高压驱动（共5篇）
高压驱动 篇1
现代电力电子技术的发展使得半导体固态开关的耐压等级和通流能力有了极大的提高,近年来在脉冲功率开关技术中应用也越来越多,固态开关调制器相比传统调制器的开关重复频率高,并且能够调节脉冲宽度和重复频率,优势十分明显[1]。其中绝缘栅双极型晶体管(IGBT)具备开关频率高、导通压降小等优点,在固态开关调制器中使用广泛,特别是单管IGBT,封装一致、价格相对低、通用性强。
但是脉冲功率开关技术有如下特点:运行电压高(数k V到数百k V)、导通时间短、峰值功率大、高频连续开关工作。单管IGBT耐压和通流能力有限,在脉冲功率固态开关中多以串并联形式应用,如果单管IGBT的耐压为1 200 V,在几十k V的调制器中就需要100~200级单管串联才能实现,为了减少由于PCB布局产生的开关驱动延时,各级单管就近单独配驱动电路,驱动电路采用光信号接收器直接接收开关信号。
由于固态开关悬浮于高电压上,驱动电路的低压电源必须做到隔离,常规设计一般采用隔离变压器,但是隔离变压器工作频率低,副绕组数量少,导致体积大线路复杂,当固态开关使用多级IGBT串联实现时,大量使用隔离变压器会影响整个PCB的体积和分布参数[2]。
如何设计出体积小、精度高的多路驱动电源,是目前脉冲功率固态开关隔离驱动电源需解决的问题。本文介绍了电流母线形式和串联谐振逆变方法隔离驱动电源的设计方法,研制出几百路输出为DC 20 V、总功率约500 W的驱动电源样机,运行良好。
1 总体设计
本文所述高压隔离驱动电源采用电流母线的形式,系统原理框图如图1所示。
系统组成分为输入电路、串联谐振主回路、控制电路、采样电路、输出隔离变压器、全桥整流电路。
电流母线流过高频交流电源,从环形磁芯中穿过构成变压器初级,环形磁芯上缠绕几组相同匝数的次级线圈经整流后形成一路隔离电源,多个环形磁芯串在一起在次级实现多路的隔离驱动电源,后接驱动板控制固态开关通断。电流母线采用耐高压电缆,与磁芯的绝缘材料共同实现电位隔离。
变压器初级采用高频交流逆变电源,提高频率可以减小变压器体积,但同时也可能增加开关损耗,因此主回路加入谐振网络改善输出电流波形,改变回路阻抗性质,为开关管提供软开关条件[3],变压器次级有若干路绕组,各输出经各自整流电路后为固态开关供电。
采样电路将电流信号送至控制电路,构成输出逆变输出反馈;控制电路产生高频驱动信号,并根据电流反馈闭锁或使能驱动信号。
2 主电路
本文设计的隔离驱动电源采用半桥串联谐振逆变电路,主回路如图2所示。
前端直流电源采用AC 220 V整流滤波而来,中间加软启电路,防止上电瞬间电容充电电流过大;C1,C2为分压电容,并联相同的分压电阻,稳态时两端电压相同,中点电压为E/2。
Q1,Q2为IGBT,选用半桥模块,分别反并联二极管D1,D2;LS和CS分别为谐振电感和谐振电容;直流输入电压经半桥逆变成方波;LS和CS构成串联谐振实现开关管Q1和Q2的软开关,减少开关损耗[3,4,5]。
半桥串联谐振逆变电路相比全桥电路相比,减少了开关管的数目,同时IGBT承受的电压应力小,整个电路结构简单,容易控制。
后端为电流母线穿过数个磁环,形成1个变压器,电流母线做原边,每个磁环上绕适当的匝数作为副边,副边电流经过整流滤波就可以成为1组隔离驱动电源。该变压器设计原理与LLC串联谐振变压器相同,根据变压器副边侧每一路驱动电源的输出电压和变压器原边侧直流母线电压的比值,初步设计变压器原副边匝比,根据输出功率和输出电压确定负载等效阻抗,初步确定变压器原副边电流;变压器副边输出后接全桥整流电路及滤波电路,输出所需驱动电源。
由于采用了高压原边电缆和高压磁环,驱动电源能够实现固态开关和驱动电源的高压隔离。
3 控制电路
控制芯片采用Motorola公司的高性能谐振控制芯片MC33067,驱动控制电路如图3所示。
芯片管脚12和管脚14分别为两路输出信号,产生IGBT门极驱动信号,分别为主电路上下桥臂的驱动,为避免上下桥臂直通,两路驱动信号应设置死区时间Td,Td由芯片16脚外接的定时电阻RT和定时电容CT计算确定:
驱动信号频率可以通过调整串接于芯片管脚3和管脚6之间的调频电阻RVFO进行调节,其实质是改变流经RVFO的电流大小;芯片管脚9为使能端,低电平时芯片无输出,此管脚可作为保护端口。
芯片管脚12和管脚14输出驱动信号后各自经过与门输出,电压反馈信号VF和参考电压VREF构成比较电路,连同后端晶体管T1和T2构成反馈控制回路,当VF>VREF时比较电路输出为低电平,T1工作于截止区,T2工作于饱和区,驱动信号与门的输入经二极管和T2被拉至低电平,驱动电路无驱动信号输出,串联谐振逆变回路内部能量振荡衰减,当VF<VREF时正好相反,T1工作于饱和区,T2工作于截止区,串联谐振逆变电路正常运行,这样形成一个闭环,可以实现输出电压“自停自补”,为避免比较器频繁翻转,调节反馈电阻构成所需滞环,根据后端调制器固态开关驱动所需电源电压设定参考电压值VREF,能够得到稳定输出电压。
电流采样电路如图4所示。
流经电流母线的交流电经互感器,在互感器副边形成与互感器原副边匝比有关的交流电流,经整流桥整流后在电阻R1上形成电压信号,再经后端分压电路形成采样信号VF+和VF-送至差分放大电路,选取电阻R4,R5,R6,R7阻值相同,输出电压信号VF大小由下式计算:
4 样机试验
本样机为某固态开关调制器提供数百路高压隔离驱动电源,总功率约500 W,输出电压DC 20 V。
样机结构设计分为两部分:高频辅电单元和高压隔离单元。高频辅电单元包括整流、高频逆变和采样控制;高压隔离单元包括隔高压直流母线、隔离变压器和全桥整流。
高频辅电单元输出高频交流直接接入高压隔离单元的电流母线,电流母线采用硅橡胶高压电缆,环形磁芯外套以环氧树脂材料的护罩,保证高压电位隔离,全桥整流滤波后作为驱动电源。
高频串联谐振逆变电源输入单相交流电压,磁芯选用高磁密度、矫顽力小以及损耗小的非晶软磁材料,需要几十个磁环,根据输入输出电压关系,磁环原副边匝比n=N2/N1=8。
串联谐振逆变主回路开关管选用BSM100GB120DN2半桥模块,耐压1 200 V,谐振电感LS=53μH,谐振电容CS=450 n F,主回路谐振频率,对串联谐振逆变电路分析可知,当开关频率时,主回路谐振电流断续[6],开关管为零电流开通,零电流/零电压关断,开关损耗低且干扰小,电路具有电流源性质,因此控制电路频率电阻RVFO=6.2 kΩ,开关频率fs=15.8 k Hz,死区电阻RT=3 kΩ,死区电容CT=10 n F,由式(2)计算得出死区时间Td=10.44μs。
IGBT两端电压和电流波形如图5所示,电流断续,开关管工作于软开关状态。
图6为闭环控制自停自补测试波形,波形①为IGBT上桥臂驱动信号波形,由图可见正常工作时驱动信号周期性间断封锁,例如在t1到t2时刻,驱动信号停止输出;波形②为主回路电流波形,在主回路IGBT驱动信号存在时,主回路串联谐振,变压器原边流过高频交流电,IGBT驱动封锁后,串联谐振主回路无电流;波形③为每一路变压器副边整流滤波后电压波形,在t1时刻,电流采样回路VF>VREF,驱动信号被封锁,谐振电流中断,输出电压开始降低,到t2时刻,电流采样回路VF<VREF,驱动信号恢复,谐振电流恢复,输出电压开始逐渐增长,如此滞环控制实现自停自补,输出电压被稳定在设计值,滞环的宽度决定了输出电压的纹波大小。
交流输入额定AC 220 V时,控制电路自停自补时间为460μs,高压隔离电源每一路输出为20.64 V,直流纹波电压为0.8 V,示波器测得波形如图7所示。
实验输出结果证明了设计的科学性及有效性,达到了设计目的。
5 结论
经过样机试验验证,本文设计的驱动电源运行稳定,实现了高压隔离、体积轻巧、功耗小,可实现多路输出,且一致性好、精度高、误差小,控制简单方便。在基于多级IGBT串并联的脉冲功率高压固态开关应用中,是较为理想的高压隔离驱动电源。
参考文献
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[4]胡先东,高俊宁,葛立峰.半桥LLC谐振变换器的参数优化设计[J].电力电子技术,2013,47(7):101-103.
[5]唐瑶,王志强,李国峰.基于LCC谐振变换器的高压直流电源设计[J].电力电子技术,2012,46(4):4-7.
[6]赵卫东,罗进,冯德仁.串联谐振式高压直流电源设计[J].电源技术,2011,35(6):717-719.
高压驱动 篇2
目前,内高压成形技术在欧洲、北美、日本、韩国等国家和地区的汽车行业中得到了广泛的应用;汽车桥壳是汽车的主要承载构件之一,要求具有足够的强度和刚度。该类制件几何尺寸大,两端和中部截面相差大,中间部分(桥包)形状复杂,横截面上有较小的过渡圆角。目前,汽车桥壳主要用铸造方法、冲压焊接方法制造,铸造件强度、刚度较大,壁厚分布好,但质量大、费材耗能、生产有污染,而且工艺不易控制;冲压焊接件质量轻,壁厚单一,强度刚度低,使用中存在漏焊、漏油、断裂等现象。管材液压胀形工艺由于具有简化制造工艺、减轻制件质量、提高制件强度刚度等优点,已经广泛用于航空、航天和汽车等领域。
1、桥壳不同制造工艺的比较分析
从桥壳制造的工艺不同,也具有不同的优缺点,以及应用范围:
2、桥壳内高压成形工艺方案设计
2.1 确认模型
2.2 确认材料
桥壳受力情况复杂,宜采用低合金高强度结构钢管
2.3 主要工艺参数分析
从下图中可以看出,桥壳左右、上下基本呈对称结构,后面因有凸包而使前后呈不对称结构,图中A值约为ΦD值的3～4倍,H值也接近或超过ΦD值。从等效直径来看,中间凸包的等效直径也为端部直径的3～4倍。
基于所选材料的机械性能,仅通过内高压成形中间的凸包是非常困难的,因为通常情况下材料的拉伸率超过了200%(假设材料是均匀变形),这远远超出了材料可承受的极限。因此,在实际加工过程中,可考虑采用较大直径的管子,先将管子两端缩管,满足端部管子直径的要求,然后内高压成形中间凸包部分。
2.4 设计工序方案,确定工序流程
整体内高压成形
结合零件的结构及形状,确定的工序方案如下:
缩管(一次或多次)预成形(一次或两次)预冲压最后成形
2.5 与焊接桥比较
桥壳的整体刚性和强度会更好,减少了大量焊接工作量,内部应力小,工件的抗疲劳强度大大增强;缺点是成形相对困难,模具及产品成本较高。
3、桥壳内高压成形工艺参数分析
3.1 建立有限元分析模型
3.2 制定方案,寻找并优化内压加载路径,确立合理的补料量
3.3 在步骤2的基础上,对加载路径进行多目标优化
①成型评估
典型界面成形过程4、分析结论
②预成形分析结果(部分)
3最后成形分析结果（部分）
4、分析结论
1、必须设计合理的成形过程。成形次数过多,导致模具成本过高,生产效率降低;反之,则不易成形。
2、中间成形形状应合理选择并进行优化,否则,不易成形。
3、内压加载路径和补料量设计合理,二者之间的匹配关系恰当。否则,容易出现起皱、屈曲、开裂等成形缺陷,导致成形失败。
参考文献
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高压驱动 篇3
关键词：高压共轨柴油发动机,喷油电磁阀,驱动电路
0引言
近10年来,中国汽车工业蓬勃发展,产量和规模已经站在了世界的前沿,迎来了高速发展的黄金期。汽车工业高速发展的同时必须面对现代化工业高速发展后带来能源短缺问题以及环境污染问题。高压共轨柴油发动机的发展能够在一定程度上解决我们所面临的问题。
电控高压共轨发动机的动力性、经济性、排放性等诸多性能取决于燃烧过程的供油规律。喷油电磁阀的开启时刻决定喷油时刻的开始,开启时长决定了喷油量。高压共轨柴油机的燃烧时间非常短暂,因此要求喷油电磁阀具备足够快的开、关能力。而电磁阀的开启时刻和开启时长以及开启速度则是由驱动电流控制,除了喷油器的机械结构影响驱动电流外,所设计的驱动电路和控制方法也影响着电磁阀驱动电流的控制精度。
根据喷油器的自身结构电器特性及对其驱动控制电流要求,对喷油电磁阀的驱动电路设计和驱动电流的控制进行了研究。本文设计了一种喷油器闭环控制的驱动电路,并进行了硬件在环实验和台架测试,实现了喷油电磁阀电流的精确控制。
1喷油器驱动电路设计
1.1喷油器电磁阀特性与驱动要求
为了打开喷油器,电磁阀需要产生一定的电磁力,而电磁力是由电磁阀本身的结构、材料和使用参数等因素决定。电磁阀的电磁力Fm的计算公式如下:
公式中的N、i、μ、δ和A分别为线圈匝数、线圈电流、磁导率、气隙长度和电磁阀吸合面积。当电磁阀材料等参数确定以后,电磁力的大小主要由线圈电流i和气隙长度δ决定。假设在磁芯材料没有达到磁饱和状态或者处于磁饱和临界范围的情况下,忽略导磁材料的各种因素的影响,则电磁力与输入线圈电流i的平方成正比,当喷油器选定后,喷油器电磁阀的本身材料和结构参数已经确定,故只考虑电流对电磁力的影响,当电磁阀磁芯材料未达到饱和状态时,电磁阀的电流越大,电磁力也越大。而要使线圈电流在短时间内迅速增大,就要求di/dt足够大。并且为了保证喷油器的寿命和可靠性,要求通过电磁线圈的电流不能一直较大。
根据对喷油器的驱动要求分析,需要一个Peak&Hold电流波形来驱动喷油器,电磁阀的控制可以分为五个阶段。如图1所示。
第一阶段:为了使电磁阀迅速打开,对电磁线圈输入一个48V的高压使线圈电流迅速上升到18A的大电流。第二阶段:通过24V输入电压和反馈电流使电磁线圈电流保持在18A,持续的大电流能使电磁阀快速打开。第三阶段:电磁阀从大电流过度至保持电流阶段。第四阶段:为了降低能耗,防止烧坏电磁铁的线圈,将最大电流降低到维持电流12A。第五阶段:电磁铁断电,电磁阀衔铁在复位弹簧的作用下,关闭球阀,针阀落座。
1.2电磁阀驱动方法
为了使电磁阀的电流达到理想的Peak&Hold波形,采用双电压脉冲调制式驱动电路。其原理图如图2所示。
双电压24V和48V分别来自蓄电池和48V升压电路。24V和48V两个输出脉冲信号通过两个高端MOS管控制喷油器电磁阀接通24V或是48V。选缸信号通过控制喷油器低端的MOS管控制各缸喷油器的开启和关闭。下边的电流检测芯片通过和软件结合稳定电流。例如,为了使喷油器针阀开启电流稳定在18A,当48V电源把电磁阀线圈电流拉升到18A时,电压切换到24V,当电流小于17A时,24V输出脉冲信号输出高电平使24V给电磁线圈供电,使电流上升到19A,当电流大于19A时,24V输出脉冲信号输出低电平使切断电磁线圈24V供电。因此就可以把电流稳定在17A到19A之间。
1.3喷油电磁阀驱动电路设计
喷油器驱动电路主要包括MOS管驱动电路、反向电动势控制电路和电流检测电路。
1MOS管驱动电路。
由于控制信号输出的是微弱信号,不能直接驱动喷油器电磁阀,于是需要设计MOS管的驱动电路。TLE6282G是英飞凌生产的一款适合于大电流直流电刷电机和喷油器驱动的芯片,可以适用于12,24和42V的电源。它的两个半桥可以独立操作,甚至可以在不同的电压下进行操作。因此该芯片用作喷油器电磁阀驱动的栅极驱动器,其应用电路如图3所示。
驱动电路采用两片TLE6282G驱动芯片。芯片的13管脚为控制高端48V的MOS管,C28为电荷泵使芯片的13管脚输出电压比MOS管的低端电压高15V左右。芯片的11和20管脚控制两个低端MOS管,也就是控制喷油器的选缸。
2反向电动势控制电路。
由于电磁阀为感性负载,当喷油器关断时,电磁线圈会产生很高的感生电动势。因此要设计反向电动势控制电路。有很多种反向电动势控制电路,例如二极管抑制电路、二极管-电阻抑制、电阻-电容-二极管抑制、稳压二极管TVS抑制电路。本文采用稳压二极管TVS抑制电路来进行感生电动势的泄流。在电磁线圈的高端和低端分别反接一个51V的稳压二极管TVS来进行泄流。
3电流检测电路。
为了达到喷油器电磁阀驱动电流的要求,实现PeakHold的电流波形,则需要对流过电磁阀的电流进行闭环控制,才能有效、准确地控制电流,通过对喷油电磁阀的电流进行采样,作为闭环控制的反馈信号,利用软件,控制电流大小。为了得到反馈信号,则需要对电流进行采样,设计相应的电流采样电路。本文采用的是精密电阻检测采样,利用流过电阻的电流使得电阻两端的电压变化,通过放大器把微弱的信号放大成所需的电压范围,检测电流值。电路图4所示。
2实验设计分析
2.1实验设计
用所设计的驱动电路板进行台架试验。分析电磁阀的实际电流波形的几个重要参数和控制方式的优点。
此次实验的软件部分是由我们实验室的软件组提供,喷油信号有TC1728的GPTA模块提供,电流反馈信号有A/D模块进行收集分析。
如图5所示为驱动板的台架实验图,将云内动力YN38的BOSCH的ECU拆除,换上自主设计的线束,控制器为TC1728的开发板,PC机通过UDE给开发板烧写发动机控制程序且监控各个变量值。本次台架试验进行了发动机由启动至怠速的实验。
2.2实验结果及分析
一切准备就绪,给驱动板、开发板上电,启动发动机,当启动电机拖动发动机到150转每分钟时MCU开始判缸。如图6所示为启动怠速过程中的判缸结果,该图来源于PC机中的UDE调试软件所监控的判缸结果。可以看出程序正确的判断出1、3、4、2的喷油次序。
MCU根据判缸结果和传感器信号识别发动机工况计算出合理的控制信号至各个执行器,发动机最重要的执行器喷油器的控制信号和电磁线圈的喷油波形如图7所示,示波器3通道为48V开关信号,1通道为24V抖动信号,4通道为喷油器电磁阀电流波形。可以看出电流波形在不到100us的时间里从0A拉升到20A,然后在50us由Peak阶段转换到Hold阶段,最后完成快速关断。可以得出Peak&Hold电流波形完全满足喷油器驱动要求。
由于正确的判缸结果和满足要求的Peak&Hold电流波形,所以发动机顺利启动。发动机转速迅速上升到800转每分的怠速工况并保持平稳运行。且无敲缸、冒黑烟现象。可以得出所设计的高压共轨驱动板可以满足发动机的控制需求,可用于电控系统开发阶段的测试。
参考文献
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高压驱动 篇4
1 IGBT驱动故障下电控系统组成
1.1 高压变频器运行变频原理
为了更好的实现水泵变频工作的保护, 需要采用实时频率测量、实时频率跟踪、对其进行实际电流感应器补偿方式实现装置的宽频率运行, 对于高压变频使用的方案采用的傅氏滤波的测频算法, 对于这种计算方法具有较强的滤波能力, 同时对于计算数据还可以有效的运用在数字的测量, 具有较好的使用性能。对其装置采用的电压就是对其电流相互结合的测量模式, 当装置回路不能节电压的时候, 也就需要对电流测频。但是在这里我们需要注意在做工过程中要保证散热效果, 不然也就会导致温度升高损坏IGBT驱动, 影响其工作效率。
1.2 安全回路中断轴保护的原理
对于水泵系统的安全回路也就是更好的保证工作效率的部分, 其中很多断轴保护安装设置在水泵系统中具有很大的作用, 通过运用深度指示器提高系统准确性, 例如, 我们在对其中十个永久性磁铁相邻的传感器进行良好的传感的时候, 我们还要对PLC卓越池感应信号的传递输出进行准确地监控与识别, 其中主要就是要对使用的设备进行全面监督。同时在几秒钟时间中, 我们没有感受到相应的感应型号, 这也就表示PLC设备在这时候就会认为水泵系统的主轴没有进行工作, 也就需要立刻启动安全制动。
2 IGBT模块损坏的原因分析
2.1 水泵系统电控系统故障造成IGBT模块损坏
对于IGBT驱动主要就根据工作环境进行分析, 水泵系统对于电控管理中具有良好的保护作用, 尤其是对于管理深度指示器上面相关磁铁碰撞落后的情况, 在这种状态下任然还会继续进行工作, 还有很多的时候都会存在加速的现象, PLC没检验检测到主轴的信号时, 这时候也就会严重的导致安全回路的动作发生, 从而在对控制回路立刻启动安全保护, 这个时候也就会导致液压迅速停止工作, 在设备中无论是盘型还是滚筒等都不能正常运行, 但是对于变频器任然在工作, 在这种情况下继续工作, 我们很容易忽视这种情况散热, 也就会导致IGBT模块出现损坏。
2.2 过载造成IGBT模块损坏
我们使用高压变频器的时候, 很多时候都会出现IGBT驱动故障, 在平时工作过程中, 由于出现超载的现象, 就会导致IGBT模块超过负荷工作, 也就没有在设计的工作范围内, 在超负荷工作过程中也就会迅速提升温度, 没有得到及时的散热, 也就会加速IGBT驱动的损坏。
2.3 工作环境温度过高造成IGBT模块损坏
对IGBT驱动界面没有得到有效的维护, 导致里面积尘的增加, 影响其散热的效率, 虽然很多的电控室采取了很多降温措施, 但是其效果并不理想, 很多还是容易导致IGBT驱动发生故障。
3 IGBT驱动故障下高压变频器旁路运行技术
3.1 某发电厂风机变频改造
对于某发电厂5号机组凤烟系统设备2台引风机进行分析中, 在对其正常工作的时候, 两台引风机都具有良好的控制系统, 对于引风机出风量的调节通过对引风机静叶的开展来实现, 我们还要有效的保证变频器的正常工作, 比如, 对其安全回路的良好的运行情况进行检查, 是否引风机自身能够迅速的停止工作, 同时还要有效的保证IGBT模板温度升高的情况, 可以有效的避免工作故障, 也需要工作人员进行积极的调整。
3.2 某电厂给水泵变频差动保护配置方案
为了保证发电厂给水泵频率能够正常的运行, 对其给水泵要采用有效的保护措施, 对其引风机采用6kv断路器对给水泵安全进行有效的保护, 变频器至电动机的电缆保护由变频器自带保护承担, 开关柜至变频器电缆、变频器的输入变压器保护由开关柜保护装置承担。同时还要加强改善电控室的降温方法, 这样可以积极的改善温度对设备的损坏, 对于设备上的积尘也能得到有效的处理, 可以给变频器制造一个完美的环境, 这样也就可以对温度的提高增加一种缓解, 同时也能更好的提高防范措施。
3.3 提高电控系统的维护防止IGBT模块损坏
对于提升机在电控系统中运行, 要加强电控系统的降温方法, 更好的保证系统的正常运行, 同时积极的查找事故的原因, 及时处理风机、水泵系统的变频器故障问题, 对IGBT驱动故障下高压变频器运行技术进行全面的分析, 更好的对设备故障进行处理, 对故障能够积极准确的定位, 加强平时电控系统日常维护工作, 在对IGBT驱动检测的过程中, 对其损坏判断的标准主要就是找到功率单元内部电流情况, 更好的提高故障处理技术。
4 结束语
随着高压变频器应用范围的扩大, 变频器在使用时候出现的问题大致上是一致的, 我们要更好的掌握变频器可能出现的问题和处理方法, 在水泵系统发生问题的时候, 我们要通过积极的故障原因分析, 更好的处理日常出现的故障, 思想最大效益化的工作。
参考文献
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高压驱动 篇5
电力系统中,断路器操作引起电磁振荡暂态过程,产生的操作过电压及涌流危及到电力设备绝缘和电力系统的稳定性。选相关合技术是根据断路器灭弧室关合绝缘强度下降率(RDDS)、合闸机械稳定性及系统允许的最大过电压来控制合闸时间点,保证灭弧室触头在系统电压合适的相位合闸,可以有效削弱断路器合闸时产生的过电压和涌流,而且可以节省电力系统中避雷器等辅助设备,提高电力设备寿命和电力系统稳定性[1,2,3,4,5,6]。
在中高压开关领域,国外选相关合技术在实际工程中应用已相当成熟,西门子、Alstom、ABB、东芝、富士等公司在此方面均有应用[7,8,9,10]。其中,ABB公司的选相关合断路器产品在高压开关行业中具有举足轻重的地位,而弹簧操动机构驱动的选相关合断路器代表着ABB公司选相控制技术的最高水平[10]。在国内,平高、西开、新东北电气等开关厂家的选相关合断路器产品均在工程中有应用,但均配置国外液压碟簧操动机构,国内厂家尚且不能自主研发配置弹簧操动机构的高压SF6选相关合断路器。
为了实现电容器组负载的选相关合功能,断路器一次设备必须同时具有两个特性:特性一,断路器合闸时间具有足够高的稳定性;特性二,断路器本体关合过程具有足够高的绝缘强度下降率(RDDS)。前者是断路器具备选相关合功能的最基本条件[11,12,13]。因此,本文以配弹簧操动机构的252kV高压SF6断路器为研究对象,通过带电关合试验对断路器的合闸时间稳定性和关合绝缘强度下降率(RDDS)进行研究,分析论证其选相关合电容器组负载的可行性,并得出其最佳关合相位,为自主研发具有选相关合功能的新型弹簧操动机构驱动的252kV高压SF6断路器提供数据支撑。
1 具有选相关合功能的252kV断路器RDDS判据
关合电容器组是断路器在电力系统中最常见的应用之一。关合过程中,触头间绝缘强度随触头间距的减小而下降,绝缘强度下降率(RDDS)的绝对值kp与断路器合闸速度v近似成正比[14],即:
式中,kp为断路器触头间绝缘强度下降率;Up为触头的击穿电压;Gap为断路器预击穿时刻的触头间距;E(t)为预击穿时电场强度对合闸时间的函数,因预击穿期间开距变化很小,故电场强度可看作常数。
设断路器外施电压u(t)为:
当断路器于电压零点处关合,RDDS与电压波形在零点处相切时,即u(t)=0时刻,引入RDDS特征参数——关合系数k,且令其值为1,则有kp=kωA,其中,ω为电压角频率,A为正弦电压幅值。k<1,表示断路器的RDDS小于系统电压零点切线值;k>1,表示断路器RDDS大于系统电压零点切线值。图1给出了k<1与k>1两种情况下RDDS与电压波形的交点,且引入断路器操动机构合闸特性的分散性σ对此交点的影响(k<1时,交点α1、β1、γ1;k>1时,α2、β2、γ2)。
断路器关合电容器组时产生的过电压为:
式中,uOV为过电压;u0为电容器组残余电压;A为电力系统相电压最大值。
选相关合断路器的最小关合系数k可由不同的电容器组残余电压和过电压计算得出[12,13]。对于过电压为1.5p.u.的252kV电力系统,通过关合系数k(见表1)计算断路器具备选相关合功能需具有的最小绝缘强度下降率为:
式中,k为0.15;A为相电压幅值,为。
2 试验设计方案及条件
针对选相关合功能的特性要求,设计的试验方案流程如图2所示。试验内容包括机械稳定性试验和绝缘强度下降率(RDDS)特性试验。机械稳定性试验是在额定操作条件下进行的,即控制电压为DC220V,灭弧室SF6气体压力为0.6MPa,环境温度为20℃。试验中,利用弹簧操动机构驱动252kV高压SF6断路器,通过测量断路器合闸时间,并以20次的记录结果作为样本进行合闸时间分散性分析。若合闸时间在±1ms范围内,则将其平均值作为固有合闸时间,并进行后续的RDDS特性试验,否则认为此断路器不具有选相关合能力。
断路器关合的绝缘强度下降率(RDDS)试验是在工频相电压(145kV)下进行的。由RDDS判据可知,要获得RDDS特性,首先需要测量触头预击穿燃弧时间和预击穿时刻对应的电压值,即进行动态绝缘强度试验。动态绝缘强度试验原理如图3所示。在分闸状态,断路器接线端子一端接工频相电压,另一端接地,通过发电机配直流整流器给弹簧机构提供操作电压和储能电压,并隔离此电源系统与试验室配电系统,以避免高电压突然落地造成危险;分合闸指令通过光纤传输系统隔离高压试验室大厅与控制室电气;示波器用来记录预击穿时刻电压值及预击穿燃弧时间。
由于断路器在工频相电压下关合操作具有随机性,因此,为保证断路器在系统电压的每15°相位内均存在预击穿现象,在合闸操作时间间隔为5min的条件下,记录多组预击穿电压与燃弧时间。最后,通过分析试验数据得出断路器关合过程绝缘强度下降率特性曲线。
3 试验结果及分析
3.1 机械稳定性试验结果及分析
试验断路器20次操作的合闸时间与操作次数的关系如图4所示。断路器的合闸时间最大值为72.4ms,最小值为71.9ms,平均值为72.2ms,合闸时间偏差为0.5ms,合闸时间稳定性在±1ms范围内,因此该断路器满足选相关合基本条件。
3.2 绝缘强度下降率特性试验结果及分析
施加于断路器的典型电压波形和触头预击穿时间点示波如图5所示,Ch1曲线为断路器合闸动作触发信号,Ch2曲线为施加于断口两端的工频电压。
由波形图知,预击穿时刻为触头接触前3.3ms,预击穿时刻对应相位在工频相电压后半周波范围内,由式(2)有:
计算结果表明,预击穿时刻对应的施加于断口两端的预击穿电压为104kV。
试验记录数据点(断路器绝缘强度下降率曲线)如图6所示。预击穿时刻多在触头接触前1～5ms时间段内。将该时间段内的预击穿试验数据点进行直线拟合,可知绝缘强度下降率Kp为44.8kV/ms,远大于具有选相关合功能的断路器绝缘强度下降率最小值(9.69kV/ms)。因此该弹簧机构驱动的高压SF6断路器完全满足选相关合需要。
绝缘强度下降率曲线与系统电压曲线关系如图7所示。由于k<1,因此绝缘强度下降率与关合时间点的关系满足RDDS判据中的第一种情况。考虑到断路器合闸时间分散性在±0.3ms范围内,取3σ=0.9,则可得到断路器最佳合闸时间点为系统电压过零点后的1.3ms,最佳合闸相位为10.26°,选相关合预击穿电压在电压幅值的5.1%～29.9%。
4 结束语
本文以弹簧操动机构驱动的252kV高压SF6断路器为研究对象,进行了合闸时间稳定性和关合过程绝缘强度下降率的试验研究,并得出以下试验结论。
(1)该断路器的合闸时间偏差在0.5ms范围内,合闸时间稳定性足够高,该断路器具备选相关合的基础条件。
(2)该断路器的绝缘强度下降率(RDDS)为44.8kV/ms,大于252kV电力系统断路器具备选相关合功能需满足的最小RDDS值9.69kV/ms,满足要求。
(3)最佳合闸时间点为系统电压过零点后的1.3ms,选相关合断路器的预击穿电压可控制在峰值电压的5.1%～29.9%。
(4)研究开发的弹簧操动机构驱动的252kV高压SF6断路器通过修正选相关合控制器合闸时间点可实现选相合闸操作。
摘要：选相关合技术抑制电力系统过电压和涌流的效果取决于断路器关合相位的准确度,而断路器关合相位的准确度主要受断路器合闸时间稳定性、关合绝缘强度下降率(RDDS)以及控制系统精度的影响。以弹簧操动机构驱动的252kV高压SF6断路器为研究对象,通过机械特性试验和带电关合绝缘试验,对合闸时间稳定性和RDDS进行研究,分析论证其选相关合的可行性。试验结果显示,该断路器的最佳关合相位为10.26°,最佳合闸时间点为系统电压过零点后的1.3ms,选相关合的预击穿电压在电压幅值的5.1%29.9%。