高精度PWM控制（共4篇）
高精度PWM控制 篇1
近日, 德州仪器 (TI) 宣布推出业界首款超过笔记本、电机控制、智能仪表、微型逆变器以及其他大功率应用所需10～65 W AC/DC适配器 (能源之星5) 待机功耗要求的反激控制器, 进一步壮大其高能效、空载适配器电源控制器产品阵营。LM5023反激控制器与TI获奖r WEBENCH誖在线设计工具配合使用, 可简化并加速高电压DC/DC设计流程。
TI集成700 mA驱动器的最新LM5023隔离式准谐振脉宽调制 (PWM) 控制器支持高达90%的高效率、低EMI以及小于10 mW的待机功耗。LM5023提供支持1%精度误差的输出稳压, 无需电缆补偿。该器件与高精度LMV431并联电压参考, 可实现价格极具竞争力、误差精度为1%的高精度反激控制器系统。
LM5023的主要特性与优势:
·不同线路、负载及温度下1%误差精度的输出稳压无需电缆补偿;
·待机功耗超过能源之星5及欧盟委员会五星级要求 (大于30 mW) :在AC 230 V、小于10 mW低功耗跳变模式工作, 支持超低待机功耗, 实现最大限度减少AC/DC电源能源浪费的“吸血鬼效应”。
·与固定频率方案相比, 准谐振模式可在降低EMI散发的同时, 提高效率。
·集成型700 mA栅极驱动器无需其他组件便可驱动大型FET, 实现更高功率输出。
·打嗝模式过载保护可在过载情况下减小电源组件压力, 提高系统可靠性。
·临界传导模式有助于提高效率, 可通过降低EMI和使用成本更低的整流二极管减少开关损耗。
如欲了解更多详情, 敬请访问:www.ti.com.cn/lm5023-pr-cn。
高精度PWM控制 篇2
本文所讨论的微型液压动力系统是一种组装在用于石油勘探的自动垂直钻具上的液压动力单元。该动力单元集成了单柱塞泵、电磁阀、纠斜液压缸、油箱等液压系统的基本要件。在自动垂直钻具的近钻头处径向均布了三组这种高度集成的液压动力单元,以起到控制钻头走向、保证井眼垂直的作用[1,2]。
由于井下工作环境恶劣,使得液压动力单元上使用的控制阀只能是开关式的电磁换向阀,这就导致由三组径向均布的液压动力单元产生的作用于井壁的纠斜合力的方向最多只能有6个[1]。虽然这样也能起到纠斜的作用,但如果能够在井眼的任意方向上都进行准确的纠斜控制,就可以极大地提高纠斜的速度,进一步改善纠斜的效果,这就要求对液压动力单元产生的纠斜力进行连续控制。而对现有的液压动力单元上的电磁换向阀进行脉宽调制(PWM)控制就有可能实现对该微型液压动力系统输出的纠斜力的连续控制。
对电磁阀进行PWM控制时,电磁阀的阀口一直工作在全开或全闭的状态,并且与计算机之间接口无需D/A转换,因而抗污染能力和抗干扰能力很强。目前,国内大多是采用进口的高速电磁开关阀对流量连续的液压系统进行位置或速度的PWM控制[3,4],而本文则试图采用普通的电磁换向阀对一种具有较小容积、流量,且流量不连续的微型液压动力系统进行输出力的脉宽调制控制。
1 微型液压动力系统工作原理
自动垂直钻具上所用的微型液压动力系统的组成结构如图1所示。液压系统的工作原理如下:若电磁阀通电,在偏心轴承的回程阶段,柱塞泵通过吸油单向阀从油箱吸油;在偏心轴承的推程阶段,吸油单向阀关闭,液压油通过压油单向阀进入纠斜液压缸的无杆腔。当柱塞泵的出口压力达到溢流阀的设定压力时,压油单向阀不再开启,液压油直接通过溢流阀流回油箱。若电磁阀断电,则液压油依次经过压油单向阀、电磁阀流回油箱,液压缸无压力。电磁阀的通电或断电由井下单片机控制系统根据实测的井斜角和井斜相对方位角来决定,电磁阀的驱动电源由电池提供[5]。
由于油液的流动有一定的惯性,因此对图1所示的液压系统中的两位两通电磁换向阀实施PWM控制,就有可能对纠斜液压缸无杆腔中的压力进行一定程度的连续控制,进而实现对液压缸输出的推力(即纠斜力)进行相应的连续控制。
1.油箱 2.溢流阀 3.吸油单向阀 4.偏心轴承 5.柱塞泵 6.压油单向阀 7.电磁阀 8.纠斜液压缸 9.导向块
为了适应井下狭小的工作空间,液压动力单元上的所有液压阀均为插装式结构,且结构尺寸非常小,如其中的两位两通电磁换向阀的阀口只有0.1mm左右,而液压泵所提供的平均流量不足0.5L/min,并且是不连续的。因此,对这种流量微小又不连续的液压系统进行输出力的PWM控制是有一定难度的。
2 系统输出力的PWM控制策略
2.1电磁阀工作特性分析
本系统所使用的电磁换向阀为两位两通常开型,其结构如图2所示。若线圈得电,则顶杆在衔铁产生的电磁力的作用下向右运动,推动钢球封住阀口,阻止液压油通过;若线圈失电,则衔铁电磁力消失,顶杆和钢球在液压力的作用下复位。
1.衔铁 2.线圈 3.极靴 4.阀体 5.顶杆 6.钢球阀芯
由图1可知,只有在电磁阀线圈通电、阀口关闭的状态下,纠斜液压缸才能建立起纠斜压力;而当电磁阀线圈断电时,其阀口会在液压力的作用下迅速开启。因此,对电磁阀实施脉宽调制控制的效果主要取决于该电磁阀在通电状态下的动力学特性。通电时的电磁阀阀芯动力学方程可以表示为
式中,m为等效运动质量(含阀芯、顶杆、衔铁等);x为阀芯位移;c为等效粘性摩擦因数;Fm为电磁力;Fp为阀芯所受液压力;Fy为稳态液动力;F0为阀座对阀芯的支撑反力。
式(1)表明,阀芯的运动分为两个阶段:①阀芯向阀口运动阶段,此阶段主要是电磁力克服阀芯的惯性力、摩擦力以及Fp、Fy而驱动阀芯运动;②阀芯静止阶段,此阶段液压力Fp逐渐增加到溢流阀调定压力的对应值。而在这两个阶段当中,关键的因素是电磁力Fm的特性,如果Fm不能足够快地达到额定值,就会导致阀口不能迅速、可靠地关闭,而使得液压力Fp大幅波动。
由于电磁阀的磁隙和阀芯的开口量均很小,因此电磁阀产生的电磁力可以看成是线圈驱动电流的线性函数,即电磁阀的动态特性主要是由线圈的动力学特性所决定的,而线圈的等效电路模型为
式中,u(t)为直流驱动电压;i(t)为线圈中的电流;R为线圈及电路电阻之和;L为线圈等效电感。
图3所示为测试得到的电磁阀在额定电压作用下的电磁力输出曲线,该曲线与一阶惯性环节的阶跃响应曲线十分相似,因此,电磁阀输出的电磁力与驱动电压之间的动力学特性可用惯性环节近似来表示[6]。
2.2纠斜力的PWM控制
首先分析一般情况下的电磁阀的PWM控制原理。设T为脉宽信号周期,T0为通电时间(此时电磁阀的阀口关闭),则T-T0为断电时间(此时电磁阀的阀口开启),定义τ=T0/T为脉宽信号占空比[7]。电磁阀在脉宽信号的控制下作不停的开关动作。在一个脉宽信号周期内,通过电磁阀的流量可表示为
式中,Cd为等效流量系数;A为电磁阀阀口面积;Δp为电磁阀阀口压降;ρ为液压油密度。
式(3)中因断电而通过电磁阀的液压油来自于柱塞泵和纠斜缸,如果泵的流量足够大,就可以通过调节占空比τ来控制通过电磁阀的流量,进而控制阀口压降,此时有
由于Δp为纠斜缸的控制压力pc与外部环境压力p0之差,因此,可以实现对纠斜力的连续控制。但对于单柱塞泵供油的微型液压动力系统(图1),如果将钻杆旋转一周视为液压系统的一个工作周期,则对电磁阀的PWM控制只能在柱塞被偏心轴承顶回,液压泵有流量输出的半个周期内进行。因为在柱塞由复位弹簧顶出的伸出阶段,液压泵无流量输出,此时若电磁阀断电,则阀口通过的液压油将全部来自纠斜缸,从而将导致纠斜缸的油液压力迅速降至外部环境压力,也就无法输出稳定的纠斜力。
这种非连续的PWM控制是本系统的一个特点,它涉及如何调整占空比和确定PWM控制的启动与结束时间。
3 系统AMESim建模分析
采用系统工程高级建模和仿真平台AMESim软件建立的系统仿真模型如图4所示。
仿真模型中的电磁阀、溢流阀和单向阀均为被封装之后的超级元件。设定电机转速为60r/min,则偏心轴承旋转一周所用时间为1s,推程和回程各占0.5s。在推程的前0.3s对电磁阀进行PWM控制,而推程的后0.2s以及回程阶段的0.5s(共0.7s)停止PWM控制,并保持电磁阀通电,如此循环往复。先给电磁阀通电至纠斜液压缸建立起稳定的压力,再施加PWM控制信号,得到图5所示的仿真曲线。
图5a、图5b的信号占空比分别为0.8和0.7,脉宽信号的周期均为0.2s,系统所产生的纠斜力则从8.5kN分别降为7kN和6kN左右,这说明通过调节脉宽信号的占空比,可以实现一定范围内的纠斜力的连续调节。
4 实验分析
在纠斜集成块实验台上进行实验验证,使用变频器保持电机转速恒定在60r/min,以保证准确的脉宽调制控制时间点和循环周期。采用西门子PLC(S7-200)编制脉宽信号程序来控制电磁阀,当电磁阀通电30s后,再加入PWM信号,其脉宽信号周期与仿真设置相同。由实测的纠斜缸推力传感器的数据得到图6所示的实验曲线,其对应的脉宽信号占空比分别为0.8、0.7和0.6。可见其与图5对应的曲线基本一致,输出的纠斜力的范围分别为7kN、6kN和5kN左右。
5 结束语
本文对自动垂直钻具中液压执行机构的PWM控制机理进行了分析研究,研究表明,所提出的不连续PWM控制方法可行有效,即通过合理确定电磁阀的PWM信号周期(或开关频率)、占空比及PWM控制,可在一定范围内实现执行机构纠斜力的连续控制。
参考文献
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智能振动时效控制系统PWM设计 篇3
振动时效是通过一种严格受控的周期性外力振动对金属构件进行处理,使其内部高应力区部分产生塑性变形,消除和匀化金属构件在加工过程中产生的内部残余应力的技术。振动时效的常规控制方式是结合模拟电路和数字电路实现的,具有电路简单、成本低、容易实现等优点,但其缺点是频率范围窄、精度不高、分辨率低。基于单片机的智能振动时效控制系统要求能够输出频率为1～400 Hz、宽度为1.25 ms、步进为0.1 Hz、精度为1%的脉冲信号,以控制激振器振动。本文分析了该系统实现脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation,PWM)存在的问题及解决方法,并介绍了其软硬件设计及仿真。
1 系统实现PWM存在的问题及解决方法
智能振动时效控制系统有频率扫描和振动时效2种工作模式。频率扫描模式是在1～400 Hz间设定起始频率和终止频率,以0.1 Hz的步长递增,每个频率点发出10个脉冲;振动时效模式是在1～400 Hz间设置一个振动频率和振动时间,在设定的时间内频率保持不变,计时完成则自动停止工作。
1.1 存在的问题
智能振动时效控制系统利用单片机实现PWM的基本思路:单片机定时器在高电平和低电平时分别定时,使其通用I/O口按照一定的周期交替输出高电平和低电平。为了满足振动时效控制系统的频率输出要求,必须解决以下问题:
(1) 单片机定时器的定时时间过短问题。假定系统的时钟频率为24 MHz,定时器的定时模式设置为16位定时器,机器周期为时钟周期的12分频,那么最大定时值为undefined,而当频率是1 Hz时,其周期是106μs,显然,定时器的最大定时时间不能满足要求[1]。
(2) 定时器初始值的写入问题。智能振动时效控制系统工作在频率扫描模式时,当频率按0.1 Hz的步长递增时,如何写入相应的定时器初始值,启动定时器定时。
(3) 频率的精度问题。定时器初始值的读出与写入、定时中断的响应等都要执行一定的指令,占用一定的机器周期,降低了频率的精度。
1.2 解决方法
(1) 以频率为1 Hz为例,其周期为1×106μs,因为所要求的脉冲宽度是1 250 μs,所以低电平的定时时间为1×106-1 250=998 750 μs。为了实现该定时时间,采用3个定时器:① 998 750÷32 768所得整数为30,余数为31 240。设定时器0的重复定时次数为30,定时器0重复定时时,其初值寄存器的高8位和低8位都写入0;定时器0溢出1次,则触发1次定时中断;中断处理程序执行30减1,直到为0。② (65 536-31 420)÷256所得整数为133,余数为248。设定时器1的初值高8位为133,低8位为248。启动定时器1,当其溢出产生中断时,中断处理程序给定时器2赋值,同时单片机PWM输出引脚置1[2]。 ③ (65 536-1 250÷0.5)÷256所得整数为246,余数为60。定时器2完成脉冲宽度1 250 μs的定时,设其初值高8位为246,用十六进制表示为0xF6;低8位为60,用十六进制表示为0x3C。启动定时器2,当其溢出产生中断时,中断处理程序把PWM输出引脚置0,定时器0写入初值,启动定时器1,重复下一个周期的定时,如此往复循环。
(2) 系统按步长0.1 Hz递增进行频率扫描时,频率不同,定时器的初值也不同。按照该方法,频率每递增一次,定时器的初值就要计算一次,单片机就要进行复杂的乘法和除法运算,大大降低了频率的精度。频率越高,其精度就越低,甚至在2次中断的间隔时间内,下一个频率对应的定时器初值还没有计算出来,定时器就已经溢出。在硬件设计中,扩展了32 KB的外部数据存储器,预先通过软件计算出每个频率值对应的定时器初值,并写入数据存储器中。当频率改变时,直接从数据存储器中读出定时器初值,这样大大缩短了频率递增时指令执行的周期,从而实现了较精确的定时。
(3) 按上述方法计算的每个频率点的定时器初值均没有考虑定时中断处理程序执行指令所占用的时间,是一个理论值。而在实际程序中,3个定时器溢出时都要产生中断。中断处理程序执行指令要占用一定的时间,2次中断之间实际的定时时间被延长,从而带来频率误差。将每个频率点的定时器初值加上一个修正值,使其适当增大,缩短定时时间,即可抵消执行指令带来的影响,提高频率精度。
2 硬件设计
利用Proteus 7.8软件设计仿真电路,如图1所示。该电路主要由单片机、数据存储器、锁存器以及四通道示波器、定时/计数器等组成。核心控制器件选用AT89C52单片机,外部数据存储器选用存储空间为32 KB的HM62256,锁存器选用74LS373,晶体振荡器频率为24 MHz。
单片机复位电路由RC电路组成,以保证系统上电时的可靠复位。外部时钟源由晶体振荡器和2个电容组成。为了能够在1～400 Hz频率范围内进行频率扫描模式和振动时效模式的转换,分别在单片机的外中断引脚undefined和undefined与地之间连接1个按钮,以产生外中断。示波器的B通道和定时/计数器的CLK端与单片机的PWM输出引脚P1.7连接,以实现PWM的波形观察和频率检测。
3 软件设计
软件采用模块化设计,主要包括频率值写入模块,频率预置模块,定时器0、定时器1和定时器2中断处理模块,外中断0、外中断1处理模块等。软件流程如图2所示。频率写入模块将每个频率值下对应的定时器0的重复定时次数和定时器1的初值预先写入外部数据存储器。每个频率值占用3个存储单元,存储内容依次为定时器0的重复定时次数、定时器1初值高8位、定时器1初值低8位,其中定时器0重复定时次数是按最大定时值计算出的定时次数。频率预置模块根据输入的频率值找出对应的定时器0重复定时次数和定时器1的初值在外部数据存储器中的地址并读出这些值,然后判断定时器0的重复定时次数是否大于0[3]。当模式标志位M=0时,系统按频率扫描模式运行;当M=1时,系统按振动时效模式运行。为了便于编程和单片机处理,定义频率变量f的值为整数,即将频率值扩大10倍,周期单位秒与微秒的进制也扩大10倍,这样即可保证计算出的定时值不变。
为了校正由于单片机中断处理程序执行指令占用机器周期而产生的频率误差,在程序中定义了常量p,用来适当增大定时器1的初值,缩短定时时间。经多次试验,取p值为50,仿真调试时可以适当增大或减小该值。
4 仿真实验
在Keil C μVision4集成开发环境下用C语言编写程序并调试通过,加载目标程序仿真,分别在频率扫描模式和振动时效模式下观察不同频率点的脉冲波形,并通过定时/计数器在频率模式下检测单片机P1.7引脚输出脉冲的频率。在振动时效模式下,频率分别设定为1、50、200、400 Hz,示波器周期分别设定为200、5、2、1 ms,电平设定为2 V,定时/计数器工作于频率模式,示波器B通道显示的仿真波形以及用定时/计数器测得的实际频率如图3所示。仿真结果表明,本文提出的PWM设计方法能够在单片机P1.7引脚输出频率为1～400 Hz、宽度为1.25 ms、步进为0.1 Hz、精度为1%的脉冲信号,且频率精度符合要求。
5 结语
智能振动时效控制系统实现PWM的方法:在软件中预先计算各频率点的定时器初值并写入数据存储器,在需要输出某个频率的脉冲时,根据该频率值从对应的数据存储器单元读出定时器初值,利用单片机的定时器0和定时器1定时输出低电平,定时器2定时输出高电平。Proteus仿真结果表明,该方法能够输出符合要求的脉冲信号。
参考文献
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高精度PWM控制 篇4
本文提出了一种基于模型预测控制的三相PWM整流器直接功率控制策略。该策略采用的模型预测算法具备有滞环比较器和PI控制器两者的优点,方法实现简单,且能有效降低直流侧母线电压纹波和交流侧电流失真度。此外,采用空间矢量调制实现了固定的开关频率。该方法使整流器具有功率响应快、直流电压稳定性好、 电流谐波失真度低等优点。
1三相电压型PWM整流器DPC系统
三相电压型PWM整流器传统的DPC控制系统如图1所示。
如图1所示,传统的电压型PWM整流器DPC系统包括直流电压外环、功率内环结构;主电路由交流电压、电流检测电路和直流电压检测电路、滤波电抗器、开关管、直流电解电容器和负载组成。传统DPC控制方法为:根据检测到的电流ia,ib,ic及ua,ub,uc经坐标变换得到两相坐标系下的电压eα,eβ和电流iα,iβ,然后得到瞬时有功和无功功率的估算值P,Q,P和Q与给定的Pref和Qref比较后的差值信号送入功率滞环比较器得到SP, SQ开关信号,扇形θ划分由eα和eβ确定。Pref由直流电压外环PI调节器的输出(代表电流)与直流电压的乘积设定,根据SP,SQ,θn在开关表中选择所需的驱动信号去驱动主电路开关管,进行整流器直接功率控制。
2三相电压型PWM整流器预测控制模型分析
根据传统的三相电压型PWM整流器直接功率控制方法,电压、电流检测电路检测到的电压、 电流经abc/αβ变换成为αβ坐标系下的变量,从而可以计算得到有功功率和无功功率的计算公式:
式中:eα,eβ,iα,iβ分别为根据检测到的电压ua,ub, uc及电流ia,ib,ic经坐标变换得到两相坐标系下的电压值和电流值。
在每个开关周期结束时,为预测下个开关周期的有功功率和无功功率,将式(1)和式(2)变化可得:
其中,eα,eβ,iα,iβ在每个采样时刻都是可知量,运用PWM整流器在α-β坐标系下的微分方程可以求出iα,iβ的导数,其表达式如下:
式中:vα,vβ为供电电压的平均电压矢量;L为交流侧电感;R为交流侧等效电阻。
在平衡的、波形为纯正弦的三相电压下,eα和eβ的导数可以表示如下:
式中:ω为交流侧三相电压的角速度。
将式(5)~式(8)带入式(3)、式(4)中,则有功功率和无功功率的表达式可变为
在任意采样时刻t=k,对有功功率和无功功率进行求导,可得其导数,分别表示为A和B。即:
由线性代数可知,用一阶线性代数方程可近似代替导数方程表达式。即式(11)和式(12)可用一阶线性代数方程近似代替。则化简后可得下一个开关周期的有功功率和无功功率的值,可以通过下列式子预测:
式中:TS为系统的开关周期;A,B,P(k),Q(k)分别为某个采样时刻的瞬时值。
本文中模型预测控制算法的目的是计算出平均电压矢量,以便经SVPWM调制后产生开关控制信号,控制开关管进行整流。根据模型预测控制算法的理论,需定义一个优化性能指标,并使该指标最小以获得最优的平均电压矢量vα,vβ。对此,本文采用控制信号误差的平方总和作为该系统的性能优化指标。性能优化指标J可表示为
根据式(13)~式(15)可以变为
式中:Pref(k),Qref(k)分别为有功功率和无功功率的参考值。
式(16)分别对vα,vβ求偏导可得:
将式(17)等于0,并简化方程可得下式:
可以看出,式中vα的系数为0,可以从式(19)中直接求出vα。同理可得下式,并可求出vβ。
其中
由以上式子可以计算出整流器每个开关周期所需的平均电压矢量,对应的开关状态可以经由SVPWM产生,则基于模型预测控制算法的三相PWM整流器直接功率控制框图如图2所示。
3仿真实验与结果分析
Matlab/Simulink下搭建基于预测模型控制的三相电压型PWM整流器直接功率控制策略模型,对本文所提方法进行仿真验证。仿真参数为:电源相电压220 V,f=50 Hz,电感L=10 m H,电阻R=0.1 Ω,电容C=1 000 μF,额定负载RL=100 Ω, 开关周期TS=10 k Hz,直流母线电压Udc=600 V。
3.1系统稳态波形
图3给出了三相电压型PWM整流器在采用本文所提的控制策略后的各稳态波形。从图3中可以看出,直流侧稳态电压稳定在600 V左右,且纹波非常小。有功功率和无功功率很稳定,其纹波也非常小,但无功功率的值不为0,主要是由于在每个开关周期中采用的是无功功率的近似值进行计算的原因(式(13)和式(14))。此外,三相电流波形是平衡的,A相的总谐波失真(THD)为3.81%,图3d给出了SVPWM的电压参考矢量,其波形符合所需要求
3.2系统动态波形
图4给出了三相电压型PWM整流器在采用本文所提的控制策略后的动态特性。从图4中可以看出,直流侧母线电压、三相输入电流、有功功率的波形在0.04 s内达到稳态值,无功功率波形在0.02 s内达到稳态值。但是直流侧母线电压、 有功功率和无功功率的超调很大,这是由于外环的PI控制器的原因。
3.3电感L对控制性能的影响
此外,从式(19)和式(20)可以看出,影响本文所提出的整流器算法性能的主要因素是电感L,由于电感的参数容易受到温度等环境因素的影响,那么由算法计算出的电压参考矢量vα,vβ也不准确,进而影响系统的控制效果和精度。因此,为验证电感L对本文所提方法的系统控制性能的影响,本文在两种条件下对系统性能进行了验证。
图5给出了电感量L减小30%时的直流电压波形和三相输入电流波形。从图5中可以看出, 与图4相比,电感量的变小增加了直流电压和三相输入电流的超调量,同时也增加了它们到稳态的时间和电流的谐波失真度。
图5 电感量减小 30 %时,直流母线电压和( A 相 THD=5.44 %) Fig.5 When inductance value decreases 30 %, the waveforms of the DC bus voltage and the three-phase input current ( A phase THD=5.44 %)
图6给出了电感量增加30%时的直流侧波形和三相输入电流波形。与图4相比,电感量的变大使直流电压和三相输入电流到达稳态时间变得更长,但减小了直流电压和三相输入电流的超调量,同时减小了电流的谐波失真度。
由以上分析可知,电感量的变化会影响该算法对系统的动态性能,但系统的稳态性能不会受到影响,即稳态性能对电感量的变化不敏感。从式(19)和式(20)中还能看出交流侧电阻也可能会对系统的性能产生影响,但实际中电阻R取值非常小,一般为常数,故它也不会影响系统的稳态性能。
图6 电感量增加 30 %时,直流母线电压和三相( A 相 THD=2.95 %) Fig.6 When inductance value increases 30 %, the waveforms of the DC bus voltage and the three-phase input current ( A phase THD=5.44 %)
3.4高谐波含量的供电电源对控制性能的影响
本文所假设的条件之一是三相电源电压为纯正弦波,为验证高谐波含量的三相电源是否影响本文所提方法对系统的性能,本文做了仿真验证并给出了相关波形。在系统达到稳态后的0.25 s时刻,把电源电压的5次谐波数值为5%的谐波量加到三相电源中。相应的波形如图7所示。
由图7看出,加入谐波后直流母线电压的纹波显著增加,三相输入电流变得不平衡,其谐波失真度变为原来的3倍(A相THD为9.64%)。本文方法不适用于高谐波含量的三相电源系统中。
4结论
本文提出了一种基于模型预测控制的三相电压型PWM整流器直接功率控制方法,该方法是在α-β坐标系下建立模型并运用SVPWM调制的一种固定频率的控制方法。仿真结果表明该方法使系统有很好的稳态性能,且直流侧电压纹波非常低,三相输入电流THD也非常低。此外, 当电感量在系统设定值的70%~130%变化时,系统的稳态性能保持不变。
摘要：针对传统三相电压型PWM整流器直接功率控制开关频率不固定、控制滞后等问题,提出了一种基于模型预测控制的直接功率控制策略来控制三相PWM整流器。该方法采用供电电源的平均电压矢量作为控制过程的基矢量进行电压空间矢量调制(space vector pulse width modulation,SVPWM),用模型预测控制器代替传统的PI控制器或滞环比较器进行有功功率和无功功率控制,依据系统控制要求设计预测控制器的优化性能指标,求解优化性能指标得出控制时域内最优控制量进行控制。该方法实现简单,且能有效降低直流侧母线电压纹波和交流侧电流失真度。仿真结果验证了该方法的可行性和有效性。