仿真模块（精选7篇）
仿真模块 篇1
0引言
由于在拓扑上采用了模块化设计理念,模块化多电平换流器(MMC)可以通过调整子模块串联个数实现功率和电压等级的改变,能够扩展到任意电平输出,从而减小了电磁干扰和输出电压的谐波含量。因为输出电压非常平滑且接近理想正弦波形,因此,在网侧不需要配置大容量交流滤波器。同时,由于MMC拓扑将能量分散存储在桥臂各个子模块电容中,避免了两电平拓扑结构三相桥臂间耦合关系,从而提高了故障穿越能力。基于以上优势,使得MMC在有源滤波器、电机拖动、无功补偿、电力牵引及高压直流输电等领域具有广阔的应用前景[1,2,3,4,5]。
当MMC应用于远距离高压直流输电领域时,直流线路故障是其不可回避的问题。由于采用半桥型子模块拓扑,在直流侧发生故障时,虽然可以闭锁所有绝缘栅双极型晶体管(IGBT)实现对器件的保护,然而因为IGBT所并联续流二极管,造成短路电流不能被闭锁,从而使其不具备直流侧故障自清除能力。而高压大容量直流断路器制造工艺目前尚不成熟,在高压大容量场合鲜有应用,因此,直流侧故障只能够依靠换流站跳开交流断路器来切断故障电流,但该方法却带来了系统响应速度较慢、重新启动配合动作时序复杂、恢复时间较长的问题[5,6]。为了减少系统直流侧故障概率,当前直流输电工程不得不采用故障率低而价格昂贵的直流电缆作为传输介质,从而限制了成本较低的架空线路应用。针对上述问题,本文在总结目前学术界和工业界对MMC拓扑结构研究及改进方案基础上,对传统半桥型拓扑进行了相应改进,从而在保持子模块间串联形式下,设计了具有直流故障电流闭锁能力的复合拓扑结构,以提高系统直流侧故障穿越能力。
1MMC电路模型
德国慕尼黑联邦国防军大学学者MarquardtR及其合作者最早在2002年提出基于级联结构模块化组合多电平换流器拓扑,并分析了其基本工作原理[7]。典型MMC桥型拓扑如图1所示,其中上下桥臂各串联N个结构相同子模块(SM)并通过限流电抗器LX与交流系统相连。由于直流侧具有公共直流母线,该拓扑可以直接应用于直流输电领域。
MMC中子模块一般采用如图2(a)所示的半桥型结构(HBSM),其中开关K为旁路开关,当模块发生故障时闭合,从而旁路掉故障模块,并投入冗余模块,保证系统继续运行。晶闸管T3的主要作用是在直流侧故障导致IGBT闭锁后,保护二极管D2免遭大电流损坏。Usm为子模块输出电压,Uc为子模块电容电压。
当直流侧发生故障后,根据电流方向,子模块闭锁模式可以分为如图2(b)所示的两种:桥臂电流大于零,子模块中 电容处于 充电状态,桥臂等效为N个电容串联,由于桥臂模块电容所提供的电压将使二级管D1处于反向偏置状态,从而迫使桥臂电流迅速衰减,系统自动起到故障电流抑制作用。而当桥臂电流小于零时,子模块处于切除状态,桥臂等效为仅含电阻和桥臂电抗电路,不具备故障电流抑制功能,交流系统近似发生三相短路故障,因此电流比较大,需要触发保护晶闸管T3实现对二极管D2的保护。根据上述分析,对于HBSM拓扑,故障电流抑制问题出现在桥臂电流小于零阶段,如果能够保证模块电容级联充电,则能够解决故障电流抑制问题。
2子模块拓扑研究
2.1双钳位子模块拓扑
探求具有直流故障穿越能力的子模块拓扑是目前学术界和工业界研究热点[8,9,10,11,12,13,14]。Alston公司结合IGBT串联和全桥型子模块级联两种结构优点,设计了变桥臂多电平拓扑,与半桥型MMC相比,在交流电压等级相同情况下,该拓扑结构所需IGBT数量较多。文献[12-13]为降低变桥臂多电平拓扑中全桥型子模块数量,提出一种全桥变桥臂拓扑,在变桥臂多电平拓扑基础上,将IGBT串联改为IGBT级联全桥型结构,虽然达到了降低级联模块数量目的,但也导致直流母线电压下降,且该拓扑表现出三相六线制结构特性。上述拓扑都是基于全桥型子模块结构双向电流阻断原理实现直流侧故障电流抑制,与传统MMC相比,由于改动较大,造成了电容电压均衡控制复杂问题。
为了降低全桥拓扑所需要的器件数量,并保持子模块级联特性,MarquardtR提出了如图3所示拓扑[15,16]。该拓扑通 过增加电 容器 (C2)、IGBT(T5)和钳位二极管(D6和D7)构造了双钳位子模块(DCSM),实现了直流侧故障电流阻断能力。
DCSM正常运行时,T5处于恒通 状态,D6和D7由于电容反向电压作用而处于截止状态,此时DCSM等效为两个半桥子模块串联。在直流侧线路发生故障时,保护系统闭锁所有IGBT,流经模块的桥臂电流如图4所示,此时无论电流是正还是负,都能够保证桥臂各个子模块电容处于级联充电状态,从而解决了HBSM拓扑中电流为负时桥臂短路问题,因而达到了故障电流抑制效果。但是,当流经模块电流方向不同时,DCSM中的两个电容呈现出不同连接方式。在图4中,电流大于零时,子模块等效为两个电容的串联电路;而在电流小于零时,子模块等效为两个电容的并联电路。虽然从能量守恒角度而言,两个电容并联连接可以减少闭锁后单个模块电容电压的上升幅度,但是从故障电流抑制角度而言(级联模块电容提供二极管反向偏置电压),两个电容并联意义不大。
2.2改进复合子模块拓扑
为解决DCSM中电容并联耦合效应问题,本文在不改变传统MMC中子模块间串联连接方式的前提下,对半桥型拓扑进行了改进,设计了如图5所示的改进复合子模块(improvedhybridsubmodule,IHSM)拓扑。
类似于DCSM,T3作为引导开关,工作于常通状态,等效为短路,而D6由于电容C1两端电压作用而处于反向偏置状态,等效为开路,所以两个子模块间不具有耦合性,呈现出各自独立的工作状态且为串联连接。
在故障闭锁后,当i小于零时,此时电流通路是B→D4→D6→C1→D2→A,由于SM2处于旁路状态,因而只有SM1中的C1处于充电状态,此时模块输出电 压为 -Uc。当i大于零时,电流通路是A→D1→C1→D3→C2→D5→B,类似于半桥型拓扑,模块中电容C1和C2串联且处于充电状态,模块输出电压为2Uc。从而在电流双向流动下,改进拓扑既提供了二极管反向偏置电压,同时也消除了i小于零时DCSM中电容C1和C2并联耦合问题及半桥型拓扑中桥臂短路问题。
根据MMC工作机理,系统正常运行时,直流电压Udc、模块电容电压Uc与阀侧交流相电压Uph和线电压UL关系如式(1)所示。
式中:m为调制度,一般取0.8到0.9之间。
故障电流衰减到零所需时间关系到故障清除时间。当桥臂二极管处于反向偏置状态时,桥臂电流、交流侧电流和直流侧电流将会衰减为零。而二极管是否处于反向偏置则取决于充电回路中处于充电状态的电容电压总和(桥臂等效直流电压)与交流电压幅值的关系。因此,定义桥臂等效直流电压与交流电压幅值的比值为故障电流抑制系数λ,系数越大,故障电流衰减到零所需时间越短,则系统故障抑制能力越强。
根据图6,当直流侧发生单极接地故障时,充电回路中有N个模块电容投入充电,而桥臂端电压为交流相电压,根据式(1)则有:
当直流侧发生极间短路故障时,充电电流将在桥臂相间循环流动,此时对于改进拓扑共有2N个模块电容投入充电,而两相桥臂间电压为交流线电压,根据式(1)同样可以得出:
此外,对于图6中上桥臂之间或下桥臂之间可能存在的充电电 流路径,此时投入 的电容个 数为3N个,而桥臂间电压依然为线电压,根据式(1),可以得出:
所以,由式(2)、式(3)和式(4)可知,无论是直流侧极间短路还是单极接地故障,伴随着投入模块电容的充电效应,改进复合拓扑都能够保证故障电流抑制系数λ大于1,从而实现续流二级管反向偏置,达到抑制故障电流效果。
实际中,当直流侧故障闭锁后,投入模块电容电压由于桥臂电流充电效应会有不同程度上升。而影响电容电压上升幅度的因素之一是闭锁瞬间桥臂电流的大小,桥臂电流越大,则闭锁后模块电压上升幅度也就越大。而故障闭锁前桥臂电流大小除了受限流电抗器LX影响外,还会受到系统闭锁时间影响。在限流电抗一定情况下,系统闭锁时延越长,电容放电时间就越长,则桥臂电流也越大。因此,如果系统闭锁时间不能够满足要求,导致闭锁后模块电容电压出现增幅过大情况,一种解决方法是在换流器出口侧安装平波电抗器来限制短路电流,或者在SM1中与D6串联耗能电阻,消耗部分能量[5]。
由于闭锁期间电容C1处于充电状态而C2处于旁路状态,如果故障电流比较大,可能会造成模块内电容电压不均衡问题,因此需要考虑电压均衡控制。在故障清除后,系统重新启动之前,通过检测各个子模块电容电压来判断其是否在合理范围内(一般电容电压波动范围在±10%之间[17,18])。如果满足要求,则可以直接解锁进入正常功率传输模式,否则解锁后两端系统进入电容电压自均衡阶段。此时将工作于定功率模式的换流站功率指令初值设置为零,另一端工作于定直流电压模式,从而两端换流站利用电容电压均衡控制进行电压均衡处理。当子模块电容电压处于合理波动范围,则增加功率指令,恢复正常功率传输。
表1列出了不同子模块拓扑在输出单位电平时所需要器件数量及极间短路故障抑制系数。对于具有故障电流抑制功能的子模块拓扑,传统半桥中的保护晶闸管不再需要。
从表1可以看出,本文对半桥型拓扑的改进,既实现了直流侧故障电流阻断效果,同时也避免了全桥结构器件数量过多和双钳位子模块中电容并联耦合问题。由于T3和D3作用,系统正常运行损耗会相应增大,对经济性带来一定影响。但是,由于改进复合拓扑具备了直流侧短路电流闭锁能力,因此,实际工程可以考虑采用价格相对低廉的架空线路来代替昂贵的电缆线路,从而降低直流输电系统工程造价,也相应拓展了模块化多电平换流器型高压直流输电(MMC-HVDC)的应用领域。
2.3IHSM启动分析
类似于HBSM,IHSM启动分为利用交流电源的自励启动和借助于外加直流电源的辅助启动,本文主要对自励启动过程进行说明。根据2.2节分析,对于HBSM,在不控整流阶段,充电回路中电容个数为2N个,对于IHSM,电容个数为3N个,且由于IHSM中C1充电时间长于C2,导致模块电容电压不均 衡,因此在不 控整流结 束后,不同于HBSM,IHSM不能直接转换为可控整流。由于此时C1电容电压较高(大于50%额定值),具有控制取能可能性[19],所以SM1具有可控性,因此可以转换为半控整流,即将IHSM中SM1旁路,SM2闭锁对C2充电。由于此时充电回路中只有N个电容充电,根据式(1),电容电压能够充电到额定值。当C2达到额定值,旁路SM2,闭锁SM1对C1充电。在C1电压达到额定值后,同时闭锁SM1和SM2,由于IHSM自身的电流闭锁能力,交流电流会逐渐衰减为零,此时切除启动电阻并解锁,将两端换流站转换为正常控制模式,系统自启动过程结束。
3直流侧故障电流抑制分析
为验证本文设计的子模块拓扑对直流侧故障电流抑制的有效性,在PSCAD/EMTDC中搭建了两端MMC-HVDC模型进行仿真分析(为了减少仿真时间,采用了21电平 )。两端系 统交流电 压为220kV,直流母线电压Udc为400kV,一端换流站采用定直流电压、定无功功率控制,另一端换流站采用定有功和无功功率控制。调制策略和均压策略采用文献[20]中的最近电平逼近调制策略和基于电容电压排序的均衡控制策略。
本文首先对基于IHSM拓扑的MMC-HVDC系统自励启动过程进行了仿真分析。从图7(a)可以看出,通过不控整流和半控整流两个阶段充电,电容C1和C2的电压均达到了额定值(20kV),为系统切换到正常工作模式做好准备。在图7(b)中,由于IHSM自身电流闭锁能力,在充电完毕后,交流电流衰减为零,为启动电阻切除创造了条件,进而可以零电流切除启动电阻。仿真结果表明,本文设计的自励启动方法实现了换流器预期启动效果。
为验证复 合拓扑故 障抑制能 力,对MMCHVDC直流侧暂时性极间短路故障进行了仿真分析。线路采用架空线路,在2s时发生故障(故障持续时间为0.2s),故障点距两端换流站50km,延时2ms闭锁。
从图8中可以看出,闭锁后,在桥臂电容电压作用下,续流二极管很快处于反向偏置状态,从而交流电流和直流电流很快衰减为零,达到了限制直流侧故障电流的 目的,避免了交 流断路器 动作。根据2.2节分析可知,因为C1充电和C2旁路不同状态的影响,在改进拓扑中C1位置电容电压要高于C2位置电容电压,如图8(a)所示,但是电压波动幅度总体小于额定值的10%,因而系统可以直接解锁启动进行正常功率传输。由于避免了两端换流站交流断路器动作,所以系统可以在故障结束后短时间内恢复正常功率传输,如图8(b)至图8(d)所示。
4结语
本文首先分析了传统子模块不能够实现直流侧故障自清除的原因及其改进类型拓扑特点,通过子模块重新设计,实现了桥臂电流双向流动下电容充电效应和续流二极管可靠截止,达到了直流侧线路故障抑制目 的。然后,设计了基 于改进拓 扑的MMC-HVDC系统的自励启动策略。最后,在双端仿真模型基础上,对系统的自励启动过程、直流侧极间短路故障电流抑制能力进行了仿真验证。仿真结果验证了启动策略的有效性,同时,也表明改进拓扑实现了直流故障电流的抑制能力,避免了交流断路器动作,从而相应缩短了直流侧故障清除时间,有利于系统的快速恢复。
论电网仿真系统的模块化设计 篇2
随着中国经济的飞速发展,电网发展也日进千里,电力系统网已经变得日益复杂,越来越多的操作和监控任务已经超过了人类能够负担的范围。计算机和仿真技术的发展,使得电网仿真系统越来越多的承担起模拟操作和技能培训任务,电网调度、变电运行、电网及变电站联合反事故演练、技术比武、电网规划等多种功能纷纷加入仿真系统,并连接调度DTS等系统实现实时数据更新,电网仿真系统应用广度和深度得到极大拓展,在供电生产各方面越来越发挥着重要的作用。
然而电网仿真是一个具有较强时效性、复杂性的大型计算机系统,不仅电网仿真系统本身造价不菲,需要细致分析电网系统参数变化,利用模型复现实际系统中发生的本质过程,而且系统更新必须符合飞速发展的电网变化,所以,仿真系统架构设计和电网动态特性模拟设计,直接关系到电网系统仿真应用的成败。
二、架构设计
要建立一套实时的电网仿真软件,需要最大化简化模块之间的接口,提高模块的独立性,可使软件设计、调试、维护等过程变得容易和简单。而无论电网如何发展和变化,动态潮流是电网系统正常运行基础,可以进行电压监视、负荷调节、电压调节等正常运行监视、操作和调节。电网仿真系统可以以动态潮流为基础,利用建立模型,构架良好的模块化系统。
模块独立性是用“内聚度”和“耦合度”这两个定性指标来度量的,内聚度是度量一个模块功能的相对强度,耦合度是度量模块之间的相互联系的程度,内聚与耦合互相关联。在电网仿真系统结构设计中的目标,力求增加模块的内聚,尽量减少模块间的耦合,内聚比耦合更为重要。由于电网系统潮流给出了电网仿真系统各模块的电压电流,它的输入、输出是已知的,利用“黑箱”设计理念,分解系统结构设计和系统模块,是整个电网仿真系统架构设计的基础。
按照以上设计理念,整套电网仿真系统应由仿真支撑系统、模型应用软件和建模组态工具库组成。系统结构图如下图所示:
1. 仿真支撑系统
仿真支撑系统由仿真支撑软件和电网模型软件组成。仿真支撑软件是一个完整的、支撑实时仿真软件开发、调试和执行的软件工具它能实时调试、执行和控制仿真系统,并具有数据管理、I/O管理以及源程序生成等功能。仿真支撑软件完全与模型无关,能够支持各种大型仿真系统的开发,包括电力、通讯、视景仿真等。
电网模型指应用数学物理方程建立电网变电站的所有一次设备和二次系统模型,采用动态数字模拟,其原理和物理参数按实际仿真,电网模型的静态特性、动态特性与实际相同,能对各种不同的简单故障、复合故障进行动态模拟,故障和现象不仅与实际一致,而且其相互影响和逻辑关系要与实际相同,给出动态过程中的电压、各子网频率、线路潮流、短路电流等模拟结果。同时模型还应能计算各种保护的启动值,如各相/序电流、电压、阻抗等,实现继电保护的定值比较。
2. 模型应用软件
模型应用软件由教练员台、保护屏、测控屏、控制盘台、就地和三维场景组成。
(1)教练员台
仿真机的培训功能是通过教练员台实现的。人机界面要求形象和具有更多层次多重并发功能,扩大教练员的操作和思考的视野,提高仿真机功能水平,充分利用和发挥培训能力。教练员台把对学员的培训建立在最新计算机技术的应用之上,是拥有功能丰富、控制灵活、操作方便、评价科学、图文并茂等一系列特点的理想仿真培训控制界面工具。
教练员台可以选择初始工况,检查开关初始状态位置,回退、重演某一科目演练,设置故障及远方操作,随时记录教练员和操作员的活动,对学员操作过程仿真机自动给出成绩评价等功能。
(2)保护定值计算软件
系统内嵌一个完整的保护定值计算程序,可以根据不同的运行方式和配置计算保护的电量定值、时间定值、保护控制值、压板的投退等,作为系统工况的初始值,运行人员可以根据保护定值通知单,在保护屏中修改。
(3)保护屏
图形矢量化保护盘,在计算机中再现保护柜形态,按保护原理开发的保护模块,与真实的保护一致,不仅增强了现场感,而且可以与现场一样全面实现了保护液晶屏及其操作小键盘的全部功能,可以进行保护定值的整定,时间整定,控制字整定,定值换区。含故障量的真实故障报告的显示打印,压板、开关操作,信号复归等。
(4)三维场景
采用三维动画技术,真实再现变电站工作场景,让人有身临其境之感。能够熟悉现场设备环境,实现全部就地操作功能;实现设备巡视训练,各种巡视操作、记录与汇报;可以设置故障、设备异常与缺陷,实现操作票操作培训,挂牌及围栏设置,安全工器具使用;并能够设置不同气候条件。
(5)就地操作
仿真那些系统必要的、在远动系统中未能包括的、变电站的就地操作,主要为潮流计算和故障分析设置变量,实现变电站仿真控制盘台所缺少的其它主要控制、检查操作。如:户外巡视、就地操作等。
(6)综自系统、集控中心
仿真综自系统、集控中心的全部功能和操作特性、监控功能、操作风格等,
(7)EMS系统仿真软件
控制中心仿真环境与实际控制中心环境基本一致,具有在线调度自动化系统的各种功能。为达到逼真的效果,控制中心仿真子系统需要模拟在线调度自动化系统所有的监控功能,包括监控系统和在线应用软件。
3. 建模组态工具
建模工具用于建立电网模型,必须用户可以自定义建模,自行更新电网仿真系统,以符合电网的实际发展变化。
优秀的建模工具,应采用程序开发出用户级组态建模平台,将不同设备的相同功能写成标准的动作模块单元,形成算法库和资源库,以此建立不同对象的模型,实现用户自定义拆装建模。例如,用户可以通过可视化工具绘出仿真范围内各个变电站的母线及其连接方式,选择设备类型,并输入相应的系统参数,设备建模以母线为节点,母联与旁路,变压器、联络线为支路及其参数,生成静态网络拓扑结构,自动定义变量,并存入数据库中,作为动态拓扑分析、潮流计算、故障分析的基础,并形成远动图,就地画面等。这样即增强了设备模型的通用性,又降低用户对研发厂商的依赖性。
三、结束语
随着电力系统的发展和日益复杂,对系统供电可靠性要求也愈来愈高,在电力生产中,电网仿真作为一种特别有效的研究、培训手段,可以为变电站的运行人员提供良好逼真的培训环境,达到提高运行人员的运行操作素质,增强其安全运行能力的目的。同时经过反事故演练后,提高其对变电站非正常和事故状态的判断、处理能力,为电网安全、稳定和经济运行作出贡献。本文从计算机模块技术角度出发,结合电网运行特性和控制系统的实际进行分析研究,合理设计电网仿真系统模块,大大提高了电网仿真系统寿命周期。
参考文献
[1]郑新才,刘成伟,秦三营等,电网综合反事故演练仿真系统[J].电力自动化设备,2009.5.
模块化多电平变换器模拟仿真技术 篇3
近年来, 基于数字式实时仿真器的硬件在环 (hardware-in-loop, HIL) 半实物[1,2,3,4]仿真技术在快速原型机研发及工业电子控制单元测试中的应用已越来越广泛。目前, 国际上较为流行的数字式实时仿真器有RTDS[1], RT-lab[2], dSPACE[3]等。对电力电子系统而言, 实时仿真器可作为控制器实现对实际功率变换器的控制, 或者用实时仿真器模拟功率变换器, 由实际控制器对模拟的功率变换器进行控制, 用于验证系统实际控制器功能的正确性。后者可极大提高控制系统的设计和调试效率, 有效避免因控制器在调试过程中造成功率变换器开关器件损坏所带来的风险和损失, 特别是对于高压大容量功率变换器系统而言更为有效。
基于运算放大器的模拟计算机早在数字计算机问世之前已经被采用, 主要用于实现系统控制功能, 而如今已基本被数字计算机取代。尽管模拟计算机在处理复杂的控制算法实现能力上无法与数字计算机相媲美, 但在某些应用场合, 模拟计算机可以弥补数字计算机的劣势[5,6]。数字式实时仿真器价格较为昂贵, 一般为几十万到几百万元人民币, 且其仿真步长由于受到数字计算机的速度及数—模或模—数转换速率的限制, 不可能做到很小, 特别是在仿真脉宽调制 (PWM) 功率变换器时, 对动态变化较快的信号 (如电流) 的仿真精度仍有待提高。因此, 模拟计算机对PWM功率变换器主电路的仿真效果优于数字式实时仿真器, 且性价比更高。文献[7]给出了一种基于第二代电流传输器 (second-generation current conveyors) 的功率变换器模拟仿真方法, 并取得了较好的仿真效果, 但该方法对电子电路专业知识的要求较高。
本文提出了一种以电子模拟开关和运算放大器为核心的模拟仿真技术, 用于PWM功率变换器的HIL半实物仿真。该技术仅采用常规的模拟开关及运放电路即可实现, 具有成本低廉、设计门槛较低的优点。本文以模块化多电平变换器 (MMC) [8,9,10,11,12,13,14]为例, 给出了MMC的设计及实现方法。
1 MMC模拟仿真步骤
PWM功率变换器模拟仿真技术主要用于对变换器主电路进行模拟仿真, 其基本思路是用电子模拟开关及运算放大器电路模拟实现功率变换器的开关函数及各种电压 (电流) 关系和运算, 从数学模型角度模拟实现PWM功率变换器主电路的等效电气外特性。
以下以如图1所示的MMC整流器电路为例, 说明设计模拟仿真电路的具体步骤。
1.1 建模
MMC半桥子模块SM的电压、电流关系为:
式中:iCxyj和uCxyj分别为x相y桥臂第j个子模块中电容的电流和电压;ixy为x相y桥臂的电流;Sxyj∈[0, 1]为MMC整流器x相y桥臂第j个子模块的开关函数;下标x∈[a, b, c]表示a相, b相或c相, y∈[p, n]表示上/下桥臂, j=1, 2, …, N为桥臂的第j个子模块, N为单个桥臂子模块总数;uxyj为x相y桥臂第j个子模块的电压;C为子模块中电容元件的电容值;UC0为子模块电容电压初始值。
x相y桥臂各子模块输出的端口电压uxy为:
x相的上/下桥臂电流为:
式中:ixp和ixn分别为x相上、下桥臂的电流;uxp和uxn分别为x相上、下桥臂的电压;L为电感值;ex为x相电源电压;UO为电源中性点O的对地电压;Ud/2为直流母线电压;R为MMC整流器中电阻的阻值。
考虑到三相电源电压、电流的约束条件及ia+ib+ic=0, 可得电源中性点电压UO如下:
c相下桥臂电流icn为:
1.2 调理
与主电路和实际控制器之间的调理电路功能相似, 此步骤是将图1中的电压、电流量按一定比例变换为实际控制器相应输入/输出所要求的低电压调理信号。将要求的低电压调理信号以uzc表示, 其中下标z表示电压或电流, 可取图1中的各电压/电流;上标c表示对应电压/电流的低电压调理信号, 该信号大小应在模拟仿真电路运放及电子模拟开关的正常工作电压范围内。
根据实际控制器输入/输出信号的幅值要求, 不同的电压/电流量可选用不同的变换系数。设直流母线电压转换系数、电容电压转换系数、交流电压转换系数和电流转换系数分别为Kd, Kc, Ke, Ki, 则调理后的信号分别为, 代入式 (1) 至式 (6) 可得各信号调理后的关系式, 在此不再赘述。
1.3 实现
由式 (1) 至式 (6) 可知, MMC模型主要包括开关函数、加/减法、比例和积分函数等。本文所提的模拟仿真方法由电子模拟开关实现式中的开关函数Sxyj, 由运算放大器构成的积分电路实现式 (1) 中电容电压及其电流的关系 (电容并联电阻时, 将积分电路改为一阶惯性电路) 。半桥子模块的模拟仿真电路如图2 (a) 所示, 该电路与图1中的子模块电压/电流具有相同的数学模型及等效外特性。图中, R0和R1均为电阻阻值;C1为电容器电容值。
通过运放加法和比例器则可实现式 (2) 、式 (4) 、式 (5) 和式 (6) , 再由运放构成的积分电路可实现式 (3) 中电感电流及其电压的关系。x相上/下桥臂模拟仿真电路分别如图2 (b) 和图2 (c) 所示。图中, R2d, R2c, R2e均为电阻阻值;C2为电容器电容值。
其余电路相对较简单, 在此不作赘述。
图2中有关子模块电容电压以及桥臂电流的积分电路参数可由式 (1) 和式 (3) 对应的调理信号关系得到, 其中积分时间常数的电阻电容为:R1C1=CKi/Kc, R2cC2=LKc/Ki, 因此, 选定C1和C2后即可确定R1和R2c;R2d=R2cKd/Kc, R2e=R2cKe/Kc, 其他参数略。
2 仿真验证
为验证MMC模拟仿真电路的有效性和可行性, 首先对实际主电路和模拟仿真电路进行对比数字仿真。仿真方法为:用PSIM仿真软件搭建MMC主电路及MMC控制器。为便于对比仿真结果, 本文在同一个仿真文件中同时搭建相应的MMC模拟仿真电路, 其中MMC主电路与MMC控制器实现闭环控制, 相关控制策略参见文献[13-14], MMC模拟仿真电路中的电子模拟开关也由上述MMC控制器的PWM信号控制。MMC主电路及其模拟仿真电路的参数为:N=4;L=10mH;C=2 400μF;交流侧线电压Eab=380V;额定直流母线电压UdN=800 V;额定直流母线电流IdN=12.5A;子模块额定电容电压Uc=200V;开关频率fs=5kHz;额定功率PN=10kW;模拟仿真电路直流电源Vcc=±15 V;Kd=0.01;Kc=0.0125;Ke=0.015;Ki=0.25Ω。
以上转换系数取值由实际MMC控制器输入/输出信号的幅值要求决定。例如, 假设实际PWM控制器输入的直流母线电压调理信号额定值为8V, 子模块电容电压调理信号额定值为2.5V, 则直流母线电压转换系数Kd=8V/800V=0.01, 电容电压转换系数为Kc=2.5 V/200 V=0.012 5。根据MMC主电路及其模拟仿真电路的参数可求出模拟仿真电路的电路参数, 如图2 (a) 中的积分电路参数为R1C1=CKi/Kc=48 ms, 取C1=1μF, 则R1=48kΩ, 图2 (b) 和图2 (c) 中的积分电路参数为R2cC2=LKc/Ki=0.5ms, 取C2=0.1μF, 则R2c=5kΩ, R2d=R2cKd/Kc=4kΩ, R2e=R2cKe/Kc=6kΩ。
取仿真工况为MMC稳态运行时, 在0.04s时MMC直流母线负载电阻由500Ω突变至32Ω, 所得MMC整流器与其模拟仿真电路的仿真结果如图3所示。图中, Id为直流母线电流;uCap1为子模块1的电容电压。红色和黑色曲线分别表示实际MMC和模拟仿真电路的仿真结果。
由图3可见, 模拟仿真电路与实际MMC的仿真结果一致, 表明模拟仿真电路可有效模拟MMC主电路的一次电压/电流信号。
3 实验验证
基于上述模拟仿真电路的MMC系统框图如图4所示。图中, j∈[1, 2, 3, 4], x∈[a, b, c], y∈[p, n], 其中模拟仿真平台 (虚线框中部分) 的输入/输出与实际MMC控制器相连, 该平台主要由2个部分组成: (1) 3个上桥臂 (如图2 (b) 所示) 和3个下桥臂 (如图2 (c) 所示) 电路, 每个桥臂板包含4个子模块电路 (如图2 (a) 所示) ; (2) 综合板, 用于对第一部分电路板的信号进行处理, 实现式 (3) 至式 (6) 的信号关系, 并将有关信号输出至MMC控制器。另外, MMC控制器通过光纤及通信卡输出每个子模块的PWM信号及输入每个子模块的直流侧电容电压信号。在模拟仿真实验平台中, 运算放大器采用TL074A集成四运算放大器, 电子模拟开关采用MAX333A集成四开关, 其余电阻/电容值根据转换系数计算得到 (与前文仿真验证时的电路参数相同) 。模拟仿真实验平台实物图如附录A图A1所示, 其中每个桥臂板通过4个接插件连接MMC控制器的通信卡。
根据主电路参数搭建的MMC实验装置系统框图如图5所示。图中, j∈[1, 2, 3, 4], x∈[a, b, c], y∈[p, n], 虚线框部分为MMC主电路及其调理电路。MMC主电路包括三相上/下桥臂, 每个桥臂含有4个子模块, MMC的桥臂电流、交流侧电压以及直流母线电压通过检测及调理电路进行转换, 并输出到实际MMC控制器, 同时MMC控制器通过光纤及通信卡输出每个子模块的PWM信号及输入每个子模块的直流侧电容电压信号。MMC装置的实物图如附录A图A2所示。
根据模拟仿真原理, 图4和图5中的2个虚线框内电路完全等效, 具有相同的数学模型和输入/输出信号。
MMC控制器以型号为TMS320F28M35H52C的数字处理器 (DSP) 及2片型号为EP3C25F240的现场可编程门阵列 (FPGA) 为控制核心, 并通过光纤及24块通信卡与MMC实验装置 (或模拟仿真电路) 相连。在实验测试时, MMC实验装置和MMC模拟仿真实验平台采用同一个MMC控制器及控制程序。
MMC模拟仿真平台的实验结果如图6所示。
图6 (a) 为a相上/下桥臂各子模块端口电压的模拟信号波形和上/下桥臂电流的模拟信号波形, 图6 (b) 为负载由轻载突变时a相上/下桥臂2个子模块电容电压的模拟信号波形和上/下桥臂电流的模拟信号波形。
MMC装置的实验结果如图7所示。图7 (a) 为a相上/下桥臂各子模块的端口电压波形和上/下桥臂电流波形, 图7 (b) 为负载由10%无功和有功空载突变时a相上/下桥臂2个子模块电容电压波形和上/下桥臂电流波形。
由图6和图7可以看出, MMC模拟仿真平台的实验结果与MMC装置的实验结果基本一致, 表明图4和图5中的2个虚线框中的电路具有相同的电气外特性。
4 结语
本文提出了一种以电子模拟开关和运算放大器为核心的PWM功率变换器的模拟仿真方法, 该方法具有较好的并行实时处理及运算能力, 且价格低廉, 性能优异, 适用于各种PWM功率变换器主电路的半实物仿真, 可作为价格昂贵的数字式实时仿真器的一种高性价比替代品, 二者可以优势互补。此外, 文中还详细论述了该模拟仿真方法的设计步骤和原理, 并基于该原理研制了模块化多电平变换器模拟仿真实验平台。最后, 由仿真和实验验证证明了所提方法的有效性和可行性。
本文所提模拟仿真技术主要作用为:在实际PWM功率变换器原型机的研发或生产调试过程中, 对实际控制器软硬件进行前期验证, 以有效避免由控制器算法或设计及保护不当造成的变换器开关器件损坏。但与数字式实时仿真器相比, 该模拟仿真平台的仿真模型及参数修改还不够灵活和方便, 需针对不同的功率变换器设计不同的模拟仿真电路;此外, 该模拟仿真技术也不适用于功率开关损耗等指标的验证, 因此, 还需在后续研究中对该方法进行进一步优化。
附录见本刊网络版 (http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx) 。
摘要：为降低实时仿真器的成本, 提高仿真性能, 提出了一种针对功率变换器的实时模拟仿真方法, 该方法具有天然的实时处理开关信号及模拟信号的能力, 且其仿真速度与系统规模及复杂性无关。以电子模拟开关和运算放大器为核心, 分别模拟实现了功率变换器数学模型中的开关函数和数学运算, 并针对模块化多电平变换器 (MMC) 设计了MMC模拟仿真方法及电路, 同时研发了MMC模拟仿真平台。通过仿真和实验验证表明了所提方法的可行性和有效性。
仿真模块 篇4
国内也有较多针对中低速磁悬浮车辆的动力学性能的研究, 文献[1]主要对单电磁铁垂向悬浮控制进行了研究, 文献[2]对五模块中低速磁浮车进行了几何曲线通过计算, 文献[4]主要对三模块中低速磁浮车四边形迫导向机构进行了仿真分析, 其结果证明了几何曲线通过计算结果参数的正确性, 文献[7]针对三模块中低速磁浮车进行了动态曲线通过研究, 但其垂向悬浮力及导向力简化成电磁力的垂向分力与水平分力, 过于简化。本文利用SIMPACK动力学软件对我国五模块中低速磁浮车直线运行平稳性和曲线通过性能进行了系统动力学仿真, 以期为我国五模块中低速磁悬浮车辆性能优化提供基础。
1 中低速磁浮车辆基本原理及结构分析
1.1 基本原理
HSST型中低速磁浮列车采用吸引型磁悬浮方式, 在磁浮架的下方安装有电磁铁, 环抱于线路轨道下方, 通过电磁铁与钢轨间的吸引力使车辆悬浮, 利用位于电磁铁与轨道间的间隙传感器来控制电流, 使磁隙保持一定。图1为HSST磁悬浮列车组合件断面图。
列车推进是采用装在车上的线性感应电动机来实现的。在车上装载有移动磁场发生器, 它是由电动机线圈和VVVF逆变器组成。由于移动磁场的存在, 使置于地面的铝板感应出涡电流。正是这种移动磁场与涡电流的磁场力推动车辆前进。由于HSST型车辆的运行速度不高, 其导向力由电磁力的横向分力提供。
1.2 结构分析
此建模仿真原型为我国自主设计的中低速磁浮车,
车辆主要由车体和悬浮架两部分组成, 每车有5个悬浮架 (悬浮架标记依据车辆前进方向, 由车头至车尾分别为1, 2, 3, 4, 5位悬浮架) 。悬浮架由导向机构、横向滑台2、空气弹簧、牵引拉杆5、横向拉杆7、悬浮侧架3、防侧滚梁电磁铁等结构部件组成 (图2) 。左右两个悬浮模块通过4 片防侧滚梁连接成一体, 每2片防侧滚梁通过弹簧和2个吊杆左右相连;每个悬浮侧架下部安装有4个电磁铁, 上部安装有4个空气弹簧, 5个悬浮架共20个空气弹簧支撑起车体;1, 2位悬浮架相邻的空簧与车体固接, 相离的空簧则与横向滑台连接, 3位悬浮架处于正中间, 其4个空簧都与横向滑台连接, 4, 5位悬浮架连接情况与1, 2位悬浮架相同;每个悬浮架与车体之间有2个牵引拉杆传递纵向力;横向拉杆连接悬浮侧架与横向滑台或车底, 传递横向载荷, 空气弹簧相对侧架只能垂向平动, 只承受垂向载荷;导向机构则安装在车体底部, 其两个T形臂与横向滑台连接, 可以将车辆通过曲线时车体中心线相对于线路中心线的位移传递给滑块, 带动悬浮架转动, 以提高车辆通过曲线的能力。
2HSST型中低速磁浮车各结构运动学关系
与铁道机车车辆不同, 磁悬浮车辆无轮轨接触关系。在对磁浮车辆建立动力学模型时, 需要对车辆结构进行合理的简化和等效。整车为90个自由度的多刚体系统。有5个悬浮架的磁浮车辆各部件之间有如下的运动学关系。
a) 左右悬浮侧架模块具有伸缩、沉浮、横移、侧滚、点头和摇头6个自由度。电磁铁固接在模块上, 不考虑其独立的运动自由度。防侧滚梁与模块固接, 吊杆铰接在防侧滚梁上有相对的侧滚摆动、前后摆动和垂向变形。
b) 车体具有与模块一样的6个运动自由度。横向滑台铰接在车体上, 其中, 1, 2位, 4, 5位悬浮架相离两端的横向滑台与横向滑块之间具有相对横向平动和绕垂向的转动2个自由度, 相邻两端的横向滑台与车体底部固结—自由度为0, 3位悬浮架两端的横向滑台与滑块之间只有横向平动。
c) 铰接在车体底部的导向机构T形臂相对车体作单自由度摇头转动, 并与横向滑台铰接。连接T形臂的钢索具有很大的刚度, 导向机构在车辆通过曲线时始终保持着平行四边形的位置关系, 钢索只是起着传递纵向力的作用。
3HSST型中低速磁浮车辆的动力学建模
3.1 悬浮控制建模
常导吸浮式 (EMS) 磁浮列车可以克服斥力型超导技术在低速时无法起浮的局限性, 即使在零速度下也能提供悬浮力使系统保持平衡。此外, 它还具有更为经济的优势, 所以目前国内的磁浮试验线均采用常导磁浮技术。EMS磁浮列车由于电磁吸力和悬浮气隙之间成非线性反比关系, 使得该电磁悬浮系统本身存在固有的不稳定性, 因而稳定的悬浮控制成为该类型磁浮列车的控制关键, 必须使用反馈控制通过调节电磁铁励磁电流达到对气隙的控制。
电磁铁线圈产生的磁通通过U形电磁铁芯和倒U形轨道形成一个闭环磁路 (图3) 。根据电磁力原理, 导轨与电磁铁芯之间将产生电磁吸力, 支撑车辆的悬浮和导向。当忽略绕组漏磁通及磁铁芯和导轨中的磁阻, 如果磁铁线圈的磁阻和两个气隙的磁阻相比可以忽略不计, 则瞬间吸引力可由式 (1) 表示。
undefined
式中:B——气隙处的磁感应强度;
μ0 ——空气磁导率;
N ——电磁铁绕组的匝数;
A ——铁芯极面积;
i (t) ——励磁电流;
c (t) ——悬浮垂向间隙;
Kf ——电磁力常数。
在名义工作点, 即稳定悬浮点 (c0, i0) 处, 在忽略干扰力和电磁铁错位时, 通过式 (2) 可以确定稳定的悬浮高度或稳定工作电流:
undefined (2)
式中:m——单个电磁铁承受质量;
i0——稳定悬浮时的电流;
c0——稳定悬浮的垂向间隙, 一般为8～10mm。
悬浮控制环节如图4所示。首先用传感器测量出电磁铁的绝对加速度a和电磁铁相对于悬浮面的气隙c, 再将气隙、加速度通过低通和高通滤波后, 与实际气隙值经低通滤波后和磁铁处于平衡点位置时气隙值相比较的差值一起作为输入量进入降维观测器, 这里的滤波器反应了传感器的性能。然后把气隙变化Δc, 构造速度和电磁铁垂向加速度a分别经位移反馈系数Kp, 速度反馈系数Kv, 加速度反馈系数Ka反馈回来, 与平衡位置处电磁铁线圈电流叠加作为励磁电流, 最后, 由控制器根据励磁电流、悬浮间隙和电磁力常数产生电磁吸引力Fz, 使系统平衡。
中低速磁浮车电磁铁线圈电流的控制规律为:
undefined (3)
U形电磁铁与倒U形轨道间相互作用的电磁力是连续分布力, 一个悬浮侧架有4个电磁铁模块 (图5) , 因此可以将每个电磁铁模块用一对控制点代替, 控制点分布在电磁铁中心位置, 每两个电磁铁由相同传感器和控制器控制, 传感器布置在两端。整个车体悬浮由40对控制点支撑, 实现平稳的悬浮。
3.2 导向控制建模
由于中低速磁悬浮车辆的运行速度不高, 所以不需要像高速磁浮车一样设立单独的主动控制导向模块, 而是直接将横向运动与垂向悬浮耦合在一起, 在满足性能的同时可以简化结构, 其导向原理是被动导向。
从图4中可以看出, 由电磁铁横向位移和垂向间隙生成两个系数, 即横向系数Ky和垂向系数Kz, 再乘上电磁力Fm得出横向和垂向电磁力。其中:
undefined (4)
undefined
undefined (6)
式中:y——电磁铁相对轨道的横移量, 稳定时y0=5mm;
c ——垂向悬浮间隙;
W ——磁极宽度;
Kf ——电磁力系数。
正是横向力Fy起到导向功能, 但是单点悬浮模型在横向上不稳定的, 必须作为子模型错位植入到悬浮侧架后, 模块横向力得到平衡, 系统才能稳定悬浮。图6显示了一个悬浮架的电磁铁错位布置情况。
3.3 整车模型
磁悬浮车体可简化为一个具有6自由度的刚体, 将悬浮控制模型和轨道梁模型等作为子结构调用, 最终建立了具有90个自由度的低速磁浮车辆虚拟样机模型 (图7) 。车辆主要部件如车体、模块、横向滑台、T形臂和电磁铁等均为刚体结构。整个建模过程采用参数化和模块化技术, 有利于模型的移植和不断完善, 利于变参数研究。
4 仿真结果分析
4.1 直线运行平稳性
车辆在直线上运行, 线路激励采用德国高干扰谱, 运行速度为80km/h。
改变二系垂向阻尼, 其他参数不变, 得到垂向及横向Sperling平稳性曲线如图8, 二系垂向阻尼在1～10kN·s/m内变化, 随着阻尼的增加, 车体垂向平稳性先减小后增大, 在二系垂向阻尼约为4kN·s/m时车体垂向平稳性最好;二系垂向阻尼对车体横向平稳性影响不显著, 在给定范围内随着阻尼增大, 车体横向平稳性有小幅的改善。
当滑台滑块之间的摩擦系数在0.01～0.06之间变化, 其他参数不变, 得到车体垂向及横向Sperling平稳性曲线如图9, 可知, 随着摩擦系数的增大, 垂向平稳性基本无变化;横向平稳性变化较为明显, 横向平稳性先减小后增大, 在摩擦系数约为0.02时出现拐点, 其横向平稳性最小。该中低速磁浮车的横向平稳性主要取决于滑台滑块之间的摩擦系数, 摩擦系数过小时不能提供足够的摩擦阻尼, 而过大的摩擦系数引起的大摩擦力会使得滑块滑台之间的滑动行程减小, 亦不利于摩擦副的横向减振作用。
在激励为德国高干扰谱的线路上, 改变该中低速磁浮车的运行速度, 得到车体Sperling平稳性指标与磁浮车运行速度的关系如图10。由图可知, 当车速度在40～120km/h之间变化时, 车体垂向平稳性随着行车速度增加而增大, 且平稳性指标均小于2.5, 平稳性能属优级;车体横向平稳性也是随着行车速度增大而增大, 但是其平稳性指标在车辆速度超过95km/h时大于2.5, 相比于普通铁路客车偏大, 这是由该型中低速磁浮车的二系悬挂的匹配引起的, 该型车的二系横向减振只能依靠滑台滑块之间的摩擦来实现, 且滑台滑块之间的行程很小, 相比较于二系独立的横向液压减振器, 减振性能较差亦不稳定。所以, 该型中低速磁浮车更适合在低于90km/h的低速下运行。
4.2 曲线通过性
曲线线路模型如下:直线段长度为80m, 缓和曲线长度为50m, 圆曲线长度70m, 曲线半径300m, 超高角1°, 超高圆顺段长度为30m, 不附加随机不平顺激励, 车辆通过速度分别为 (30～80) km/h。
得到磁浮车辆通过曲线时的车体及悬浮架相对于线路中心线最大偏移量、最大摇头角、最大侧滚角如图11～图15, 悬浮侧架与轨道间最小间隙如表1。
由于磁浮车辆本身固有的几何曲线通过特征, 车体的中心线偏向于线路中心线内侧, 因此, 车体相对于线路中心线横向偏移量越小, 车体的向外侧横移量越大。从图11～图15可见, 车体与各悬浮侧架的最大横移量、侧滚角均随着通过速度的增大而增大, 各悬浮架的摇头角也随着速度增大而增大。其中, 1, 2位与4, 5位悬浮架的曲线性能基本对称, 居中的3位悬浮架的横移量、摇头角都较其他悬浮架小。从表1可见, 悬浮侧架与轨道间的横向间隙随着速度增大而减小, 1, 2, 4, 5位悬浮架与轨道间的最小横向间隙随速度变化较大, 而3位悬浮架变化很小。当车辆速度为80km/h时, 部分侧架与轨道间隙已为0, 即悬浮侧架上的导向轮与轨道已接触, 所以该磁浮车通过曲线半径300m曲线时速度应限制在80km/h以下, 最好不超过70km/h。
5 结论
在对我国自主设计的五模块中低速磁悬浮车辆进行结构分析和运动分析的基础上, 利用SIMPACK软件对磁悬浮车辆进行了动力学仿真。
仿真结果表明:中低速磁浮车辆车体的垂向运行平稳性受二系垂向阻尼影响显著, 二系垂向阻尼约为4kN·s/m时垂向平稳性最佳, 横向运行平稳性主要受滑台滑块之间的摩擦系数影响, 在摩擦系数约为0.02时横向减振性能最好, 受磁悬浮车辆悬挂结构的制约, 该磁浮车的最大运行速度不能超过90km/h;通过曲线时, 车体的最大横移量、侧滚角与各悬浮侧架的最大横移量、侧滚角、摇头角都随着通过速度的增大而增大, 其中, 1, 2位与4, 5位悬浮架的曲线性能基本对称。悬浮侧架与轨道间的最小横向间隙随着速度增大而减小, 当速度为80km/h时, 悬浮侧架上的导向轮与轨道已接触, 所以该磁浮车通过曲线半径300m曲线时速度应限制在80km/h以下, 最好不超过70km/h。
参考文献
[1]鲍佳.磁浮列车悬浮控制与动力学仿真[M].成都:西南交通大学, 2003.
[2]李云锋, 陈革, 李杰.中低速磁悬浮列车五单元转向架曲线通过研究[J].机车点传动, 2007 (4) :26-29.
[3]Goodall R.Dynamic characteristics in the design of maglev sus-pensions.Proc.Instn.Mesh.Engrs (S0954-4089) , 1994, 208 (3) :33-41.
[4]叶学艳, 赵春发, 翟婉明.低速磁浮车辆动力学建模与导向机构仿真分析[J].交通运输工程学报, 2007, 7 (3) :6-10.
[5]赵春发.磁悬浮车辆系统动力学研究.成都:西南交通大学, 2002.
[6]Takeshi Mizuma.Safety evalution test for electrom agnetic levita-tion transport system HSST-100.13thinter conf on magneticallylevitated system and linear drives[Z].1993:441-445.
仿真模块 篇5
机械产品在一定的环境下高速或者低速旋转，环境包括变速旋转、高温、高压等，某些零件失效之后，难以维修，这就给产品造成了一定的费用和难度。Solidworks软件能够模拟仿真运动，motion模块能够准确输出某些参数曲线，为机械产品的运动提供数据，避免了由于转速或者其他因素带来的零部件失效。特别是在轴类零部件，应用广泛。
1 机械产品三维实例建模
Solidworks软件有专门的绘图工具箱，简单直观，编辑材料参数方便精确。如图1为某零部件，中间用销联接，此类零部件在机械产品应用广泛。分析其仿真运动目的在于掌握其运动规律，从而不致于零件在高强度和高转速下失效。
2虚拟装配
Solidworks软件能够提供各种配合及约束，为了更为精确输出仿真图线，销采用过盈配合，销中间段采用间隙配合，这样符合现实状态下的仿真运动。旋转马达加载于零件上，分析的转动弧度为四分之一圆弧，这样可以使零件在小弧度范围内分析的更为精确，使其疲劳及其他参数更为细致准确。
3 仿真分析
如图2为装配体仿真模型，加载旋转马达，进行动态仿真。为了符合现实运动状态，设置阻尼系数为0.2。
在现实运动状态下位移、能量耗散、质心速度、平均速度四个参数对整个运动有着至关重要的作用。位移用来检测装配体的零件是否松动，防止装配体在运转期间发生破坏。能量耗散用来检测装配体内部是否能够运转平稳，能量释放直接关系到装配体的寿命。质心速度不能波动太大，否则会发生振动现象，给装配体带来失效。平均速度应该与马达的速度有一定的关系表达式，这样才能平稳转动。
如图3、图4、图5、图6分别为角位移、能量耗散、质心速度、平均速度输出曲线，时间为前5秒。
参数曲线分析：角位移输出曲线始终在数值为9.0000E+01上下微小浮动，运转平稳。能量耗散基本上在0微小浮动，这是因为在这四分之一圆弧转动范围内，能量消耗很小，有一个时刻大幅度向下，说明零件在这个时刻由于平均速度在这个时刻变化幅度大引起的。质心速度曲线始终处在1.3031E+01，上下微小波动，有一个时刻变化很大，这是由于遇到粗糙度较好的某个微小部位，属于正常情况。从平均速度曲线上看，运转情况比较平稳，最大值与最小值只差仅为2.0000E-09，相差很小。
4 结论
本文利用Solidworks对某部件，进行仿真运动，输出参数曲线，并进行详细的分析，达到了预期仿真目的，从而为现实状态零件的转动提供相应数据。平时应该注意，中间销的防松，销中间段与零件的润滑。
摘要：本文介绍了利用Solidworks模块motion对机械产品进行仿真运动, 输出某些参数曲线, 为以后的现实应用提供数据, 仿真的目的在于不必制造昂贵的样机, 节省资源, 准确分析机械运动。
关键词：模块化,仿真,研究
参考文献
[1]张融, 王伟, 张秀梅.基于SolidWorks的行星齿轮机构实体建模与虚拟装配[J].信息技术, 2010:111-113.
[2]李晓玲.基于SolidWorks的机械产品仿真动画[J].西安航空技术高等专科学校学报, 2011, 29 (3) :36-38.
仿真模块 篇6
计算机监控系统是以监测控制计算机为主体, 加上检测装置、执行机构与被监测控制的对象共同构成的整体。在这个系统中, 计算机直接参与被监控对象的检测、监督和控制[1]。检测主要是通过传感器和相应的输入模块来取得被监控对象的状态数据, 监督主要是对状态数据进行分析后给操作员提供手动操作的参考, 控制则是手动或按照一定的策略自动地对被监控对象执行相应的操作。
计算机监控系统广泛应用于众多领域, 对计算机监控技术的学习和实践, 需要相应的硬件设备。一个典型的计算机监控系统的硬件结构如图1所示, 各模块之间通过RS-232接口进行通信, 输入模块一般与传感器相连, 将物理信号或电信号转换为数字量, 主要分为开关量输入模块与模拟量输入模块;输出模块主要根据输入模块采集到的数据, 按照一定的逻辑进行输出控制。
文献[1]已经实现了数字I/O模块的仿真, 制订了仿真模块的通信协议。而所谓的嵌入式模块 (受控机) , 一般使用C语言进行程序设计, 用来采集输入模块的数据, 向输出模块发送控制数据, 以及跟主控机进行通信。如何在计算机房搭建具有I/O模块及嵌入式模块的实验平台, 而尽量不或少增加实验设备的投入。本文设计了基于C语言的bioscom函数的串行通信系列函数, 可以零成本地在计算机房搭建完整的实战型仿真开发平台。
2 bioscom I/O通信函数及相关定义
函数用法:int bioscom (int cmd, char byte, int port) ;
bioscom在由port指定的I/O端口上执行各种RS-232通信, port值为0表示COM1、1表示COM2等。当cmd为0时, byte用来设置通信参数, 如波特率、数据位、停止位等;当cmd为1时, byte表示从port端口发送的一个字节;当cmd为2时, 如果不发生错误, 返回值的低位为接收的字节, 如果发生了错误, 则至少有一高位 (8位以上) 被置位;当cmd为3时, 返回通信端口的当前状态, 此状态数据为16位, 其中, 第8位表示“数据就绪”[2]。
为了顺利地进行RS-232数据的传输, 需要设计初始化串口函数InstallCom, 从串口发送数据函数ToCom, 判断串口是否收到数据函数IsCom以及从串口接收数据函数ReadCom等, 这些函数的定义都建立在bioscom之上, 而相关的头文件定义如下:
3 通信函数的设计
3.1 串口初始化函数InstallCom
串口初始化函数通过输入的串口参数, 求得bComByte的值, 即参数设置字节, 进行串口的初始化, 其源代码如下:
如, InstallCom (COM1, 9600, 8, 0, 1) 就是将COM1初始化为波特率9600, 数据位8, 无校验, 停止位1, 如果成功, 返回SUCCESS, 如果失败, 返回ERROR, 通过3.2节的CheckResult得到返回值。
3.2 串口错误检查函数CheckResult
CheckResult函数用来检查是否发生串口错误, 如果发生错误, 则返回ERROR, 无错误则返回SUCCESS, 其源代码如下:
3.3 串口数据发送函数ToCom
ToCom函数从特定的串口发送一个字节, 如ToCom (COM1, 0x3d) 表示从COM1发送字节0x3d, 如果正确则返回SUCCESS, 发生错误则返回ERROR, 其源代码如下:
3.4 判断串口是否收到数据函数IsCom
IsCom函数判断给定串口有无数据, 如IsCom (COM1) , 如果有数据就返回QueueIsNotEmpty, 如果无数据就返回QueueIsEmpty, 其源代码如下:
3.5 从串口读取数据函数ReadCom
ReadCom函数从给定串口读取一个字节的数据, 如ReadCom (COM1) , 其源代码如下:
该函数与IsCom函数配套使用, 即IsCom返回QueueIsNotEmpty时, 就使用ReadCom读取该字节。
3.6 通用数据发送函数SendData
以上函数可以方便地初始化串行接口, 进行单字节的发送和接收。但是, 在实际的计算机监控系统中, 数据是以若干字节组成的协议为单位进行收发的, 因而, 设计通用和可靠的串口通信协议的发送与接收函数, 可以大大节省系统开发时间, 这也是计算机监控系统中的关键技术。本文设计了一个通用串口数据发送函数SendData, 可以从指定的串口nPort发送字节数组ComData, 其中, 下标为0的字节表示该字节数组的长度, 其他为待发送的字节, 其源代码如下:
SendData函数首先取得字节数组的长度, 然后, 在for循环中调用ToCom函数, 逐个发送字节。
3.7 通用数据接收函数ReadDataDelay
在串行通信中, 数据的传输是不连续的, 因而, 在处理数据接收时, 应该将不连续的数据进行叠加, 形成一个完整的数据包。本文设计的ReadDataDelay函数实现这一功能, 用来从指定的串口nPort接收数据, 保存在字节数组bData中, 其中, 下标为0的字节表示该字节数组的长度, 其它为有效字节。nDelayMs是需要等待的节拍数, 即在nDelayMs个节拍之内收到的数据, 认为是一批数据, 依次进行叠加 (否则, 认为是下一批数据) , 该参数可以根据机器时钟周期的大小进行调整。该函数的源代码如下:
4 通信函数的应用
通用的数据发送函数SendData与数据接收函数ReadDataDelay实现了简捷的数据传输任务, 屏蔽了数据传输的繁琐的细节问题。在嵌入式模块中实现串行通信, 首先通过InstallCom函数初始化串行接口, 然后, 通过SendData函数发送一批数据, 等待数据到达。IsCom用于测试是否有数据, 典型的关键实例代码如下:
以上代码从COM1发送字符串“OK!”, 然后, 等待接收数据, 将结果存入输入缓冲区BufferRec中。文献[1]中的400万元的高山无人站计算机监控系统中的嵌入式受控机, 就是利用以上技术实现的。
5 结论
计算机监控系统广泛应用于众多领域。本文通过对文献[3]中嵌入式模块7188的分析, 设计了基本的串行通信函数, 并在此基础之上, 实现了通用的数据发送与接收函数, 加快了计算机监控系统受控机程序的开发过程。
一般来说, 学习计算机监控技术需要相应的硬件设备。本文的研究成果可以用于受控机软件的开发, 用PC机来替代嵌入式模块的受控机功能, 与文献[1]中的仿真数字I/O模块相配合, 可以在没有硬件设备的情况下, 在计算机房零成本搭建计算机监控的完整的实战型仿真开发平台。
参考文献
[1]马玉春.计算机监控技术与系统开发[M].北京:清华大学出版社, 2007.
[2]Borland公司著, 叶新恩编译.Turbo C (2.0版) 使用和参考手册[M].上海科学普及出版社, 1991.
仿真模块 篇7
汽车底盘平台是一个复杂的系统,分析与研究底盘平台,涉及学科广泛,包括汽车工程、CAE仿真分析等专业学科。从专业角度来讲,底盘平台是指同一套整车开发技术应用于不同车型,派生或者衍生多款车型。它意味着不同档次的车型在理论上可以在同一条生产线上生产,从而节省设计成本,提高生产效率[1],由于像汽车这样的高新技术产品的开发,不仅耗资巨大、周期较长,而且成功率低、开发风险高[2],通过开发一个多车型底盘平台悬架分析设计平台,先对其进行虚拟仿真,等其各项指标达到要求后,再进行实体设计,这样就为汽车设计节省了很多环节,为企业节约了时间和资金。
由于悬架在底盘中的重要作用,悬架性能的好坏将直接影响到整车操稳性和平顺性,在底盘平台开发中悬架的设计就显得非常重要。国外在这方面已经比较成熟,而我国汽车工业起步较晚,但是许多高校和研究单位还是做了大量相应的研究[3,4,5]。近年来,国内开始研究悬架系统集成开发平台的构建,进行了基于虚拟设计环境的轿车悬架系统设计研究,不仅能够进行悬架结构的参数化设计,而且实现了悬架性能的虚拟样机设计。
本研究以多体动力学软件为基础,开发一套用于底盘平台操控稳定性及平顺性分析的专用模块。该模块以菜单和对话框的模式,通过调用专用模块快速完成其各个子系统以及整车模型的参数化自动建模,并具有对底盘平台操控稳定性、平顺性进行分析优化,以及对仿真数据进行提取、管理显示等后处理功能,从而大大提高对底盘平台性能分析的效率。
1 多车型底盘平台专用模块
该模块是针对悬架和共享底盘分析时需要利用的建模、仿真、数据处理和优化设计等环节,以VC++6.0和ADAMS/Car为平台开发而成,模块构建过程比较复杂,所需篇幅较大,在此不再赘述。
1.1 模块功能
该底盘平台模块是在Windows环境下,以专用模块开发而成,具有以下功能:
(1)前后悬架子系统、转向系子系统、前后横向稳定杆子系统、车身子系统、前后车轮子系统的参数化自动建模。
(2)自动化装配功能,各子系统和底盘平台仿真分析模型的自动装配。
(3)结果数据后处理功能,快速完成悬架的运动学仿真分析以及仿真结果后处理和数据提取。
(4)自动仿真分析功能,根据国家标准对底盘平台进行操作稳定性、平顺性分析,并进行分析评价,快速地判断该底盘是否符合要求。
(5)优化功能,通过对整车模型中相关参数进行修改,使设计的悬架和底盘最终都能达到良好的性能。
1.2 各子系统参数化建模模块
1.2.1 前后悬架建模模块
为满足底盘平台的通用性要求,悬架模型应为参数化模型,以便修改其硬点坐标、弹簧刚度、减振器阻尼以及车轮定位参数,从而衍生出多款车型。采用底盘平台的车型一般都有相同结构形式的悬架系统,只要通过调整悬架的刚度和阻尼、轮距、轴距、轮胎和车身等就可以衍生出不同用途的车型。本研究以两款采用底盘平台的车型A1、A2为例,运用开发的模块建立这两款车型的参数化建模。
在相应的建模对话框中输入参数后,模块自动调用多体动力学软件完成对前后悬架的参数化建模,并将建好的模型自动保存在个人数据库中以便随时调用。前悬架为麦弗逊悬架,后悬架为双天梯连杆悬架,前悬架模型如图1所示,后悬架建模方式和前悬架类似。
1.2.2 其他子系统参数化建模功能
车身系统、转向系系统、前后横向稳定杆系统、前后车轮系统等的建模方法和前后悬架的建模方法类似,分别通过专用模块建模菜单调用相关建模模块,输入参数,就可完成该系统的建模。
1.3 整车参数化建模功能模块
整车模型是由前麦弗逊悬架、后双天梯连杆悬架、轮胎、车身、制动系统、转向系统和发动机等7个子系统装配而成。建模对话框读取各子系统的信息后,打开ADAMS/Car,并选取MDI_SDI_TESTRIG试验台与各个子系统组装成整车仿真模型,然后自动保存到数据库中,以便进行操作稳定性、平顺性仿真时调用。
为了验证建立的底盘平台能否适用于不同的车型,本研究以采用底盘平台的两款车型A1、A2为例,通过修改底盘平台的悬架刚度、轴距、轮距、整车满载质量、质心高度以及轮胎等参数,分别建立参数化模型,如图2所示。
2 操作稳定性仿真及分析
整车仿真模型装配好以后,可以进行操作稳定性分析,根据国家标准提供6种操作稳定性分析方式,其仿真对话框类似,这里不再给出。下面笔者针对国内某企业的一款底盘平台,进行不同车型的仿真研究。
2.1 操作稳定性转向脉冲仿真
汽车的转向脉冲仿真分析是汽车操作稳定性最重要的评价指标之一,本研究中进行的转向脉冲仿真分析的步骤参照国标GB/T 6323.3-94[6]中规定的试验方法:
(1)先让汽车以车速110 km/h(最高车速的70%并四舍五入为10的整数倍)直线行驶;
(2)在汽车稳定行驶0.5 s后,给转向盘一个三角脉冲转向输入,使汽车最大侧向加速度为4 m/s2,脉冲宽度为0.5 s,然后保持转向盘在原处不动;
(3)待汽车恢复到直线行驶稳定后停止仿真;
(4)仿真按左转方向进行。
本研究用整车转向脉冲仿真对话框对A1车型和A2车型进行转向脉冲仿真分析,得到两款车型的仿真结果对比曲线如图3、图4所示。
2.2 操作稳定性转向脉冲仿真分析
本研究按照国标QC/T 480—1999[7]中转向脉冲试验评价标准,转向脉冲试验按3项指标(谐振频率f、谐振峰水平D和相位滞后角α)进行评价计分。从上面的仿真结果可得到A1、A2车型的谐振频率f、谐振峰水平D和相位滞后角α的仿真值如表1所示。
谐振频率f的评价计分公式为:
式中:Nf—谐振频率的评价计分值;f100—谐振频率的上限值,f100=1.3 Hz;f60—谐振频率的下限值,f60=0.7 Hz;fp—幅频特性谐振峰所对应的频率,Hz。
计算可得:Nf(W1)=97.93(分);Nf(W2)=97.8(分)。
谐振峰水平D的评价计分公式为:
式中:ND—谐振峰水平的评价计分值;D60—谐振峰水平的下限值,D60=5 dB;D100—谐振峰水平的上限值,D100=2 dB。
计算可得:ND(W1)=89.6(分);ND(W2)=91.07(分)。
相位滞后角的评价计分公式为:
式中:Nα—相位滞后角的评价计分值;α60—相位滞后角的下限值,α60=60°;α100—相位滞后角的上限值,α100=20°。
计算可得:Nα(W1)=100(分);Nα(W2)=100(分)。
转向脉冲仿真试验的综合评价计分值为:
从评分的结果可以看出,两款车型的转向脉冲计分值都比较高,都具有良好的转向脉冲,且A2车型的计分值稍高于A1车型的计分值,因此其转向脉冲性能相对稍好一些。
3 平顺性仿真及分析
3.1 偏频的测定
前后悬架及其簧载质量组成的振动系统的固有频率是影响汽车平顺性的主要原因之一。根据文献[8]中关于汽车悬挂系统的固有频率和阻尼比测定方法,通过ADAMS/Car中进行的二次开发,本研究建立了四柱试验台测试前后偏频的试验系统。本研究使用四柱试验台平顺性仿真分析功能模块对A1、A2两款车的前后偏频进行了测量,测出A1型车前后偏频分别为1.40 Hz、1.21 Hz,A2型车前后偏频分别为1.44Hz、1.12 Hz,根据文献[9]中对前后偏频取值范围要求可知,采用底盘平台的A1、A2两款车型的前后偏频均满足平顺性要求,两款车型的前偏频曲线如图5所示。
3.2 随机路面平顺性仿真对比分析
根据文献[10]中汽车平顺性的测试方法,该平顺性仿真分析系统提供随机路面虚拟和四柱试验台随机激励两种仿真平顺性分析系统。利用随机路面虚拟仿真平顺性分析系统对A1、A2分别进行了平顺性分析。根据文献[11]可知,驾驶员座椅垂直轴向的频率加权函数最敏感的频率范围为4 Hz～12.5 Hz,驾驶员座椅水平轴向的频率加权函数最敏感的频率范围为0.5Hz～2 Hz,因此各个方向的加速度功率谱的峰值应避开各自的敏感范围。通过仿真分析可知,A1、A2型车驾驶员座椅处3个轴向的加速度功率的峰值均避开了各自的敏感范围。其中,驾驶员座椅处垂直方向的加速度功率谱如图6所示,其余两项省略。
计算加权加速度均方根值aw:
式中:W(f)—频率加权函数。
W(f)的取值范围如下:
水平方向的振动频率加权函数:
垂直方向的振动频率加权函数:
计算总加权加速度均方根值:
本研究将所得的驾驶员座椅处3个轴向加速度功率谱数据分别导出,利用Matlab运算求解,得出总加权加速度均方根值为:
根据文献[12,13,14]中的评价标准可知,A1和A2型车均满足平顺性要求。
4 结束语