PWM控制信号（共9篇）
PWM控制信号 篇1
1. 引言
智能的出现, 为生活和生产带来了巨大便利, 是未来的发展方向。智能是指可以按照预先设定的模式在一定的环境里自行运作, 而不需要人的干预, 可广泛应用于科学勘探、工业控制、家用电器等领域。智能小车就是智能的一个简单应用, 通常具备自动避障、寻迹功能、趋光功能、检测路面状况和计算并显示行使的路程与时间等功能。智能小车大多数使用直流电机驱动, 因为直流电机可方便地使用PWM (Pulse Width Modulation, 脉宽调制) 技术进行速度控制。产生驱动智能小车的PWM信号的电路和方法有很多, 如:专用集成芯片电路、通用数字组合电路、分立元器件组成电路、单片机系统控制电路、CPLD系统等。本文提供一种国内应用相当广泛的51单片机软件实现PWM调速的方法。
2. PWM基本原理及实现方法
PWM信号可以这样来解释:将直流电压通过一个可频繁通断的开关, 输出端将产生脉冲信号, 改变开关通断的频率, 则可改变脉冲信号的占空比。在PWM直流电机调速系统中, 通过改变直流电机电枢两端电压的占空比来改变输出电压的有效值, 从而达到控制电机转速的目的。51单片机产生PWM信号则是使用定时器T0控制PWM信号的频率, 定时器T1控制PWM信号的占空比。程序中, T0工作于方式1, 因为方式1能够通过修改定时器初值得到较宽频率范围的信号, T0定时器初值的计算公式如下:
上式中fosc为单片机晶振频率, fk0为PWM信号的频率。假设单片机系统采用12M晶振, 要产生5KHz的驱动信号, 通过 (1) 式可得Xf0=65336, 转换成十六进制得Xf0=0FF38H。
使用定时器T1控制PWM信号的占空比, 采用查询方式嵌套在T0定时中断服务子程序中, 在T1定时器时段使输出端口为高电平, 其它时段输出低电平。T1定时器初值的计算公式如下:
(2) 式中Dw为占空比。假设要得到占空比为80%的5KHz的PWM信号, 由 (2) 式可得:
Xf1=65376, 转换成十六进制得Xf1=0FF60H。
单片机采用上述定时法产生驱动智能小车的PWM控制信号, 会占用整个CPU资源, 无法再使用此单片机完成智能小车诸如避障、寻迹、趋光、金属探测等功能。解决的办法是采用双CPU工作模式, 完成避障、寻迹、趋光、金属探测等功能的单片机称为主机, 专门产生PWM驱动信号的单片机称为从机 (实际使用时, 可使用相对便宜的AT89C2051) , 它们之间通过自带的串行口进行通讯。主机与从机之间的通讯是单工形式的, 主机主动发送数据、从机采用中断方式接收数据。从机程序中将串行中断的优先级设置为高, 将定时器T0的中断优先级设置为低, 增强数据接收的及时性和可靠性, 防止因执行T0中断服务子程序, 而串行中断无法响应, 导致数据丢失的情形。
3. 硬件设计
通过P1口的四位端口, 分别为P1.0、P1.1、P1.2、P1.3输出四路PWM信号, 其中P1.0、P1.1分别控制智能小车的左轮 (左边前后轮电机并联在一起, 统称为左轮, 右轮亦是如此。) 正转和反转, P1.2、P1.3分别控制右轮的正转和反转。输出的PWM信号经过光电耦合器隔离送至电机功率驱动模块。硬件设计并不难, 在此只画出系统框图, 如下图。
4. 软件设计
先将从机程序列出, 仍假设使用12M晶振, 产生5KHz的PWM信号, 其它部分程序中都有详细的注释。软件的设计要根据电机的特性, 选择最佳的驱动信号频率, 尽可能地减少噪声, 延长电机的使用寿命, 该参数可从相关手册中查询获得。
使用串行通信特别需要注意的是:主机和从机的通讯模式和波特率应一致, 如此才能确保数据传输的正确性和可靠性。
5. 结语
上述程序中, 占空比是有误差的, 并非精确的0%~100%, 因为在T1定时器置初值前有判断指令和置位指令, 但并不会影响对于占空比精度要求不高的电机正常运转。利用定时中断法可方便得到各种频率和占空比的PWM信号, 以适应各种不同的直流电机;可以根据具体情况, 将对应的接口, 如:SPI、I2C、1-WIRE的驱动程序打包嵌入程序中, 制作成模块化产品。实践证明, 51单片机产生PWM信号驱动智能小车是可行的, 小车运转稳定、可靠。
摘要：本文介绍了使用51单片机的输出端口产生四路占空比可调的PWM信号, 驱动四轮两路智能小车的软件实现方法。程序中T0定时器采用中断的方式控制PWM信号的频率, T1定时器采用查询的方式控制PWM信号的占空比;并通过单片机自带的串行口接收主机传输过来的控制智能小车运动方向和速度 (即占空比) 的信号, 方便、及时、可靠、简洁地控制智能小车的运动状态。
关键词：PWM信号,占空比,中断,查询,串行口
参考文献
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PWM控制信号 篇2
摘要：提出基于功率控制的三相电压型PWM（pulse width modulation）整流器控制器设计方法。根据能量守恒原理建立的VSR（voltage source rectifier）数学模型可通过忽略回路电阻及电感充放电所消耗的能量等效成线性定常系统。系统外环采用电容储能控制，内环采用电流控制，同时引入直流负载功率补偿，实现对电容储能变化率的直接控制。电流内环采用前馈解耦PI（proportionalintegral）控制，将内环等效成一阶惯性环节。电容储能外环采用PI控制，利用代数分析及根轨迹分析，提出外环PI参数的设计方法。VSR系统整体等效为二阶系统。仿真结果表明：本文所提出的控制器设计方法能使得VSR达到优异的性能。
关键词：PWM整流器；功率控制；电容储能；功率补偿；控制器设计
中图分类号：TM461文献标识码：A
Abstract：This paper presented the controller design for threephase voltage source PWM rectifier based on power control. The mathematical model of VSR was established in accordance with principle of conservation of energy， and it can be equivalent to linear time-invariant system by omitting loop resistances energy and the energy consumed by charging and discharging of inductors. Capacitiveenergystorage control was adopted in outer loop of the system， and a current control in the inner loop. Meanwhile， power compensation of DCload was also used to control the change rate of capacitor energy storage directly. In the inner loop， feed forward decoupling control method with PI regulator was used to make the loop equivalent to a firstorder inertial element. PI control was adopted in the outer loop， and algebraic analysis and root locus analysis were used to provide PI parametric design method. The whole VSR system is equivalent to a secondorder system， and the simulation results show that the controller design method proposed can bring VSR an excellent performance.
Key words：PWM rectifier； power control； capacitance energy storage； power compensation； controller design
1引言
整流器是一类重要电力电子变流装置，与传统相控型整流器相比，PWM整流器能提供高质量的直流电源，仅产生易于滤除的高次谐波，并能实现单位功率因数控制。
近年来，国内外同行提出了多种控制方案，主要集中于两类，即直接功率控制[2-4]和基于电流电压双闭环的矢量控制[1]。但直接功率控制和矢量控制的关键区别在于功率控制的实现。矢量控制通过调节电流，进而调节有功和无功。而直接功率控制通过选择整流桥开关函数实现对有功无功的直接控制。这些都是针对内环的控制方案。文献[1]提出了VSR数学模型的改进，即采用电压平方代替原有的电压，但仅用很少量篇幅，也没有指明电压平方的物理意义。文献[4]采用电压平方作为系统外环的控制目标，但是文献[4]的主要研究内容是电流内环。
姜卫东等学者提出了直流负载反馈和负载功率前馈的控制策略[5，6]，本文称之为功率控制。文献[5]主要应用于DC/DC的boost变换器。文献[6]主要应用于AC/DC的boost变换器，即本文所述的PWM整流器。文献[5]、[6]思路一致，仅应用对象不同。文献[5]、[6]并没有详细叙述控制器的设计方法，仅参考文献[2]的方法，将VSR系统设计成Ⅱ型系统，且叙述篇幅少。并且，所提出的通过忽略电阻消耗功率和电感储能吸收功率来简化系统模型，其合理性，并没有验证。
本文将VSR系统设计成二阶系统，因为对二阶系统性能的研究最为简便。
2三相电压型PWM整流器的数学模型
其中ea、eb、ec为互差120deg的三相交流电网电压，ia、ib、ic为三相交流侧电流，va、vb、vc为整流器三相交流侧电压，R为交流等效电阻、L为交流电感、udc为直流侧电压，idc为负载电流，RL为负载电阻，C为直流电容，sa、sb、sc为整流桥开关函数。
5数字仿真
前文讨论了基于功率控制的VSR控制策略及控制器的设计，在控制器设计中简化了VSR数学模型。基于MATLAB平台，数字仿真分为两部分：1. 利用POWER SYSTEM工具箱进行电力电子系统仿真，验证控制策略的有效性；2.对VSR简化数学模型进行基于传递函数的数字仿真，并与电力电子系统仿真结果进行对比，验证模型简化的合理性。
5.1电力电子系统仿真
利用MATLAB平台POWER SYSTEM工具箱进行10kW电力电子系统仿真。系统控制结构如图6所示。主要仿真参数为：
直流电压UDC=700 V；电网电压EN=220 V；
交流电流最大值（峰值）IACmax =idmax =30 A；
交流电感L=4 mH；交流电阻R=0.15 Ω；
直流电容C=2350 uF；负载电阻RL=49 Ω。
传感器采样周期Ts=（1/18000） s；
电容储能外环参数：KQCP=960KQCI=96；
电流内环参数：KiP=24KiI=900；
由上图可知，基于传递函数的数字仿真与电力电子系统仿真波形非常接近，由计算得到，误差小于5%。两次仿真的结果仅在VSR负载突变瞬间有一定的差异。这是因为在电流突变瞬间，电感充放电会吸收（释放）能量，也仅在此刻，前述的模型简化会带来一定误差。但总体而言，模型的简化是合理的。
6结论
本文提出了基于功率控制的三相电压型PWM整流器控制器设计方法，在控制器设计中，通过简化模型，将VSR系统整体等效成二阶系统。仿真结果表明，本文所提出的控制器设计方法能使VSR达到优异的性能，并且，设计过程中的模型简化是合理的。
参考文献
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PWM控制信号 篇3
三相电压型整流器能够实现网侧单位功率因数以及电能的双向传输,并且结构简单、损耗低、控制方便,为工业生产提供稳定的直流电压。三相电压型PWM整流器的控制方法主要有间接电流控制和直接电流控制两种。间接电流动态响应慢,且对系统参数波动较敏感。而直接电流控制采用网侧电流闭环控制,使网侧电流动、静态性能得到提高,增强了电流控制系统的鲁棒性,从而可获得高品质的电流响应。
本文采用自关断开关器件实现高频PWM整流,可以显著地改善整流电路性能,建立了三相电压型PWM整流器功率电路在两相旋转坐标下的相电压和相电流的解耦线性化小信号模型。基于该模型,设计了电压外环和电流内环的PI控制器。最后,建立PSCAD电路仿真,并验证了设计的正确性。
1 三相电压型P W M整流器建模
三相电压型PWM整流器的主电路如图一所示。
三相PWM整流器小信号建模时作如下假设:
(1)开关皆为理想开关,忽略开关的死区时间,忽略电感、电容的内阻。
(2)电路中变量的交流分量的幅值必须远远小于相应的直流分量。
由开关函数关系[1]得到:在一个开关周期内,电感电流平均值、电容电压平均值及开关函数平均状态量定义如下:
式(2)中,dk为占空比,k=a,b,c。
运用三相旋转坐标变换:
根据基尔霍夫定律,三相平衡系统电压型PWM整流器在dq系中的数学模型表达式为:
平均量中含有直流量和扰动小信号交流量。dq轴电流平均量、直流电压平均量和开关平均量分别表示为:;。
将直流分量代入式(4),求得静态工作点为:
忽略电网电动势扰动和网侧等效电阻,将扰动量代入式(5),可得小信号数学模型为:
由式(6)可以看出,dq轴电流相互耦合。为解决这一问题,文中采用解耦控制。改变d轴电流控制器的输出为,q轴电流控制器的输出为,这样系统中耦合项、被抵消。可得等效电路如图二所示。
2 双闭环控制器的设计
2.1 三相电压型PWM整流器的双闭环控制结构
由上一节三相电压型PWM整流器的数学模型式(6)可以看出,为解决id、iq是相互耦合的问题,采用了前馈解耦控制。改变d轴和q轴电流控制器的输出。则可得到三相电压型PWM整流器双闭环控制器结构如图三所示。
建立数学模型为系统的校正与综合提供了设计基础。三相PWM整流器采用双闭环技术,电压外环实现直流电压恒定,电流内环控制输入电流相位对输入电压的跟踪。在dq坐标系下的输入电压、电流分量都是直流量,对直流量可以实现无静差调节[2]。在稳态时,Vdc相对于电流内环变换速度很慢。在求电流内环传递函数时,可以认为近似为0。对图二所示等效电路拉氏变换,得到两个电流内环和电压外环被控对象的传递函数分别为:
2.2 电流环控制器设计
由于两电流环的对称性,以id控制为例进行电流环PI调节器设计。考虑电流环信号采样的延迟和PWM控制的小惯性特性,将两者的小时间常数合并,已解耦的id[见式(7)]电流环结构[3]。电流环控制结构如图四所示。
设控制器,PWM调节器环节或看成一小惯性环节,同理采样延迟环节。考虑到内环响应的快速性的要求,可按典型I型系统设计电流调节器,只需以PI调节器零点抵消电流控制对象传递函数的极点即可,即τi=L/R。校正后,电流内环的开环传递函数,由典型I型系统参数整定关系。当取系统阻尼比ξ=0.707[4],闭环传递函数为:
2.3 电压环控制器设计
电压环的作用是建立稳定的直流侧电压,电压环的输入(给定电压同实际电压的差值)到直流侧电压的输出,再对电压环中的PI调节器进行设计[5]。电压外环的闭环控制结构如图五所示。
设控制器,采样延迟环节,由式(8)知。考虑到电压外环抗扰动性的要求,可按典型的II型系统设计,当时,则式(8),采样延迟环节和电流表闭环传递函数可合成为。其中,Tev=Tv+τv,则系统开环传递函数,由典型II型系统控制器参数整定关系得。工程上一般取中频宽hv=Tv/Tev=5,可得。
3 仿真检验
由三相电压型PWM整流器主电路,给出主电路在PSCAD中的触发电路如图六及触发脉冲的仿真如图七。
从图七中可以看到,Sa1、Sb1、Sc1的触发脉冲互差120度角,同一桥臂上的上下两个管子的触发脉冲互补如Sa1与Sa2。
实验参数为:三相电网电压峰值ed=311V,电感L=5m H,C=700μF,R=50Ω。整流输出额定电压为570V。计算直流稳态工作点为:Id=21.98A,Dd=0.4437,Dq=-0.0672,KPWM=1。双闭环的仿真结构如图八,仿真结果如图九所示。
4 结束语
本文对三相电压型PWM整流器进行小信号建模,在此基础上,进行dq坐标系下的双环PI控制器设计,将非线性时变耦合的两输入两输出系统变换为两个线性非时变的单输入单输出的系统,并最终得出电流内环和电压外环被控对象的传递函数。基于此传递函数,分别对电流内环和电压外环进行了PI控制器设计。通过PSCAD仿真说明,基于小信号模型设计的控制器具有良好的动态性能和稳态性能。由仿真和实验结果,验证了基于开关周期平均法小信号建模和双闭环控制器设计的正确性。
摘要：建立三相电压型PWM整流器功率电路在两相旋转坐标下的数学模型,由于采用开关函数描述的变换器的数学模型为非线性模型,控制器的设计比较困难。本文利用开关周期平均法建立三相电压型PWM整流器的平均模型,扰动分离后分别得到稳态模型和小信号模型,基于小信号模型设计了电压外环和电流内环的PI控制器。最后,通过PSCAD建立了模型仿真电路,仿真验证了小信号建模和控制器设计的正确性。
关键词：PWM整流器,开关周期平均法,小信号模型,PI控制器
参考文献
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PWM控制信号 篇4
关键词：iW1810；数字PWM控制器；初级侧反馈；准谐振；高能效
iWatt公司推出的离线式（off—line）数字绿色型芯片iW1810，集成了一个高性能数字PWM控制器和一个800 V的双极型晶体管（BJT）开关，适合于用作构建智能仪表、电机控制和工业应用的小功率AC/DC反激式电源，也可用作设计低率AC/DC恒流/恒压（CC/CV）LED驱动器。iW1810的内核PWM处理器在较高的功率电平上使用定频断续导电模式（DCM）操作，在轻载下则转换到可变频率运行，从而有最高的能效。iW1810采用AC/DC反激式转换器一次侧调节控制技术，消除了传统设计中光电耦合器反馈和二次侧调节电路，提供了一个低成本高效率解决方案。iW1810提供峰值电流限制，过电流保护、感测电阻短路保护以及输出过电压保护，并提供多模式PWM/PFM控制和准谐振开关。
1 iW1810的封装及其内部结构
iW1810采用7引脚SOIC封装，引脚配置如图1所示。
iW1810芯片集成了启动电路、初级侧反馈信号调节电路、数字逻辑控制单元、D/A转换器、过电流保护（OCP）与峰值电流限制电路及一个800 V的BJT，如图2所示。
iW1810各个引脚功能分别为：
引脚1和2（C）：内部功率BJT的集电极引脚。
引脚4（VCC）：控制器电源端，VCC典型值为12 V。
引脚5（GND）：接地端。
引脚6（VSENSE）：辅助绕组感测信号输入端，该引脚为输出电压调节提供二次侧电压反馈。
引脚7（ISENSE）：一次侧电压检测输入，用作逐周峰值电流控制和限制。
引脚8（E）：内部BJT的发射极引脚，该引脚必须与引脚7（ISENSE）短接在一起。
iW1810的核心是数字逻辑控制单元。该控制单元根据输出电压和电流反馈信息提供开关导通和关断信号，并为动态控制BJT基极电流提供指令。片上数字误差放大器在内部为控制环路自动进行补偿，先进的数字控制算法大大减少了系统元件数量，缩短了系统设计时间，提高了系统可靠性。
2 iW1810功能与工作原理
2.1 启动
iW1810引脚VCC外部连接一个启动电阻和一个偏置电容。当偏置电容通过启动电阻充电至启动门限VCC（ST）=10.5 V时，使能信号激活控制逻辑和iW1810的软启动功能。在软启动阶段，自适应软启动算法使能，输出脉冲由小逐渐变大，峰值电流由IPK比较器来限制。
如果VCC电压降至4.1 V以下，所有控制逻辑复位，使能信号变为低电平，VCC电容将再次充电至启动门限电平。
2.2 一次侧反馈
图3示出的是一个反激式变换器简化图。当开关VT1导通时，电流ig（t）从零开始增大，能量Eg（t）存储在一次绕组磁化电感LM中。在此期间，整流二极管VD1反向偏置，电容C0为负载提供电流。当VT1关断时，VD1导通，能量Eg（t）交付到输出。
为了严格调节输出电压V0，需要精确感测输出电压和负载电流Io信息。在不连续导电模式（DCM）反激式变化器中，输出信息可通过一次绕组磁化电感LM或辅助绕组读出。在VT1导通期间，若忽略VT1上的电压降，LM两端电压则为Eg（t）。电流斜升速率为
■=■（1）
在VT1导通时间结束时，电流为
ig—peak（t）=■（2）
电流代表的存储能量Eg为
Eg=■×[ig—peak（t）]2（3）
当VT1关断时，VD1导通，通过VD1的峰值电流id（t）为
id（t）=■×ig—peak（t）（4）
式中，Np与Ns分别为变压器一次绕组和二次绕组的匝数。
事实上，VD1有一个电压降。当二次侧电流较小时，使用iW1810可以忽略二次绕组上电压与输出电压之差△V。再此情况下，辅助绕组上的电压VAUX近似为
VAUX=■×Vo （5）
式中，NAUX为辅助绕组匝数。
辅助绕组上的电压波形如图4所示。由公式（5）可以看出，辅助绕组上电压时输出电压反射后的复制品，对其进行检测可以实现一次侧调节。
2.3 恒压/恒流（CV/CC）操作
在软启动之后，数字控制电路检测输出信息，根据轻载或重载情况来决定输出功率电平。如果在正常的工作范围，iW1810则工作在CV模式，为了满足输出电压调整要求，变化开关占空比。当变压器辅助绕组开路或短路以及iW1810关闭时，在IC引脚VSENSE上则没有电压可被检测。
iW1810在恒流（CC）模式在电池充电器和LED驱动器应用中是非常有用的。在CC模式，iW1810将输出电流调节到恒流电平上，而不管输出电压。为获得CC调节，iW1810通过BJT发射极与地之间的电阻来感测负载电流。
2.4 多模式PWM/PFM控制与准谐振开关
在CV模式和重载期间，iW1810通常在PWM模式操作，开关频率保持恒定。随输出电流减小，导通时间toN变短，控制器自动过渡到脉冲频率调制（PFM）模式。在PFM模式期间，开关频率降低。
在每个PWM/PFM开关周期中，为在谷底模式导通，iW1810采用专有的准谐振开关方案，从而大大地减小了开关损耗和EMI。与创新的数字控制结构体系和算法结合在一起，能使iW1810获得最高的效率和最低的EMI，在整个操作范围上不会产生可听见的噪声。
2.5 可变频率操作模式
nlc202309010103
在较高功率电平上，iW1810利用定频DCM操作。在轻载时为获得最大的效率，iW1810则转换到可变频率操作。在每个开关周期上，VSENSE后沿被检测。如果VSENSE下降沿未被检测，关断时间则延长，直到VSENSE的下降沿被检测为止。变压器可允许的最大复位时间为75 μs，当变压器复位时间选为75 μs时，iW1810则关闭。
2.6 内部环路补偿
iW1810内置数字误差放大器，不需要外部的环路补偿。对于一个典型的电源设计，提供一个至少是45°的相补角和—20 dB增益裕量则可保证环路稳定性。
2.7 保护功能
（1）过电压与欠电压保护
iW1810限制二次侧最大DC输出电压。当IC引脚VSENSE上的信号超过过电压保护（OVP）门限电平（约1.8 V，如图4中①所指示）时，iW1810将会关闭。
iW1810通过设置最大导通时间toN（MAX）=15 μs，对AC线路输入欠电压也提供保护。由于输出功率与输入电压V/N和toN之乘积平方成正比，对于给定的输出功率，当V/N件小事，toN则增加。当iW1810检测到toN（MAX）时，V/N则达到最小限值，器件则关闭。
此外，iW1810还监视VCC电压。一旦VCC降至欠压锁定（UVLO）门限（4.1 V）电平以下，器件同样关闭。
（2）峰值电流限制（PCL）与过电流保护（OCP）
iW1810引脚ISENSE监测峰值意思侧电流。当一次侧峰值电流与电流传感电阻之乘积超过1.1 V时，OCP则被激活，IC将迅速关断基极驱动器，直到下一个周期。如果过电流持续几个开关周期，iW1810则关闭。
（3）感测电阻短路保护（SRSP）
连接在iW1810引脚ISENSE与地之间的电流感测电阻一旦出现短路，IC则立即关闭。由于IC仍然保持偏置，VCC电容将放电，一旦VCC电压降低到UVLO门限电平（4.1V）以下，控制器则复位，而后开始新的软启动周期。在故障解除之前，控制器总是试图持续启动。
3 典型应用电路
iW1810的典型应该用电路如图5所示。图中，R3和R4是U1（iW1810）引脚VCC上的启动电阻，C2是VCC的偏置电容。在U1启动时，DC高压经R3和R4对C2充电。只要U1引脚VCC上的电压超过10.5 V的启动门限，U1则启动并开始开关。一旦系统开始正常操作，U1引脚VCC则由T1辅助（偏置）绕组和VDS、RS及C2组成的偏置电源供电，R3和R4仅产生极小的功率损耗。R6为电流感测电阻，用作检测U1内部开关BJT的电流，履行逐周峰值电流限制和过电流保护。T1二次侧上的电压反射到辅助绕组，经R7和R8检测反馈到U1引脚VSENSE，以履行输出电压调节。一次侧反馈消除了二次侧的调节电路和传统电源变换器使用的光耦合器。系统在空载下的功耗远低于100 mW，满足EPA2.0等能效规范。
4 结束语
iW1810是一种采用数字技术的高性能AC/DC离线式电源控制器，外加很少量的元件可以构筑峰值电流型PWM反馈高效电源。iW1810无需外加环路补偿元件，可在允许的所有工作条件下保持高度稳定性。利用一次侧反馈消除了光耦合器，并能够实现优良的线路和负载调节。自适应PWM/PFM控制技术和准谐振开关是系统具有最高的效率，在230VAC的无载功率（100 mW），满足相关能效规范，简单设计既能符合EMI标准要求。AC线路欠压保护（UVP）、输出过电压保护（OVP）、逐周峰值电流限制（PCL）、过电流保护（OCP）和感测电阻短路保护（SRSP）功能，可以确保系统的可靠性。
参考文献
[1] iWattinc.iW1810 off—Line Digital Green—Mode PWM Controller Integrated with Power BJT[DB/OL].2010.Web：http：//www.iwatt.com. Email：info@iwatt.com.
[2] 李文龙.最新全能数控电源IC—ADP10143[J]. 电子元器件应用.2011，5/6/7.
作者简介
杨玉杰（1974—），女，主要从事半导体器件制作和设备维护工作。
PWM控制信号 篇5
关键词：PWM,555定时器,调制,解调
0 引言
随着现代通信中, 数字电路的大量应用, PWM基带信号作为信息处理的中间信号或辅助信号, 在实际数字通信终端中是很常见的。由于PWM信号的抗噪声性强, 经济, 节约空间等优点, 目前被很多领域广泛使用。PWM的一个优点就是从处理器到被控系统, 信号都是数字形式的, 不需要进行数模转换, 信号以数字的形式进行传递可以将噪声的影响降到最低, 因此实际的模拟信号在传输时大多是先转化为数字信号。
传统的模拟信号调制成PWM信号的过程比较复杂, 其大致设计方法将输入的模拟信号经过瞬时抽样, 再通过比较器输出[1]。
此电路相对比较繁琐, 因此我们尝试通过555定时器的运用寻找一种简便的方法用来实现PWM信号的调制。
1 555定时器调制PWM信号的原理
1.1 电路结构与原理
PWM基带信号调制的电路, 由一个555定时器、三个电阻和一个电容构成的, 主要功能是将输入的模拟信号转变成数字信号输出。只要将施密特触发器的反相输出端经RC积分电路再接回到它的输入端, 便构成了单稳态振荡器。图1为PWM信号调制的原理图, 在555定时器的控制端加上一个变化电压Vk进行一系列的调节后, 两个比较器的参考电压就发生了变化。当两个参考电压变大或减小后, 555电路的阈值电压和触发电压就跟着发生了增大或减小, 振荡电路的振荡频率就随之发生了相应的变化, 矩形波的宽度就随着控制端输入模拟信号Vk的电压变大而变大, 随着输入模拟电压变小而变小, 就可以实现PWM—脉冲宽度调制。图1中555定时器的5号脚输入模拟信号, 经过PWM信号产生电路, 在定时器的3号脚上便可产生PWM信号。
1.2 PWM电路性能分析
1.2.1 PWM的脉宽与调制信号Vk的关系
由RC电路的分析可知:在电容上的电压UC从充、放电开始到变化至某一数值UTH所经过的时间可以用公式 (1) 计算:
其中, UC (0) 是电容电压的起始值, UC (∞) 是电容电压充、放电的终了值。
PWM电路的输出脉宽随Vk瞬时值变化。由于555定时器控制端加入不同的电压值, 将会有不同的阈值电压和触发电压, 每次电容充放电所对应的Uc (0) 和UTH将会有所不同, 所以才会产生不同的电压幅值对应不同的脉冲宽度。
1.2.2 周期T0与调制信号频率的关系
对产生的PWM信号要实现理想的解调, PWM的输出脉冲应反映调制信号的特征。设调制信号的最高频率为fcmax, 根据抽样定理, 触发信号的频率f0=1/T0>2fcmax, 即触发信号周期
2 PWM电路特性参数分析
PWM电路对输入信号参数值有一定的范围要求, 当激励源的电压值在Y轴负半轴时, 电路不能正常进行调制与解调, 无法正确输出波形。当其振幅超过了直流电压源的幅值UCC, 将会出现了类似情况, 因此要选择合适的信号频率和幅值对电路的特性进行研究。在本次研究中Vk采用正弦波和三角波两种信号, 当输入模拟信号选择周期为20ms, 幅值选为2V, 能够实现较理想的结果。
3 PWM信号的解调原理
调制的信号方便在信道上传输, 在通信终端还需要将已调信号进行还原。PWM信号的解调电路是由巴特沃斯低通滤波器组成的, 将已调信号通过用由一个三极管加上一个非门和两个电阻、一个电容组成的反应中间态信号的电路。中间态信号波形将电容C1的充放电过程反应出来, 再将信号通过一个巴特沃斯低通滤波器电路即可将信号解调出来, 输出原来的模拟输入信号。解调电路的原理如图2所示。
4 PCB设计
4.1 PCB板图设计
PCB合理布局很关键, 如果布局不合理, 有时会出现电磁干扰, 虚焊等问题。图3为设计的PCB布线图, 电路的线宽均为50mil, 地线和电源线的线宽略加粗, 板图大小为3820mil×2420mil。
4.2 PCB实现
根据PCB线路文件, 利用线路板刻制机制作PCB, 并进行元器件组装, 得到的硬件设计实物图如图4所示。
5 电路仿真设计与硬件测试结果对比
5.1 PWM信号产生电路性能测试
下面从仿真设计的结果和硬件实现结果两方面比较PWM调制电路的性能。
图5和图6为PWM调制电路的仿真设计结果, 以上两图中通道A为模拟信号波形, 分别为输入的正弦波和三角波信号, 其周期均为20ms, 幅值均为2V, 通道B为数字信号脉冲, 即为PWM基带信号的波形, 从图中可以看出在输入模拟信号幅值越大的位置, 相应的PWM调制信号的脉宽就越大, 幅值越小的位置, 响应的PWM调制信号的脉宽就越小。这样PWM产生电路就实现从正弦模拟波形和三角模拟波形转变到数字信号波形的功能, PWM基带信号呈现周期性变化, 实现了脉宽调制的目的。
图7和图8为PWM调制电路硬件测试结果, 通过将幅度为2V, 周期为20ms的原模拟信号和产生的PWM基带信号波形的比较, 可以看出在原模拟信号幅度增大的地方, 基带信号的脉宽也随之增大;在原模拟信号幅度减小的地方, 基带信号的脉宽也随之变小。实现了输出波形的脉宽均随输入幅度的增大而增大, 减小而减小, 实现了PWM基带信号的调制。
5.2 PWM信号解调电路的性能测试
将PWM信号进行解调是本次研究中关键的一步, 因此需要比较输入信号与解调信号来检测解调电路的性能。下面先比较利用Multisim10软件仿真输入为三角波信号时解调结果。
图中波形1为输入模拟信号, 波形2为解调输出信号。通过比较软件仿真结果, 可以看出解调电路能够较好的将原正弦波信号解调出来。它们的幅度均为2V, 周期均为20ms, 只是发生了一些相移。相移的主要原因是抖动等。
图10和图11为实物PCB的示波器测试结果。其中波形1为输入的原模拟信号, 波形2为解调出的模拟信号。从中可以看出通过滤波器后出来的波形基本体现原模拟信号波形特征, 比较理想的完成了滤波功能, 由于电磁干扰等原因造成了解调信号的较小失真。
6 结论
使用555定时器实现PWM的方法比较简单, 在实际应用中具有可实现性, 只要设定合适的触发信号的周期, 可以获得对不同类型、不同频率信号的理想调制效果。在实验过程中, 由信号发生器产生的信号必须加以电平将其全部转化成正值, 才能进行调制, 最终得到解调的效果。通过比较仿真设计结果和硬件实现结果, 可以看出硬件实现较好地达到了仿真设计的效果。实现了利用PWM多谐振荡器完成从模拟信号向数字信号的转换的功能。
实际解调效果与仿真效果在幅值和频率上相同, 但是从波形中可以看出解调信号下部还是有些毛刺, 主要原因可能是电磁干扰等外部不可避免的影响, 但是总体效果还是不错的。
参考文献
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[3]路而红.虚拟电子实验室-Multisim7&Ultiboard7[M].北京.人民邮电出版社, 2005, 5:1-21.
[4]陈国呈.PWM变频调速及软开关电力变换技术[M].北京.机械工业出版社, 2001:143-147.
PWM控制信号 篇6
脉宽调制PWM (Pulse Width Modulation) 是利用数字输出信号对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术, 广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。
一、PWM原理
PWM是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用, 方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的, 因为在给定的任何时刻, 满幅值的直流供电要么完全有 (ON) , 要么完全无 (OFF) 。电压或电流源是以一种通 (ON) 或断 (OFF) 的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候, 断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够, 任何模拟值都可以使用PWM进行编码。
如图1所示, 用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波, 正弦半波N等分, 看成N个相连的脉冲序列, 宽度相等, 但幅值不等;用矩形脉冲代替, 等幅, 不等宽, 中点重合, 面积 (冲量) 相等, 宽度按正弦规律变化。
SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形。
二、基于CPLD的PWM方案
一个PWM发生器必须包括计数器, 数据比较器, 另外就是配置PWM参数的时钟分频寄存器和占空比寄存器, 结构框图如图2所示, 这些电路都可以用CPLD来实现。
高频时钟信号经分频器驱动计数器, 计数器如图3所示, 总是从Bottom到Top的循环计数, 计数器的输出和占空比寄存器里的数据经数据比较器比较, 输出PWM信号, 当计数器输出小于占空比设定值时输出低电平 (0) , 否则输出高电平 (1) , 如图3 (b) (c) 所示。从图中还可以看出, 计数器的周期就是PWM信号的周期, 通过修改占空比寄存器从而实现对输出PWM信号高低电平比例控制, 图3 (b) 是占空比为P1的PWM输出, 图3 (c) 是占空比为P2的PWM输出, 它们周期相同, 高低电平的比例不同。
下面用硬件描述语言来设计CPLD的内部电路, 这里给出Verilog HDL版本的参考代码。
执行单片机程序, 选择不同的分频系数和占空比值, 从CPLD的引脚输出PWM信号示波器截图如图4所示。
三、SPWM
如果将占空比按正弦规律随着时间变化, 就可以得到正弦调制的PWM信号, 也就是SPWM。如图5所示, 该信号经过阻容滤波可以得到正弦模拟信号, 这里的运放做电压跟随器用, 对信号驱动能力进行放大。实际得到的正弦信号示波器截图效果如图6所示。
正弦信号发生器MCU演示程序:
四、三路精确相位差正弦信号发生器
对CPLD改进设计, 很容易实现多路PWM输出。例如设计具有精确相位差的三相正弦信号, CPLD电路Verilog HDL程序如下:
实际得到的三相正弦信号示波器截图效果如图7所示, 只是双踪示波器同时只能看两路信号。
五、结束语
PWM控制信号 篇7
本文所讨论的微型液压动力系统是一种组装在用于石油勘探的自动垂直钻具上的液压动力单元。该动力单元集成了单柱塞泵、电磁阀、纠斜液压缸、油箱等液压系统的基本要件。在自动垂直钻具的近钻头处径向均布了三组这种高度集成的液压动力单元,以起到控制钻头走向、保证井眼垂直的作用[1,2]。
由于井下工作环境恶劣,使得液压动力单元上使用的控制阀只能是开关式的电磁换向阀,这就导致由三组径向均布的液压动力单元产生的作用于井壁的纠斜合力的方向最多只能有6个[1]。虽然这样也能起到纠斜的作用,但如果能够在井眼的任意方向上都进行准确的纠斜控制,就可以极大地提高纠斜的速度,进一步改善纠斜的效果,这就要求对液压动力单元产生的纠斜力进行连续控制。而对现有的液压动力单元上的电磁换向阀进行脉宽调制(PWM)控制就有可能实现对该微型液压动力系统输出的纠斜力的连续控制。
对电磁阀进行PWM控制时,电磁阀的阀口一直工作在全开或全闭的状态,并且与计算机之间接口无需D/A转换,因而抗污染能力和抗干扰能力很强。目前,国内大多是采用进口的高速电磁开关阀对流量连续的液压系统进行位置或速度的PWM控制[3,4],而本文则试图采用普通的电磁换向阀对一种具有较小容积、流量,且流量不连续的微型液压动力系统进行输出力的脉宽调制控制。
1 微型液压动力系统工作原理
自动垂直钻具上所用的微型液压动力系统的组成结构如图1所示。液压系统的工作原理如下:若电磁阀通电,在偏心轴承的回程阶段,柱塞泵通过吸油单向阀从油箱吸油;在偏心轴承的推程阶段,吸油单向阀关闭,液压油通过压油单向阀进入纠斜液压缸的无杆腔。当柱塞泵的出口压力达到溢流阀的设定压力时,压油单向阀不再开启,液压油直接通过溢流阀流回油箱。若电磁阀断电,则液压油依次经过压油单向阀、电磁阀流回油箱,液压缸无压力。电磁阀的通电或断电由井下单片机控制系统根据实测的井斜角和井斜相对方位角来决定,电磁阀的驱动电源由电池提供[5]。
由于油液的流动有一定的惯性,因此对图1所示的液压系统中的两位两通电磁换向阀实施PWM控制,就有可能对纠斜液压缸无杆腔中的压力进行一定程度的连续控制,进而实现对液压缸输出的推力(即纠斜力)进行相应的连续控制。
1.油箱 2.溢流阀 3.吸油单向阀 4.偏心轴承 5.柱塞泵 6.压油单向阀 7.电磁阀 8.纠斜液压缸 9.导向块
为了适应井下狭小的工作空间,液压动力单元上的所有液压阀均为插装式结构,且结构尺寸非常小,如其中的两位两通电磁换向阀的阀口只有0.1mm左右,而液压泵所提供的平均流量不足0.5L/min,并且是不连续的。因此,对这种流量微小又不连续的液压系统进行输出力的PWM控制是有一定难度的。
2 系统输出力的PWM控制策略
2.1电磁阀工作特性分析
本系统所使用的电磁换向阀为两位两通常开型,其结构如图2所示。若线圈得电,则顶杆在衔铁产生的电磁力的作用下向右运动,推动钢球封住阀口,阻止液压油通过;若线圈失电,则衔铁电磁力消失,顶杆和钢球在液压力的作用下复位。
1.衔铁 2.线圈 3.极靴 4.阀体 5.顶杆 6.钢球阀芯
由图1可知,只有在电磁阀线圈通电、阀口关闭的状态下,纠斜液压缸才能建立起纠斜压力;而当电磁阀线圈断电时,其阀口会在液压力的作用下迅速开启。因此,对电磁阀实施脉宽调制控制的效果主要取决于该电磁阀在通电状态下的动力学特性。通电时的电磁阀阀芯动力学方程可以表示为
式中,m为等效运动质量(含阀芯、顶杆、衔铁等);x为阀芯位移;c为等效粘性摩擦因数;Fm为电磁力;Fp为阀芯所受液压力;Fy为稳态液动力;F0为阀座对阀芯的支撑反力。
式(1)表明,阀芯的运动分为两个阶段:①阀芯向阀口运动阶段,此阶段主要是电磁力克服阀芯的惯性力、摩擦力以及Fp、Fy而驱动阀芯运动;②阀芯静止阶段,此阶段液压力Fp逐渐增加到溢流阀调定压力的对应值。而在这两个阶段当中,关键的因素是电磁力Fm的特性,如果Fm不能足够快地达到额定值,就会导致阀口不能迅速、可靠地关闭,而使得液压力Fp大幅波动。
由于电磁阀的磁隙和阀芯的开口量均很小,因此电磁阀产生的电磁力可以看成是线圈驱动电流的线性函数,即电磁阀的动态特性主要是由线圈的动力学特性所决定的,而线圈的等效电路模型为
式中,u(t)为直流驱动电压;i(t)为线圈中的电流;R为线圈及电路电阻之和;L为线圈等效电感。
图3所示为测试得到的电磁阀在额定电压作用下的电磁力输出曲线,该曲线与一阶惯性环节的阶跃响应曲线十分相似,因此,电磁阀输出的电磁力与驱动电压之间的动力学特性可用惯性环节近似来表示[6]。
2.2纠斜力的PWM控制
首先分析一般情况下的电磁阀的PWM控制原理。设T为脉宽信号周期,T0为通电时间(此时电磁阀的阀口关闭),则T-T0为断电时间(此时电磁阀的阀口开启),定义τ=T0/T为脉宽信号占空比[7]。电磁阀在脉宽信号的控制下作不停的开关动作。在一个脉宽信号周期内,通过电磁阀的流量可表示为
式中,Cd为等效流量系数;A为电磁阀阀口面积;Δp为电磁阀阀口压降;ρ为液压油密度。
式(3)中因断电而通过电磁阀的液压油来自于柱塞泵和纠斜缸,如果泵的流量足够大,就可以通过调节占空比τ来控制通过电磁阀的流量,进而控制阀口压降,此时有
由于Δp为纠斜缸的控制压力pc与外部环境压力p0之差,因此,可以实现对纠斜力的连续控制。但对于单柱塞泵供油的微型液压动力系统(图1),如果将钻杆旋转一周视为液压系统的一个工作周期,则对电磁阀的PWM控制只能在柱塞被偏心轴承顶回,液压泵有流量输出的半个周期内进行。因为在柱塞由复位弹簧顶出的伸出阶段,液压泵无流量输出,此时若电磁阀断电,则阀口通过的液压油将全部来自纠斜缸,从而将导致纠斜缸的油液压力迅速降至外部环境压力,也就无法输出稳定的纠斜力。
这种非连续的PWM控制是本系统的一个特点,它涉及如何调整占空比和确定PWM控制的启动与结束时间。
3 系统AMESim建模分析
采用系统工程高级建模和仿真平台AMESim软件建立的系统仿真模型如图4所示。
仿真模型中的电磁阀、溢流阀和单向阀均为被封装之后的超级元件。设定电机转速为60r/min,则偏心轴承旋转一周所用时间为1s,推程和回程各占0.5s。在推程的前0.3s对电磁阀进行PWM控制,而推程的后0.2s以及回程阶段的0.5s(共0.7s)停止PWM控制,并保持电磁阀通电,如此循环往复。先给电磁阀通电至纠斜液压缸建立起稳定的压力,再施加PWM控制信号,得到图5所示的仿真曲线。
图5a、图5b的信号占空比分别为0.8和0.7,脉宽信号的周期均为0.2s,系统所产生的纠斜力则从8.5kN分别降为7kN和6kN左右,这说明通过调节脉宽信号的占空比,可以实现一定范围内的纠斜力的连续调节。
4 实验分析
在纠斜集成块实验台上进行实验验证,使用变频器保持电机转速恒定在60r/min,以保证准确的脉宽调制控制时间点和循环周期。采用西门子PLC(S7-200)编制脉宽信号程序来控制电磁阀,当电磁阀通电30s后,再加入PWM信号,其脉宽信号周期与仿真设置相同。由实测的纠斜缸推力传感器的数据得到图6所示的实验曲线,其对应的脉宽信号占空比分别为0.8、0.7和0.6。可见其与图5对应的曲线基本一致,输出的纠斜力的范围分别为7kN、6kN和5kN左右。
5 结束语
本文对自动垂直钻具中液压执行机构的PWM控制机理进行了分析研究,研究表明,所提出的不连续PWM控制方法可行有效,即通过合理确定电磁阀的PWM信号周期(或开关频率)、占空比及PWM控制,可在一定范围内实现执行机构纠斜力的连续控制。
参考文献
[1]刘白雁,苏义脑,陈新元,等.石油深井垂直钻进系统研究[C]//第二届全国先进制造装备与机器人技术论文集.北京,2006:41-44.
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PWM整流器控制算法比较研究 篇8
随着现代电力电子技术的飞速发展,采用高功率因数,低谐波的高频开关模式整流器已逐渐代替了传统整流装置。截至目前,对于PWM整流器的控制方法逐渐演化为两大类 :一类称作是电压定向控制 (Voltage Orient Control) 策略,另一类称作是直接功率控制 (DirectPower Control),本文主要以两电平电压型 (VSC) 三相可逆PWM整流器为对象,分别对以上两种常见控制方法进行比较研究,通过仿真结果,得出有参考价值的结论。
1 控制结构图
图1为PWM整流器电压定向控制(VOC) 框图,它以电压为控制目标,采用电流内环和电压外环的双dq前馈解耦控制。其中,电流内环实现网侧单位功率因数,整流输入电流正弦化 ;电压外环实现整流输出电压恒定,纹波系数小。图2为直接功率控制 (DPC) 框图,它的电压外环节控制采用PI调节器,电压偏差进入PI调节器计算后,输出直流侧负载电流给定信号Iload,该信号与电压给定相乘,得到有功功率的给定值P*。无功功率给定设为Q*=0,以确保系统工作于单位功率因数模式。
2 仿真分析
依据以上的分析,搭建PWM整流器定向电压控制的仿真模型,主电路由三相对称电压源、进线电感、整流桥、输出稳压电容、负载等组成。按照图1、图2的控制框图,分别利用Simulink中的一些基本模块按照各部分的功能搭建,最后输出主电路所需的驱动信号。在仿真过程中,电压外环PI控制环参数的设定参考文献的整定方法,调试时候再根据实际的效果进行优化,最终得出控制性能较好的PI参数。主电路参数如下表所示 :额定功率P=15000W,电网电压有效值u=220v, 电网频率=50Hz, 开关频率 =10000Hz, 交流输出侧电感L=8Mh,直流侧电容C=500F。
2.1 VOC控制的仿真波形
启动及其稳态波形如图4.1 ~图4.2所示,由图可看出,系统在0.06s后进入稳态,Udc能够很好的跟随给定值,同时交流侧电压与电流能够保持同相位。
交流侧电流波形的正弦化程度是衡量控制策略优劣的一项重要指标,这里选择VOC运行于稳态下的电流波形做FFT分析,结果如5.1所示,由图5.1可知,VOC系统交流电流谐波含量为THD5=0.21%,THD11=0.19%,THD17=0.097%,总电流畸 变系数为THD=0.38%,正弦化程度较高。
2.2 DPC 控制的仿真波形
启动及其稳态波形如图6.1 ~图6.2所示。系统能够保证直流侧输出电压跟随给定,但电压始终是有波动的,且交流输入侧电压电流同相位,但电流波形质量不够好。
这里选择DPC运行于稳态下的电流波形做FFT分析,结果由图5.2可知,DPC系统交流 电流谐波 主要是THD5=6.12%,THD7=5.61%,THD11=1.02,THD13=0.87%,总电流畸变系数为THD=8.55%。
由以上数据可知,在稳态情况下,交流侧电流波形畸变方面,VOC系统要优于DPC系统,谐波含量较小。
3 结论
经过仿真比较,给出VOC与DPC系统的综合比较,即在稳态情况下,交流侧电流波形畸变方面,VOC系统要优于DPC系统,谐波含量较小。
摘要：本文研究了两种三相电压型PWM整流器的常见控制算法,电压定向的双闭环控制以及瞬时功率直接控制方案。并以Simulink仿真得到波形数据为基础,从启动充电阶段、交流侧电流谐波含量、直流电压纹波等方面,对以上控制算法进行比较,得出了一些有价值的结论。
PWM控制信号 篇9
本文提出了一种基于模型预测控制的三相PWM整流器直接功率控制策略。该策略采用的模型预测算法具备有滞环比较器和PI控制器两者的优点,方法实现简单,且能有效降低直流侧母线电压纹波和交流侧电流失真度。此外,采用空间矢量调制实现了固定的开关频率。该方法使整流器具有功率响应快、直流电压稳定性好、 电流谐波失真度低等优点。
1三相电压型PWM整流器DPC系统
三相电压型PWM整流器传统的DPC控制系统如图1所示。
如图1所示,传统的电压型PWM整流器DPC系统包括直流电压外环、功率内环结构;主电路由交流电压、电流检测电路和直流电压检测电路、滤波电抗器、开关管、直流电解电容器和负载组成。传统DPC控制方法为:根据检测到的电流ia,ib,ic及ua,ub,uc经坐标变换得到两相坐标系下的电压eα,eβ和电流iα,iβ,然后得到瞬时有功和无功功率的估算值P,Q,P和Q与给定的Pref和Qref比较后的差值信号送入功率滞环比较器得到SP, SQ开关信号,扇形θ划分由eα和eβ确定。Pref由直流电压外环PI调节器的输出(代表电流)与直流电压的乘积设定,根据SP,SQ,θn在开关表中选择所需的驱动信号去驱动主电路开关管,进行整流器直接功率控制。
2三相电压型PWM整流器预测控制模型分析
根据传统的三相电压型PWM整流器直接功率控制方法,电压、电流检测电路检测到的电压、 电流经abc/αβ变换成为αβ坐标系下的变量,从而可以计算得到有功功率和无功功率的计算公式:
式中:eα,eβ,iα,iβ分别为根据检测到的电压ua,ub, uc及电流ia,ib,ic经坐标变换得到两相坐标系下的电压值和电流值。
在每个开关周期结束时,为预测下个开关周期的有功功率和无功功率,将式(1)和式(2)变化可得:
其中,eα,eβ,iα,iβ在每个采样时刻都是可知量,运用PWM整流器在α-β坐标系下的微分方程可以求出iα,iβ的导数,其表达式如下:
式中:vα,vβ为供电电压的平均电压矢量;L为交流侧电感;R为交流侧等效电阻。
在平衡的、波形为纯正弦的三相电压下,eα和eβ的导数可以表示如下:
式中:ω为交流侧三相电压的角速度。
将式(5)~式(8)带入式(3)、式(4)中,则有功功率和无功功率的表达式可变为
在任意采样时刻t=k,对有功功率和无功功率进行求导,可得其导数,分别表示为A和B。即:
由线性代数可知,用一阶线性代数方程可近似代替导数方程表达式。即式(11)和式(12)可用一阶线性代数方程近似代替。则化简后可得下一个开关周期的有功功率和无功功率的值,可以通过下列式子预测:
式中:TS为系统的开关周期;A,B,P(k),Q(k)分别为某个采样时刻的瞬时值。
本文中模型预测控制算法的目的是计算出平均电压矢量,以便经SVPWM调制后产生开关控制信号,控制开关管进行整流。根据模型预测控制算法的理论,需定义一个优化性能指标,并使该指标最小以获得最优的平均电压矢量vα,vβ。对此,本文采用控制信号误差的平方总和作为该系统的性能优化指标。性能优化指标J可表示为
根据式(13)~式(15)可以变为
式中:Pref(k),Qref(k)分别为有功功率和无功功率的参考值。
式(16)分别对vα,vβ求偏导可得:
将式(17)等于0,并简化方程可得下式:
可以看出,式中vα的系数为0,可以从式(19)中直接求出vα。同理可得下式,并可求出vβ。
其中
由以上式子可以计算出整流器每个开关周期所需的平均电压矢量,对应的开关状态可以经由SVPWM产生,则基于模型预测控制算法的三相PWM整流器直接功率控制框图如图2所示。
3仿真实验与结果分析
Matlab/Simulink下搭建基于预测模型控制的三相电压型PWM整流器直接功率控制策略模型,对本文所提方法进行仿真验证。仿真参数为:电源相电压220 V,f=50 Hz,电感L=10 m H,电阻R=0.1 Ω,电容C=1 000 μF,额定负载RL=100 Ω, 开关周期TS=10 k Hz,直流母线电压Udc=600 V。
3.1系统稳态波形
图3给出了三相电压型PWM整流器在采用本文所提的控制策略后的各稳态波形。从图3中可以看出,直流侧稳态电压稳定在600 V左右,且纹波非常小。有功功率和无功功率很稳定,其纹波也非常小,但无功功率的值不为0,主要是由于在每个开关周期中采用的是无功功率的近似值进行计算的原因(式(13)和式(14))。此外,三相电流波形是平衡的,A相的总谐波失真(THD)为3.81%,图3d给出了SVPWM的电压参考矢量,其波形符合所需要求
3.2系统动态波形
图4给出了三相电压型PWM整流器在采用本文所提的控制策略后的动态特性。从图4中可以看出,直流侧母线电压、三相输入电流、有功功率的波形在0.04 s内达到稳态值,无功功率波形在0.02 s内达到稳态值。但是直流侧母线电压、 有功功率和无功功率的超调很大,这是由于外环的PI控制器的原因。
3.3电感L对控制性能的影响
此外,从式(19)和式(20)可以看出,影响本文所提出的整流器算法性能的主要因素是电感L,由于电感的参数容易受到温度等环境因素的影响,那么由算法计算出的电压参考矢量vα,vβ也不准确,进而影响系统的控制效果和精度。因此,为验证电感L对本文所提方法的系统控制性能的影响,本文在两种条件下对系统性能进行了验证。
图5给出了电感量L减小30%时的直流电压波形和三相输入电流波形。从图5中可以看出, 与图4相比,电感量的变小增加了直流电压和三相输入电流的超调量,同时也增加了它们到稳态的时间和电流的谐波失真度。
图5 电感量减小 30 %时,直流母线电压和( A 相 THD=5.44 %) Fig.5 When inductance value decreases 30 %, the waveforms of the DC bus voltage and the three-phase input current ( A phase THD=5.44 %)
图6给出了电感量增加30%时的直流侧波形和三相输入电流波形。与图4相比,电感量的变大使直流电压和三相输入电流到达稳态时间变得更长,但减小了直流电压和三相输入电流的超调量,同时减小了电流的谐波失真度。
由以上分析可知,电感量的变化会影响该算法对系统的动态性能,但系统的稳态性能不会受到影响,即稳态性能对电感量的变化不敏感。从式(19)和式(20)中还能看出交流侧电阻也可能会对系统的性能产生影响,但实际中电阻R取值非常小,一般为常数,故它也不会影响系统的稳态性能。
图6 电感量增加 30 %时,直流母线电压和三相( A 相 THD=2.95 %) Fig.6 When inductance value increases 30 %, the waveforms of the DC bus voltage and the three-phase input current ( A phase THD=5.44 %)
3.4高谐波含量的供电电源对控制性能的影响
本文所假设的条件之一是三相电源电压为纯正弦波,为验证高谐波含量的三相电源是否影响本文所提方法对系统的性能,本文做了仿真验证并给出了相关波形。在系统达到稳态后的0.25 s时刻,把电源电压的5次谐波数值为5%的谐波量加到三相电源中。相应的波形如图7所示。
由图7看出,加入谐波后直流母线电压的纹波显著增加,三相输入电流变得不平衡,其谐波失真度变为原来的3倍(A相THD为9.64%)。本文方法不适用于高谐波含量的三相电源系统中。
4结论
本文提出了一种基于模型预测控制的三相电压型PWM整流器直接功率控制方法,该方法是在α-β坐标系下建立模型并运用SVPWM调制的一种固定频率的控制方法。仿真结果表明该方法使系统有很好的稳态性能,且直流侧电压纹波非常低,三相输入电流THD也非常低。此外, 当电感量在系统设定值的70%~130%变化时,系统的稳态性能保持不变。
摘要：针对传统三相电压型PWM整流器直接功率控制开关频率不固定、控制滞后等问题,提出了一种基于模型预测控制的直接功率控制策略来控制三相PWM整流器。该方法采用供电电源的平均电压矢量作为控制过程的基矢量进行电压空间矢量调制(space vector pulse width modulation,SVPWM),用模型预测控制器代替传统的PI控制器或滞环比较器进行有功功率和无功功率控制,依据系统控制要求设计预测控制器的优化性能指标,求解优化性能指标得出控制时域内最优控制量进行控制。该方法实现简单,且能有效降低直流侧母线电压纹波和交流侧电流失真度。仿真结果验证了该方法的可行性和有效性。