离的开关量输入/输出口和脉冲量输入/输出口,脉冲输出频率最高到100 kHz。配合三菱的PLC脉冲产生指令可满足位置模式时对高速脉冲的需求。

设计要求测量阻尼稳速展开机构在不同的温度环境和不同的展开速度下动态输出力矩,得到机构的“展开角度—输出力矩曲线”和“展开速度—输出力矩曲线”,同时要求每次展开后能收拢到初始位置。对于阻尼稳速展开机构而言,其工况大致可分为两类:展开和收拢,其中在收拢工况下,交流伺服电动机工作于位置控制模式,按照设定的转速收拢展开机构。按照展开的方式不同又可分为5种工况:空载展开工况、定速展开工况、带小负载展开工况、带大负载展开工况和定角度多步展开工况。定速展开工况下交流伺服电动机工作于位置模式,向反方向以设定的转速展开待测部件,利用传感器可以测量展开过程中输出的力矩和转角关系。当系统工作于带大或小负载展开工况时,交流伺服电动机工作于转矩模式,输出大小设定好的负载力矩,转速不可控。展开机构带动电动机展开,利用相关传感器可以测量展开过程中转速和展开角度的关系。

2 交流伺服电动机及控制器

交流伺服电动机在配套的伺服放大器控制下运行。伺服放大器提供80个参数可以设置,以调整和设置电子齿轮比、动态响应速度、滤波常数、自适应控制方案、转矩限、速度限等。

2.1 交流伺服电动机模式控制

系统中交流伺服电动机工作于位置和转矩控制模式[4],模式控制通过上位工控机对伺服放大器发送指令控制,系统交流伺服电动机模式控制示意图如2所示。

交流伺服放大器参数*STY为模式选择,系统定义0001为位置控制模式,0004为转矩控制模式。需要切换模式时上位工控机通过RS232口[5]发送数据到伺服放大器。当电动机工作于位置模式时,上位工控机通过RS422口给PLC发送指令,启动PLC向伺服放大器的脉冲量输入口发送脉冲串,通过控制PLC发脉冲串的频率和数量,可控制交流伺服电动机的旋转速度和角度。在位置模式下电动机的转速可控,同时转矩不可控。当电动机工作于转矩模式下,上位机PCI多功能采集卡模拟电压到伺服放大器的模拟量输入口,模拟电压值作为转矩指令,通过调节PCI多功能采集卡的模拟电压数值,可控制电动机的负载力矩。该模式下电动机的转矩可控,同时转速不可控,电动机作为一个被动负载源,由展开机构带着旋转。两种模式下,系统都需要根据实际情况设置相应的转速限和转矩限,上位机通过RS232口发送指令给伺服放大器来设置。

2.2 交流伺服放大器的控制接线

交流伺服放大器的控制接线包括两部分:与交流伺服电动机的接线和与PLC[6]的接线。其中放大器和电动机的接线依据厂家提供连接,伺服放大器与PLC的接线如图3所示。

图3中上方为PLC的部分输入/输出口,下方是伺服放大器的CN1插座接口数字。其中,SP1和SP2信号表示选择电机内部设定的转速限制值、RS1和RS2为方向信号,VLC信号有效时表示电机已到转速限制值。

电动机在位置和转矩控制模式下PLC的动作是不同的,在位置控制模式下:①PLC的输出端Y12置1,使得伺服放大器的LOP端子置1,交流伺服电机处于位置控制模式;②PLC的输出端子Y2接到伺服放大器的NP端子,“1”要求交流伺服电机顺时针旋转,“0”逆时针旋转;③PLC的输出端子Y0的输出脉冲串接到伺服放大器的PP端子,使得交流伺服电机根据脉冲串的频率和脉冲数决定旋转转速和转角。

在转矩控制模式下:①PLC的输出端子Y12清0,使得伺服放大器端子LOP=0,交流伺服电机处于转矩控制模式;②PLC的输出端子Y6、Y7分别接到伺服放大器的RS2、RS1,根据旋转方向要求分别置RS2=1、RS1=0或RS2=0、RS1=1;③PLC的输出端子Y11、Y5分别接到伺服放大器的SP2、SP1,选取4个预先设置的内部指令之一作为转速限制值;④交流伺服电机使用工控机的D/A卡输出的模拟电压作为转矩指令。

3 系统的软件设计

系统中根据阻尼稳速展开机构的动作可分为5个工况:定速收拢、空载展开、定速展开、带负载展开(分小负载和大负载)和定角度单步展开工况。其中各工况下上位机程序处理流程是不一样的,本研究以定速展开和带小负载展开这两个工况来说明。在定速展开工况中,交流伺服电动机工作于位置模式,带小负载展开工况中工作于转矩控制模式下。定速展开工况和带小负载展开工况的程序流程图如图4、图5所示。

4 两种模式下试验曲线

系统中要求阻尼稳速展开机构按照不同的设定转速展开,交流伺服电动机工作于位置控制模式作为动力源。定速展开工况是测试阻尼稳速展开机构在不同转速下的输出力矩能力大小,同时设计还要求阻尼稳速展开机构带规定大或小力矩的负载展开,测试系统带不同负载时的转角-转速关系。在带大或小力矩展开工况中交流伺服电动机作为被动旋转的负载源,工作于转矩控制模式,输出规定大小的负载力矩,转速不可控。

展开机构带设定基准转速的3.33%、16.71%、33.34%、66.67%和100%时的输出力矩-转角的曲线如图6所示(图中坐标做了归一化处理)。由图可知曲线的波动随着设定速度的增加而加大,但是不改变曲线的运动趋势。随着展开角度的扩大机构输出的动态力矩逐渐减小。

阻尼展开机构带基准转矩的62.5%、84.375%和100%时的展开转角-输出力矩曲线如图7所示。

图7中3条横线为待测机构带不同转矩展开时的展开角度-输出力矩曲线。粗斜线为平均后的某一转速下的展开角度-输出力矩曲线,最上方的细实线为定角度多步展开曲线。由技术分析可知3条横线与定速展开曲线的交点即是该速度下的机构稳速点,通过此交点可知机构带该负载力矩下的最大稳速角度。图7中细虚线与定速展开曲线没有交点,则说明展开机构带该负载在所允许的角度内展开均为稳速展开。利用图7中曲线可以评价待测机构的稳速能力。

5 结束语

对于阻尼稳速展开机构而言,利用各种传感器和交流伺服电动机等搭建的测试系统能很好的测试出各种工况下的机构展开角度-输出力矩和展开角度-转速曲线。该测试系统用来评价阻尼稳速展开机构的稳速能力和带负载能力指标,为搭配不同的太阳翼帆板组件提供选型依据。系统中交流伺服电动机设计为驱动源同时又作为负载,由上位工控机及PLC控制电机在两种模式下切换,即简化了系统结构,使测试系统具有运行安全可靠、操作灵活简单、控制功能强等特点,同时又节约了成本并且满足系统性能要求。

摘要：为测试阻尼稳速展开机构的稳速能力和带负载特性,采用了基于CANopen协议的力矩传感器及工作于转矩模式下的交流伺服电动机,由工控机及可编程序控制器(PLC)调节转矩大小,实现了对展开机构角度-输出力矩曲线和展开机械-转速曲线的动态测试。试验结果表明,该系统能够对阻尼稳速展开机构特性进行高精度地评测。

关键词：交流伺服电机,负载特性,转矩

参考文献

[1]王军,关长勇,马昌.交流伺服电机在层绕机上的应用[J].金属制品,2004,30(5):30-32.

[2]杜鑫,孙苓生.交流伺服电机在数控卷簧流水线中的应用[J].电气传动,2005,35(12):51-54.

[3]魏爱玉,刘元开,徐爱群,等.伺服电机在点阵式自动喷标机中的应用[J].机电工程,2003,20(5):95-98.

[4]MAIA J H,ESTEVES J,COSTA B,et al.Robust PositionSliding-mode Control of a Permanent Magnet Motor Using ALoad-torque Observer[C]//Power Electranics SpecialistsConference on 24th Annual IEEE,1993:105-109.

[5]DOMENICO C,GIOVANNI S,ANGELO T.Implement of adirect control algorithm for induction motors based on dis-crete space vector modulation[J].IEEE Transactions onPower Electronics,2000,15(4):769-777.

力矩电机 篇5

直流力矩电机因具有力矩电流比率高、过载能力强、可靠性高、控制简便等特点,被广泛应用于伺服控制中。为了进一步提高直流力矩电机伺服系统性能,学者们进行了诸多研究。研究结果表明,对于高精度伺服系统而言,摩擦力矩是影响系统伺服性能的主要因素。这是因为摩擦力矩具有非线性、不确定性、滞后性的特点,直接恶化伺服系统的动静态性能,造成伺服系统低速运动时爬行、速度过零时波形畸变、存在稳态误差或振荡[1],因此,大多数学者把研究重点放在了消除摩擦力矩影响上,提出了许多摩擦补偿方法。基于摩擦超前补偿模型的PID控制方法是其中最具代表性的补偿方法,该方法仅考虑摩擦力矩的影响,需要建立精确的摩擦模型。摩擦模型的研究主要集中于静态Stribeck模型和动态LuGre模型,而这两种模型中需要辨识的参数多而且部分不可测,所以难以确保模型的精确性并给出精确的补偿值。文献[2]在静态Stribeck模型基础上,提出了自适应摩擦补偿算法。该算法依赖于一些状态变量的重构,而且控制律复杂,实际应用效果受到影响。文献[3]利用遗传算法寻优的功能辨识动态LuGre模型的参数,该算法在实际应用中存在两个缺陷:(1)若种群规模过小,则会影响寻优的效果;(2)若种群规模过大,则过长的算法运行时间难以实现在线优化。此外,由于摩擦力矩是速度的函数,直流力矩电机超低速运行和过速度零点时得不到精确的速度信号,所以难以建立摩擦模型。这些原因都会降低摩擦模型的精度,直接恶化伺服性能。

此外,影响直流力矩电机伺服系统精度的因素还有电机周期性波动力矩、模型参数时变特性、负载波动和反馈元件误差等。这些影响因素在仿真中很难建立精确模型,在实际使用时不能采用常规算法进行估计预测,因而不可能给出准确的补偿值,致使系统不能获得高的伺服精度。为了提高伺服精度,应对这些内在或外加的不利影响因素进行有效的消除或补偿。

因此,为了使直流力矩电机伺服系统达到期望的伺服精度,必须综合考虑摩擦力矩、电机周期性波动力矩、模型参数时变特性、负载波动和反馈元件误差等因素的影响,缺一不可。然而,它们各自的精确模型很难建立,更不可能实时获得精确的补偿值。针对这一难点,本文引入自抗扰算法,该算法可以将摩擦力矩、电机周期性波动力矩、模型参数时变特性、负载波动和反馈元件误差等影响因素总和成唯一的总扰动,构造扩张状态观测器,实时观测重构并补偿这一总扰动。只要准确补偿了总扰动,伺服系统的控制精度就能得到大幅提高。

1 直流力矩电机伺服系统特性分析

北京航空航天大学流体传动与控制技术研发中心配备有某型进口三轴电液复合飞行仿真转台,其内框是典型的直流力矩电机伺服系统。本文以该系统为例,仅从控制角度出发,引入自抗扰算法,以期进一步提高系统的伺服精度。该伺服系统的结构如图1所示,其控制原理为:测速电机测得的角速度信号和光电编码器测得的角位移信号经数据采集卡输入到工控机中,与相应的期望值相减得到误差,这些误差按照控制算法经过A/D转换生成控制电压U,控制电压U经PWM功率放大板放大成均值电压为Um的PWM方波,PWM方波驱动直流力矩电机,使其带动转台内框及负载一起转动,转角为θ。

针对图1,建立直流力矩电机伺服系统的数学模型。电机的电压、转矩、负载的数学模型[4]分别如下:

式中,Ra为电枢电阻;La为电枢电感;i为电枢电流;Ke为反电动势系数;θm为电机转角;θ为内框转角,θ=θm;Tm为电机输出力矩;Kt为电磁转矩常数;J为等效到电机轴的转动惯量(包含负载的转动惯量在内);B为等效的黏性阻尼系数;Td为总扰动,包含摩擦力矩、电机周期性波动力矩、模型参数时变特性、负载波动和反馈元件误差等影响因素。

对式(1)~式(3)进行拉氏变换,消除中间变量,得到系统的传递函数方框图(图2)。控制器取位置差形成控制律f(θr-θ)。KPWM为PWM功率放大器的放大比例系数。从图2可以看出,Td中的每一分项都与直流力矩电机直接关联,对伺服精度都有影响,在仿真和实验中必须消除。

2 自抗扰算法设计

基于自抗扰算法的控制器由跟踪微分器、扩张状态观测器和反馈控制律三部分组成。跟踪微分器根据系统的控制性能要求,安排期望输入θr的系统过渡过程,以避免系统超调,同时产生期望输入的微分信号。扩张状态观测器估计系统的状态变量和总扰动。反馈控制律依据扩张状态观测器和微分跟踪器给出的实时值构造控制量U,以补偿总扰动Td。由于图2中的直流力矩电机伺服系统已经简化为二阶系统,故自抗扰控制器中的扩张状态观测器增加一阶,用来估计系统的总扰动Td。针对此系统设计的自抗扰控制器如图3所示。

2.1 跟踪微分器设计

跟踪微分器为直流力矩电机伺服系统的期望输入θr安排过渡过程,得到光滑的输入信号v1及其微分信号v2。跟踪微分器的离散算法如下[5]:

其中,h为仿真中的步长,实际控制中的采样时间;r为速度因子,决定跟踪的快慢,r越大,过渡过程越快,此参数需要被整定。

2.2 扩张状态观测器设计

构造扩张状态观测器得到伺服系统的状态z1、z2和总扰动的实时作用量z3。扩张状态观测器的离散算法如下:

其中,z1为对直流力矩电机伺服系统转角θ的估计;z2为对直流力矩电机伺服系统转角的微分估计,为控制律的生成提供微分信号,用来构造误差的微分;β01、β02、β03、b0为可调参数,需要被整定。

2.3 反馈控制律设计

状态误差反馈控制律是利用跟踪微分器输出和扩张状态观测器输出之差,即广义输入与伺服系统的广义输出之间的误差产生伺服系统所需要的控制量对总扰动Td进行实时补偿。其功能相当于用反馈线性化方法,将直流力矩电机伺服系统由非线性系统转化为“积分器串联型”系统。反馈控制律的离散算法如下:

其中,β1、β2为控制器参数,需要被整定。

3 仿真研究

纵观自抗扰控制器,共有7个参数需要被整定。为了整定这些参数,需要对直流力矩电机驱动的转台内框进行仿真。仿真中,摩擦力矩采用静态Stribeck模型[1],表达式如下:

当|,静摩擦力矩为

当时,动摩擦力矩为

式中,F(t)为驱动力矩;Fm为最大静摩擦力矩;Fc为库仑摩擦力矩;kv为黏性摩擦力矩比例系数;为转动角速度;为转动角加速度;α、α1为非常小的、正的常数。

电机周期性波动力矩、模型参数时变特性、负载波动和反馈元件误差等非线性和随机性影响因素引起的扰动用随机值rand(1)来表示,那么,总扰动用下式表示:

期望输入选用正弦函数,表达式用下式表示:

直流力矩电机伺服系统相关参数值为Ra=0.7Ω,La=7mH,Kt=2.95N·m/A,Ke=2.9V·s/rad,J=3.2kg·m2,B=0.01N·m·s/rad,KPWM=2.65。静态Stribeck模型参数为Fc=3N·m,Fm=5N·m,α1=1,α=0.01,kv=2N·m·s/rad。经过多轮仿真实验,对比分析仿真结果,使跟踪误差的方差最小的自抗扰控制器参数经取整后为β01=15,β02=15 000,β03=10,β1=300,β2=50,b0=12,r=500。仿真结果见图4。图4中,总干扰Td在[-8,8]N·m的范围内变化,其值过零点时正负号交替,且发生突变,这是由于直流力矩电机运动方向改变导致摩擦力矩换向所致。跟踪曲线中实际输出曲线与期望输入曲线吻合,未出现常规PID控制中容易出现的极限环、平顶等不良现象[1]。控制电压在直流力矩电机刚开始运动时波动较大,当直流力矩电机启动后,控制电压在[-1.5,1.5]V的范围内波动。跟踪误差曲线在[-0.6×103,0.6×103]rad范围内波动。从跟踪曲线和跟踪误差曲线上看,伺服控制的效果好。

(期望输入为正弦曲线:幅值0.2rad,频率0.2Hz)

4 实验研究

将仿真中整定的控制器参数直接应用到直流力矩电机驱动的转台内框上,期望输入为式(11),实验结果见图5,从跟踪曲线来看,控制效果好。不改变控制器参数,也不改变期望输入的幅值,逐渐增加期望输入的频率,最高跟踪频率达2Hz,2Hz时的跟踪曲线见图6。超过2Hz后,跟踪效果不佳。因此,在同一组控制器参数的作用下,系统跟踪频率在0.2~2Hz范围内的正弦信号的效果良好。不改变控制器参数,期望输入信号的频率仍为0.2Hz,逐渐增大期望输入的幅值到1rad,跟踪曲线见图7,跟踪效果仍然很好。

(期望输入为正弦曲线:幅值0.2rad,频率0.2Hz)

(期望输入为正弦曲线:幅值0.2rad,频率2Hz)

(期望输入为正弦曲线:幅值1rad,频率0.2Hz)

从图5~图7的实测结果可以看出,在保持自抗扰控制器的7个参数不变的情况下,在较大范围内改变期望输入,跟踪效果仍然很好,说明自抗扰算法的鲁棒性强。

5 结语

从仿真和实验的结果可知,利用自抗扰算法对直流力矩电机伺服系统进行控制时,可将影响伺服系统跟踪精度的内在或外在的影响因素总和成一个综合的外部扰动,即总扰动,并对其进行实时估计和补偿。这种控制方法不用分析影响因素的特性,也不用费时费力地建立应用效果不佳的模型。自抗扰算法的难点在于控制器参数的整定。可采用针对系统的名义模型在苛刻的干扰条件下进行仿真研究的方法整定控制器参数,参数的优化过程可借助于如遗传算法之类的优化方法。当参数被整定后,对于仿真条件或实际系统在一定范围内发生变化的情况,自抗扰算法均具有良好的应用效果,据此可见自抗扰算法鲁棒性强,具有优良的工程应用性。

摘要：在直流力矩电机驱动的伺服系统中,由于存在诸多非线性因素和随机性因素,所以致使模型难以准确建立,各类影响因素不能被准确补偿,从而降低了系统仿真分析的有效性和实际应用的控制精度。针对此,引入自抗扰算法,即根据直流力矩电机伺服系统的特性设计自抗扰控制器,综合在线估计,补偿影响因素,即将所有影响因素归结为一个总扰动进行在线观测和补偿,以期进一步提高伺服精度。通过对系统施加苛刻的干扰条件进行仿真研究,根据分析仿真结果整定出控制器参数。为了验证控制算法的有效性,将整定好参数的控制器应用于直流力矩电机驱动的转台内框上进行实验。实验结果表明,基于自抗扰算法控制的转台内框获得了很高的动态跟踪性能,且鲁棒性强,从而验证了所提出方法的可行性。

关键词：力矩电机,转台,自抗扰,伺服控制,扰动补偿

参考文献

[1]刘金锟.先进PID控制MATLAB仿真[M].2版.北京:电子工业出版社,2007.

[2]王忠山,王毅,苏宝库.一种精密转台系统自适应摩擦补偿方法[J].华南理工大学学报(自然科学版),2007,35(9):55-59.

[3]焦竹青,屈百达,徐保国.基于遗传算法的直流伺服电机的摩擦补偿[J].清华大学学报,2007,47(2):1875-1879.

[4]牛建军,付永领,刘和松.高精确度飞行仿真转台内框控制摩擦补偿研究[J].电机与控制学报,2008,12(5):576-579.