温度模块

2024-07-28

温度模块（共7篇）

温度模块篇1

TDR基于电磁脉冲时域测量方法,能够测试土壤综合参数。图1是TDR测试基本原理图。TDR系统发射一个具有快速上升沿的阶跃脉冲,该脉冲经同轴线传到至测试探头,通过测量脉冲在探头上传输时间及多次反射回波幅度,获得土壤参数信息。由于TDR具有不破坏土壤结构,快速准确获得测试结果,能够连续原位测定土壤参数等优点,在土壤测量中得到了广泛应用。

1 TDR土壤测量基本原理

1.1 TDR对土壤水分测量

脉冲在探头上的传输时间t取决于探针长度lp、土壤表观介电常数Ka和土壤相对磁导率μr,在不含磁性成分的土壤中,土壤的相对磁导率μr=1,因此,土壤的表观介电常数可以通过测量到的传输时间t求得[1],

$Κ_{a} = (\frac{c t}{2 l_{p}})^{2} (1)$

Ka—表观介电常数,c—电磁波在真空中传播速度,lp—探针长度,t—测量脉冲在探头传播时间。

Topp等人通过对多种土壤的测量,建立了土壤表观介电常数和土壤含水量的经验公式,

θv=4.3×10-6K $_{a}^{3}$ -5.5×10-4K $_{a}^{2}$ +2.92×10-2Ka-5.3×10-2 (2)

θv—土壤体积含水量。

1.2 TDR对土壤电导率测量

TDR不仅能通过测试土壤的相对介电常数计算土壤体积含水量,还能够通过TDR回波波形反演土壤的体积电导率。图2表示一般的TDR反射波波形,V0表示发射脉冲幅度,V1表示脉冲在探针传播幅度,V2表示一次反射回波的幅度。

脉冲信号在导电媒质中传输幅度与传输距离之间呈指数衰减,经过Topp,Zegelin等人的研究,给出土壤体积电导率的公式[2];

$σ = \frac{\sqrt{Κ_{a}}}{120 π l_{p}} \ln (\frac{V_{1}}{V_{2} - V_{1}}) (3)$

1.3 温度变化对土壤参数影响

由于自由水的表观介电常数Ka随温度变化有如下关系[3]:

Ka=78.54×[1-4.579×10-3(t-25)+1.19×10-5(t-25)2-2.8×10-8(t-25)3]。

因此当温度有大幅度变化时,土壤表观介电常数发生较大波动,在TDR实际测量中,需考虑由温度引起测量波形变化。引入适当的温度校正量,可以提高TDR系统对土壤表观介电常数和体积含水量的测量精度,扩大TDR应用范围[4,5]。

2 TDR温度测试模块设计

为提高TDR测量系统的测量精度,扩大应用范围,需要在TDR系统中添加温度测试模块,该模块能测量被测土壤温度,实时采集温度值,提高土壤参数计算精度。本文对TDR—I型土壤水分测试仪进行改进,设计研制了应用于TDR测试的土壤温度测试模块,该模块能够精确测量土壤温度。

温度传感器如图3(a)所示,传感器内部装有铂电阻Pt1000,Pt1000具有较高的测试精度,通过电桥法能够准确的测量温度传感器的电阻值,进而准确测量传感器温度[6,7]。

Pt1000温度传感器能够在(-50～+120) ℃范围内准确的反映待测温度,并且具有很好的重现性和稳定性,温度特性与电阻值符合如下的函数关系[8]:

$R_{t} = {\begin{cases} R_{0} (1 + A t + B t^{2} + C (t - 100) t^{3}), t < 0; \\ R_{0} (1 + A t + B t^{2}), t > 0 。 \end{cases}$

R0—0℃时Pt1000电阻值,

Rt—t℃时Pt1000电阻值,

A,B,C—温度系数。

图3(b)是平衡式电桥测量Pt1000阻值的原理图。本系统中通过测定的Pt1000阻值计算土壤温度。图3中V是参考电源,该电源能够提供稳定电压,Pt1000放置在桥臂上,通过测量节点U-和U+的电压差来计算Pt1000在待测温度体下的电阻值。

在电桥桥臂中,通常R1=R2=R4=R,因此Pt1000的阻值可以通过如下公式计算:

$U_{-} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} V = \frac{V}{2}$ ,

$U_{+} = \frac{R_{4}}{R_{3} + R_{4} + R_{Ρ t}} V = \frac{R}{R_{3} + R + R_{Ρ t}} V$ ,

U=U--U+,

$R_{Ρ t} = \frac{V (R - R_{3}) - 2 U (R + R_{3})}{V + 2 U} (4)$

在实际测量中,为防止Pt1000由于自身通过电流过大而发热,影响测试精度,通过配置电桥桥臂的阻值R,使通过Pt1000的电流小于0.5 mA,利用电桥法实现对RPt阻值的精准测量,进而推算被测土壤实际温度。电桥两端节点测试电压差通常较小,为反映温度细微变化,在进入ADC之前需要将被测电压U放大到相应的幅度。温度采集电路采用仪表放大器AD620对测试电压U进行放大。图4是本文研制带有温度测试电路的TDR测试系统照片。改进后的TDR测试系统能自动记录TDR测试波形和被测土壤温度,从而获得每道TDR测试波形的温度参数。

(a) TDR系统电路构成; (b) 带温度测试模块的TDR系统

3 测试结果与数据分析

图5和图6是利用15 cm TDR探针对(5～40)℃下的土壤样本的TDR测量波形,并利用烘干法测量土壤样本的体积含水量。图中绘出了3种不同湿度的土壤样本TDR测量波形随测试温度变化情况。在体积含水量不变情况下,土壤样本的温度直接影响TDR测量波形。当被测土壤样本温度升高,TDR测量的土壤表观介电常数减小,通过经验公式计算的土壤含水量减小,经过温度修正后,可以扩大TDR土壤含水量测试范围。

(a)含水量4.91cm 3/cm 3;(b)含水量17.21cm 3/cm 3;(c)含水量26.76cm 3/cm 3

(a)含水量8.16cm 3/cm 3;(b)含水量23.26cm 3/cm 3;(c)含水量32.40cm 3/cm 3

表1和表2是利用本套TDR测试系统对砂质壤土和壤土两种土壤样本测量数据,通过对不同体积含水量下的土壤样本在不同温度下的TDR测试,得到了测量温度和TDR土壤含水量之间的关系。通过实验数据可以得出,TDR测量到的土壤体积含水量与温度关系密切。表1和表2中所列数据均是通过(2)式计算得出。通过表1和表2的数据分析可以看出,在TDR土壤体积含水量测试中,当土壤体积含水量小于25 cm3/cm3时,由温度引起的测试误差较小;当土壤样本含水量大于25 cm3/cm3时,由温度引起的测试误差较大。通过对表1和表2的数据进行曲线拟合,得到体积含水量的温度修正公式,引入温度修正量来修正测试结果,土壤含水量测试公式如下:

θv=θtest[1+3.1×10-3(T-25)-4.3×10-6(T-25)3] (5)

θtest—测量的土壤体积含水量;

T —被测土壤温度。

表3和表4是利用(5)式对TDR部分测量结果的温度修正后的值。通过(5)式的修正可以对(5～40)℃范围内的大含水量的测试结果进行温度修正,提高测试精度,消除温度对测量结果的影响,扩展TDR使用范围。

表5和表6是对砂质壤土和壤土体积电导率的测量数据,通过对不同体积含水量土壤样本在不同温度下的电导率测试,得到了温度与TDR土壤电导率测量值关系。表5和表6中所列数据均通过(3)式计算得出。

表6和表7的测量数据表明体积电导率随温度变化较为明显,土壤体积电导率敏感于土壤样本温度。通过对表6和表7的数据进行拟合,得到土壤电导率随温度变化的关系公式。拟合公式中引入了温度参数,土壤电导率随温度式如下:

σtest=σ25(1.011 7)(T-25) (6)

σtest—被测土壤温度T下的电导率;

σ25—25℃时的土壤电导率;

(6)式通过对砂质壤土和壤土样本在(5～45) ℃范围内测试数据拟合得出,由该式可知土壤体积电导率与土壤温度呈指数关系,土壤温度每变化1℃,其电导率变化约为1.17%。

4 结论

本文利用研制的带有温度测试模块的TDR土壤水分测试系统对两种土壤样本进行了测量,获得(5～45)℃范围内不同土壤含水量条件下的TDR反射波形,研究了土壤温度变化对TDR土壤含水量和土壤电导率测量的影响,并跟据实际测量结果,提出了土壤含水量测量的温度修正公式,利用该修正公式对不同温度下的土壤含水量测量结果进行校准。通过温度校准,能够提高TDR测试精度,扩大TDR使用范围。

摘要：研制出带有温度测试电路的时域反射仪(TDR)土壤参数测试系统,该系统能够实时监测被测土壤温度;设计了应用于TDR测试系统的土壤温度测试电路;利用该TDR系统采集土壤样本在不同温度下的TDR波形;研究了温度变化对TDR测试波形的影响;反演土壤体积含水量和体积电导率随温度变化趋势。给出了此TDR测试系统测量得到的土壤含水量温度修正公式和土壤体积电导率与测量样本温度变化的关系。带有温度测试模块的TDR测试系统能够扩大TDR应用范围,提高土壤含水量的测量精度。

关键词：时域反射仪,温度,介电常数,含水量,电导率

参考文献

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[8]刘藻华.智能化高精度多路测温仪的研制.仪表技术,2001;1:9—11

温度模块篇2

在许多综合性的自动化控制系统中经常会有许多模拟量信号需要采集,其中有相当多属于温度检测。现在大多采用PLC来完成各种信号的采集与控制,需要配置相应数量的模拟量输入模块。在这些模拟信号中,有些信号尤其是大惯性的温度信号,对采集的实时性要求并不高,系统中也常采用温度巡检仪来完成。

采用PLC模块直接采集的方法简单可靠,但成本高;采用温度巡检仪虽然成本有所降低但是和控制系统的接口比较复杂。介绍一种既能象PLC一样简单可靠地实现信号采集,又能有效降低设备成本的实现方法。

1 样例系统

某实验测试系统同时对多台电抗器进行性能、老化、温升试验测试。系统采用西门子变频器来对电抗器模拟不同频率、电压、电流的工作条件,采用S7-300PLC完成试验检测等自动控制,要求对电抗器的电流、电压、温升、噪音等进行监控并在上位机上记录。系统中每台被测电抗器都内置Pt100铂电阻进行绕组温度检测,最多同时测试18台,另有4点环境温度监测用Pt100铂电阻,共计22只铂电阻需要接入控制系统中。电压、电流变送器共4个通道需要接入控制系统。系统中上位机通过PLC上传数据以进行记录、分析统计并输出实时、历史趋势曲线,并可打印报表和输出检测报告。

1.1 变频电源系统配置

根据电抗器的电流通过能力来确定变频器的容量,采用多个电抗器串联同时进行测量的方式来提高系统的使用效率。电抗器的额定电流为350A,选择315kW、输出电流可达550A的变频器,以保证能够进行150%过载测试。

变频器装有CBP2通信板,通过ProfiBus-DP总线与自动化系统PLC通信,接受来自PLC的运行控制指令,返回变频器的状态信息给自动化系统。

1.2 自动化系统配置

自动化系统采用西门子S7-300PLC,CPU为6ES7315-2DP,其ProfiBus-DP接口连接变频器。配置开关量输出模板通过中间继电器控制接触器完成电抗器的安全投切;采用开关量输入模板完成各种开关状态的检测;采用模拟量输入模板完成温度、电流、电压、噪音等信号的采集。

2 设计及实现

采用西门子6ES7 331-7KF02-0AB0模拟量输入模块,作为温度传感器Pt100的输入模块,该模块可配置为4路Pt100输入。采用常规开关量输出模块,控制中间继电器实现多路传感器分时切换。

2.1 电路原理设计

常规接线方法6ES7 331-7KF02-0AB0模拟量输入模块只能接4路Pt100输入,而系统中一共有22个温度信号需要采集,初步构想将每路扩展成8路,系统将具备32个温度传感器能力,为以后系统扩展留足备用空间。

采用3组继电器,通过3个(组)开关量输出驱动完成4路到32路扩展,其中单路扩展如图1所示。

图中-K1、-K2、-K3通过编码切换可达到分时接通-Pt100.1…-Pt100.8。

2.2 变频电源控制

采用PPO4类型完成PLC主站对变频器从站的控制。控制字及状态字分配见表1。

在循环程序中调用DP通信功能块SFC14、SFC15,系统就会完成与逆变器的数据交换。

2.3 程序设计及实现

将通道切换控制、数据存储控制放在定周期执行的组织块OB35中,根据采样周期要求设定循环时间,本例中设定125ms,巡检周期为2s。

2.3.1 程序描述

定时中断,用于切换温度测试,单通道8路巡检,本程序执行2数周期切换一路,单数周期采样并存入数据区。在系统配置OB35为125ms定时周期执行,如图2所示。

2.3.2 巡检切换继电器控制

将DB5.DBW48作为循环加计数器,取其1、2、3位即DB5.DBX49.1-3来控制继电器切换,转换成格雷码输出可以减少继电器动作次数,延长寿命。定义DB5.DBB51为格雷码输出寄存器,输出点Q19.0-3控制切换继电器。程序代码如下:

2.3.3 巡检结果保存

在计数器最低位为1时读取输入值,为0时切换,稳定时间为功能块执行周期。采用间接寻址,将采样数据存入数据区对应通道,程序为:

2.3.4 问题及解决办法

采用上述参数所对应的采样周期为2s,这对于电抗器温度这样的大惯性参量的检测采样已经足够,三组切换继电器中的每一个都在这2s周期中动作1个循环。因为被切换的信号为弱电信号,因此继电器的电气寿命大大延长,可以只考虑触头的磨损,如中档产品1000万次,在此情况下可以计算出可连续工作5555h,即231天。

这对于连续工作的设备来说使用寿命有点短,可以通过延长切换时间周期的方法来延长继电器的寿命,如在实测过程中发现电抗器的温度变化很缓慢,采用10s检测周期完全可以满足要求,这样可延长至5倍寿命。具体实现方法可以通过调整OB35的执行周期(实现任意时长控制)或循环计数器的对应控制位来实现(2的整数倍)调整采样周期的目的。

3 实际应用效果

采用上述方法对电抗器性能测试、温升测试和老化过程进行温度检测,对各个电抗器的温度用手持测温枪进行实测对比,结果令人满意。由于巡检测得的是电抗器内置的Pt100,而手持测温枪所测得的是电抗器表面温度,因此存在偏差,如表2所示。

4 结语

温度模块篇3

高速小型可插拔式(SFP)光模块是光通信系统的核心器件,也是光通信领域的研究热点,保持平均光功率和消光比稳定是高速SFP光模块一项极为重要的性能,同时也是高速SFP光模块研究的重点。由激光器的工作原理可知:平均光功率和消光比是由激光器二极管驱动芯片提供给激光器的偏置电流和调制电流以及激光器本身的阈值电流和斜效率共同决定的。高速SFP光模块发射部分除了要求激光器的输出光功率在全温范围内保持稳定外,还要求激光器发出的光信号的消光比要尽可能保持稳定。本文主要是从实际应用出发,阐述了几种常见的消光比的温度补偿方案,同时对各个方案的特点和基本原理进行了详细的分析,这些分析对研究SFP光模块有较高的参考价值。

1 消光比温度补偿的原因

激光器的输出光功率会受温度变化的影响,因为激光器的阈值电流和斜效率会随着温度的变化波动,从而导致激光器的输出光功率发生变化。激光器输出光功率随工作温度变化的P-I曲线如图1所示,这些由激光器温度特性所引起的光模块性能指标参数值可能会超出系统允许范围。在数字光纤通信系统中,指标超标很可能会造成通信信号中断。所以,在进行模块电路设计时,必须严格保证光功率和消光比等指标的规范性,确保光网络通信系统能够正常工作。

当模块工作时的环境温度发生变化时,激光器本身的阈值电流和斜效率会首先发生变化,而此时激光二极管驱动器(LDD)的自动功率控制(APC)通过控制环作用调整改变偏置电流后能够使激光器发射光功率基本不变,但是,调制电流幅度产生相对变化,从而使模块的消光比发生变化。因此,凭靠单一的APC电路无法稳定消光比。此时就要考虑结合其他的方法来稳定光模块的消光比,比如可以结合温度补偿法来稳定消光比。

2 消光比温度补偿的理论分析

光模块的光功率和消光比的定义如下:

$\begin{array}{l} Ρ_{A V G} = \frac{Ρ_{1} + Ρ_{0}}{2}, (1) \\ E X Τ = 10 \lg \frac{Ρ_{1}}{Ρ_{0}}, (2) \end{array}$

式中,PAVG为平均光功率;P1为1电平的功率;P0为0电平的功率;EXT为消光比。

根据半导体激光器的光电特性和激光器随工作温度变化的P-I曲线可以得到:

$E X Τ = 10 \lg \frac{Ρ_{1}}{Ρ_{0}} = 10 \lg \frac{Ι_{Μ Ο D} + Ι_{B Ι A S} - Ι_{t h} (t)}{Ι_{B Ι A S} - Ι_{t h} (t)}, (3)$

式中,IMOD为调制电流;IBIAS为偏置电流;Ith(t)是与温度有关的阈值电流。

IBIAS关于温度的函数IBIAS(t)的表达式为

$Ι_{B Ι A S} (t) = \frac{Ρ_{0}}{S e (t)} + Ι_{t h}, (4)$

式中,Se(t)是激光器斜效率关于温度的函数。

由式(1)、(2)、(3)和(4)可以得到IMOD关于温度的函数IMOD(t),其表达式为

$Ι_{Μ Ο D} (t) = 2 Ρ \times \frac{10^{E X Τ / 10} - 1}{10^{E X Τ / 10} + 1} \times \frac{1}{S e (t)} 。 (5)$

由以上推导可知,要使模块的消光比在全温度范围内保持不变,则LDD提供给激光器的偏置和调制电流必须满足式(4)和式(5)。因为IBIAS主要由LDD的APC电路根据功率变化实现自动环路控制,所以,我们所做的补偿主要是针对IMOD,使IMOD的变化规律与式(5)基本保持一致。

由式(5)可以看出,理想的调制电流关于温度的函数也是指数函数关系。因为常用的负温度系数(NTC)热敏电阻的阻值是关于温度的指数函数关系,所以,用热敏电阻来进行消光比温度补偿,理论上可以得到较好的补偿效果。

根据管芯斜效率特性,忽略器件封装耦合工艺对斜效率的影响,可以将器件斜效率关于温度的函数记为 $S e (t) = S e_{0} \times e^{- \frac{(t + 273.15)}{Τ_{0}}}$ 。根据对10只器件进行斜效率测试的统计特征值: $\bar{S e (25 ℃)} = 0.074 6 m W / m A ‚ \bar{S e (70 ℃)} = 0.054 6 m W / m A ‚$ 通过计算可以得出Se0和T0的值,从而得到该型号器件的斜效率函数为

$S e (t) = 0.592 \times e^{- \frac{(t + 273.15)}{144}} 。 (6)$

将该型号器件的模块在常温下的光功率设置为1 dBm(1.259 mW),消光比设置为12 dB,然后代入式(5),再联立式(6),得到模块的消光比在全温度范围内保持不变的调制电流函数如下:

$Ι_{Μ Ο D} = 3.75 \times e^{\frac{(t + 273.15)}{144}} 。 (7)$

一般商业级光模块工作环境温度范围为0～70 ℃,考虑到模块电路结构和管壳散热等影响,模块的实际工作温度范围可能为-40～85 ℃,因此,对式(7)需在-45～85 ℃区间内进行分析,其函数曲线如图2所示。

然而上述推导的一个前提条件是光器件的跟踪特性完全线性,即模块在高低温环境下工作时的发射光功率始终保持恒定。LDD的APC功能是根据激光器内部的背光探测器跟踪电流来实现的,背光探测器在理想情况下其跟踪特性完全不变,即不管工作环境温度如何变化,只要激光器发射光功率相同,背光探测器跟踪电流就相同。目前的实际情况是对LD管芯而言,其背光电流在前向光功率不变时基本保持一致,变化很小。但是经过同轴封装以后,激光器在不同温度下,相同的发射光功率对应的背光电流会发生一定的变化。根据现阶段的测试数据,激光器在相同的背光电流(通过在不同温度下改变提供给激光器的偏流来实现)条件下,其发射光功率在高温(70℃)时较常温(25℃)时下降约1.5 dB。由于这种LD背光探测器跟踪特性的变化导致LDD的APC出现控制误差,结果造成模块光功率发生变化,P1与P0也随之发生变化,IMOD出现相对变化(IMOD绝对值未变),EXT当然也发生了变化,所以上述推导有较大的误差。结合实际情况,为了尽量减小误差,需要对以上推导过程和计算结果进行修正。

就目前的工艺水平而言,激光器背光跟踪特性变化的规律尚无法确定,所以不能将此跟踪误差关于温度的变化关系具体地考虑进调制电流或者调制电阻的函数来进行电路设计,这是整个推导过程的主要误差。为了尽量减小这种误差,假定激光器背光跟踪特性是关于温度线性变化的函数,即 $\frac{Ρ_{A V G}}{Ι_{m}} = a \times (t + 273.15) + b$ ,式中,a、b均为常数。取一组器件的测试平均值作为此批器件性能的特征参数值,在25℃时,PAVG=10.45 mW,Im=543.875 μA;在70℃时,PAVG=0.765 mW,Im=442.78 μA。根据以上特征值可以计算出a=-0.004 2,b=3.19,于是得到器件在全温范围内的功率表达式为

$Ρ_{A V G} = Ι_{m} \times [3.19 - 0.004 2 \times (t + 273.15)], (8)$

式中,Im是对一组激光器测得的调制电流的平均值,t为温度。

由式(5)和式(8)可以得到激光器将跟踪特性关于温度的变化关系考虑进调制电流的函数近似表达式为

$\begin{array}{l} Ι_{Μ Ο D} = 3 Ι_{m} \times [3.19 - 0.004 2 \times (t + 273.15)] \times \\ e^{\frac{(t + 273.15)}{144}} \times 10^{- 3} 。 (9) \end{array}$

以常温(25℃)下激光器发射光功率1 dBm为准,由式(9)可知背光电流Im=650 μA,由于LDD中APC的作用,使背光电流Im在全温范围内基本都稳定在650 μA,于是根据式 (9)完全可以确定调制电流关于温度的修正函数关系,其表达式为

$\begin{array}{l} Ι_{Μ Ο D} = (- 8.2 t + 4000) \times e^{\frac{(t + 273.15)}{144}} \times 10^{- 3} 。 \\ (10) \end{array}$

IMOD(t)修正曲线如图3所示。

3 消光比温度补偿方案及其电路原理

消光比温度补偿电路的实质是调制电流温度补偿电路,根据LDD提供的IMOD与调制电阻RMODSET的关系曲线可知,当RMODSET发生变化时,LDD提供给激光器的调制电流IMOD随之作相应变化,因此,改变RMODSET的大小就可以改变IMOD的大小,从而实现对激光器IMOD的补偿,即消光比温度补偿。需要注意的是,对IMOD的补偿一定要合理,过补偿或欠补偿都会使模块光功率和消光比随温度变化而发生较大的变化。

3.1 消光比温度补偿方案

常用的消光比温度补偿方案有开环补偿法和闭环补偿法。开环补偿法包括通过调节热敏电阻的阻值来调节调制电流和偏置电流;通过MCU查表精确设置调制电流和偏置电流。闭环补偿法包括APC+芯片内部对调制电流补偿;APC+热敏电阻补偿调制电流。

3.2 消光比温度补偿电路原理

常用的消光比温度补偿电路如下:(1) 芯片内部对调制电流进行补偿(如图4所示);(2) 芯片外部热敏电阻补偿调制电流(如图5所示)。

在图4 中,调制电流IMOD由IMODSET和IMODTC组成,其中IMODSET不随温度的变化而变化,但是IMODTC随温度的升高而增大;VREF是一个基准电压,它不随温度、供电电压的变化而变化;VTC是一具有负温度系数的电压源,即电压相对于温度的变化方向相反。VTC与VREF通过运算放大器进行比较,其差值放大后用于控制电流源IMODTC,使IMODTC随温度的升高而增大。IMODTC由LDD片外RMODTC设定,IMODTC在总调制电流IMOD中的比重以及IMOD的温度系数由RMODTC和IMODSET共同决定,IMOD的温度系数应与激光器斜效率η相适应,尽量使模块消光比在环境温度发生变化时保持稳定。

在图5中, IMOD由串并联电阻之总和RMODSET决定, $R_{Μ Ο D S E Τ} = \frac{R_{Τ 1} R_{11}}{R_{Τ 1} + R_{11}} + R_{24}$ ,其中RT1为NTC热敏电阻,对应于LDD片外热敏电阻设置。在实际生产中,一般在若干型号的热敏电阻中优先考虑现有的热敏电阻,我们通常选用B常数为3 380的10 k热敏电阻用于温度补偿电路;R11为对补偿电路起主要作用的并联电阻,其变化会影响 $R_{Τ 1} / / R_{11} = \frac{R_{Τ 1} R_{11}}{R_{Τ 1} + R_{11}}$ 曲线的斜率和线性度,对应于LDD片外温度补偿电阻设置。R11越大, $R_{Τ 1} / / R_{11} = \frac{R_{Τ 1} R_{11}}{R_{Τ 1} + R_{11}}$ 温度曲线动态范围越大,斜率变化越大,线性度越差, $R_{Τ 1} / / R_{11} = \frac{R_{Τ 1} R_{11}}{R_{Τ 1} + R_{11}}$ 亦越近似于RT1。反之,其动态范围越小,斜率变化越小,线性度越好, $R_{Τ 1} / / R_{11} = \frac{R_{Τ 1} R_{11}}{R_{Τ 1} + R_{11}}$ 愈近似于R11;R24为串联电阻,对应于LDD片外调制电阻RMODSET,R24基本不影响 $R_{Τ 1} / / R_{11} = \frac{R_{Τ 1} R_{11}}{R_{Τ 1} + R_{11}}$ 与温度的关系,只是将此电阻关于温度的曲线平移到合适的位置。因此,对RT1、R11和T24进行合理设置后可以使模块的消光比在环境温度发生变化时基本保持稳定。图6和图7分别为一只SFP光模块在芯片外不加热敏电阻和加热敏电阻时分别测得的消光比变化曲线。

从实验所得的数据可以看到:当芯片外不加热敏电阻时,消光比波动范围是10.3～14.5 dB;当芯片外加热敏电阻对调制电流进行补偿时,消光比波动范围是11.6～12.4 dB。可以看到SFP光模块在-40～85 ℃的工作温度范围内消光比得到较理想的补偿,保持在一个稳定的范围内。

4 结束语

本文有关消光比温度补偿的理论分析和实验结果充分说明了上述几种常见的消光比温度补偿方案的实用性,这些补偿方案对于研发人员研究如何保持消光比稳定有一定的参考价值。同时给出了几种补偿方案的芯片选择,可以让研发人员根据自己的产品的性能和参数的要求来选择更加适合自己产品的方案。

参考文献

[1]殷爱苗.光纤接入网中的光收发一体模块[J].光通信技术,2004,(07):53-57.

[2]张庆生,沙定国.影响消光比测试精度的主要因素分析[J].光学技术,2002,28(2);141-142.

[3]亢俊健,宁书年.光收发模块眼图、消光比及灵敏度关系的试验研究[J].激光杂志,2003,(2):1-4.

[4]SFP 8472-2004,Specification for Diagnostic Monito-ring Interface for Optical Xcvrs Rev 9.5[S].

温度模块篇4

文章首先介绍了温度传感器及无线收发芯片的工作原理,然后详细阐述了系统的硬件电路结构和下位机软件设计,最后设计了用VC来实现上位机软件设计。系统的结构简单、可靠性高、数据传输速度快,功能易扩展,适用于多种应用领域温、湿度的无线检测和控制。

1 系统框架设计

如图1通过温度传感器DS18B20采集温度数据,再将温度数据传输给单片机STC89C52,在单片机中处理数据,把处理好的数据显示在液晶LCD1602上并通过模拟的SPI接口传输给nRF24L01(1),最后通过nRF24L01(1)把数据发送出去。然后用单片机控制nRF24L01(2),并接收n RF24L01(1)发送的数据同时显示在液晶LCD1602上。并通过串口把温度送至PC上进行温度显示。

2 系统硬件设计

2.1 电源电路设计

系统5V电源由市面上较容易找到的220V转5V电源甜酸器,但由于NRF2401芯片需要提供3.3V电压,因此,需要设计电源转换电路,电路选择用稳压模块LM1117。输入端的电压是5V时,输出端的电压可以达到3.3V。

2.2 DS18B20电路设计

DS18B20在与微处理器连接时仅需要一条口线即可实现单片机与DS18B20的双向通讯。DQ为数字信号输入/输出端;GND为电源地;VDD为外接供电电源输入端,电源供电3.0~5.5V。

2.3 NRF2401硬件电路设计

nRF2401是单片射频收发芯片,工作于2.4~2.5GHz ISM频段,芯片内置频率合成器、功率放大器、晶体振荡器和调制器等功能模块,输出功率和通信频道可通过程序进行配置。nRF2401有工作模式有四种:收发模式、配置模式、空闲模式和关机模式。nRF2401的工作模式由PWR_UP、CE、TX_EN和CS三个引脚决定。

2.4 单片机与PC机串口通信

接收数据的单片机需要与PC进行通信,通过串口把温度数据传输至PC机进行显示,并能通过串口通信接收控制命令,从而对温度单片机进行控制。

3 NRF2401发送接收软件流程图

4 上位机软件设计

该上位机软件通过LABVIEW软件编写,可以实现串口接收单片机发送过来的温度数据,并以温度计方式和温度曲线方式显示。通过温度,与单片机温度一致。

5 总结

通过软件仿真以及系统实际制作,最终完成了系统的设计,该系统简单实用,可靠性强,该无线通信技术以及上位机与下位机通信技术稍加修改即可用在众多领域。

摘要：介绍了基于nRF2401的短距离无线温度测量系统的设计方法。系统以单片机和射频芯片nRF2401为核心,采用数字式温度传感器DS18B20,应用传感技术和无线收发技术实现温度的采集和短距离无线传输,通过上位机软件LABVIEW显示温度值及曲线信息,从而实现无线数据传输。

关键词：温度测量,nrf2401,DS18B20,LABVIEW

参考文献

[1]谭浩强.MCS-51单片机应用教程[M].北京:清华大学出版社,2004.

[2]徐爱钧.8051单片机实践教程[M].北京:电子工业出版社,2005.

温度模块篇5

在化工产业, 机械加工, 工业制造等领域经常要考虑到温度对测量或加工的影响, 因此对温度的测量和控制就显得尤为重要。特别在一些环境恶劣、干扰较强的使用场合, 温度采集装置的稳定是实现测量与控制的首要环节。本文针对上述背景, 设计了通用多通道检测模块。

1 系统结构和工作原理

模块采用单片机ATmega48为控制核心, 多路恒流源测温电路通过电子开关CD4051与13位A/D转换器MCP3301相连, 通过单片机控制3/8译码器74HC138进行通道选择;模块通过基于Modbus通信协议的RS 485接口与主机通信;并具有一路PWM转DAC电路。模块适用于与PLC等主机连接, 各通道实时检测数据保存于各通道的保持寄存器中, 当接收到主机读取命令时将数据发送。整体结构如图1所示。

2 系统硬件电路设计

系统主要硬件部分控制电路:MCU、温度测量电路、PWM转DAC电路、电源电路和RS 485通信电路。为了避免外连的通信电路影响内部测量电路, 提高抗干扰性能, 将通信接口电路通过光藕隔离, 且工作电源具有两路隔离电源, 本文采用开关电源, 具有效率高、重量轻和体积小的特点, 并可兼容交、直流24 V供电。本文在硬件部分主要介绍恒流源热电阻测温电路以及PWM输入的DAC电路。

2.1 热电阻温度测量电路

本模块的热电阻选用铂电阻Pt100作为温度传感器。在-50～+600 ℃中温范围内, 与其他热敏元件相比, 铂电阻温度传感器测量准确度高、测量范围大、稳定性好、抗干扰能力较强。

铂电阻测温电路主要有两种:桥式测温电路和恒流源式测温电路。

桥式测温电路主要是利用调整电桥的电阻参数, 抵消电桥两端的电压波动, 以突出热电阻变化引起的电压, 当采用三线制时可以消除引线误差, 但存在非线性误差和电路相对复杂等问题[1]。

恒流源式测温电路利用稳定电压给热电阻以恒定电路流, 保证热电阻上的电压和其阻值变化成线性关系的。在保证基准电压源稳定的情况下, 可以简化电路结构, 另外根据热电阻和输出电压线性关系, 更加有利于温度的计算和校正。

恒流源式测温的基本应用电路如图2所示。

图2中虚框部分即为恒流源电路。运放U1A将输入的基准电压VREF转换为恒流源, 激励热电阻RT。热电阻两端电压, 经过U1B运放组成的双端输入单端输出放大电路, 将信号放大10倍, 即输出期望的检测电压信号。该输出信号通过电子开关与A/D转换芯片相连。

电子开关的通路电阻较小, 仅为几百欧姆, 而A/D测量电路一般呈现高阻态, 其带来的误差可以忽略。

检测精度和模数转换芯片 (A/D) 的分辨位数有很大关系, 一般单片机内带的A/D位数分辨率较低 (ATmega48内含10位A/D) , 不适合精确测量, 而高分辨率的A/D芯片价格昂贵。本文兼顾了性能价格比, 采用了外扩一片低成本的13位A/D芯片MCP3301。通过改进软硬件设计, 实际测量结果证明可以保证误差不超过0.5%。

2.2 PWM转DAC电路

在电子和自动化技术的应用中, 也经常需要提供模拟输出, 如变送器和控制器类仪器, 经常需要输出0～10 V, 0～20 mA (或4～20 mA) 的直流信号。高精度的数模转换器 (DAC) 芯片或集成了DAC的单片机价格昂贵。应用单片机的PWM输出, 经过简单的变换电路实现DAC, 可以大大降低电子设备的成本。

通过一个低通滤波器就可以把PWM调制的数模转换信号解调出来, 实现从PWM到DAC的转换[2]。ATmega48具有16位定时器的PWM输出功能, 实现的DAC电路输出精度基本满足一般的工业控制场合。另外在一些环境恶劣、干扰较强的场合, 模拟输出容易受到干扰, 本文通过使用恒流方式驱动电路来提高DAC电路的负载和抗干扰能力。具体原理图如图3所示。

图3中单片机输出的PWM电压, 经过基准电源VREF和开关管T1组成的整形电路进行整形, 在A点的输出波形为理想的PWM波形, 幅值由基准电源的准确度得到保证, 再经过两级阻容滤波和一级跟随放大器, 在B点得到直流分量, 即MCU输出的调制PWM波在B点得到解调, 实现了DAC功能。可得:

$V_{B} = Τ_{0} V_{R E F} / Τ (1)$

一般PWM转DAC电路到此已经完成, 本文为了保证更高精度和电路更强的负载能力, 模块使用了恒流输出的驱动电路。由于运放U2B的C点和D点电位相等, 可得:

$V_{D} = V_{B} R_{8} / (R_{7} + R_{8}) (2)$

采用三极管T2提高输出驱动能力, 负载RL的电流和流过电阻R9的电流相等, 可得:

$Ι_{L} (t) = V_{D} / R_{9} = \frac{Τ_{0} V_{R E F} R_{7}}{Τ (R_{7} + R_{8}) R_{9}} (3)$

由式 (3) 可以看出无论负载电阻RL的值如何改变, 并不影响DAC输出的电流值。这样设计的好处是可以方便地更改输出电阻RL, 保证了模拟输出量值的准确度, 提高了负载能力。

3 系统软件设计

系统的软件主要由温度测量程序和Modbus通信中断程序组成。

测温程序主要负责温度采集, 主要工作在于建立热电阻温度和电阻值的分度表, 并判断每路检测结果是否出现温度是否异常, 是则重新测量。正确的测量结果将保存于保持寄存器, 等待上位机读取。温度测量程序流程图如图4所示。

当模块接受到主机的读取命令时, 则进入通信中断程序。Modbus协议是应用于工业控制上的一种通用通信协议。主要有两种通信模式:ASCII和RTU模式。由于在同样的波特率下, RTU比ASCII能够传送更多的数据, 因此采用RTU模式来实现模块的Modbus通信[3]。它的消息帧格式主要有地址、功能码、数据、校验码构成。Modbus协议的通信中断程序流程图如5所示。

4 结语

本模块采用了AVR单片机为控制核心, 采用外扩一片低成本的13位A/D芯片, 通过电子开关切换实现多路测温电路。设计了一种PWM转DAC电路。基于Modbus通信协议, 通过RS 485网路与主机通信。结构简单, 准确度高, 通用性好。实际使用中, 在高温和强干扰环境下, 模块仍能正常工作。

参考文献

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[2]秦健.一种基于PWM的电压输出DAC电路设计[J].现代电子技术, 2004, 27 (14) :81-83.

[3]许龙虎, 张浩, 彭道嗣, 等.基于Modbus的嵌入式数据采集系统设计[J].华东电力, 2009, 37 (2) :311-313.

[4]郑保, 成鹏展, 张建兰.提高铂电阻温度计测量精度的方法研究[J].计测技术, 2006, 26 (1) :56-59.

[5]车继勇.Modbus通信协议PLC主站软件设计[J].自动化技术与应用, 2008, 27 (4) :24-26.

[6]李伟.基于Modbus协议的工控节点设计与实现[J].计算机工程, 2010, 36 (16) :226-228.

[7]顾学群, 刘建峰.MSC1210单片机在多通道数据采集系统中的应用[J].仪表技术与传感器, 2005 (1) :45-47.

[8]赵新宇, 何怡刚.车用铂电阻温度传感器非线性校正[J].计量与测试技术, 2005, 32 (5) :9-11.

[9]冯炜, 沈绍祥.带温度测试模块的TDR测试系统研制及温度校准[J].科学技术与工程, 2009, 9 (23) :6971-6976.

温度模块篇6

本文在分析粮堆内发热类型基础上, 利用一维具有内热源非稳态导热情况等的假设条件以及思路, 利用热力学定律、能量平衡理论等, 借鉴其它领域比较成熟的方法, 得出粮堆局部导热微分方程, 建立了温度场变化数学模型, 以此对粮堆内温度变化进行分析。

1 粮食发热的主要原因与形式

储粮之所以能够发热, 必须有某些不正常因素, 如:仓房条件差、仓外强烈照射, 特别是阳光直射, 导致粮食发热;仓房上漏下潮或雨水浸湿, 引起粮食发热;粮仓各部位温差过大, 粮堆结露引起发热;或粮堆水分通过湿热扩散而转移引起粮堆发热;害虫活动猖獗, 引起粮食发热。但最主要的原因是粮食原始水分大, 温度适宜微生物大量繁殖, 导致粮食发热。粮食发热的形成, 主要是粮堆内生物体进行呼吸作用, 产生热量积累的结果。其原因在于:①粮食本身及杂质、害虫都带有大量的微生物;②粮食微生物分解粮食有机质的能力强, 呼吸强度大, 放出热量多;③粮食微生物对环境的适应能力强。

储粮发热的类型有:①局部发热;②上层发热;③下层发热;④垂直发热;⑤全仓发热。

2 粮堆温度场、温度梯度分析

由粮堆发热原因和形式可知, 任何一种或多种情况下出现发热的热源都可能引起储藏粮堆内的温度变化, 也即粮堆内温度场的波动。为了方便研究粮堆内局部温度的变化, 在此引入温度场和温度梯度的概念。

温度场是指某一瞬间, 粮堆内部空间里所有各点温度变化分布的总称。一般情况下温度场是空间坐标和时间的函数, 用T=f (x, y, z, τ) 来表示, 式中x, y, z, 为空间直角坐标, τ为时间。

在某一瞬间, 粮堆内部温度场会出现温度相同点, 连接这些点即可构成几何空间里的等温线和等温面。等温线、等温面是由于粮堆内部的温度差, 即温度的变化导致而成。所以出现了数学意义上沿等温线、等温面方向的温度变化率, 在所有变化中它具有最大值, 被称为温度梯度。

用直角坐标系中3个坐标轴的方向分量可表示温度梯度的大小和方向, 即:

undefined

由于粮堆内部的热源和温度变化是随机的, 在时间和空间中, 可能具有一种或多种热源, 也可能根本没有热源。同时, 粮堆是由生物因素厂粮食、害虫微生物少和非生物因素厂温度、水分、气体少构成的一个复杂系统, 内部具有不同的间隙, 其传热情况又难以绝对定型和量化, 即便以一个局部系统为研究对象, 它仍然会和周围环境进行物质和能量交换。

3 粮堆局部导热微分方程

根据热力学推导导热微分方程的方法, 对选取的粮堆内的一微元体, 根据傅里叶定律和能量守恒定律可以得出粮堆导热微分方程数学表达式为:

undefined

从上述式子中, 可以看出粮堆微元体内温度的变化与空间和时间有关。粮堆内任意点, 在热传递效果的影响下, 单位时间进入粮堆微元体的热量与内热源按体积得到单位时间所释放的能量大小之和, 等于该微元体在单位时间内的内能增量。

对 (2) 式进行有限元分析, 选取某一粮库运用ANSYS有限元分析软件, 建立该粮库的有限元模型。

通过有限元模型分别计算出100h、900h、1 800h, 2 500h、3 000h、4 000h、5 000h、5 200h、5 500h、6 000h、7 000h、8 000h时对应的有限元温度分布云图:以图2 (a) 、图2 (b) 为部分对应以上各时刻东、北两边的温度云图分布。

观察温度云图可以看出:表层温度比内部温度高, 而且表层温度变化明显。因为100h对应的实测时间为2008年4月20号, 这个时间对于春末夏初时节, 外界温度相对内部温度偏高, 因此我们观察到温度云图从上向下温度依次降低的现象。这和实际情况是相符合的。同样的原因, 900h、1 800h、2 500h、3 000h、4 000h都可以观察到温度从上向下依次降低的现象。

仔细观察各图像比较后发现:与100h、900h、1 800h、2 500h、3 000h、4 000h相对应的最高温与最低温的温差在逐步增大 (排除测温坏点引起的计算误差) 。而且, 表层温度和内部温度的差值也在逐步增大。这些现象说明上部粮食的温度变化受外界温度的影响变化明显;内部粮食的温度受外界温度变化影响小, 温度变化很平稳缓慢。

温度从上至下有明显的分层现象, 而且温度是随着高度的降低是逐渐增加的;同一高度处温度也有明显的分层现象, 其总体分布形式是从东往西逐渐降低。经分析得知有限元计算的结果和实际情况是相吻合的, 因为粮仓的上部和外界相接触, 长时间受到太阳的照射, 因此温度相对于其以下部位较高。对于粮仓的同一高度东部相对于其他方位受到太阳照射的时间和强度相对较高所以其温度较高也是非常合理的。以上现象就是人们常说的“热心冷皮”现象。

通过分析, 我们可以得到空仓预警依据:

第一种情况是:粮情测控系统工作正常, 根据所检测的温度, 根据温度场的变化模型, 如果同一段时间内整个粮库的温度场趋于一致, 则肯定存在空仓;再根据在某一时间段内, 利用一年四季的温度变化及各层的温度变化来判断是否为满仓。

第二种情况是:如果无测温电缆或粮情测控系统长期不工作, 粮情测控系统正常但长期没有数据就认为是空仓;否则根据轮换计划表来判断是否是空仓。基于上述理论, 集合利用仓房中有规律均匀分布测温点, 建立了模型化的仓储温度模型, 如图3所示。

如图3显示, 每个虚拟平面的每个交叉点即代表一个测温点, 通过收集这些测温点的温度即可知道仓库温度分布情况, 然后通过与仓储温度模型进行比对, 即可得知仓库储量的情况, 包括进行仓温预警、空仓判断等等。

3 结束语

总体上来讲, 智能温度模型会根据当地实际情况进行初始化设置, 当设置过后通过测温硬件将每个测温点数据收集上来, 通过与智能温度模型的对比, 如果每个测温点的温度相近且接近室温, 即可判定为空仓;如果每个测温点的温度分布和模型相吻合, 就意味着该仓有存粮且粮食温度安全。此外, 通过该平台对数据的不断积累, 通过海量数据的分析, 能够进一步优化温度模型, 提高温度预警、空仓预警的准确率。

摘要：近年来粮食空仓问题不断出现。为更好地实时掌握全国粮库的储量状况, 依据热力学定律、能量平衡理论等, 开发了以粮堆温度场变化数学模型为基础的空仓预警系统。此系统有助于提高我国储备粮的库存质量监控技术。

关键词：温度场数学模型,空仓预警,有限元

参考文献

[1]李志民, 孟淑娟, 李宁, 等.高大平房仓粮堆温度变化研究[J].粮油食品科技, 2008 (1) .

[2]李开泰, 黄艾香, 黄庆怀.有限元法及其应用[M].西安:西安交通大学出版社, 1984.

温度模块篇7

当今的自动控制技术多数是基于反馈理论的, 而目前最经典、最实用的反馈理论就是PID控制理论, 它尤其适用于我们不完全了解这个系统和被控对象、不能通过有效的测量手段来获得系统参数时。

根据PID控制原理, 测量信号x与控制信号y有如下关系:

式 (1) 中, KP, Ki, Kd分别为比例, 积分, 微分增益;比例项可提高响应速度, 积分项可提高控制的精度, 微分项可预测变化方向。式 (1) 是采用模拟电路实现的连续时域控制算法, 而目前普遍使用数字控制器。将式 (1) 离散化, 得数字控制控制算法如下:

式 (2) 中, , Td分别是积分时间常数, 微分时间常数。

采用PID算法的仪器仪表已在工程实际中得到了广泛的应用, 并且各大公司均开发了具有PID参数自整定功能的智能调节器。PID参数自整定就是为了处理PID参数整定这个问题而产生的。现在, 自动整定或自身整定的PID控制器已是商业单回路控制器和分散控制系统的一个标准, 许多自身整定参数的PID控制器经常工作在自动整定模式而不是连续的自身整定模式。自动整定通常是指根据开环状态确定的简单过程模型自动计算PID参数。

2 某温度控制系统简介

温度控制是某飞机桨叶生产线控制系统的关键部分。该生产线是以工控机为核心、以可编程控制器PLC对现场设备进行控制的DCS系统, 其中的温度控制精度要求很高, 控制部分的方案是:PLC通过温度控制模块FX2N-2LC控制固态继电器SSR的通断, 从而控制加热器的通断, 满足系统温度控制精度要求。

3 FX2N-2LC模块

3.1 FX2N-2LC模块简介

FX2N-2LC配有两个温度输入端口和两个晶体管输出端口, 并且通过自动调谐功能可方便地的设置比例系数、积分时间和微分时间。控制方法有两位置控制、PID控制 (有自动调谐功能) 、PI控制。从功能上可以选择测量值监控、测量值监控+温度报警、测量值监控+温度报警+控制。

FX2N-2LC特色之一是具有防过调功能:在PID控制中当偏差长时间持续时, PID算术运算的结果会超出运算值的有效范围 (从0到100%) , 这时即使偏差变小, 但由于积分运算的原因仍需要一段时间输出值才会回到有效范围内, 所以实际校正操作将被延迟, 从而发生过调/欠调情况。为了防止过调的发生, FX2N-2LC具配备了一种RFB (恢复反馈) 限制功能, 把超出部分的数值反馈给积分值, 使得当PID算数运算结果超出限定值 (输出限制的上下限) 时, 算数运算结果被保持在限定范围内, 所以PID算术运算结果总是在有效范围内。

3.2 FX2N-2LC模块编程

3.2.1 FX2N-2LC模块AT功能[1]

FX2N-2LC模块具有PID自动调谐 (以下简称AT) 即自整定功能, 其AT的控制流程为:

(1) 将AT执行命令 (CH1:BFM#20, CH2:BFM#29) 设定为1, 自动调谐启动。

(2) 自动调谐启动后, 首先根据设定值SV完成两位置控制。所谓两位置控制, 就是当测量值PV大于温度设定值SV时, 控制输出MV设定为ON, 当测量值PV小于温度设定值SV时控制输出MV设定为OFF。

(3) 通过两位置控制, 输出可强制振荡, 模块测量振幅和振动周期, 随后根据这些测量值, 计算得出各PID参数。

注意:为了通过自动调谐计算出适合的PID常数, 应将输出限制的上限设为100%, 输出限制的下限设定为0%, 并使输出变化比限制功能为0FF。

(4) 当自动调谐终止, 模块将依据新计算得到的PID常数继续常规的PID控制。

(5) 图1总结了FX2N-2LC的自整定过程:在测量值PV上升时, AT启动;当PV达到设定值SV后, 将自动形成对系统的二、三次扰动;测量超调振荡的大小和恢复周期, 自动算出系统的PID参数;AT结束, 随后根据计算得到的PID参数, 执行常规的PID调节。一般, 对于一个系统, 只需要一至二次的自整定过程。

3.2.2 FX2N-2LC模块编程

以下是本温控系统中关于FX2N-2LC模块使用的一段程序:

4 结论

在本温控系统中, FX2N-2LC模块需要进行测量值监控、温度控制及温度报警, 并采用自动整定PID控制, 需要选择自动调谐 (以下简称AT) 控制方法。AT功能可根据设定温度, 自动测量、计算、设定最佳的PID常数, 所以控制平稳、且响应快、精度高。该模块的自动整定算法是--确定开环状态的简单过程模型, 进而自动计算PID参数。

PID控制器的微分项D控制的输出与输入误差信号的微分 (即误差的变化率) 成正比关系, 能预测误差变化的趋势, 避免被控量的严重超调, 能改善有较大惯性或滞后系统的动态响应特性。温度是严重滞后的被控对象, 所以对于温控系统, 应对微分项D予以极大的关注。

摘要：本文以某生产线温度控制系统为背景, 以FX2N-2LC温度控制模块为例, 研究了PID控制算法、PID自整定原理, 研究了FX2N-2LC的编程方法, 并举出了实例, 分析了PID在温度控制系统中应用的要点。

关键词：PID,PID自整定,FX2N-2LC

参考文献

[1]FX_2N-2LC Temperature Control Block, MIT-SUBISHI ELECTRIC

[2]新型PID控制及其应用, 陶永华, 机械工业出版社, 2003年7月

【温度模块】推荐阅读：

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