高压集成电路

高压集成电路（通用8篇）

高压集成电路 篇1

前言

USB端口是快速数据传输的首选方法,也正在迅速成为便携式设备电池充电的首选方法,因为可以不再需要单独的交流适配器。不过,用USB端口给设备电池充电时存在功率限制。另外,由于便携性需求,越来越需要在家庭之外的场所充电(例如,在汽车中)。但是汽车电源也有缺点,如电压瞬态或来自交流发电机的浪涌。因此,电池充电器集成电路需要很好地保护,以应对这类严酷的情况。模拟集成电路中的电源通路(PowerPath)充电系统拓扑为系统设计师和最终产品用户带来了无数优点,如能够自主和无缝地管理多个输入电源,为系统负载供电并给电池充电。这种集成电路拓扑除了能减少热量,还可实现较快的充电时间和即时接通工作。

这类集成电路的一个新趋势是集成高压能力和过压保护功能,以处理汽车、Firewire或未稳压交流适配器输入。这些电源通路管理器集成电路采用扁平封装,需要极少的外部组件,可为个人导航器、媒体播放器、数码相机、PDA和智能电话等手持式电子产品组成简单、紧凑和经济的解决方案。

设计难题

能承受汽车电源、Firewire端口或未稳压12V/24V适配器等高压输入电源为在家庭或办公室之外的场所充电提供了方便。例如,有了适配器电源,手持式产品中的适配器电压和电池电压之间的压差可以很大。而视所需充电时间和充电电流的不同,线性充电器也许不能承受这么大的功耗。这种情况通常需要一个具有开关模式拓扑的集成电路来保持快速充电,同时提高效率并减少热量管理问题。另外,具有高压能力和/或过压保护的集成电路还不容易受到输入电压瞬态的损害,提高了集成电路和系统的抗瞬态性和可靠性。

管理最终产品中的电源通路是另一个设计难题。今天,很多便携式电池供电电子产品可以由低压源(交流适配器、USB端口或锂离子/聚合物电池等)以及高压源供电。不过,自主管理这些电源和电池之间的电源通路并为负载供电带来了极大的技术挑战。传统上,设计师一直用少量MOSFET、运算放大器和其它组件来单独实现这一功能,但是一直面临着负载热插拔、负载上有大浪涌电流以及大电压瞬态等难题,这些问题可能引起严重的系统可靠性问题。

锂离子和锂聚合物电池是便携式消费类电子产品的首选,因为它们的能量密度相对较高,在给定尺寸和重量限制下,可比其它可用化学材料实现更高的电池容量。随着便携式产品变得越来越复杂,它们消耗的功率也越来越多,因此对较高容量电池的需求也增强了,相应地也需要更先进的电池充电器。较大的电池要充满电就需要较高的充电电流或者需要更长的充电时间。另外,在很多情况下,能用USB端口给电池充电意味着对用户更方便,但是USB兼容性造成了对USB电流(最大500mA)和功率(最大2.5W)的限制。基于USB的电池充电器必须尽可能高效率地从USB端口抽取更多功率,以满足今天功率密集型应用严格的热量限制。

大多数消费者都希望缩短充电时间,因此提高充电电流似乎是显而易见的选择,但是提高充电电流有两个大的弊端。首先,就线性充电器而言,提高电流会增加功耗,这些功耗转换成了热量,从而将典型的实际“最大”功率降至2.1W。其次,充电器必须视主器件协商好的模式,将从5V USB总线吸取的电流限制为1 0 0 m A(5 0 0 m W)或500mA(2.5W)。充电过程中浪费的任何功率都直接导致较长的充电时间。需要高效率充电、电池充电器集成电路具有高的功能集成度以及需要节省电路板空间和提高产品可靠性,这些都给由电池供电的电子产品的设计师施加了压力。

制造商们也正在改变印刷电路板的使用方式,现在他们不是使用单个多层电路板,而是越来越多地在空间受限设计中使用相互堆叠的多个电路板。先进的封装有助于减少高度/厚度并节省印刷电路板面积,可以实现更高效的堆叠。

总之,系统设计师面临的主要难题包括:

·最大限度地提高从USB端口获得的电流(可提供2.5W);

·管理多个输入电压源和电池之间的电源通路,同时向负载供电;

·保护集成电路免被高压系统瞬态损坏;

·最大限度减少热量同时快速充电;

·最大限度提高充电效率和延长电池工作时间;

�最大限度减小解决方案占板面积和高度。

具有高压输入能力和过压保护功能、集成和紧凑的电源通路管理器IC简单轻松地解决了这些问题。

一个简单的解决方案

具有电源通路控制功能的集成电路能够自主和无缝地管理USB、交流适配器、电池等不同输入电源之间的电源通路,同时优先向负载供电。为了确保充满电的电池在连接USB总线时仍然保持满电量,这类集成电路通过USB总线向负载供电而不是从电池抽取功率。一旦电源去掉,电流就通过一个内部低损耗理想二极管从电池流向负载,从而最大限度地提高效率、降低功耗。理想二极管的正向压降远低于常规或肖特基二极管,因此最大限度地提高了能量传输效率,反向电流泄漏也更小。典型值为20mV的微小正向压降减少了功率损耗和自热,因此延长了电池工作时间。另外,三终端(或“中间总线”)拓扑去掉了电池与VOUT的耦合,允许最终产品一插上电源插头就立即工作,而不管电池的充电状态甚至电池缺失也一样,这通常称作“即时接通”工作。

电池充电器与电源通路控制器和理想二极管器件(“电源通路管理器”)集成,可高效管理各种输入电源、给电池充电、优先向负载供电并降低功耗。电源通路控制电路可以采取线性或开关拓扑,因为视具体充电要求不同,他们对系统而言都有一定的优点。

开关电源通路系统的优点

与电池馈送型系统相比,线性电源通路系统的优点是向负载/系统提供功率的效率高,但是在线性电池充电器单元中有功率损耗,尤其是如果电池电压较低(导致输入电压和电池电压之间出现大的压差)时更是这样。而基于开关模式拓扑的电源通路电路通过符合USB要求的降压型开关稳压器产生中间总线电压,稳压器稳定在比电池电压高300mV的电压上(参见图1)。这种形式的自适应输出控制被凌力尔特公司称作“电池跟踪(BatTrack)”。稳定的中间电压刚好高到允许通过内部线性充电器恰当充电。用这种方法跟踪电池电压,最大限度地降低了线性电池充电器中的功率损耗、提高了效率并最大限度地提高了提供给负载的功率。具有平均输入限流的开关架构最大限度地提高了使用USB电源提供的所有2.5W功率的能力。可选外部PFET降低了电池和负载之间理想二极管的阻抗,进一步减少了热损耗。这种架构是使用大电池(>1.5AHr)的系统“必须”采用的。

LTC4098—兼具高效率充电和高压保护

LTC4098(图2)是一种自主式高效率电源通路管理器、理想二极管控制器和电池充电器,用于通过USB供电的便携式设备,如媒体播放器、数码相机、PDA、个人导航器和智能电话,该器件采用超薄(0.55mm)20引脚3mm×4 m m Q F N封装。就汽车、Firewire或其它高压应用而言,LTC4098用凌力尔特公司的开关稳压器提供电池跟踪控制,工作输入高达38V(瞬态为60V),最大限度地提高了电池充电器效率、减小了热损耗,甚至用更高电压电源也可以无缝运作。

LTC4098提供高达66V的过压保护(OVP)电路,仅需要一个外部NFET/电阻组合,可防止偶然的高压情况引起的输入损坏。该集成电路自动降低充电电流可实现快速接通工作,确保一插上电源插头就向系统负载供电,甚至电池没电或缺失时也一样。其片上理想二极管保证总是向VOUT提供充足的功率,即使LTC4098的两个输入引脚的功率不充足也一样。该集成电路的理想二极管控制器可用来驱动可选PFET的栅极,将对电池的阻抗降至30mΩ或更低。

LTC4098的全功能单节锂离子/聚合物电池充电器允许负载电流超过从USB端口吸取的电流,同时符合USB负载规范。因为保存了能量,所以就快速充电而言,该集成电路的高效率开关输入级几乎将USB端口提供的所有2.5W功率都转换成了可用系统电流,从USB端口限制的500mA实现了高达700mA的电流。用交流适配器供电时还有1.5A的可用充电电流。

过压保护(OVP)

LTC4098仅用N沟道FET和6.04kΩ电阻这样两个外部组件,就能在VB U S或WALL意外地加上过大电压时保护自己免受损坏。最高安全过压幅度将由该外部NMOS晶体管及其漏极击穿电压决定。

电池跟踪开关稳压器的输入限流和高压控制

LTC4098从VBUS到VOUT的功率传递由2.25MHz恒定频率降压型开关稳压器控制。为了满足USB最大负载规格要求,该开关稳压器含有一个测量和控制系统,以确保平均输入电流保持低于CLPROG引脚的编程值。这样,VOUT就可以驱动外部负载和电池充电器的组合。

如果这个组合负载没有让开关电源达到编程设定的输入限流值,那么该集成电路的VOUT将跟踪大约比电池电压高0.3V。通过将电池充电器电压保持在这个低电压值上,最大限度地降低了电池充电器的功率损耗。

如果组合外部负载加上电池充电电流足够大,使得开关电源达到了编程设定的输入限流值,那么电池充电器将严格按照满足外部负载所需的量降低充电电流。即使电池充电电流被编程至超过容许的USB电流,就平均输入电流而言,也不会不满足USB性能规格。另外,如果VOUT端的负载电流导致超过从VBUS的编程设定功率,那么将通过理想二极管从电池吸取额外的负载电流,即使电池充电器正在工作也一样。

W A L L、/A C P R和VC引脚可连同LT3480等外部高压降压型开关稳压器一起使用,以最大限度地减少用较高电压源工作时产生的热量。电池跟踪控制电路将外部开关稳压器的输出电压调节至较高的(BAT+300mV)或3.6V。这最大限度地提高了电池充电器的效率,同时在电池深度放电时仍然允许即时接通工作。

L T C 4 0 9 8先进的超薄(典型值为0.55mm)QFN封装在印刷电路板相互堆叠的空间受限应用中使用有优势。这种封装可组成“体积”紧凑的解决方案,为系统设计师提供了灵活性。另外,该器件具有与更高的(0.75mm)前一代QFN封装相同的热性能。

结语

对小尺寸和方便地使用多种输入电源的需求以及对快速充电、低功耗和USB兼容性的需求给由电池供电的产品设计师带来了挑战。通过汽车适配器或Firewire端口供电正在变得越来越普遍,但缺点是存在可能损坏集成电路的高压瞬态。同时,设计集成度越来越高,以节省电路板空间、降低制造成本并提高产品可靠性。凌力尔特公司不断扩大的开关模式拓扑电源通路管理器集成电路系列使产品设计师的工作轻松多了。

这些集成电路能够从USB端口抽取更多功率、无缝管理不同输入电源和电池之间的电源通路并优先向负载供电、减少热量、通过电池跟踪自适应输出控制提高效率以及通过使用数目更少和尺寸更小的外部组件简化设计。

参考文献

[1].　LTC4098　Datasheet,　Linear

高压集成电路 篇2

通过对400V、350V、300V高压直流工作电压下小型模拟填埋场实验数据的分析,提出了简化的模型等效电路.由于高密度聚乙烯(HDPE)衬层的存在使得模型具有了整流特性,其电容大小将随着衬层面积和供电电压的增加而增加;供电电极的接触电阻与大地的电阻率成正比,与电极的粗细及入土深度有关.同时,接触电阻主要由电极附近的`土壤电阻决定,大于10倍电极半径以外的土壤对接触电阻的影响不超过全部电阻的10%,故降低电极附近土壤的电阻率可有效地降低电极的接触电阻.

作 者：能昌信 王彦文 王琪 董路 NAI Changxin WANG Yanwen WANG Qi DONG Lu 作者单位：能昌信,NAI Changxin(中国矿业大学(北京校区)机电学院,北京,100083;山东工商学院计算机系,山东,烟台,264005)

王彦文,WANG Yanwen(中国矿业大学(北京校区)机电学院,北京,100083)

王琪,董路,WANG Qi,DONG Lu(中国环境科学研究院固体所,北京,100012)

高压集成电路 篇3

目前我段管内站内轨道电路主要使用的有25 Hz相敏轨道电路, 高压脉冲轨道电路。25 Hz轨道电路分旧型和97型, 我段目前主要用的是97型。高压脉冲轨道电路, 始于1953年, 之前称为高压不对称轨道电路。这种轨道电路起初是为解决钢轨表面生锈、撒砂和油污引起列车分路不良而研制的, 后来才逐渐完善用于直流、交流电化区段和车站和区间。

1 现对25 Hz, 高压脉冲轨道电路原理简要介绍如下

1.1 25 Hz轨道电路工作原理

25 Hz轨道电路的信号电源是由铁磁分频器供给25 Hz交流电, 以区分50 Hz牵引电流, 接受器采用二元二位轨道继电器, 该继电器的轨道线圈由送电端25 Hz轨道电源经轨道传输后供电, 局部线圈则由25 Hz局部分频器电源供电。轨道继电器工作时, 从轨道电路取得较少的功率而大部分功率是通过局部线圈取自局部电源, 因而轨道电路的控制距离可以延长, 且只有轨道继电器上的轨道线圈电压Ug和局部线圈电压Uj之间的相位角接近或等于90°时, 转矩最大, 使翼片绕轴旋转, 带动接点动作, 否则, 翼片不能旋转, 不能带动接点动作。所以, 25 Hz轨道电路既有对频率的选择性, 又有相位的选择性。当轨道线圈和局部线圈电源电压满足规定的相位要求时, GJ吸起, 轨道电路处于调整状态, 即表示轨道电路空闲。当列车占用时轨道电路被分路, GJ落下。若频率、相位不对时, GJ也落下。因而, 其抗干扰性能较强, 广泛应用于交流电力牵引区段。

25 Hz相敏轨道电路的原理图如图1。

1.2 高压脉冲轨道电路工作原理

轨道电源经电缆送至高压脉冲发码电源变压器的I次侧, 变压器II次侧可提供300 V、400 V、500 V的交流电压, 可以根据轨面的生锈程度及轨道电路的长度选择合适的电压。变压器次级电压给高压脉冲发码盒提供工作电源, 发码盒输出经过调整电阻在高压脉冲扼流变压器的信号侧放电, 产生头部和尾部不对称的高压脉冲, 该脉冲经过扼流变压器传送至轨面。在接收端, 扼流变压器把轨面上的高压不对称脉冲信号传送到译码器上, 译码器通过变换分别把高压脉冲中的正脉冲和负脉冲分别输出, 供给二元差动继电器工作。如果极性相反, 二元差动继电器不吸起, 以保证有可靠的极性交叉。

2 轨道区段相邻时的问题探讨

轨道电路毕竟要有相邻区段, 那么如何保证与相邻区段的相互独立性, 并在与相邻区段绝缘节处出现短路问题时, 如何保证相邻俩区段都倒向安全面, 对于电务安全很重要, 那么接下来本文就将讨论一下高压脉冲轨道电路如何做到与相邻轨道电路区段的独立性和安全性。

2.1 高压脉冲轨道电路与高压脉冲轨道电路相邻时

当两个高压脉冲轨道电路相邻时, 采用极性交叉来防护, 所谓极性交叉, 是指两根相邻钢轨在绝缘节两端的高压脉冲极性是相异的, 见图2。

其防护原理是:因为接收端的译码器是有极性的, 它只能接收本区段轨道上发送来的高压脉冲才能工作, 因此, 当钢轨绝缘节破损时, 相邻轨道电路的不对称脉冲信息就干扰该区段的译码器, 但它的脉冲极性正好与该区段的脉冲相反。这时, 译码器的输出电压, 正好使二元差动轨道继电器的尾部线圈电压提高, 头部线圈电压下降, 根据二元差动闭磁路继电器的特性可知, 在这种情况下, 继电器将失磁, 从而起到钢轨绝缘破损防护的目的。高压脉冲轨道电路, 站内正线相邻轨道区段均应设计为极性交叉, 但对非正线上, 若为双送电端的相邻轨道区段, 允许不作极性交叉, 从技术角度和节省投资看, 为了提高轨道电路设备的可靠性、经济性, 应尽量多采用双送电端或双受电端方式为好。

2.2 高压脉冲轨道电路与25 HZ轨道电路相邻时

高压脉冲轨道电路与25周相敏轨道电路相邻时, 由于25周轨道电路, 在钢轨上传送的信息为连续而对称的正弦波, 由二元差动轨道继电器的工作原理可知, 高压脉冲轨道电路是有良好的防护性能的。另外由于不对称脉冲的占空比极小, 所以当相邻钢轨绝缘节破损时, 对25周轨道继电器即使有不对称脉冲的瞬时冲击干扰, 但是轨道继电器由于电磁及机械的惯性, 它是不会误动的。由此可见, 当上述两种轨道电路相邻时, 相互间互不干扰, 都能独立保持着自己制式的各项功能。

高压集成电路 篇4

以低压直流作基础产生较高的直流电压,常见的方式有3种类型:利用电容充电后再垫高负极电位,即自举升压;利用电感产生的自感电动势对电容强制充电;利用振荡电路将直流变为交流或直流脉冲,再通过倍压整流产生高压。

1 利用电容充电后再垫高负极电位

电容被电源E充电后,其正、负极之间将维持一定的电压Uc=U+-U-=E,若负极电位为零,即U-=0,则正极电位与电容上充的电压相等,U+=Uc;若充电完毕后,将负极接到某一电位U0上,尽管此时电容上的电压不变,但其正极电位就等于电容上的电压与负极所接电位之和,即U+=Uc+U0,从而可以实现U+>E,即得到高于电源的电压,有时将这种升压方式叫自举升压。

(1) 黑白电视机行扫描电路中的倍压电路

在黑白电视机中,整机内部采用12 V直流供电,但为了改善行扫描的线性,需要提高行输出级上的行偏转使用的电压,一般是将电源12 V提高到24 V左右加到偏转线圈上,采用的方法如图1所示:该图是黑白电视机的行输出级电路,整体看该级使用的电源为12 V,但工作时经过电容C0、二极管D0、电感L0组成的升压电路转换,行输出管集电极c实际得到的直流电压为24 V左右,即行偏转线圈实际使用的电源为24 V左右,达到了改善行线性的目的。

原理为:行输出管T在行脉冲的作用下工作于开关状态,因而其集电极流过的是脉冲电流,当T导通时,电流经升压二极管D0、行输出变压器Tr的初级线圈L0的下半部流过,并产生上正下负的自感电动势e1=12 V,上部自然会感应出电动势e2方向亦为上正下负,若D0的负极接在L0的中点,则有e2=e1(若不在中点,则有e2<e1或e2>e1),该电动势会通过D0对C0充电,使电容C0上出现大小与e2相等的电压,即升压电容C0上会维持12 V的电压,而C0的负极与电源12 V相连,这样C0正极对地的实际电位应是12 V电源电压与C0上电压之和,即可达到24 V,若用万用表的直流电压档测量,行输出管T集电极、电容Cs上的直流电压均为24 V,从而实现了提升局部供电电压的目标,达到了改善行线性目的。 升压二极管D0既给电源提供了向输出级输入能量的通道,同时又隔离了24 V倍压与12 V电源电压。显然,若D0的负极不是连接在L0的中间点,例如上部匝数偏多,则C0上的电压会大于12 V,最终的升压可能会大于24 V,反之则低于24 V。

(2) OTL功放电路中的自举升压

电子线路上常用的OTL互补对称功率放大电路,如图2所示。

T1,T2为2只互补型的功放管,静态时A点电压$U{}_A=\frac{1}{2}E{}_c‚$因而C0上有$\frac{E{}_c}{2}$的电压。信号注入后,T1,T2交替放大信号的前、后半周,为了确保T1在放大信号时导通角达到180°(小于180°会引起交越失真),应当确保T1在半个周期内基极与发射极之间的偏压几乎恒定,不能小于发射结的导通电压,否则T1管会提前截止,从图2中可以看出T1导通时,电源Ec经T1会对C0充电,尽管C0的容量较大,但随着充电的进行,C0上的电压,即A点对地电压势必也会上升,若T1基极电压不随A点电位上升,T1的发射结偏压会下降,就会使T1提前截止。为此在A,B两点接一容量较大的电容C1,由于C1上已充上了$\frac{E{}_c}{2}$的电压,且其容量较大,故当A点电位上升时,相当于C1负极电位被垫高,正极电位也自然升高,则B点电位会上升到高于Ec的程度。B点电位升高经R1带动T1基极电位的升高,这样就保证T1发射结偏压不会由于A点电位的升高而下降,故C1称自举升压电容,R1是隔离电阻,可以确保A点电压瞬间升高时B点电压可以高于电源电压Ec。

(3) 手机读卡电路

在手机读卡电路上要用到5 V的电压,而手机所用电池早期为4.8 V,现在的手机均为3.6 V,因电池电压往往随所剩电量的多少有所变化,为确保手机工作稳定,不因电池电压的变化而影响通话质量,电池电压并未直接供给手机各部分使用,而是通过稳压IC变为3.2 V,2.8 V,3 V等更低的电压供各部分使用。在这种情况下就需要通过升压电路将3 V左右的电压升为5 V。如图3(a)所示,是用在爱立信788手机上的升压电路。

N750为一电子开关电路,型号为C70851,电压从2脚输入后,内部电子电路开始工作,可以实现将第1,8脚接的电容C752与第4,5脚接的电容C751定时相并联、相串联,也就是使两电容交替性地相并联、相串联。+3 V的电源经R607,C606,R751,C757组成的RC滤波网络后,电压约为2.5 V送入N750的2脚,首先C752,C751处于并联状态,2.5 V的电源对其充电,使两电容上均出现2.5 V的电压,然后经内部电子开关转换使C751与C752处于串联状态,并且其中一支的负极与另一支的正极相连,如图3(b),(c)所示,这样两电容上的总电压成为5 V,经电容滤波后从第3脚输出,供SIM卡电路使用。

2 利用电感的自感电动势强制对电容充电升压

电感产生的自感电动势的大小ε=Lⅹdi/dt,即电感量大小一定后,自感电动势的大小只与电感中电流的变化速度有关,而与电感上原来施加的电压无关。若电感中注入电流脉冲,当频率高到一定程度时,无论电感上施加的电压如何,上面就会产生远高于施加电压的自感电动势,然后再对这一感应电动势产生的电流进行整流,并对电容充电就会输出一较高的直流电压。

(1) 黑白电视机行扫描电路中的高压电路

在上述图1所示的行输出级电路中,产生的24 V倍压直流不仅用于改善行线性,其实在电视机中该级还承担着产生10 000 V直流高压的任务。该电压由行输出变压器次级输出,加到显像管上形成光栅,其产生过程为:由于行管的集电极有24 V的倍压,该电压同样也出现在与行管T的c,e极相连的电容CS上,工作时行输出管处于开关工作状态,当T导通时,Cs放电,电流经Ly,T的c,e极流过;当T截止后,由于Ly中的电流急剧变小,内部产生的较大的自感电动势,促使电流还要继续流动以释放电感上的磁能。由于此时T已截止,故刚刚通过T流动的电流,会对逆程电容C1做强制性的充电,最终Ly上的磁能会转化为C1上的电场能,根据$E=\frac{Q{}^2}{C}\times \frac{1}{2}=\frac{1}{2}CU{}^2$可知,能量一定后,适当选取C1的容量小一点,就可以使电容上的电压$U=\frac{Q}{C}$变得较高,即在电容上会出现较高的脉冲电压。该电压以行频率出现,幅值可达200 Vpp左右,由于C1与行输出变压器Tr的初级相并联,故该脉冲又相当于直接加到了Tr的初级,再经Tr次级升压可得一万多伏的脉冲,通过高压整流二极管整流,即可得到一万多伏的直流电压。

(2) 摩托罗拉手机读卡电源电路

如图4所示,是摩托罗拉V998电源模块U900的升压电路。由于该机供电电池电压为3.6 V,故内部使用的+B约3.6 V,但手机有些电路需用+5 V的电压,为此在电源模块的C5,B6端,要通过B10端得到5.6 V直流电压。方法是:+B经L901接到U900的B10端,B10端内部等效于与地断续相连的电子开关,当B10端与地相连时,电源电流流经L901入地。显然,电感L901上施加的电压为+B,当电流达到一定数值时,B10内的电子开关突然与地断开,L901上的电流会突然变小而产生较强的自感电动势ε,该电动势的方向为左负右正,该电动势经整流管CR901对电容C934充电,使C934上瞬时出现峰值接近于自感电动势的电压,B10内下次与地接通后,电源电流又经L901流向B10内部,C934上刚才充的电压由于CR901的存在而将C934与B10引脚隔离开,使C934上维持约5.6 V的直流电压,并通过C5、B6端向U900供电。

3 倍压整流升压电路

倍压整流是对直流脉冲或交流而言的,在直流电路中要通过倍压整流电路将较低的电压转换为较高的电压,就需将低压直流首先通过振荡电路转换出直流脉冲或交流,然后通过二极管及电容组成倍压整流得到较高直流电压。

(1) LCD液晶显示偏压电路

如图5所示,是爱立信788中文手机显示屏显示偏压生成电路,该屏正常工作时需要-5 V的显示偏压VLCD,而整机电路使用的是3 V左右的电压,-5 V的显示偏压VLCD产生过程是利用CPU D60095959696脚输出2.5 V左右的脉冲经倍压整流最后得到5 V左右的直流。95959696交替输出幅值约2.5 V的矩形脉冲U0,9696有脉冲时9595电压为零,该脉冲通过D1对C773充电,使C773充的电压为U0,通过D3使C770,C771上的电压为U0的一半,电容上的电压极性为左负右正;9595有脉冲时9696电压为零,该脉冲经D2对C770充电,由于此时C773左极板的电位是-U0故充电的结果是C770上出现2U0的电压,方向左正右负;9696脉冲到来9595电压为零,该脉冲又经D3对C771充电,由于C770右极板的电位是-2U0,故C771上会出现3U0的电压,并且方向是左负右正,所以下一时刻9696电位为零,C771左极板电位约为-3U0=-3×2.5 V =-7.5 V,因而C772经D4到C771的负极会有一放电电流,使C772上出现上负下正的电量,即电路的输出端对地是一负电压,由于每一只电容充电放电是交替进行的,经几个周期后,各电容上的平均电压会稳定下来,最终C772上的电压介于0与最大值-3U0之间,约为-5 V左右,当然输出电压的高低不仅与脉冲的高度有关也与脉冲的宽度有关,还与-5 V输出电流的大小有关。

(2) DC-AC-DC逆变升压电路

这种电路局部由低压直流供电,并产生自激振荡,在变压器的初级产生脉冲电流,若变压器设计成升压变压器,则次级就会输出更高的交流脉冲,该脉冲经倍压整流滤波后即可得到较高的直流电压。

如图6所示,是在小型电器中常用的DC-AC-DC直流变换电路。晶体管T与定时电容C,电阻R以及变压器Tr的初级带抽头的线圈L1,L2构成振荡电路,使T处于开关状态。故L2上流过的是直流脉冲,该部分使用的电源约为3 V,振荡电路工作后,L2上会出现峰值为3 V左右,频率约30 kHz的脉冲电压,波形如图7所示。

由于变压器次级匝数较多,故它是升压变压器,其次级会输出较高的脉冲电压,当然其频率与初级一样,后续电路为倍压整流电路,当脉冲的正半周到来时,方向上正下负,电压会经D1对C1充电,使C1上出现等于Tr次级峰值的电压,负半周到来时,电压方向相反,脉冲电压与C1上的电压之和经D2对C2充电,使C2上出现2倍的峰值电压,下一周期的正半周到来,次级电压与C1,C2上的电压合成后会经D3对C3充电,最终使C3上出现峰值的2倍压,经过n个周期后,除C1上为峰值的1倍压外其余均为2倍压,这样只要电路输出电流不太大,就可以确保从不同的位置取出峰值的1倍压、2倍压、…、n倍压的直流。

综合上述3种形式的升压电路,它们都是建立在电容储能后两极维持一定数值的电压这一基础之上。当单只电容上的电压达不到要求数值时,利用2只或2只以上的电容按一定方式进行组合,最终从电容器所在电路的某2点取出所需电压。但无论采取何种形式的变换电路,最后得到的较高电压其能量均是取自低压直流电源,即在遵从能量守恒的前提下电压转换只是电能表现形式的改变。

参考文献

[1]王佩珠,许开军.电路与模拟电子技术[M].南京:南京大学出版社,2005.

[2]秦曾煌.电工学(电子技术)[M].北京:高等教育出版社,2005.

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[4]解相吾,解文博.移动通信终端设备原理与维修[M].北京:人民邮电出版社,2005.

高压集成电路 篇5

一、电子脉冲点火器的主要性能参数

电子脉冲点火器的主要性能参数有额定工作电压、工作电流、放电周期、输出电压、放电能量、放电脉冲宽度等。

1. 工作电流是在额定工作电压时点火器正常工作所需的电流。

2. 放电周期是点火器在额定工作电压工作时, 相邻两次放电之间的时间。

3. 放电能量是点火器在放电点火时, 每次从点火针释放出来的电能。放电能量的计算公式有两种: (1) ; (2) , 从公式 (2) 可理解, 放电能量随储能电容的容值以及电容放电前的电压值增大而增大。

4. 输出电压:测定时以放电脉冲波形的正负峰值电压绝对值的最大值作为点火器的输出电压。

5. 放电脉冲宽度是点火器从放电开始到该次放电结束的时间。测定时以放电脉冲波形的第一个周期即为放电脉冲宽度。

二、交流电作输入工作电压的脉冲点火器电路

图1电路形式一般用于强排式燃气热水器的点火装置, 或用于负离子发生器的高压发生部件, 以50Hz或60Hz的交流电作为供电电源。当电路输入交流电时, 在交流电正半波, 通过电阻器R1、整流二极管D3向电容器C1充电, C1电压逐渐升高, 使可控硅V1满足上正下负的电位差, R1、D3、C1、L1及D1组成一个充电回路。交流电负半波, 通过R2、R3、C2、D2、R1组成的回路, 在R2两端形成电位差, 给可控硅的控制极G提供一个触发电压, 此时可控硅触发导通, C1储存的电荷通过V1、L1迅速释放, C1、V1及L1组成一个放电回路, 放电结束后恢复截止。可控硅的通断, 在电容器周而复始的充放电过程中, 脉冲电流在变压器T初级绕组L1两端产生交变电势, 从而在变压器次级绕组L2两端产生万伏以上的高电压。

此电路中, 不同工作电压时, 工作电流主要由限流电阻R1和电容器C1决定, 相当于C1的充电电流。为控制点火器的工作电流, 加大电阻R1的阻值似乎可行, 但这样会延长电容器C1的充电时间, 以致影响点火器的放电周期、输出电压、放电能量等其它参数, 而且电阻器是无源元件, 易耗能发热, 因此主要通过调整电容C1的容量来控制工作电流。根据瞬时充电电流, 减小电容器的容量值C, 就能减小充电电流。但电容值不能太小, 否则会缩小放电脉宽, 输出电压负荷特性不能满足要求。为使点火器可靠工作, C1的耐压值须选大于2倍的工作电压有效值。电路的放电周期是工作电压周期的1倍或n倍。除了图1的电路形式, 图2也是经常用到的高压发生电路形式, 电路原理相当, 原器件数量较少, 是有利于提高产品性价比的电路形式。

图3也是一种交流电工作电压点火器电路, D2、C1、R2组成充电回路, C1、L1及触发二极管D1组成放电回路。C1电压充电升到触发二极管的触发电压时, C1通过L1、D1放电, 完成一个充放电周期。由于触发二极管的触发电压是固定的, 点火器输出电压由D1的触发电压决定, 放电周期随输入工作电压的增大而减小。这种电路也在市场中常用到, 安全可靠, 元件用量少, 有利于控制成本。

三、直流电作输入工作电压的脉冲点火器电路

图4所示点火器电路常用于燃气灶具, 主要由振荡电路和升压电路两部分组成。以额定工作电压为DC3V为例, 在电源输入端加载额定直流电压, 经振荡电路振荡逆变, 在升压部分中升压线圈的初级绕组两端产生峰值和周期分别为约210V和120mS左右的脉冲电压, 在升压线圈的次级绕组两端产约16KV的脉冲电压。

电路中R1、D2、Q1、n1、n2为利用变压器耦合形成正反馈的自励振荡回路。由于n1、n2的相位相同, 符合正反馈条件。加载额定直流电压后, 通过R1给Q1提供一个基极电流, Q1的集电极电流开始增加, 通过n1、n2的耦合, 在n1产生感应电动势, 此电动势与电源电压叠加, 使基极电流进一步增加, 集电极电流也更趋增加, 形成强烈正反馈, 结果使Q1很快进入饱和, Q1的集电极电流不再增加, 因而n1中感应电动势将减小, Q1的基极电流也开始减小, Q1开始退出饱和区。集电极电流开始下降, 在n1中的感应电动势极性变化, 使基极电流进一步减小, 如此又形成一个正反馈过程, 结果使Q1很快进入截止状态。在n1中的感应电动势极性改变的同时, D1开始导通, n2的能量传递给n3, 待n2中磁能消耗完, Q1的基极电位又下降, 使Q1再次导通, 进入一个新的振荡周期。快速恢复开关二极管D1和C1、L1组成高压整流储能电路。根据T1各绕组的接法, n2处于电流增加阶段时, n3中的感应电动势的方向使D1不能导通, 只有当n2中电流从最大值开始减小时, n1中的感应电动势极性变化, n3的感应电势使D1导通, 并通过L1向C1充电。当C1两端电压达到触发管D3的反向触发电压时, D3由关断状态转为导通状态, 此时C1储存的电荷经D3放电, 能量迅速放掉。至此, 电容C1完成一个充、放电周期。D1、C1、L1及n3组成充电回路, C1、D3和L1组成放电回路。

这种电路的工作电流主要由电阻器R1来控制, 如果工作电流要求在DC200mA以下, 。考虑点火器正常工作电压范围DC1.8~3.6V, 选用2.7KΩ的电阻器可满足要求, 实际工作输入电流在130mA左右。输出电压由触管D3的触发电压决定, 改变工作电压值, 输出电压不变。影响放电周期的因素较多, 改变R1阻值, 或三极管Q1的β值, 或振荡变压器的绕组参数, 或电容器C1容量, 或不同触发电压值的触发管, 都将改变放电周期。放电能量主要由C1和触发二极管D3决定, 在确保一定放电能量的前提下, 主要通过调节R1、T1和Q1来控制放电周期。放电脉宽可通过调整T1的绕组参数来实现。一般情况下, 可以通过改变电阻R1阻值, 来适应不同工作电压值的要求。

图5是采用单向可控硅触发电路来取代触发二极管的点火器电路, 输出电压随工作电压的改变而改变。

四、结语

在产品开发中, 脉冲点火器选择何种电路形式, 要考虑产品实际用途、使用环境、外形要求、性价比控制、电子元件供应现状、生产工艺等要素, 做到点火器较小工作电流、适中放电周期、较高输出电压、较大放电能量等几大性能参数的综合平衡。

摘要：本文从点火器高电压发生原理出发, 探析几种常用的电子脉冲点火器高压发生电路实例, 对额定工作电压、工作电流、放电周期、输出电压、放电能量、放电脉宽等主要参数进行了阐述, 并提出了相应的性能影响方案。

关键词：脉冲点火器,工作电流,放电周期,放电能量,输出电压,放电脉宽

参考文献

[1]中华人民共和国轻工业标准。家用燃气用具脉冲点火控制器通用技术要求[S]。QB/T2365-98。

高压集成电路 篇6

关键词：高压共轨柴油发动机,喷油电磁阀,驱动电路

0引言

近10年来,中国汽车工业蓬勃发展,产量和规模已经站在了世界的前沿,迎来了高速发展的黄金期。汽车工业高速发展的同时必须面对现代化工业高速发展后带来能源短缺问题以及环境污染问题。高压共轨柴油发动机的发展能够在一定程度上解决我们所面临的问题。

电控高压共轨发动机的动力性、经济性、排放性等诸多性能取决于燃烧过程的供油规律。喷油电磁阀的开启时刻决定喷油时刻的开始,开启时长决定了喷油量。高压共轨柴油机的燃烧时间非常短暂,因此要求喷油电磁阀具备足够快的开、关能力。而电磁阀的开启时刻和开启时长以及开启速度则是由驱动电流控制,除了喷油器的机械结构影响驱动电流外,所设计的驱动电路和控制方法也影响着电磁阀驱动电流的控制精度。

根据喷油器的自身结构电器特性及对其驱动控制电流要求,对喷油电磁阀的驱动电路设计和驱动电流的控制进行了研究。本文设计了一种喷油器闭环控制的驱动电路,并进行了硬件在环实验和台架测试,实现了喷油电磁阀电流的精确控制。

1喷油器驱动电路设计

1.1喷油器电磁阀特性与驱动要求

为了打开喷油器,电磁阀需要产生一定的电磁力,而电磁力是由电磁阀本身的结构、材料和使用参数等因素决定。电磁阀的电磁力Fm的计算公式如下:

公式中的N、i、μ、δ和A分别为线圈匝数、线圈电流、磁导率、气隙长度和电磁阀吸合面积。当电磁阀材料等参数确定以后,电磁力的大小主要由线圈电流i和气隙长度δ决定。假设在磁芯材料没有达到磁饱和状态或者处于磁饱和临界范围的情况下,忽略导磁材料的各种因素的影响,则电磁力与输入线圈电流i的平方成正比,当喷油器选定后,喷油器电磁阀的本身材料和结构参数已经确定,故只考虑电流对电磁力的影响,当电磁阀磁芯材料未达到饱和状态时,电磁阀的电流越大,电磁力也越大。而要使线圈电流在短时间内迅速增大,就要求di/dt足够大。并且为了保证喷油器的寿命和可靠性,要求通过电磁线圈的电流不能一直较大。

根据对喷油器的驱动要求分析,需要一个Peak&Hold电流波形来驱动喷油器,电磁阀的控制可以分为五个阶段。如图1所示。

第一阶段:为了使电磁阀迅速打开,对电磁线圈输入一个48V的高压使线圈电流迅速上升到18A的大电流。第二阶段:通过24V输入电压和反馈电流使电磁线圈电流保持在18A,持续的大电流能使电磁阀快速打开。第三阶段:电磁阀从大电流过度至保持电流阶段。第四阶段:为了降低能耗,防止烧坏电磁铁的线圈,将最大电流降低到维持电流12A。第五阶段:电磁铁断电,电磁阀衔铁在复位弹簧的作用下,关闭球阀,针阀落座。

1.2电磁阀驱动方法

为了使电磁阀的电流达到理想的Peak&Hold波形,采用双电压脉冲调制式驱动电路。其原理图如图2所示。

双电压24V和48V分别来自蓄电池和48V升压电路。24V和48V两个输出脉冲信号通过两个高端MOS管控制喷油器电磁阀接通24V或是48V。选缸信号通过控制喷油器低端的MOS管控制各缸喷油器的开启和关闭。下边的电流检测芯片通过和软件结合稳定电流。例如,为了使喷油器针阀开启电流稳定在18A,当48V电源把电磁阀线圈电流拉升到18A时,电压切换到24V,当电流小于17A时,24V输出脉冲信号输出高电平使24V给电磁线圈供电,使电流上升到19A,当电流大于19A时,24V输出脉冲信号输出低电平使切断电磁线圈24V供电。因此就可以把电流稳定在17A到19A之间。

1.3喷油电磁阀驱动电路设计

喷油器驱动电路主要包括MOS管驱动电路、反向电动势控制电路和电流检测电路。

1MOS管驱动电路。

由于控制信号输出的是微弱信号,不能直接驱动喷油器电磁阀,于是需要设计MOS管的驱动电路。TLE6282G是英飞凌生产的一款适合于大电流直流电刷电机和喷油器驱动的芯片,可以适用于12,24和42V的电源。它的两个半桥可以独立操作,甚至可以在不同的电压下进行操作。因此该芯片用作喷油器电磁阀驱动的栅极驱动器,其应用电路如图3所示。

驱动电路采用两片TLE6282G驱动芯片。芯片的13管脚为控制高端48V的MOS管,C28为电荷泵使芯片的13管脚输出电压比MOS管的低端电压高15V左右。芯片的11和20管脚控制两个低端MOS管,也就是控制喷油器的选缸。

2反向电动势控制电路。

由于电磁阀为感性负载,当喷油器关断时,电磁线圈会产生很高的感生电动势。因此要设计反向电动势控制电路。有很多种反向电动势控制电路,例如二极管抑制电路、二极管-电阻抑制、电阻-电容-二极管抑制、稳压二极管TVS抑制电路。本文采用稳压二极管TVS抑制电路来进行感生电动势的泄流。在电磁线圈的高端和低端分别反接一个51V的稳压二极管TVS来进行泄流。

3电流检测电路。

为了达到喷油器电磁阀驱动电流的要求,实现PeakHold的电流波形,则需要对流过电磁阀的电流进行闭环控制,才能有效、准确地控制电流,通过对喷油电磁阀的电流进行采样,作为闭环控制的反馈信号,利用软件,控制电流大小。为了得到反馈信号,则需要对电流进行采样,设计相应的电流采样电路。本文采用的是精密电阻检测采样,利用流过电阻的电流使得电阻两端的电压变化,通过放大器把微弱的信号放大成所需的电压范围,检测电流值。电路图4所示。

2实验设计分析

2.1实验设计

用所设计的驱动电路板进行台架试验。分析电磁阀的实际电流波形的几个重要参数和控制方式的优点。

此次实验的软件部分是由我们实验室的软件组提供,喷油信号有TC1728的GPTA模块提供,电流反馈信号有A/D模块进行收集分析。

如图5所示为驱动板的台架实验图,将云内动力YN38的BOSCH的ECU拆除,换上自主设计的线束,控制器为TC1728的开发板,PC机通过UDE给开发板烧写发动机控制程序且监控各个变量值。本次台架试验进行了发动机由启动至怠速的实验。

2.2实验结果及分析

一切准备就绪,给驱动板、开发板上电,启动发动机,当启动电机拖动发动机到150转每分钟时MCU开始判缸。如图6所示为启动怠速过程中的判缸结果,该图来源于PC机中的UDE调试软件所监控的判缸结果。可以看出程序正确的判断出1、3、4、2的喷油次序。

MCU根据判缸结果和传感器信号识别发动机工况计算出合理的控制信号至各个执行器,发动机最重要的执行器喷油器的控制信号和电磁线圈的喷油波形如图7所示,示波器3通道为48V开关信号,1通道为24V抖动信号,4通道为喷油器电磁阀电流波形。可以看出电流波形在不到100us的时间里从0A拉升到20A,然后在50us由Peak阶段转换到Hold阶段,最后完成快速关断。可以得出Peak&Hold电流波形完全满足喷油器驱动要求。

由于正确的判缸结果和满足要求的Peak&Hold电流波形,所以发动机顺利启动。发动机转速迅速上升到800转每分的怠速工况并保持平稳运行。且无敲缸、冒黑烟现象。可以得出所设计的高压共轨驱动板可以满足发动机的控制需求,可用于电控系统开发阶段的测试。

参考文献

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[3]黄茂杨,张靖,翟羽健.共轨式柴油机用高速电磁阀特性研究[J].仪器仪表学报,2004,8(4):29-31.

[4]魏朝廷.柴油机高压共轨系统电子控制单元硬件的研究与开发[D].昆明:昆明理工大学,2014.

[5]尹存源.高压共轨柴油机ECU硬件研究与开发[D].昆明:昆明理工大学,2015.

[6]Infineon Technologies.Peak&Hold Current Shape generated by Tri Core derivative TC1775[EB/OL].(2002-09).http://www.infineon.com.

高压集成电路 篇7

1 高压电路分析

高压电路由供给电源、高压变压器、整流滤波电路、充电电路、PFN网路电路、放电电路, 脉冲变压器、速调管组成。供给电源、高压变压器、整流滤波电路为充电电路提供高压 (高能模式13KV, 1.3A或11KV, 1.6A) , 充电电路由充电电感、DQ闸流管、充电二极管构成, 为PFN网路电路提供所需的能量, PFN电路由非线性元件电感、电容组合构成, 储存来自充电电路的能量, 放电电路由放电闸流管、高压电缆、脉冲变压器构成, 其主要作用是通过放电闸流管、高压电缆、脉冲变压器初级释放储存在PFN电路中的能量, 并通过脉冲变压器次级提供给速调管, 速调管的主要作用是放大由微波源提供的低功率的微波[1], 该微波通过波导管传输到加速管, 为电子枪注入到加速管的电子提供加速场。其中, 在充电电路中设计了一个过流检测电路, 主要防止充电电流过大, 损坏充电电路及后续的相关电路, 在放电电路中设计了调制检测电路, 检测由于后续负载不匹配与PFN网路电路输出阻抗不匹配引起的反射电流。

2 连锁分析及解决方法

2.1 HVOC连锁分析及检修方法

HVOC为High–Voltage Over Currents的缩写, 当高压充电电流的峰值超过7A或者高压充电电流的均值超过1.5A时[2], 都会提示HVOC连锁, 并中断治疗。该检测信号由一个1欧姆的电阻提供, 发生该连锁一般是由于充电电路和PFN网络电路漏流引起的, 重点检查PFN网络电路及放电电路中的电容, 放电回路中放电闸流管的工作状态, 在检查闸流管的工作状态时, 应先测量闸流管的第2栅极对地的电压, 一般低于25V, 若是超过此值, HVOC连锁频繁的出现, 建议更换闸流管。在检查过电容、闸流管等相关元件正常后, 应检查HVOC连锁的检测电路及信号调制电路。

2.2 MOD连锁分析及检修方法

MOD为Modulator前三个字母的缩写, 意为该故障发生在高压调制电路 (即PFN电路、放电电路) 中, 当PFN电路与放电电路阻抗不匹配时, 引起PFN电路反向充电引起的, 该检测信号由一个环形电流感应线圈提供。针对该连锁的检修主要分四部分检查, 在测试过程期间, 应将电压调制器选择最低档, 剂量率选择最低, 能量选择最低电子线, 加载的时间要短, 防止引起正常元器件损坏。

2.2.1 调制柜部分

主要检查放电电路及检测电路中各个元器件, 在检修过程中, 可直接断开调制柜中高压电缆, 连接一匹配阻抗后加载测试, 若是无MOD连锁, 则故障应在后续电路中, 应继续检查, 否则, 可断定故障就在调制柜部分。

2.2.2 高压电缆

由于长时间运行, 高压电缆的耐压降低, 引起阻抗不匹配。判断电缆性能好坏的最直接方法, 在判定调制柜部分无故障的前提条件下, 脱开高压电缆与脉冲变压器端的连接, 并在高压电缆端连接一匹配阻抗后加载测试, 若是无MOD连锁, 则故障应在后续电路中, 应继续检查, 否则, 可断定故障就在高压电缆部分, 更换电缆。

2.2.3 脉冲变压器、速调管部分

对脉冲变压器, 则应用仪器对其相关电路中的元器件进行测量, 并与正常值比较, 差别大则应考虑更换脉冲变压器;对于速调管来讲则应先测量速调管的灯丝电压值是否正常, 并观察灯丝电压从零到规定值的时间, 并与正常值比较, 差别大则应考虑更换速调管。

2.2.4 检测电路

该部分电路若是出故障, 则在开机时不出射线的状态下, 就会出现MOD连锁, 这是可重点检查检测电路。由于医用加速器是集光学、电子学、机械学、计算机科学等多门学科于一体的设备仪器, 所以对维修医用加速器的工程师有不同于其它设备维修工程师的要求。在检修过程中, 工程师应先确定连锁信号的真伪, 即连锁信号是由检测电路故障引起的还是由于实际的工作参数引起的, 然后根据判断再做进一步检修, 避免走弯路, 浪费时间和精力。

参考文献

[1]顾广本.医用加速器, 2009:78.

高压集成电路 篇8

在电子帘加速器等系统的加速级中,常常使用高压倍压整流器,通过倍压整流产生数百千伏的高压为电子束流提供较高的加速电压[1,2],倍压整流的初级电压常常通过以下两种方式获得:一、通过工频交流直接馈入;二、通过开关对直流进行高频斩波调制成高频方波脉冲馈入。

在第一种方法中,由于使用的是工频交流,因此需要使用工频升压变压器,从而使整个系统的体积变得庞大,同时由于同电网直接相连,电网上电压的起伏、高频谐波成分都会影响输高压的性能。因此,随着新的电力变换拓扑模式的发展,这种方法渐渐弃之不用。一开始我们试图采用第二种方法,然而,在调试过程中,当电压倍加到100kV左右,经常出现打火现象,甚至将电容、高压硅堆等器件击穿,多次更换电容、高压硅堆等器件和对各种支承结构进行光洁处理后仍然如此,因此基本上可以排除是由于器件、结构的缺陷造成这种现象。经过分析后认为,通过开关对直流进行高频斩波调制成高频方波脉冲馈入虽然有直流稳压环节,然而,由于高频斩波调制成的方波脉冲含有丰富的高次谐波,高次谐波有可能与次级的倍压回路构成谐振回路,激起很高的谐振电压从而在电路或支承部件曲率半径较小的连接处形成较高的电场强度,产生打火或损坏电容、高压硅堆等倍压器件,因此除对电路或支承部件曲率半径较小的连接处作光洁度处理外,消除倍压回路的谐振是解决问题的根本途径。下面对第二种情况作简要的物理分析。

2 充电回路串联谐振理论分析

倍压电路的原理如图1所示,为了方便分析,我们仅画出了两级倍压电路:

图1中,为了分析方便忽略了充电回路的微量电阻,考虑到原副边漏感、分布电感等因素后副边的等效电路如图2所示。图2中V为原边折算到副边的电压,V=nV0,其中n为变压器变比,L为倍压回路的电感,L=n2L0+L1+L2,式中n2L0为自原边折算过来的漏感,L1、L2分别为副边的漏感和分布电感,考虑到本系统中变压器变比较大,因此自原边折算过来的漏感和副边的漏感贡献较大,分布电感L2可以忽略。

很显然,当馈入的交变电压极性无论是上正下负还是相反的状态,倍压回路均是LC谐振电路,假定在图1～2中C1=C2=C,在馈入的交变电压极性为上正下负时,在半个充电周期内,其电路谐振角频率为

$\theta =\frac{1}{\sqrt{LC}}(1)$

对于相反的状态,有

$\theta =\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{LC}}(2)$

由此可知,对于M级倍压电路,无论极性在何处,在半个充电周期内,其谐振角频率皆为

$\theta =\frac{1}{\sqrt{LC/{\rm M}}}(3)$

下面我们分析馈入交变电压为连续方波情况下,电路的谐振情况,连续方波的波形如图3所示。

显然,这是一个周期为2T的奇函数,其傅立叶展开项系数为

$\{\begin{array}{l}a{}_{{\rm K}}=0\\ b{}_{{\rm K}}=\frac{2A}{{\rm K}\pi }(1-\cos {\rm K}\pi )\end{array}{\rm K}\in {\rm N}(4)$

从而

$f(t)={\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }\frac{2A}{{\rm K}\pi }}(1-\cos {\rm K}\pi )\sin \frac{{\rm K}\pi t}{{\rm T}}(5)$

可以看出,连续方波包含诸多奇次项频率成份,并且幅值与1/k成正比。

由于充电回路是一个LC谐振电路,而连续方波包含诸多奇次项频率成份,因此如果漏感、电容等参数的选择不当,将有有可能使某一项频率处在LC谐振电路的谐振频率上或附近,可以预料,只要该频率成份与基频的幅值相比不是很小,将有可能与LC电路产生谐振,从而激起较高的谐振电压。

3 谐振参量的估算

下面以我们的倍压系统为例,对采用方波馈入的倍压电路的谐振情况作粗略的分析,倍压电路的各参数如下:

高频变压器初级馈入电压V0=500V,次级电压V=nV0=20kV,充电电容C=6nF,耐压值为50kV,高压硅堆反向耐压值为35kV,脉冲变压器副边漏感和原边折算到副边漏感约为10mH,脉冲的频率约为25kHz,当二倍压时,由此我们可以估算出极性上正下负时,电路的谐振角频率为

$\theta =\frac{1}{\sqrt{LC}}=1.3\times 10{}^5\text{Η}\text{z}(6)$

极性上负下正时,

$\theta =\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{LC}}=1.8\times 10{}^5\text{Η}\text{z}(7)$

而由式(5)可知,频率为25kHz连续方波,其基频为25kHz,因此由(6)、(7)二式可知,极性上正下负或上负下正时倍压回路谐振频率分别处在大约5次和7次谐波附近,5次和7次谐波的幅值分别相当于基频的1/5和1/7,显而易见,这是一个不能忽略的量值,经计算此时电容上的谐振电压约为62kV,尤其需要注意的是,当充电极性由上正下负变成上负下正时,充电二极管D1上已经承受了V=NV0=20kV的反向电压,电容C1上也承受了同样的电压,因此谐振时激起的高压将极有可能将器件击穿或产生打火现象。

以上我们是在二级倍压的情况下所作的分析,系统共有12级倍压,由式(3)可知,在第12级倍压电路充电时,电路的谐振角频率为:

$\theta =\frac{1}{\sqrt{LC/{\rm M}}}=4.5\times 10{}^5\text{Η}\text{z}(8)$

该角频率虽处在第17或19次谐波附近,但其幅值仅相当于基频的5%,虽然有谐振存在,但危害已经不大了。

4 串联谐振变换器的充电

考虑到有可能存在的谐振因素后,我们选择了串联谐振变换器作为充电电源,其原理如图4所示,有关串联谐振变换器各种工作模式下谐振回路电流与电压的方程,有关文献已经作了详尽的分析[3,4,5,6,7],本文不再赘述,值得一提的是,由于本系统的负载是电容,串联谐振变换器很适合对小容量电容负载实施等台阶恒流线性充电[8]。

下面介绍本系统的相关情况,在本系统的串联谐振变换器中,谐振电感值为35μH,变压器次级折算到初级的漏感为25μH,谐振电容为0.22μF,因此,谐振频率约为35kHz,我们将开关的频率设置在19kHz,因此谐振变换器工作在CCM模式,并且已经远离了倍压回路的谐振频率,其电流波形图如图5所示。

图5中方波形为一对桥臂的驱动波形,准谐振波形为谐振回路的电流波形。升压变压器的变比为1∶40,谐振电压峰值为500V,因此,空载时在次级可获得20kV的峰值电压,倍压回路由12级构成,系统安装运行后,经实测,空载时最高可获得240kV的直流高压,纹波成分约在1%左右,图6为高压倍压整流器的外观实物图。

5 结论

从以上的分析可知,通过开关对直流进行高频斩波调制成高频方波脉冲馈入的充电方式,方波脉冲中的高次谐波有可能与次级的倍压回路构成谐振回路,从而激起很高的谐振电压产生打火或损坏电容、二极管等倍压器件。而谐振变换器输出的电流是一个近似单一频率的周期函数,因此,当馈入电压为准正弦波时,由于准正弦波的频率单一,通过对升压变压器和充电电容参数的选择,我们总能使倍压回路的谐振频率远离准正弦波的频率,从而可以有效地克服这种缺陷,另一个需要说明的是,由于串联谐振电路有一个固有的特性阻抗,因此,其抗短路的性能非常好,这个性能对于高压系统是非常重要的。

摘要：高压倍压整流器常常应用于电子帘加速器等系统的加速级中,如果倍压整流系统的馈入电压采用方波通过脉冲变压器初步升压再进行倍压整流,方波中包含的某些频率成份可能与由变压器漏感和充电电容构成的串联谐振回路产生谐振,激起瞬间高压,从而产生打火现象或击穿二极管、电容等器件,文章分析了一种高压倍压整流器馈入为方波倍压整流时打火的机理,并介绍了用串联谐振升压变换器作为充电电源的方案。

关键词：傅立叶展开,谐振,倍压整流,串联谐振

参考文献

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