低速电机（精选6篇）
低速电机 篇1
1物理模型
低速永磁直线同步电机, 定动子表面均开槽, 气隙不均匀, 电感参数随着次级运动位置的改变而变化, 在分析电机气隙磁场的基础上, 对电机的电感参数与次级位置的关系进行推导论证。电机物理模型如图1所示。
2电机气隙导磁系数计算
应用气隙导磁系数研究永磁体和初级齿槽的存在对电机等效气隙造成的影响, 进一步计算电机的电感系数。本文电机初级槽是矩形槽, 因此可认为气隙导磁系数为一矩形波 (图2) 。假设电机次级光滑初级开槽, 推导其在区间 (0, St1+bt1) 的解析式, 并进行傅立叶分析得[1]:
undefined
式中, n=1, 2, …, z1为电机初级槽数;x代表电机初级的坐标系变量;P为电机的极对数。
假设初级表面光滑, 电机次级开槽, 推导得其在区间 (0, St2+bt2) 的解析式, 并进行傅立叶分析得
undefined
式中, x′为次级坐标系的变量; (x′, 0′, y′) 为固定于次级的运动坐标系; (x, 0, y) 为固定于初级的静止坐标系, 两者的初始位移为 x0。
电机初级与次级的坐标系存在下述关系:
x=x′+ ∫vdt+x0
由于初级齿槽存在, 次级永磁体和空气 (凸铁) 磁导率不同这两因素所引起的总气隙磁导可近似表示为[1]:
undefined
令:x″=∫vdt
undefined
undefined
undefined
3绕组函数计算
用卡氏系数的处理方法并对该法做进一步改进, 用永磁直线同步电动机绕组函数的实际分布规律来分析磁势[2]。电机初级绕组分布如图3所示。
三相绕组函数的基波为:
undefined
4电感系数计算
由绕组函数理论[3]可知电机参数计算公式 :
L12=ω∫undefinedN1 (x) N2 (x) Λδ (x) dx
式中, Ni (x) 为所考虑绕组的绕组函数;Λδ (x) 为气隙导磁。
undefined
5仿真实验结果
在建立的电感仿真模型的基础上进行仿真实验, 实验结果如图4所示。
6结语
在低速永磁直线同步电机中, 由于动定子双面开槽, 使得气隙磁场的分布特别复杂。用绕组函数法对低速永磁直线同步电机的电感系数进行计算, 既可以保证电感精度的要求, 又可以使推导过程简便, 为低速永磁直线电机暂态模型的最终确立创造了有利的条件。
摘要：电机的电感参数既是表征电机回路的重要参量, 也是计算电机运行性能的基础。选用绕组函数法计算了低速永磁直线同步电机的电感, 并建立了电感的仿真模型, 从而为低速永磁直线同步电机暂态模型的建立奠定了基础。
关键词：电感系数,绕组函数,气隙磁导系数
参考文献
[1]励鹤鸣, 励庆孚.电磁减速式电动机[M].北京:机械工业出版社, 1982.
[2]高景德, 王祥珩, 李发海.交流电机及其系统的分析[M].北京:清华大学出版社, 1986.
[3]Sakutro Nonaka.Analysis of single-sides induction motor by simpli-fied Fourier transform method[J].ICEM, 2000, August:28-30.
低速电机 篇2
为了节约成本,提高可靠性,近年来基于无速度传感器控制技术的高性能异步电机控制越来越受到重视。在开环速度估算、模型参考自适应速度估算、基于滑膜变结构观测器的速度估算、基于状态观测器的速度估算、基于人工智能的速度估算等一系列速度估算技术中,模型参考自适应速度估算[1,2,3]以其结构简单、计算量少等优点而成为发展最迅速、应用最广泛的速度估算技术。
在低速状态下估算异步电机转子转速时,由于逆变器输出电压很小(有效值只有几十伏),由死区效应、开关管开通关断延时以及管压降造成的实际定子电压损失不可忽略。如果不进行补偿,参考电压就会明显大于实际施加的定子电压,从而使速度估算误差显著增大。因此,低速运行时必须进行适当的电压补偿,文献[4,5]详述了定子电压补偿的实现方案。在无速度传感器异步电机速度估算中常常需要知道定子电阻上的压降,由于高速时定子电阻压降对计算的影响很小,即定子电阻变化对计算结果的影响很小。然而,在低速条件下,定子电阻压降相对逆变器的输出电压不能忽略,此时定子电阻的变化对速度估算的影响就比较明显了。为提高速度估算对定子电阻变化的鲁棒性,文献[6]进行了定子电阻在线辨识,文献[3]中提出了基于转子无功功率的模型参考自适应速度辨识方法。基于转子无功功率的模型参考自适应速度估算不需要知道定子电阻压降,但该系统不是大范围渐进稳定的。
本文在将基于无功功率的模型参考自适应速度估算加以简化改造的基础上,提出基于无功功率闭环的异步电机无速度传感器控制技术,并分析了该系统的稳定性、对电机参数变化的鲁棒性、动态性能以及低速带负载能力。
1 基于无功闭环的速度估算及控制
1.1 速度估算及控制系统结构
在两相静止坐标系(αβ坐标系)下,异步电机定子电压方程可转化为如下形式:
其中,
令
在按转子磁链定向的两相旋转坐标系(mt坐标系)下,无功功率又可表示为:
,因为在按转子磁链定向的两相旋转坐标系下有:
ψrm=ψr=Lmism,ψrt=0,所以在mt坐标系下无功功率:
Qm=Lmω1i
其中,Km=Lmi
基于无功功率的转子磁链角及速度估算方法如下:
其中,Qm可由式(4)得到,Tr为转子时间常数。
基于无功功率闭环的异步电机无速度传感器控制系统结构如图1所示。
在上图中,REG1为速度调节器,其输出作为无功功率给定Qmref,REG2为无功功率调节器,其输出作为转矩电流给定Istref。在利用式(4)进行转子磁链角和速度估算时,用Qm、Ism和Ist的参考值(Qmref、Ismref、Istref)代替实际值参与运算,相当于按转子磁链间接定向矢量控制。
1.2 系统稳定性及鲁棒性分析
为便于分析无功闭环系统的稳定性,有必要对图1所示系统的数学模型进行化简。已知在mt坐标系下,异步电机定子电压和电流的关系方程如下:
其中,
将式(5)第二个等式中的耦合项ω1ψsm当做内部干扰(可通过反馈加以抑制),忽略该项后可得
设ist电流调节器传递函数为:
再令
设无功功率调节器REG2传递函数为:
其中,Kq=Kp2KmKTNp,Km=Lmi
根据式(7)可列出劳斯表如表1所示。
由劳斯判据可知系统大范围渐进稳定的充分必要条件为:
2JTd>0,J>0,Kq(τ2-2Td)>0,Kq>0 (8)
由式(4)可知,在基于无功功率进行转子磁链和速度辨识时,不需要知道定子电阻,也不需要定子电阻上的压降,所以该方法对定子电阻变化具有很强的鲁棒性,适用于低速条件下异步电机无速度传感器矢量控制。
1.3 系统稳定裕度及动态性能分析
以肇庆市中宝机电设备实业有限公司生产的YS711-4-ZA型550W三相异步电机为例,其参数如下:
PN=550W,VN=380V,IN=1.85A,fN=50Hz
Np=2,J=0.003kg*m2
Rs=11.1Ω,Ls=0.5502H,Rr=13.05Ω,
Lr=0.5502H,Lm=0.517H
由额定空载励磁电流为0.58A可计算出按转子磁链定向时励磁电流给定
令Kp2=60,τ2=0.1～1,系统频率响应曲线如图4所示。
从图4可以看出,当Kp2=60,τ2=0.1～1时,系统相角裕度γ>45°,幅值裕度Lg>50dB,幅频响应曲线L(ω)以-20dB/dec穿越0dB线。可取Kp2=60,τ2=0.5,这时相角裕度约为70°,幅值裕度约为100dB。
当Kp2=60,τ2=0.5时,系统有足够的稳定裕度,但带宽ωb不到50Hz,无法满足系统快速性的要求。为了提高快速性,改善系统动态性能,应增大Kp2 ,减小τ2 。取 Kp2=5500,τ2=0.001～ 0.01,得系统频率响应曲线如图5所示。
当Kp2=5500,τ2=0.001～0.01时,L(ω)仍然以-20dB/dec穿过零分贝线,但中频区宽度已减小,幅值裕度50dB～100dB,相角裕度10°～60°,带宽ωb接近200Hz,可满足系统快速性要求。为保证系统的稳定裕量,可取Kp2=5500,τ2=0.01,这时相角裕度约为60°,幅值裕度约70dB。
2 基于无功闭环的异步电机低速控制实验结果
在基于TI公司的TMS320F28035DSP上实现基于无功闭环异步电机无速度传感器矢量控制的数字化。所用电机仍为YS711-4-ZA型550W三相异步电机,具体电机参数见本文1.3小节。
图6是在0～1Hz范围进行速度辨识时,在Labview8.5上观测到的辨识结果曲线。
由上图可知,系统能较快达到稳态,最终估算速度ωr_estimated与实测速度ωr_measured之间有一定误差,但速度误差在允许范围内。
为验证无功闭环系统的低速带负载能力,在给定频率为1Hz条件下给正在空载运行的电机突加100%的负载(额定负载3.75N*m),图7为突加负载时的速度响应曲线。
3 结束语
本文提出了一种基于无功功率闭环的异步电机无速度传感器矢量控制方法,首先从理论上研究了系统的稳定性、快速性和鲁棒性,然后在样机上进行了低速条件下的速度辨识和带负载能力测试。实验结果表明本文提出的控制策略适用于低速情况下的异步电机无速度传感器控制。
摘要：基于数学模型的速度估算是异步电机无速度传感器控制的核心。目前,围绕速度估算这个问题,在电机控制领域已出现模型参考自适应、自适应观测器以及扩展卡尔曼滤波等多种方法。无论采用哪种速度估算技术,速度估算系统的动静态性能、低速性能、对参数的敏感性、算法的复杂程度及实现难度都是工程师必须考虑的几个重要性能指标。文中针对低速条件下的异步电机速度估算及控制提出了一种基于无功功率闭环的异步电机无速度传感器矢量控制算法,并探讨了该方法的一些性能指标问题。
关键词：异步电机,无速度传感器矢量控制,速度估算,无功功率闭环
参考文献
[1]Colin Schauder.Adaptive Speed Identification for Vector Control ofInduction Motors without Rotational Transducers[J].IEEE Tran-sactions on Industry Applications,1992(9):285-290.
[2]WU Zhigan,Zhi Dawei,Ying Jianping.Research on Speed Estima-tion Algorithm for Induction Motor Drive[J].IEEE Transactions onPower Electronics,2004(6):965-969.
[3]Fang-Zheng Peng,Tadashi Fukao.Robust Speed Identification forSpeed-Sensorless Vector Control of Induction Motors[J].IEEETransactions on Industry Applications,1994(10):1104-1110.
[4]陈伟.基于DSP的感应电机矢量控制系统研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2007.
[5]陈伟,邹云屏,耿攀.三相PWM整流器的死区效应分析及补偿方法[J].高压电技术,2009(5):35-38.
[6]Rashed M,Stronach A F.A stable back-EMF MRAS-based sensor-less low-speed induction motor drive insensitive to stator resistancevariation[J].IEE Electrical Power Applications,2004(6):896-901.
低速电机 篇3
磨煤机是把煤块磨制成煤粉的机械, 它是制粉系统的主要设备。各种磨煤机将煤磨制成煤粉主要借助击碎、压碎和研碎等方法来实现, 每一种磨煤机往往同时具有上述两种或三种作用, 但以—种作用为主。本厂锅炉选用西安电力机械厂制造的DTM350/700型钢球磨煤机, 配有某电机股份有限公司生产的型号为YTM630-6的6.3kV电动机, 额定功率1120kW, 额定电流为132A, 额定转速为994r/min
2 故障经过
2010年4月28日4时51分, #1机DCS画面发动力跳闸报警, 发现1B磨煤机电机掉闸。配电室保护装置显示“速断”、“过热”红灯亮, 报警信息为电流速断保护启动、过热保护动作, 对该1B磨煤机停电测绝缘相间绝缘为0, 各相对地绝缘值为1500兆欧。随后, 电气检修测线圈直流电阻AB:0.4045Ω、BC:0.6795Ω、AC:0.6610Ω, 直流电阻不合格, 初步判断定子绕组故障。解体后检查发现, 转子非驱动端风扇叶片中9片从焊接部位断开, 风扇叶片严重变形;定子线棒72槽, 其中5槽线棒端部发生短路故障, 另有46槽端部绝缘损坏, 见下图:
3 检查分析
经解体检查后, 对该故障的原因分析如下:
3.1 电机非驱动端风扇叶片开焊断裂后, 在电机高速运行中, 导致其它叶片损坏变形, 碰磨定子绕组端部线棒, 造成端部线棒绝缘不同程度受损, 直至发生短路故障。
3.2 电机非驱动端风扇叶片焊接质量不佳。
4 采取措施
针对此问题, 为了保证磨煤机电机的可靠运行, 从检修和运行方面采取如下具体措施:
4.1 故障电机返厂检测, 非驱动端风扇更换, 对转子进行动平衡试验。
4.2 对定子绕组绝缘局部处理。
4.3 对同一厂家同型号的电机, 利用停电机会, 对上述部位进行重点检查, 防止类似故障再次发生。
4.4 加强同类设备的巡视检查, 对异音、温度等进行重点跟踪, 发现异常及时进行处理。
5 结束语
低速电机 篇4
高性能的永磁同步电机矢量控制系统中,速度信号扮演了重要的角色,除作为转速闭环反馈信号外,还是坐标变换指令的计算依据,因此高性能的永磁同步电机矢量控制系统需要具备速度检测手段。然而,速度测量需要安装机械式传感器(如光电码盘、旋转变压器等),不仅增加了系统的成本,增大了系统体积,降低了系统可靠性,带来了安装方面的困难,同时也存在易受工作环境影响等的缺陷。为克服上述机械式传感器的弊端,需要另辟蹊径,通过检测技术的创新来取代机械式传感器对转速的实际检测,无位置传感器技术应运而生[3,4]。
基于反电动势估计的永磁同步电机的中高速无传感器控制技术研究成果比较多。但是低速和零速的无位置传感器矢量控制法现阶段仍然是一个难点问题,尤其是电机的初始位置对于启动阶段尤其重要。一旦电机的初始位置估计误差大于一定数量级,则会严重影响启动阶段的带载性能,甚至导致电机反转。因此,转子初始位置的估计,对永磁同步电机的顺利启动至关重要。为此提出了永磁同步电机低速和零速的无速度传感器控制研究课题[6]。
通常永磁同步电机起动方法主要有开环起动、转子位置强迫定位法和通过特定算法对转子初始位置进行估算。想实现永磁同步电机的完全无传感器控制,必须对电机静止时的转子位置估算算法加以研究,目前对电机转子初始位置估计有以下几种方法:(1)注入测试电压脉冲励磁对电流幅值测量的估计方法,但是该方法适用范围窄。(2)注入测试电压矢量励磁对电流幅值测量的估计方法,但是会带来转矩扰动和噪声电压脉冲。(3)基于高频信号注入法的初始位置检测方法如果能很好地解决转子磁极的方向问题和电流检测精度问题,高频注入法在永磁同步电机起动时不失为一种理想的方法。因此,本文采用基于高频注入法的初始位置估计方法,并且通过施加两次正负脉冲对相应的电流衰减时间常数大小比较较好地解决了转子磁极方向问题,从而实现了角度的正确估计。
本文实现电机初始位置角度估计的过程如下:首先在模型中设置电机的位置估算初始值;然后在估计的同步轴上通入高频电压信号得到一次估算值;最后进行二次估计,向d轴通入正反向两个电压脉冲,并且在相应调制出来的电流中,比较两次时间常数的大小,最后得到最终估计值。
1 数学模型
PMSM定转子间的电磁关系、参数关系和变化规律复杂,在建立PMSM模型时,为使分析简化起见,作如下假设:
(1)忽略铁心饱和效应。
(2)不记涡流和磁滞损耗。
(3)转子上没有阻尼绕组,永磁体也没有阻尼作用。
(4)相绕组中感应电动势波为正弦。
在转子两相旋转坐标系d-q轴系下,PMSM的电压方程可以表示为:
式中,ud和uq分别为定子电压在d轴和q轴的分量;id和iq分别为定子电流在d轴和q轴的分量;ψd和ψq分别为定子磁链在d轴和q轴的分量;Rs为定子电阻;p为微分算子。
PMSM的磁链方程可以表示为:
式中,Ld和Lq分别为d轴和q轴的同步电感;ψf为转子基波磁链。
PMSM的转矩方程可以表示为:
式中,pn为电机极对数。
本文研究的电机为静止状态下的模型,因此将电机的模型进行相应的转化。其中,电机的电压方程为:
在此,设电机d、q轴的阻抗分别为Zd、Zq,则得到:
其中,估计的同步坐标系为旋转坐标系,则:
其中,旋转坐标系下的电压、电流值,并且。
于是得到下式:
现在将在轴上注入高频的正弦电压信号为
于是可以得到在相应的轴上调制出包含有如下的电机位置信号的电流响应:
将式(10)代入式(9):
由(11)可知,相应的电流包含有电机初始位置的信号,但是还具有高频分量。因此,需要进一步进行处理,将高频分量给过滤掉,但是不能使有用分量衰减太大。在此运用在通讯邻域中应用较广的方法,外差法。将和sin(ωht)进行相乘,得到:
然后将式(12)通入低通滤波器,最后得到f(Δθ)。
可将(13)写为:
现在可以看到f(θ)包含有电机初始位置的偏差信息,将其通入PI控制器,则可以得到位置的估计值。
2 实现过程
接实现的过程如下:(1)设置位置估算初始值;(2)在估计的同步轴上通入50ms的高频(625Hz)的高频电压信号;(3)得到一次估算值;(4)等待25ms,向d轴通入正反向两个电压脉冲;(5)比较两次时间常数的大小,最后得到最终估计值。
2.1 一次估计
一次估计使用PI调节器的方法进行实现,将含有电机初始位置的误差信号通入一个PI控制器,具体结构如下:
其中,Kp为比例增益,Ki为积分增益,其相应的等效框图如图1所示。
2.2 二次估计
得到一次位置估计值后还不能决定最终的转子位置是否与一次位置估计相同,因为通过理论分析可能会相差PI度,即估计方向与真实角度相反。因此还应该进行二次估计,进行所谓的磁极判断。从而得到最终的转子位置。本文主要通过在电机的估计轴系的轴上分别注入等时间等幅值的的正负向电压脉冲,从而进行磁极判断。
由于磁路的饱和效应可以知道:如果所加的脉冲与实际的d轴同方向,则会引起磁路的饱和现象,随着电流的增加,磁场会逐渐趋近保护。而对曲线进行微分则得到电感的变化趋势。因此随着饱和的加深,相应的电感就会减小。电感的变化会影响相应的时间常数的变化,根据这一点可以进行二次估计,对一次估计的结果进行修正。
3 建模与仿真
为了验证算法的准确性,在MATLAB中搭建基于IPMSM的初始位置估计模型。系统结构如图2所示。使用电机参数如表1所示。
以下为在轴注入电压U的波形,如图3所示。首先注入50ms幅值10V,频率为625Hz的高频电压,然后等待20ms,使电流恢复到0。然后注入幅值为2V的正电压脉冲20ms。同样地等待20ms直到相应的电流到0,最后再相应地注入反向幅值为2V的电压达20ms。
从仿真结果中可以看到,模型响应速度很快,很快就能收敛。并且仿真误差比较小,精度比较高。如在电机初始角度1rad的时候,可以看到d轴的电流响应如图4(a)和图5(a)所示。首先进行的是一次估计,可以看到,估计值迅速达到初值1rad和2rad的附近。然后进行二次估计。由于一次估计没有反向估计所以二次估计没有进行加π修正。
在初始位置估计中,最准确估计的位置主要在几个特殊的位置,如四个坐标轴方向。因此本文还在选择边界位置进行仿真实验。图6是初始位置为0.5πrad、πrad时仿真结果图。由6(a)可知,当θ=0.5πrad时,虽然一次估计也很快地进行了收敛,大约为10ms。但是稳态误差相对较大,并且过程中由于电机和信号的干扰具有抖动。最后在二次估计中对其进行磁极判断,最终的估计角度在150ms处增加π,从而实现了正确的估计值。
根据仿真结果可知,验证了本方法估计精度高的优点。初始位置估计误差如表2所示。
4 结束语
本文主要分析了永磁同步电机的数学模型与基于高频注入法的永磁同步电机无位置控制技术,并且基于旋转高频注入法搭建了仿真模型,仿真结果表明:系统的动态与静态特性都比较良好,响应时间短,控制精度高。有效地解决了在无机械位置传感器时永磁同步电机的初始位置的估计问题。
参考文献
[1]王成元.现代电机控制技术[M].北京:机械工业出版社,2014:34-76.
[2]秦峰,贺益康,刘毅,等.两种高频信号注入法的无传感器运行研究[J].中国电机工程学报,2005,8(2):2-6.
[3]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社,2002.
[4]Seung-Ki Sul.Sensorless control of IPMSM:Past,Present,and Future[J].IEEJ.Journal of Industry Applications,2012,1:15-23.
[5]洪乃刚.电机控制系统的建模和仿真[M].电力电子,2013:10-28.
[6]管良勇,徐国卿,袁登科,等.永磁同步电机矢量控制系统设计与仿真[J].机电一体化,2008,14(12):51-53.
[7]韩顺杰,禹金.基于空间矢量控制的三闭环永磁同步电机控制系统仿真[J].电气防爆,2013,9(3):8-12.
低速电机 篇5
永磁同步电机，特别是内置式结构，具有很高的功率、转矩密度以及功率因数，在电动汽车、航空、航海等体积受限的工业领域获得较大的应用。为了降低控制系统的成本、提升高速区域的控制精度，无位置传感器控制技术已成为一个研究热点[1,2,3]。但是，目前无位置控制技术普遍存在低速区观测精度较差的问题，而该转速区域的策略直接决定了全速度范围无位置控制的稳定性和算法的可行性，因此低速区的无位置传感器控制技术控制策略及其算法研究更亟待研究。
文献[4,5,6,7,8,9]利用内置式永磁电机的凸极效应，向定子中注入一个高频信号来获得转子信号，以检出位置信号。它适合于低速和零速下情况，并且可以不受参数影响。但高速下，所注入的高频信号频率要很高，很难数字控制器实现。文献[10研究了在SPMSM电机采用高频信号注入观测方法的途径，其基本原理是利用磁路饱和所引起的弱凸极效应，来辨识转子位置。然而这种弱凸极效应依赖电机结构参数，同时也对传感器的精度要求较高。文献[11,12]将变压变频式(VVVF)开环控制技术用于永磁同步电机的启动和中低速运行。控制策略主要包括：恒压频比控制、电流模式控制和混合模式。可以实现带载的无位置传感器运行，并且不依赖于电机参数，但其缺点是不能获得高性能的传动特性，并且需要引入补偿环节来消除定子电阻所造成的压降以维持恒定磁通。
综上所述，研究切实可行的适用于中低速区运行的无位置传感器技术，是永磁同步电机驱动技术的一项非常关键的核心技术，本文正是基于此目的开展了对上述两种不同的低速区无位置控制技术进行了相关的对比研究工作，研究切实可行的低速区控制方案，并提出一种准电流内环的变压变频方案解决低速区定子电压补偿问题。
2 旋转式高频信号注入方案
高频注入式无位置控制策略利用了内置式永磁电机的d-q磁路不均匀所产生的凸极效应。可在不依赖电机参数的前提下，实现转子位置的辨识，其控制原理框图如图1所示。
当转速很低时，可忽略交叉耦合项影响，则永磁电机的d-q轴数学模型可近似为
式中：p为微分算子。
将式(1)左乘逆Park变换矩阵，可求得两相静止坐标下的数学模型：
其中：
两相静止坐标系下电感为
当电机静止或转速很低时，在原有基波电压中可叠加上高频谐波电压：
并且忽略α-β轴之间的耦合作用和电阻上压降，则有：
这样可得
为了从原始电流中还原出iαh和iβh，必须要利用带通滤波器，只允许所注入频率附近的电流通过该滤波器。
得到α-β轴的高频电流后，将其变换到旋转坐标系上有：
因此，为了消除d-q轴存在的直流分量，将其通过高通滤波器，则可得：
这样，d-q轴含有与2(θr-ωht)角度相关的量：
可见只要△Ih=0，则有：
与其利用转子凸极效应的无位置传感器算法类似，位置极性问题是由于所观测量是转子位置两倍的函数(即，2[θr-π/2])造成的。因此，一个重要工作是设计控制器使得△Ih=0，并进行相关极性判断。判断的依据是：+d轴和-d轴通入相同方向电流后由于磁场饱和程度的不同，等效阻抗不相同。
3 准电流内环式变压变频方案
大多数无位置控制磁链观测器，均存在零速奇点以及低速收敛速度慢等问题。为保证系统可靠收敛，在低速启动阶段也可采用变压变频控制技术来强制启动运行，并在可靠收敛区域实现模式切换，如图2所示。如前所述，其缺点是需要引入补偿环节来消除定子电阻所造成的压降以维持恒定磁通。
为解决这一问题，本文提出一种准电流内环的变压变频控制策略，具有传统的开环控制结构简单的优点，同时可以实现电流内环控制，确保了电流可控性能，如图3所示。改进型的电流闭环，可以在负载较轻时，电流给定值保持恒定，保证在整个变压变频工作转速下平稳运行。当负载较重时，需要根据负载情况动态调整给定电流值，可以较好地解决定子电阻补偿问题，从而保证在整个速度范围内维持定子磁场不变。
图4的工作原理是：其控制是定位于δ-γ坐标系，与实际d-q旋转坐标系存在一定相位差φ。初始时刻，在δ轴施加电压来产生电流iδ。这将在δ轴上产生定子磁极。该极将把d轴拉向定子δ轴。这样就使得δ轴和d轴相一致。因此，电机就可以工作在开环同步模式。从图4上可以看出，一旦进入稳态工作时，电流矢量位于d-q坐标系的第1象限，电流矢量所产生的定子磁极牵引永磁磁极进行旋转，并产生相应的有效转矩。实际上对于电机定子而言，电枢反应的直轴电流id为助磁电流。相对于传统矢量控制而言，定子磁链幅值要有相应增加，从而其电压利用率要有所损失。
同时，根据以功角来定义电磁转矩，有：
根据图4也可以看出，采用变压变频控制方式，在相同大小的d-q电流时，其功角要小于采用矢量控制的功角。本质上变压变频控制实际是通过调整功角来控制转矩和转速的目的，也即为功角控制，并且这种调整是一种自稳定过程。随着功角的增加，电磁转矩不断增大。
4 低速区方案测试及结果分析
4.1 旋转式高频注入式实验
为了测试高频注入式无位置观测器的控制策略，进行了相关的实验测试工作，实验样机的参数为：永磁磁链Ψf=0.051 7 Wb，绕组电阻R=0.018Ω，绕组电感Ld=0.054 mH,Lq=0.224 mH，极对数np=3，转动惯量J=0.1 kg·m2，额定转矩Te=70 N·m。
4.1.1 极性判断实验波形
由于高频注入式的收敛条件无法区分磁极的极性，可能会产生180°的偏差。为了准确获得电机的转子位置，本文采用的方法是在相应的d轴位置加上脉振的电压，根据磁路饱和不同的原理，判断所激励电流的幅值，如图5所示。图5中，+d轴为顺磁方向磁阻减小，检测出来的电流较-d轴的逆磁方向大，这样即可判断出转子的极性。
4.1.2 高频注入式运行实验波形
为更好测试方案的可行性，实验进行了几种较为典型的工况：带载正反转连续切换、静止-低速-高速模式切换以及连续高速下正反转切换。
电机正反转时角度对比波形如图6所示。
从图6中可以看出，在电机连续正反转过程中，观测值均能较好地跟随实际值进行变化，这一点不仅体现在稳态过程中，也体现在整个动态正反转的升减速过程中，体现出本方法的有效性。
模式切换波形如图7所示。从图7中可以清楚看出，初始时，工作在高频注入模式，电流中除含有一定幅值的高频电流谐波，而经过带通滤波器的iβh也只含有与位置相关的高频电流成分。在进行模式切换后，高频电流成分移除，只含有基波成分;而iβh中因为只包含高频谐波，因此在切换后电流值为零。而在模式切换的过程中，电流变化平稳，并未出现较大的超调和相位偏移，证明了两种方法均较好地观测出电机的转子位置。
模式切换转速波形对比图如图8所示。
从图8可以清楚地看出，在旋转注入式观测下的速度观测值与实际转速偏差很小，证明了方案的有效性。而在模式的切换过程中，转速变化较为平滑，由于电流变化存在暂态过程，转速存在很小的变化，但过渡过程非常短暂，基本可以忽略。两种模式相互切换在正反转过程中均能很好地平滑进行，基本上不会出现转速突变的现象。
4.2 开环强制启动及模式切换
在零速和低速阶段，采用准电流内环的变压变频控制强制启动，可实现电机从零速平稳启动。由于内环采用电流闭环控制，可实现电流幅值控制，并对定子电阻变化具有自适应补偿能力。
实际转子位置与给定转子位置如图9所示。
从图9可以看出，实际上变压变频控制所给定的位置信号要滞后实际的d轴方向。当负载较轻时，电流实际位于+d轴上。当负载加重时，电流逐渐向+q轴偏移并出现+q轴分量电流iq，从而自适应出现正电磁转矩，使系统重新达到平衡。
变压变频向矢量控制模式切换曲线如图10所示。
从图10中可以看出，在模式切换时刻由于电流矢量发生象限切换，出现短暂的转速变化，但很快进入矢量控制模式，完成整个切换阶段。由于基于磁链模型的观测器在零速和低速收敛很慢，随着转速的提高收敛速度加快。一旦进入收敛条件(滤波后的观测转速非常接近变压变频控制的给定转速)，则即可进入模式切换。同时，也可以实现随着转速的不断降低，出现从观测器模式向变压变频控制模式切换，但转速波动要稍大于采用高频注入式的无位置传感器算法。
5 结论
综上所述，对于永磁同步电机无位置控制技术，普遍存在低速区观测精度较差的问题。该转速区域的策略直接决定了全速度范围无位置控制的稳定性和算法的可行性。针对这一问题，本文进行相关的研究工作，采用高频注入式的无位置控制技术具有不依赖电机参数、可以结合矢量控制技术实现高性能的调速，但需要实现较为复杂的滤波器来进行信号辨识，同时所注入的高频信号会引起一定振动和噪声问题，并且无法应用在隐极式永磁同步电机。与此相比，具有准电流内环的变压变频无位置控制技术原理简单，不需要复杂的控制算法，不依赖电机参数以及凸极效应，但是其动态特性稍差。因此实际中，需要根据实际系统复杂性及控制性能要求选择所适合的控制策略。
参考文献
[1]尚喆,赵荣祥,窦汝振.基于自适应滑模观测器的永磁同步电机无位置传感器控制研究[J].中国电机工程学报,2007,27(3):23-27.
[2]高宏伟,于艳君,柴凤.基于载波频率成分法的内置式永磁同步电机无位置传感器控制[J].中国电机工程学报,2010,30(18):91-96.
[3]杜栩扬,胡育文,鲁文其.基于准滑模观测器的PMSM无位置传感器控制[J].电气传动,2010,40(5):32-35.
[4]Shujin C,Baozhu M,Zhengyun R.A New Initial Rotor PositionDetection Technology Based on HF Injection and SoftwarePLL[C]∥ICICIC First International Conference on Inno-vat-ive Computing,Information and Control,2006,1:673-677.
[5]Corley M J,Lorenz R D.Rotor Position and Velocity Estimationfor a Salient-pole Permanent Magnet Synchronous Machine atStandstill and High Speeds[J].IEEE Transactions on IndustryApplications,1998,34(4):784-789.
[6]Consoli A,Gaeta A,Scarcella G.HF Injection-based SensorlessTechnique for Fault-tolerant IPMSM Drives[C]∥EnergyConversion Congress and Exposition(ECCE),2010 IEEE,2010:3131-3138.
[7]王高林,杨荣峰,于泳.内置式永磁同步电机无位置传感器控制[J].中国电机工程学报,2010,30(30):93-98.
[8]廖军,张兴,杨淑英.改进高频信号注入法的IPMSM转子位置检测研究[J].合肥工业大学学报:自然科学版,2010,33(8):1161-1165.
[9]钟黎萍,周晓敏,王长松.高频信号注入法估计无刷直流电机转子位置的物理机理[J].电机与控制应用,2007,34(8):18-21.
[10]Yu Z,Jie G,Zhigan W.Investigation of High Frequency InjectionMethod for Surface-mounted PMSM Sensor-less Drive[J].ICEMS 2005 Proceedings of the Eighth InternationalConference on Electrical Machines and Systems,2005,301(1):306-309.
[11]Kiuchi M,Ohnishi T,Hagiwara H.V/f Control of PermanentMagnet Synchronous Motors Suitable for Home Appliances byDC-link Peak Current Control Method[C]∥Power ElectronicsConference(IPEC),2010 International,2010:567-573.
低速电机 篇6
近年来,随着永磁材料领域的快速发展,永磁同步电机(PMSM)所特有的结构紧凑,稳定性好,运行效率、功率因数和功率密度高,无需励磁电流等特点,使得永磁同步电机在生产和生活的各个方面的应用日益广泛[1]。而大转矩、低转速的复式永磁同步电机因其具有转子转动惯量和机电时间常数小、转矩质量比大、堵转转矩和峰值转矩高、低速运行平稳等有益的动态性能,在油田等场合作为抽油机使用,极大地节约了能源[2]。永磁同步电机的高性能控制如矢量控制[3]、直接转矩控制[4]等都需要在转子上安装机械式传感器,如光电编码器、旋转变压器等来得到实时的准确的转子位置和速度信息,以实现精确地磁场定向和速度反馈等。但是机械式传感器也带来了安装和维护困难、系统成本增加、运行稳定性降低等问题,特别是在油田恶劣工作环境下,因此无位置传感器控制的研究已成为一个热点,并取得了很大成果。
电机的转子位置和速度是进行电机控制的关键,无位置传感器策略就是根据电机绕组中的各种电信号,采用适当的方法估计转子的位置和速度,以实现转子位置自检测。目前,学者们提出的无位置策略中大多数是基于电机的基波励磁模型和反电势,如基于定子端电压和电流估算、基于观测器估算、全阶/降阶状态观测器、推广卡尔曼滤波器(EKF)、滑模观测器、模型参考自适应(MRAS)辨识等(这些策略实施简单,但在低速时反电势过小或根本无法检测,只适用于高速运行),以及适用于低速或零速运行的基于转子凸极的高频注入法[5]。由于复式永磁同步电机采用面贴式,其交直轴电感几乎相等,饱和凸极的实现和计算都不易,因而无法选用适于低速运行的基于转子凸极的高频注入法。而复式永磁电机虽然在低速下运行,但由于其特殊性反电势并不低,同时模型参考自适应法作为基于基波励磁的估算方法,采用参考模型,由其规定系统的性能,可以保证参数估计的渐进收敛,鲁棒性好,因而其应用的场合较多。
本研究主要探讨基于MRAS的低速永磁电机的无位置传感器控制。
1 基于MRAS的无位置传感器控制原理
模型参考自适应法的基本思想是:将不含未知参数的方程作为参考模型,将含有带估计参数的方程作为可调模型,两个模型的输出量具有相同物理意义,它们同时工作,利用其输出量的差值,根据合适的自适应率来调节可调模型的参数,以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的[6,7,8,9,10],如图1所示。
能否构成品质优良的自适应系统,关键是自适应结构所执行的自适应规律的确定。
基于模型参考自适应法的无位置传感器控制即是将电机的实际运行情况作为参考模型,将含有待估算转速、电流等参数的电机模型作为可调模型,两个模型均输出电流值,利用电机的实测电流和估算电流的差值来对可调模型进行调节,使估算值跟踪实际值,从而达到电机稳定运行的目的。
在同步旋转dq坐标系下,PMSM的电压方程为:
式中:ud、uq、id、iq—定子在d、q轴下的电压、电流,RS、Ls—定子每相电阻、电感,ωr—转速,ψf—转子永磁磁链。
将式(1)进行化简,可表示为:
进一步简化为:
其中,id'=id+ψf/Ls,i'q=iq,u'd=ud+Rsψf/Ls,u'q=uq。
本研究将式(3)以估计值的形式表示如下(即将合成电流和转速作为估算值构成可调模型,而式(3)为电机的实际运行情况,即是参考模型):
本研究定义广义误差,再将式(3)与式(4)相减,可得:
其中,。
本研究根据式(5)和Popov超稳定理论,可求得自适应规律,如下所示:
)(6)式(6)可表示成如下形式:
其中,,εω通过PI调节器作用后产生速度信号使可调模型估计的与实际的趋向一致,定子电流矢量误差收敛于零,同时转速估计逐渐逼近实际值,如图2所示。
本研究将式(6)用表示,可得到下式:
id、iq是电机的实测值,通过式(3)估算出,因而可以得到电机的转子位置和速度估算框图,如图3所示。
电机的实际电流和即以通过电机模型式(3)计算得到的估算电流,其矢量误差通过PI调节器即得到估算转速,并且估算转速将跟踪实际转速。
2 仿真与分析
为验证以上方法的正确性,本研究对一台低速永磁同步电机进行仿真。低速大力矩永磁同步电机的参数如下:定子相电阻2.1Ω,直轴电感110.6 mH,交轴电感130.6 mH,极对数24,额定转速10 r/min,转动惯量101.5 kg·m2。
本研究在Simulink下建立基于MRAS的无位置传感器控制仿真模型如图4所示。电机采用基于SVPWM的矢量控制,id*=0,转矩只与q轴电流有关,实现了解耦控制。
在额定转速10 r/min、电机空载的情况下,本研究得到电机转速的实测值和估算值及其偏差。转子位置角的实测值与估算值及其偏差如图5所示。
由图5可知,在电机起动加速阶段,转速的估算值和实测值误差较大,转子估算值在刚启动瞬间的1.2 r/min的跳变主要是由转子初始位置角定位引起的,达到稳定运行阶段后,其偏差基本为0;电机的转子位置角在整个运行阶段其估算值与实测值误差最大为4.1°,在稳定运行阶段其偏差几乎为0。因而模型参考自适应法对电机的转速与转子位置角的估算精度较高。另外,通过转速曲线也可看出电机的运行较平稳,静态性能较好。
电机的转矩响应曲线如图6所示。由图6可以看出,电机输出转矩在稳定运行时静态性能优良。
电机的给定转速在0.6 s时从10 r/min跳变到9 r/min,其速度和转矩响应曲线如图7所示。
负载转矩在0.6 s时从0跳变到50 N·m时,其转速和转矩响应曲线如图8所示。
由图7、图8可知,在电机稳定运行过程中,电机的转速或者负载转矩发生突变时,电机均能平稳且较快地跟随变化,其跟踪性能好,电机的动态性能较好,对给定转速变化和负载扰动的鲁棒性强。同时,其转速的估算与实际值的偏差也基本维持在0,估算精度较高。
在运行的过程中,由于发热、环境等因素的变化,电机的电阻、转子永磁磁链参数会发生变化。电机的定子每相电阻由2.1Ω增大为2.3Ω时,电机的转速与转子位置角曲线如图9所示。
由图9可以看出,当电机的定子电阻较小变化时,电机的转速估算和转子位置角估算精度会大大降低,其估算值与实测值之间的偏差变大。图中由于定子电阻仅变化一次,最终估算值与实测值的偏差基本稳定在0,而实际中若随着运行和温度的变化,定子电阻值在不断变化,转速和转子位置角的实测值与估算值一直保持较大偏差,不利于电机的稳定运行。在模型参考自适应系统中,参考模型式(3)和可调模型式(4)中均含有随着温度、环境等因素而变化的参数,如定子每相电阻、转子磁链等,参考模型给出的是实际电机的运行状态,即式(3)是根据实际情况始终反应电机的真实运行状态;而可调模型是在已知电机参数的前提下得到的,运行过程中,电机的电阻等参数发生变化,可调模型就不再准确,估算的精度就降低了。
从以上分析可知,模型参考自适应系统对电机额定参数非常敏感。在实际应用中,应根据具体情况对可调模型进行调整。
3 结束语
模型参考自适应系统基于参考模型,采用自适应规律完成系统所要求的性能,通过对低速大力矩的永磁同步电机的仿真分析可知,模型参考自适应法对转速和转子位置角的估算精度较高,稳态转速平稳且跟踪性能好,动静态性能较好,对电机给定转速和负载扰动的鲁棒性强,适应性好。
但同时,该方法对电机的参数很敏感,在电机的参数会发生较大变化的工作环境下,该方法的精度会下降,因而在下一步的实验调试过程中需要对可调模型根据运行和环境的变化做出适当调整。
总体而言,由于模型参考自适应法的估算精度较高和鲁棒性好,并且其实现也较容易,目前很多无位置传感器控制的场合都采用该方法。对于油田抽油用复式低速大力矩永磁同步电机,采用基于MRAS的无位置传感器方法简单易行,且精度较高。
参考文献
[1]GIERAS J F,WING M.Permanent Magnet Motor Technology[M].2nd ed.New York:Marcel Dekker Inc.,2002.
[2]俞佳琦,叶云岳,范承志.基于EKF的低速永磁电机控制系统建模与分析[J].机电工程,2009,26(2):31-33.
[3]SHIHE Z,BLASCHKE F,VANDENPUT A.Application of anelectronic stator resistance in VSI fed field oriented syn-chronous machines[C]//Proceedings of PEAC 1993.Portu-gal:[s.n.],1993:300-305.
[4]ZHONG L,RAHMAM M F.Analysis of direct torque control inpermanent magnet synchronous motor drivers[J].IEEE Transaction on Power Electronics,1997,12(3):528-536.
[5]KIM Y H,KOOK Y S.High performance IPMSM drives withoutrotational position sensors using reduced-order EKF[J].IEEETransactions on Energy Conversion,1999,14(4):868.
[6]王成元,夏加宽,杨俊友,等.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社,2006.
[7]王庆龙,张崇巍,张兴.基于变结构MARS辨识转速永磁电机矢量控制系统[J].系统仿真学报,2007,19(22):5230-5233.
[8]徐志根,刘忠举.基于MARS的无速度传感器异步电机DTC系统[J].电力电子技术,2006,40(5):25-26.
[9]ESKOLA M,TUUSA H.Comparison of MARS and NovelSimple Method for Position Estimation in PMSM Drives[C]//Proceedings of the 34th Annual Power Electronics SpecialistsConferences.Portugal:[s.n.],2003:550-555.