EMTP仿真（精选4篇）
EMTP仿真 篇1
1. 引言
在60 kV及以下的中性点不接地系统空母线上, 铁磁谐振是一种常见的故障, 经常引起运行中电压互感器烧毁及一次高压熔丝频繁烧断、一相或两相限流电阻爆炸等事故。由于铁磁谐振发生时间短, 不易直接观察到, 并且与电力系统的一些其他故障现象相似, 所以不易引起重视和被发现。因此, 对铁磁谐振消谐措施的研究有很重要的意义。
2. 铁磁谐振现象
在电力系统中, 往往由于变压器、电压互感器、消弧线圈等铁芯电感的磁路饱和作用而激发起持续性的较高幅值的铁磁谐振过电压。它主要由外因“激发”, 引起中性点绝缘系统中电压互感器的一相或两相磁饱和, 形成中性点位移电压, 使其感抗与网络参数恰好达到串联谐振的匹配条件。铁磁谐振通常包含以下几种特点:
1) 持续 (Sustained) 过电压:相间过电压或相对地过电压。
2) 持续过电。
3) 持续电压或电流波形失真 (Distortion) 。
4) 中性点电压转移。
5) 空载状况下, 变压器过热。
6) 变压器或感抗长期的连续高噪音。
7) 热效应 (Thermal Effect) 或绝缘崩溃 (Insulation Breakdown) 引起的电气设备损坏 (例如PT) ;PT损坏的症状为一次侧线圈破坏, 而二次侧线圈仍完好。
8) 保护设备误动作。
而在中性点不接地系统中最容易发生单相故障恢复时刻所引起的铁磁谐振。
3. 铁磁谐振的危害
长期以来的试验研究和实测结果表明, 基波和高次谐波谐振过电压很少超过3UX, 因此除非存在弱绝缘设备, 一般是不危险的。但经常发生的互感器喷油冒烟, 高压保险熔断和绝缘闪路等异常故障, 产生高幅值零序电压分量 (在开口三角形上) , 出现虚幻接地现象和接地指示误动作, 使运行人员造成误判断。对分次谐波谐振来说, 由于频率等于工频的一半, 励磁感抗相应降低一半, 使励磁电流急剧上升, 有时甚至达到额定值的百倍以上, 这样大的电流会使互感器发生严重的磁饱和, 但过电压也就受到限制, 一般不超过2 UX中性点位移电压 (见表1) 。励磁电流的急剧增加, 将引起高压保险丝的频繁熔断, 或者造成互感器的冒油和烧毁及限流电阻爆炸事件。由于相位反倾, 将使小容量的异步电动机发生反转。长时间的铁磁谐振过电压会造成三相电压同时升高, 使避雷器发生爆炸。
4. 消谐措施
用于防止中性点不直接接地系统中PT引起铁磁谐振的措施种类很多, 大致可以分为两大类:一是改变电感电容的参数, 破坏谐振的匹配条件, 从而不容易激发谐振;另一类是消耗谐振的能量, 阻尼抑制或消除谐振的发生。
4.1 改变电容电感参数破坏谐振匹配条件
1) 选用励磁特性较好的PT
2) 增加对地电容
3) 中性点经消弧线圈接地
4.2 消耗谐振的能量, 阻尼抑制谐振的发生
1) PT开口三角绕组接阻尼电阻
2) 中性点安装消谐电抗器
5. 消谐措施仿真
5.1 PT开口三角绕组接阻尼电阻
开口三角绕组接阻尼电阻是最为简便, 最容易使用的措施, 而且它的使用不会改变系统的运行方式。
谐振时, PT高压绕组中流过零序电流, 在开口三角绕组两端要感应出零序电压, 当接入电阻, 电阻上将流过零序电流, 电阻将消耗能量, 从原理上讲, 阻值愈小, 消耗能量愈多, 限制和阻尼谐振的作用愈明显。若开口三角绕组被短接, PT的电感即为漏感, 不存在PT饱和引起的过电压, 根据H.A.Peterson所作的模拟试验, RΔ的选择按照分频谐振过电压考虑, 即RΔ
仿真系统为35kV不接地系统, 当系统空载或轻载时, 在单相接地故障恢复时, 当电压互感器跟线路对地电容参数匹配时, 很容易发生铁磁谐振。如图1为仿真图。
图2为35kV中性点不接地系统在线路10千米时出现的铁磁谐振仿真图。可见中性点在短路故障恢复后出现了峰值为12.5kV的偏移电压。C相出现基频铁磁谐振, 电压峰值达到1.3倍。电流有效值达到15倍。
图3为接入1欧姆电阻后中性点电压、C相电压电流、开口三角两端电压波形。由图可以看出, 加入1欧姆电阻后, 短路故障消失后, 没有发生铁磁谐振, 中性点电压经过短暂振荡后恢复到零。
当电阻增加到15欧时, 中间振荡时间增加, 但还能消除铁磁谐振。
当超过20欧时便不能抑制铁磁谐振。跟计算相符。
5.2 中性点安装消谐电抗器
电网消谐电抗器方案为在电源中性点与地之间安装一个阻抗为20000欧左右的电感, 其阻抗值保证远小于PT一次阻抗值。
中性点在短路故障恢复后出现了峰值为12.5kV的偏移电压。B相出现基频铁磁谐振, 电压峰值达到1.1倍标准电压值。电流有效值达到15倍。
加消谐电抗器以后
可见单相接地故障消失后, 电压、电流没有谐振迹象, 消弧线圈能够抑制谐振的产生, 但消弧电抗器的投入使得故障引起的暂态过程持续了很久, 电压经过较长时间才恢复到正常值, 流过PT的电流长时间处于很大的数值, 有可能会烧毁PT。
结论
由仿真结果可以看出, 在中性点不接地系统, 在PT开口三角绕组接阻尼电阻, 当电阻在合适范围内, 消谐效果很好, 但这个电阻不能长期连入二次侧, 因为由于电阻接在开口三角形绕组两端, 长期接入, 必然会导致一次侧电流增大, 容易使PT过载。最好的办法是能控制阻尼的投切, 但消谐器对消谐装置的控制回路要求非常高, 要求能够准确判断谐振产生时间, 投入阻尼电阻, 若判断失误, 过早将阻尼电阻投入, 此时就会在阻尼电阻上流过过电流。近年来研制的在开口三角投入阻尼电阻的装置都要求在正常情况下, 不投入阻尼电阻, 在出现谐振时瞬时投入阻尼电阻, 谐振消失后, 切除阻尼电阻, 恢复正常接线。这些装置的关键要素在于对谐振信号的正确检测, 一旦判断失误就可能产生较严重后果。
消弧电抗器的投入使得故障引起的暂态过程持续了很久, 电压经过较长时间才恢复到正常值, 流过PT的电流长时间处于很大的数值, 有可能会烧毁PT。
摘要：文章简述了电力系统铁磁谐振现象的危害, 介绍了几种消除铁磁谐振的措施, 并对消谐措施进行仿真。
关键词：电力系统,铁磁谐振,消谐措施,中性点不接地
参考文献
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[3]张向东, 张华龙, 李英.电力系统铁磁谐振的危害、鉴别及其防治措施[J].电力学报, 2002, (17) 4.
EMTP仿真 篇2
随着电力电子装置在电力系统中的大量应用, 电力系统的谐波污染问题日益严重, 提高电能质量和治理谐波已成为输配电技术中的关键问题。有源电力滤波器 (APF) 则成为解决这一问题的关键性技术。
APF是一种主动型的补偿装置, 具有较好的动态性能, 能对大小和频率变化的谐波和无功电流进行补偿[1,2,3], 对于APF而言, 实时准确地检测出谐波电流非常关键。常用的谐波电流检测方法包括频域法中的快速傅里叶变换FFT法 (Fast Fourier Transform Algorithm) 、时域法中的基于瞬时无功功率的p-q法和ip-iq法、同步检测法和空间矢量法[4,5,6,7]。由于上述方法需要快速、实时运算, 计算量较大, 因此, 必须使用高速的数字微处理器和高性能A/D转换器, 这不但加大了系统成本, 而且电路结构复杂, 降低了系统的稳定性。虽然也有一些不需要检测谐波电流的智能控制方法被相继提出, 如单开关周期控制方法、边带控制方法等, 但这些技术都不够成熟[1,2,3,4]。
本文介绍一种新型的基于动态无功补偿检测技术和动态无功电流无功补偿装置的控制策略, 该控制策略在直流电压控制和负荷无功电流反馈控制方法的基础上, 通过测量负荷无功电流, 直接控制输出电流, 避免了检测有功和无功功率的额外程序。该控制策略不需要无功和有功电流的复杂计算即可实现无功补偿。
1 新型APF控制策略
1.1 APF控制策略概述
APF的工作性能取决于主电路构成元件及其控制系统, 主电路确定后, 控制方法是决定APF输出性能和效率的关键。
控制系统是APF的核心, 主要包括谐波电流的运算和补偿电流的控制。近年来, 谐波检测发展出多种新方法, 如快速傅立叶变换及其改进算法、基于瞬时空间矢量算法及自适应理论、基于小波变换和基于神经网络的方法和滑模糊控制及模糊控制等现代控制方法[2,3,4]。然而这些新方法在工程上得到了一些应用, 但技术并不成熟, 相对而言, 基于瞬时无功功率理论的补偿电流检测方法已趋于成熟, 在工程设计中被广泛采用。基于瞬时无功功率理论的补偿电流检测方法的基本原理:利用瞬时无功功率理论, 检测出三相电压与负载电流, 计算出瞬时有功功率和瞬时无功功率, 滤去基波分量后得到高次谐波瞬时有功功率和瞬时无功功率, 得出所需补偿电流的指令值。该方法可快速跟踪补偿电流, 进行适时补偿, 不受电压波形畸变和负荷变化的影响[3]。
APF的PWM逆变器控制方法主要有三角波调制法、滞环控制法、周期采样法和空间矢量法等, 前2种方法是目前普遍采用的方法。三角波调制法的开关频率固定且简单易行、响应速度快, 而周期采样法和空间矢量法多为理论研究。
1.2 新型APF控制策略设计
(1) 单相APF等效电路[2]
单相APF等效电路如图1所示, 该电路主要是使主电流is与主电压us (t) 同相位, 使功率因数接近于1。
设主电压us (t) 、负载电流IL分别为
us (t) =UsMsin (ω t) (1)
IL=ILsin (ω t+θ)
=Ipsin (ω t) +Iqcos (ω t) (2)
式中:UsM为电压us (t) 的最大值。
从式 (2) 可看出, 如果APF产生的电流ic=-iq=-Iqcos (ω t) , 则基波无功分量完全补偿了负荷的全部无功电流, 消除了注入系统的谐波电流, 可使系统侧功率因数为1。
如果能通过高通滤波器检出iq中包含全部谐波成分的电流iH, 则APF可单独补偿负荷电流中的谐波。
当主电压us (t) 中含有谐波成分时, 则补偿后的系统电流中尚含有少量与电压谐波成正比的谐波分量, 但因系统电压接近于正弦波, 故APF可抑制负荷电流中绝大部分的谐波电流。
(2) 损耗电流幅值的计算
补偿电流ic (t) 被分为有功电流和无功电流2个部分, 即:
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式中:ipA (t) 为补偿装置的损耗电流;iq (t) 为该负荷的无功电流, 由补偿装置和并联的负载产生。
直流电容器的平均电压可提供实时功率信息, 并控制直流电容器电压, 则损耗电流幅值为
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式中:C为直流电容;T=20 ms。
当系统处于稳定状态时, C、UsM、T是确定的, 损耗电流幅值可以根据式 (4) 计算。损耗电流的相位与主电压的相位相同。
(3) 负荷无功电流振幅的计算
在任意一个时期[t, t0+T]内平均无功功率的计算方法为
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负载无功电流幅值Iq=ILsin θ=2q/UsM, 经过锁相环 (PLL) 和延缓控制器, 结果为u′ (t) =cos (ω t) , 滞后主电压us (t) 90°相位角的电压u′s (t) 可以由u′ (t) 代替, 则负载无功电流幅值可表示为Iq=2q, 不必计算主电压的幅值。实际检测的负载电流送入控制器, 以提供无功电流的幅值信息。
(4) 控制框图
该控制策略分为3个部分:有功电流计算、负载无功电流计算和滞环电流反馈闭环控制。其配置和控制框图如图2所示。
图2中, 获得的负载电流谐波分量和基波无功分量参考值i*c与补偿器的实际输出电流相比较, 通过电流滞环控制, 产生功率变换器的开关信号。APF产生的电流ic=-iq中的全部谐波分量和基波无功分量完全补偿了负荷的全部无功电流, 消除了注入系统的谐波电流, 并使系统侧功率因数为1。
直流侧电容平均电压的变化能够反映出主电路与负载间功率的转换情况。因此, 期望的电源侧电流幅值可以通过直流侧电容电压调整获得, 检测的直流母线电压同设定电压相比较, 通过一个PI控制器以产生有功电流的预期幅值:负载电流iL乘以电压us, 经过任意一个周期[t0, t0+T]平均, 得到负荷无功电流幅值IpL。IpL (t) 与PI控制器输出IpA的和乘以参考正弦波就得到预期的有功电流ip (t) 。
2 APF的EMTP-Scope view仿真及分析
2.1 EMTP-Scope view仿真软件简介
EMTP (Electro-Magnetic Transient Program) 是一个用来模拟多相电力系统的电磁、机电和控制系统暂态的通用计算程序, Scope view是一个数学上的以图解的形式获得数据和信号处理软件。EMTP-Scope view被同时用来检查和处理来自于多种来源的数据, 结果以图解形式显示。
2.2 仿真框图和系统主要参数
(1) APF系统仿真框图
APF系统仿真框图如图3所示, 主要包含以下几个子系统:电源、逆变电路、非线性负载、PWM 波形发生器和谐波电流检测等。图3中, PLL 为锁相环, 在仿真的第一个时期期间, 相位角作为它本身的起始值;Sampler为取样装置, 当不取样时, 维持输入信号最早的值, 当取样控制sc>0时, 输出执行已选择的取样类型。THD为电流谐波畸变装置, 计算在1个周期内窗口结束后的总谐波畸变率。
(2) 仿真参数
APF系统电源相电压有效值为310 V, 注入阻感为0.001 Ω/0.01 mH, 注入阻容为1 mΩ/50 μF, UsM=310 V, C6=10 mF;RL1=0.001 Ω/0.01 mH, RL2=0.3 Ω/75 mH, RL3=10 Ω/10 mH, RLC5=1 mΩ/0/50 μF, KP=-0.5, KI=0.019。
(3) 仿真波形和结果
APF系统的仿真波形如图4、5、6所示。从图4可看出, 系统为正弦电压时, 系统负载电流含有较大谐波分量, 供电系统对于基波和谐波电流都有一定的阻抗, 因此, 注入供电系统的谐波电流在电网上会产生压降, 从而导致系统线路电压也含有谐波, 另外, 在PWM的过程中也产生大量载波频率倍数的谐波, 这2种谐波加起来会对电流产生严重畸变。从图5可看出, 经过补偿后的系统传输线电流is基本达到了正弦波的要求。
为了既能保证逆变器有效工作, 又能保证系统的稳定性, IGBT的触发位移角必须在有限的范围内移动, 笔者在仿真模型中设置位移角移动的电压幅度限值为±0.1。如果超过一定的幅值角度, APF不但起不到消除谐波的作用, 可能还会引起系统的不稳定性。
3 结语
本文介绍了一种新型的基于动态无功补偿检测技术和动态无功电流无功补偿装置的控制策略, 以补偿无功电流的基本频率, 在感性和容性条件下该控制策略连续动态补偿效果令人满意。实验结果表明, 该控制策略具有结构简单、动态特性迅速和良好的补偿性能等特点, 具有一定的可行性。
摘要：文章提出了一种新型的电压源型有源电力滤波器控制策略, 详细介绍了该控制策略的设计方法, 并给出了其配置和控制框图。该控制策略采用基于直流电压控制和无功电流反馈的控制方法直接控制输出电流, 避免了有功、无功功率的复杂计算。EMTP-Scope view仿真结果表明, 该电压源型有源电力滤波器控制策略可有效补偿谐波电流和无功电流。
关键词：供电系统,有源电力滤波器,谐波抑制,无功功率,补偿,EMTP-Scope view仿真
参考文献
[1]王兆安, 杨君, 刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社, 2004.
[2]罗世国.有源电力滤波器的研究[D].重庆:重庆大学, 1993.
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EMTP仿真 篇3
交流励磁变速恒频发电技术是一种全新、高效的发电方式,具有显著的优越性,不但可以大大提高能量转换效率,降低原动机承受的机械应力,而且还能实现有功﹑无功功率的解耦控制,提高电力系统的调节能力及稳定性[1]。交流励磁变速恒频发电技术适用于风力﹑水力等绿色能源开发领域,尤其在风力发电方面得到了广泛的应用。
本文采用EMTP-RV电磁暂态仿真软件逐级封装模块化结构设计对变速恒频风力发电系统建模,根据变浆距角最大风能追踪原理,实现最大风能捕捉;利用交流电机调速原理,实现电能的恒频恒压输出;运用定子磁链定向的矢量控制技术,推导变速恒频双馈异步发电机的转子侧变频器的控制策略,实现有功功率和无功功率的解耦控制;采用定子电压定向的矢量控制技术,推导电网侧变频器的控制策略,实现直流侧电容电压的稳定输出和网侧变频器的单位功率因数输出。针对河南某风电场1.5MW的变速恒频双馈异步风电机系统进行理论分析和全过程动态仿真,仿真结果和理论分析相符合,验证了所建模型的准确性和合理性。
1 风速模型
由于自然界的风速具有随机性、间歇性和波动性等复杂的特性,为了精确描述风速的特型,本文用包括基本风、阵风、渐变风和噪声风等四种成分风速的组合风速模型来模拟自然风的特性[2]。
基本风:反应特定风场的稳态能量,由风电场所测得的Weibull分布参数[2]近似确定。
渐变风:描述风场稳态能量随时间缓慢变化过程,可在基本风上叠加一渐变分量。
其中:Awr为渐变风的最大值;Tsr、Ter分别为渐变风的起始时间和终止时间。
阵风:描述风场风能的扰动。
式中:Awg为阵风的最大值;Tsg、Teg分别为阵风的起始时间和终止时间。
噪声风:描述风场风能的随机特性。
式中:ωi是第i个分量的角频率;Δω为随机分量的离散间距;φi为在0~2π之间服从均匀概率密度分布的随机变量;S v(ωi)为第i个随机分量的振幅。
2 风力机及传动装置数学模型
风力机的作用是把风能转化成机械能。根据贝兹理论[3],风力机捕获的功率为
式中:Pw为风力机捕获的机械能(W);ρ为空气密度(kg/m3);A是叶轮扫过的面积(m2);v为风速(m/s);Cp为风能利用系数,是叶尖速比λ和浆距角β的函数;λ为叶尖速比;β为浆距角(deg);R为桨叶半径(m)。
由于风力机具有较大的转动惯量,风能对发电机做功有一定的时滞,可用一阶惯性环节来模拟传动装置的特性。
式中:τ为惯性时间常数;Pm为发电机转轴上的机械功率。
浆距角的控制框图如图1所示。
图1中:P*s是发电机输出有功功率的参考值;Ps是发电机输出的有功功率;τ为控制器的惯性时间常数。
3 交直交变频器控制数学模型
双馈异步风力发电机组交直交变频器的控制目标是为了控制发电机的有功功率、无功功率的解耦输出、与电网之间的无功功率的交换以及直流侧电容的电压稳定[4]。其中,转子侧变频器采用定子磁链定向矢量控制技术,实现定子端输出有功功率和无功功率的独立控制;电网侧变频器采用电网电压定向的矢量控制技术,保证直流侧电容电压的稳定以及网侧变频器的单位功率因素。
3.1 转子侧变频器控制数学模型
在dq同步旋转坐标系下变速恒频发电机的数学模型为
式中:u、i分别代表电压量和电流量;下标s、r代表定子和转子分量;下标d、q代表d、q轴分量;L、R代表电感量和电阻量;p代表微分算子;ω1代表同步坐标旋转速度;ωr代表转子旋转电角速度。
而电机的磁通表达式为
定义定子磁链为旋转坐标系的d轴,即令ψsd=0,可得到
忽略定子绕组电阻Rs,又有
可得出发电机定子侧输出的有功功率Ps和无功功率Qs的关系为
从式(11)可知,发电机端电压保持一定的条件下,其输出的有功功率Ps和无功功率Qs分别正比于转子q轴电流irq和转子d轴电流ird。根据式(11)可实现有功功率和无功功率的解耦控制。再令ωslip=ω1-ωr可简化式(7)得到
式(12)表明可以通过对转子电压添加补偿项可实现对发电机的解耦控制。其中补偿项为
补偿后的电流电压关系为
从上述数学模型的推导公式可以得出系统控制模型框图如图2所示。
3.2 电网侧变频器控制数学模型
在dq同步旋转坐标系下,电网侧变频器的数学模型为
式中:uld,ulq为电网侧变频器电压的d、q分量,usd,usq为电网电压的d、q轴分量,id,iq为网侧变频器交流侧输入端电流d、q分量。
采用了电网电压定向的矢量控制技术,将电网电压定向d轴方向,参考坐标系的d轴方向和电网电压方向一致,q轴方向沿旋转方向超前d轴90°[5],则电网电压的q轴分量usd=|us|,usq=0,电网侧变频器与电网之间交换的有功功率Pr和无功功率Qr为
从式(16)可知,若认为电网电压usd恒定,则电网侧变频器与电网之间交换的有功功率Pr与无功功率Qr将分别受控于id,iq。rP>0、rQ>0表示网侧变频器从电网吸收有功功率、无功功率;Pr<0、Qr<0表示变频器向电网发出有功功率和无功功率;Pr=0、Qr=0表示变频器与电网之间没有有功功率、无功功率交换。
化简式(15),令
从而通过加入补偿相以消除输入电流的交叉耦合影响,同时引入前馈补偿,可得到参考电压u*ld,u*lq,为
同理可得电网侧变频器的控制框图如图3所示。电网侧变频器在实现能量双向流动的同时,控制id来维持直流环节电容电压在一个预先设定的恒定值;控制iq来保证网侧变换器的单位功率因素。
3.3 并网控制
变频恒速风力发电机并网需要经过起动和并网运行两个阶段。在启动阶段,风轮机带动发电机升速达到发电机的最小运行速度,这时交流励磁变频器投入工作,控制定子绕组的空载端电压跟随电网电压,并迅速达到同步。这个阶段通过控制转子的励磁电流的幅值、相位和频率使并网条件自动满足。进入并网运行阶段之后,控制器根据实际风速和电网的要求动态调节发电机有功功率和无功功率的输出。
4 仿真分析
本文在EMTP-RV电磁暂态仿真软件平台中搭建变速恒频风力发电系统模型,并对其运行特性以及控制策略进行仿真分析。变速恒频风力发电系统的仿真模型见图4。
风力机参数设置如下:风轮半径R=37.3 m,最佳风能利用系数Cpmax=0.48,最佳叶尖速比λopt=7.5,齿轮箱增速比为104.2,空气密度ρ=1.25 kg/m3,额定风速为12 m/s。
三相绕组式异步发电机的参数设置如下:四极,额定功率1.5 MW,功率因素cosφ=0.98(容性),额定电压0.69 k V,额定转速为1 800 r/min,定子绕组电阻Rs=0.006 62 p.u.,定子漏抗Lσs=0.0850 p.u.,转子绕组电阻Rr=0.01 p.u.,转子漏抗Lσr=0.101 p.u.,励磁电抗Lm=3.2 p.u.。
图5显示的是风电场风速,从第9.9 s开始风速显著增大,并且在第9.9 s、13.4 s和15.3 s风速发生突变。在第13.5~15.0 s这段时间内风速基本保持在额定风速附近。
图6中的浆距角β在第10.1 s、13.6 s和15.4 s开始改变,相应的风能利用系数Cp也发生了改变,这与风速发生突变的时间点相一致,大约有0.2 s的延时,这也符合了风力机响应时间较慢的特性。而在没有达到额定风速的时间段内,浆距角保持0°不变,风能利用系数也为最大,保证了风力机实现最大风能捕捉。
图7是发电机输出的有功功率Ps和无功功率Qs。从有功功率Ps的仿真波形可以得出从第2 s后,发电机输出的有功功率的波形和风速波形基本一致,表明风力机能够跟踪最大风能。并且在第14.3 s~15.3 s时间段内保持额定输出功率,这和额定风速时间段基本对应,略有延时,约为0.8 s,这也说明了风力机模型的动态响应时间快,能够快速捕获最大风能。从图7的无功功率Qs仿真曲线上可以看出,无功功率输出保持在0.2 p.u.不变。根据变速恒频风力发电机的功率因素cosφ=0.98可以计算出无功功率输出的理论值为0.198 p.u.。仿真输出值和理论计算值十分一致。并且无功功率Qs不随有功功率Ps的改变而改变,表明了二者相互独立。
图8显示了转子侧控制框图中的转子电流ird和irq,根据式(11)发电机输出的有功功率Ps和无功功率Qs分别正比于转子q轴电流irq和转子d轴电流ird。而图8中的仿真曲线显示ird基本保持不变,irq和有功功率输出曲线Ps的相一致,表明搭建的模型实现了利用转子侧电流irq和ird分别独立控制有功功率Ps和无功功率Qs,实现了有功功率和无功功率的解耦控制。
图9和图10分别显示了网侧变频器有功功率Pr、无功功率Qr和网侧变频器的电流id、iq,从式(17)可知,当电网电压定向d轴时,Pr、Qr分别正比于id、iq。从上两图可以看出Pr与id的波形相一致,验证了二者的正比例关系;Qr和iq基本为零,说明了变频器与电网之间没有无功功率交换,保证了网侧变频器的单位功率因素。
网侧变流器的控制目标之一就是控制输入变频器的电流id来维持直流环节电容电压在预先设定的恒定值,而图11显示了变频器直流侧电容电压Udc稳定在1 200 V上,表明网侧变流器的控制效果良好。
图12表明发电机在并网稳定运行后,转子转速迅速上升,从第5 s开始,保持在额定转速1800 rpm上基本不变,在风速发生突变时转速略有变化,表明发电机运行很稳定。
从图13看出,并网运行后定子输出频率保持在50 Hz不变,实现了发电机的变速恒频输出。图14表明了输出电压也基本维持在0.98 p.u.,电压波动随风速和风力的出力的变化很小,输出电压具良好的频率和幅值。从图15对定子输出电压的频谱分析可以看出发电机注入电网的谐波基本为0,输出电压维持正弦,保证了风电输出的电能质量。
5 结论
本文通过对变频恒速双馈异步风力发电系统的整体模型以及控制目标的分析,研究并推导了基于定子磁链定向矢量控制技术的转子侧变频器控制策略和基于定子电压定向矢量控制技术的网侧变频器的控制策略。在电磁暂态仿真软件EMTP-RV中搭建了变频恒速双馈风力发电系统,并实现了其控制策略。对其运行特性进行仿真分析,结果验证了风力发电系统的变速恒频输出、定子输出有功功率和无功功率的解耦控制、以及风力机的最大风能跟踪,并从风力发电系统输出的电压的频谱分析可以看出所搭建模型输出的电能质量能够得到保证,说明了在EMTP-RV中所搭建的变速恒频双馈异步风力发电系统整体模型及其控制策略的准确性、合理性和有效性。
参考文献
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EMTP仿真 篇4
随着智能电网技术的发展,新的发电、用电和储能设备逐渐接入,新的控制策略也越来越多地应用于电网。这些设备和策略一方面改善了电网的运行性能,另一方面也产生了新的故障形式和相应的动态过程。为此,有必要研究并发展准确、快速的电磁暂态仿真工具,提升智能电网设计和分析能力[1-2]。
为满足不断增长的仿真计算需求,需利用先进的计算机技术不断改善电磁暂态仿真工具[3-4]。近年来,高性能并行计算技术有了长足的进步,特别是图像处理器(GPU)在通用科学计算领域的成功应用[5-7],为实现大规模系统的高效仿真提供了新的解决思路。GPU是计算机显示卡的核心处理单元,其开发初衷是为了实现高速的图像渲染。在通用计算领域,GPU最适合求解数据密集、计算量大且并行度高的计算问题,而电磁暂态仿真正属于此范畴。 利用GPU强大的计算能力有望大幅度提升电磁暂态仿真的效率。目前,已有研究通过调用CULA[8]等商业软件包并行求解节点电压方程,实现了最简单的电磁暂态GPU仿真[9-11],但其并未提出适用于GPU的电磁暂态并行仿真算法。
现有电磁暂态并行仿真算法采用“分解—协调” 策略实现系统级并行[12-16],称为粗粒度并行算法。 由于粗粒度并行算法只能在系统层面分解计算量, 可并发运行的线程和计算核心数目十分有限[17],因此,其并不适合在GPU中运行。GPU要求将求解过程分解为大量可并行的简单运算,实现运算级并行。因此,实现适用于GPU电磁暂态仿真算法的难点在于,如何将带有开关过程和复杂控制的电磁暂态仿真求解分解为大量可并行的简单运算,以增加可并发运行的线程和计算核心数目,实现算法的细粒度并行化。针对GPU高性能计算环境的特性,本文在文献[18]提出的改进电磁暂态程序(EMTP)算法基础上,设计并实现了适用于GPU的电磁暂态细粒度并行算法。 文中介绍了改进EMTP算法的总体流程,指出其适用于并行求解, 并设计了适用于GPU的运算级并行算法,包括基于单指令多数据流(SIMD)和基于共享内存的运算级并行。针对改进EMTP算法中各求解步骤的特点,采用两种运算级并行算法,实现了改进EMTP算法的细粒度并行,并通过算例验证了此细粒度并行仿真算法的正确性和高效性。
1改进EMTP算法流程
EMTP算法是电磁暂态仿真的常用方法,具有原理简单、仿真结果准确、效率较高等特点,但开关动作和控制系统求解会造成仿真流程碎片化,不适用于GPU并行求解。文献[18]提出了改进EMTP算法(主要流程见图1),其将EMTP算法中复杂的开关处理逻辑转化为开关周期的迭代求解。在每个开关周期内,求解流程是一致的,这便有利于采用运算级并行策略,实现仿真流程的细粒度并行求解。
2适用于GPU的细粒度运算级并行策略
本节设计了两种细粒度运算级并行策略:一是脱离仿真对象的物理背景,将主要计算转化为SIMD的向量计算模式[19],该转化过程称为“向量化”;二是根据仿真对象的物理属性分解计算,使用共享内存处理各线程之间的耦合关系。
2.1基于SIMD的运算级并行策略
当一组GPU线程访问连续存储于设备内存中的数据并执行相同操作时,其具有较高的计算效率,如图2所示。
从图2可见,SIMD的本质是向量运算。实现SIMD的一个方法是将计算转化为如下向量形式:
式中:x,y,z∈Rn;*表示任意向量运算符。
简单且常见的向量运算有向量加法和向量Hadamard积,即
向量Hadamard积的定义如下:设x,y,z∈Rn,若z=xy,则有zi=xiyi(i=1,2,…,n)。其中xi,yi,zi分别为x,y,z的对应元素。
由于向量加法和Hadamard积运算中,各元素的操作相互独立,故可在GPU上启动大量线程并行求解,其中每个线程计算向量的一个元素。
2.2基于共享内存的运算级并行策略
对于无法转化为向量运算的求解步骤,可根据仿真对象的物理属性分解计算。例如,在执行与元件有关的操作时,可并发与元件个数等量的线程,其中每个线程负责完成一个元件的计算过程。但是该计算过程中可能存在耦合,导致各线程无法完全独立执行,主要有以下两种情况。
1)不同元件的计算过程存在先后顺序,如元件A的输出是元件B的输入,这种情况在控制系统求解中十分普遍。此时,必须在元件A求解完成后再求解元件B,否则将导致计算结果错误。
2)两个元件需对同一块内存执行写操作,例如在形成节点注入电流向量时,需要将连接在同一个节点上不同电气元件的诺顿等值电流加到等值电流向量的同一个元素上。此时,需要避免两个线程同时写同一块内存,否则可能导致累加结果不正确。
对于以上两种情况,均可使用GPU共享内存实现线程间通信和原子操作来正确求解[19],故称这类细粒度并行方法为基于共享内存的运算级并行。
3适用于GPU的电磁暂态细粒度并行算法
改进EMTP算法各环节的计算特征,以及据此可采用的细粒度并行求解策略总结如表1所示。
3.1计算电气元件诺顿等值电流
由于不同端口数目元件的诺顿等值方程维数不同,因此在求解前,需要对电气元件按端口数分组。
对于一般的电气元件,设端口数为l,则其诺顿等值电流向量通常可以表示为上一时步端口电压和电流的线性组合[20],即
式中:ine,ib,ub∈Rl,分别为诺顿等值电流向量、支路电流向量和端口电压向量;p,q∈Rl×l,为系数矩阵。
设系统中存在s个端口数为l的电气元件,令
式中:Ib,Ub,Ine∈Rsl;P,Q,Yne∈Rsl×l;下标1,2,…,s为元件编号。
设P,Q的第k列分别为P(k),Q(k),则有:
这便实现了电气元件诺顿等值电流计算的分组SIMD向量化,可在GPU上并行求解。
3.2形成节点注入电流向量
在形成节点注入电流向量时,需要将每个电气元件的诺顿等值电流值加到注入电流向量的对应元素上。因此在求解时,只需并发与电气元件数目相同的线程,每个线程对应一个电气元件,线程之间通过共享内存通信。其具体实现为:在共享内存中建立一个数组,用于存储节点注入电流向量;每个线程将其对应元件的诺顿等值电流值加到相应的向量元素上,使用原子操作以避免不同线程同时对同一块内存进行操作。
3.3求解节点电压方程
节点电压方程为线性方程组,由于每个开关周期内系统导纳矩阵不变,因而可采取先求逆矩阵、每时步计算矩阵向量乘法的求解策略。其中,后者可以利用SIMD并行求解以提高效率。具体来说,分别采用以下两个并行数学库调用GPU进行求解: 利用CULA对导纳矩阵求逆[8];利用CUBLAS程序库实现矩阵向量乘法[21]。
3.4计算电气元件内部变量
对于端口数为l的电气元件,其支路电流计算方程为[20]:
式中:yne∈Rl×l,为诺顿等值导纳矩阵。
在按照端口数分组之后,类似3.1节,端口电流的求解也可统一为:
式中:Y(k)ne为Yne的第k列。
需要说明的是,部分复杂元件可能需要求解支路电流以外的内部变量,例如发电机需要求解机械方程以获得转子角和角速度,这些计算亦可通过类似方式实现向量化,在此不再赘述。
3.5求解控制系统
基于共享内存的控制系统求解流程见图3。
图中:Nctrl为控制元件总数;Ncou为检测控制元件是否可以求解的计数器。在每次求解时,循环检测每个控制元件的输入节点值是否已知,若已知便求解此控制元件,并将其输出节点标记为已知状态。当所有元件均求解后,便完成了控制系统求解。在求解时,需并发Nctrl个线程,每个线程求解一个控制元件。不同线程间通过共享内存通信,以满足不同控制元件间的依赖关系。具体实现如下。
1)在共享内存中建立一个长度等于控制节点数的一维标志位数组,用于标记节点的状态:若节点已求解,则相应位置标记为“1”;否则标记为“0”。
2)每个线程在求解控制元件前,首先检测该元件所有输入节点的标志位是否都为“1”:若是则可读取输入节点信号,执行求解,并将输出节点的标志位设为“1”;否则继续检测。
3.6开关动作时刻预测和校正
根据文献[18],采用开关动作时刻的线性预测和校正方法:
式中:α为迭代阻尼系数;G(·)为系统求解占空比的等效多项式;τ为开关动作时刻向量;下标f表示预测值;上标j表示第j次迭代值;m表示第m个开关周期。
式(9)和式(10)所示运算均为向量运算,因此可直接采用SIMD并行求解策略。
4算例测试与分析
4.1算例及仿真环境设置
采用三相脉宽调制(PWM)AC-DC变流器系统对细粒度并行仿真算法的正确性和效率进行测试, 其电气拓扑如图4所示。参数如下:直流电容为32 000μF,滤波电阻为0.001 Ω,滤波电感为0.6mH,载波频率为5kHz,电源频率为50Hz, 电源幅值为0.4kV,电源初相角为0rad,直流负载为2Ω。控制系统采用VQ控制模式。仿真所用硬件系统的主要参数如下:CPU型号为Intel?Xeon? E5645,核心数为6个,主频为2.4 GHz,内存为24GB;GPU型号为nVIDIA?TeslaTMC2070, 核心数为448(分为14个流处理器),主频为1.15 GHz,内存为6GB。
4.2正确性测试
设置仿真积分步长为10μs。测试变流器系统在以下两种情景中的动态响应:①交流电压跌落故障,电源幅值于0.05 s时从0.4 kV跌落到0.15kV,并在0.1s时恢复;②直流侧短路故障,变流器直流侧于0.05s时发生电阻性短路故障,短路电阻为0.05Ω,并在0.1s时恢复。
分别采用3种方式对测试系统进行仿真:①利用PSCAD/EMTDC作为标准参照系统;②在CPU上采用改进EMTP串行仿真算法[18](以下简称CPU串行程序);③在GPU上采用细粒度并行仿真算法(以下简称GPU并行程序)。
选取交流A相电流和直流电压,在两种情景下,对比3种方式的仿真波形,得到结果分别如图5和图6所示。可见,GPU并行程序可准确模拟PWM变流器在交流电压跌落以及直流侧短路时交流电流与直流电压的变化过程,其仿真结果与CPU串行程序和PSCAD/EMTDC高度吻合。对于其他仿真结果,三者也有类似的吻合关系,在此不再赘述。
4.3效率测试
在图4所示测试系统的基础上,通过增加并联PWM变流器(及其控制系统)的数目以构造不同规模的仿真算例,测试交流侧电压跌落故障下系统规模不同时并行算法的仿真效率。由此得到CPU串行程序和GPU并行程序的单时步仿真平均耗时如表2和图7所示。
可见,当PWM变流器数量为15个时,GPU并行程序的效率已超过CPU串行程序。随着系统规模增加,GPU并行程序相对于CPU串行程序的加速比增大。当PWM变流器数量为90个时,得到最大加速比为6.74。可以预计,在不超过GPU线程分配数目情况下,增加系统规模将获得更大加速比。
进一步,分别测试电气系统和控制系统的仿真耗时,得到如表3、图8和图9所示测试结果。
分析以上结果,可以得到如下结论。
1)由于PWM变流器算例的电气系统规模较小,故并行计算加速效果并不明显。但在测试中已可以看出,并行算法的求解时间仅仅随电气系统规模增加而稍有增加,在变流器数量为45个时,已经低于快速增加的串行程序仿真耗时。
2)由于不同变流器的控制系统具有很好的并行度,随着控制系统规模增大,细粒度并行仿真耗时基本不变,从而获得了较为明显的加速效果。
由表3可知,系统规模较大时,并行程序求解电气与控制系统耗时不到总体耗时的一半。进一步测试可知,开关动作时刻预测与校正环节,特别是其中的系统导纳矩阵求逆环节占用了将近60%的求解时间,其显著影响并行仿真算法的效率。由于在3.3节所示细粒度并行仿真算法中,并未对导纳矩阵求逆做任何细粒度处理,只是调用数学库CULA并行求解,因此,在进一步研究中需考虑如何提高这一步骤的求解速度,如对CULA进行优化配置,或换用更加高效、专门性的数学库。此外,也可以尝试在此环节中仅对导纳矩阵做简单分解,将部分计算转移到求解节点电压方程环节中,以达到总体计算量最小的目的。
5结语
结合GPU并行计算平台的特点,本文在改进EMTP算法的基础上设计并实现了适用于GPU的电磁暂态细粒度并行算法。仿真测试表明,此细粒度并行算法能够在保持仿真正确性的同时,提高仿真效率。本文对使用GPU进行带有开关过程和复杂控制的大规模电力系统快速电磁暂态仿真进行了有益探索,并指出算法的改进方向为求解节点电压方程中导纳矩阵的细粒度处理。
摘要：智能电网技术的发展需要快速电磁暂态程序(EMTP),而日益广泛应用的图像处理器(GPU)为电磁暂态仿真提供了高效的仿真环境和平台。文中首先提出了细粒度并行算法的运算级并行策略,即基于单指令多数据流(SIMD)的运算级并行策略和基于共享内存的运算级并行策略。随后,设计了应用这两种并行策略的改进电磁暂态细粒度并行算法。三相脉宽调制(PWM)变流器仿真测试表明,适用于GPU的细粒度并行算法能够在保证仿真正确性的同时,显著提高仿真效率,从而验证了基于GPU的细粒度并行仿真算法适用于带有开关过程和复杂控制的大规模电力系统快速电磁暂态仿真应用的可行性。