多电机控制（通用10篇）
多电机控制 篇1
1 引言
吊挂式舞台升降系统由四台7.5 Kw电机驱动,电机经过减速机后带动卷扬机,通过钢丝绳吊动平台进行上下移动。要求电机的额定转速为1600r/min,对应的平台速度为0.1m/s,各电机的同步位置误差控制在2.5 m m之内。
本文重点讨论四台电机之间的同步问题,提出了一种实用的最大偏差耦合同步算法,保证平台各电机负载不平衡的条件下,具有很好的同步性。
2 最大偏差耦合控制策略
当前多电机同步控制同步策略主要包括同一给定控制和耦合控制[1]。同一给定控制策略即电机统一设定,电机之间没有耦合。该策略实现简单但同步性能较差。耦合控制策略使电机之间相互耦合,相互影响,共同实现控制[2]。耦合控制主要包括主从控制和偏差耦合控制。主从控制是将多电机设为一台主电机和若干从电机,以主电机的输出转速作为从电机的转速参考值,从电机转速实现对主电机的跟随,该策略控制结构简单,但从电机受到的扰动不会反馈给其他电机,抗干扰不够理想[3]。偏差耦合控制策略的基本思想是将某一台电机的转速同其他电机转速分别进行比较,然后将得到的转速偏差相加后作为该电机的转速补偿信号,用以补偿各个电机之间转动惯量的差异[4]。
根据舞台升降平台的设计要求,本文提出一种把主从控制和偏差耦合控制相结合,即最大值偏差耦合控制策略。其基本思想是把各台电机的反馈速度进行比较,把最大速度和最小速度进行比较得出最大偏差值,对各电机的统一设定进行补充,具体四电机控制原理框如下图1所示。
3 算法仿真
为了验证算法的合理性,对系统进行了仿真,仿真采用SIMULINK仿真工具[5]。
3.1 系统模型的建立
利用SimPowerSystems工具库建立如图2所示模型。AC2为Simulink->simpowersystems->application libraries->electric drivers library->ac drivers中的Space vector PWM induction motor drive。即空间矢量PWM控制的三相感应电机模型,其包括三相交流伺服电机及速度环控制环节及PWM波控制环节。demux为Simulink->simpowersystems->machines中的machines measurement demux模块,把电机模型的相关参量分解出来,主要采集其转速的信号。F C N模块为函数模块,主要功能是把转速的速度由rad/s转换为r/mi n。
3.2 系统仿真操作及分析
(1)验证启动的同步性[6]
在4台电机上同时加上7N.M的负载,仿真电机的最大速度偏差。取四台电机的最大差值,单位为r/min,横坐标为时间。由图3可知,当启动时最大偏差曲线恒为零。
(2)验证某电机负载突变条件下,各电机的同步性[7]
A:在第二台电机运行3秒后,加7 N.M的负载阶跃信号,如图4所示为最大偏差曲线。当加载阶跃信号时,额定转速为1600r/min,额定上升速度为0.1m/s。最大偏差速度为8r/min,延续时间最大3秒,最大位置误差=8*0.1*3/1600=0.0015m<2.5mm,符合控制要求。
B:去除阶跃信号,3秒后,第二台电机上加上7 N.M的脉冲信号,脉冲宽度为1秒,图5为最大偏差曲线图。
当加载为脉冲信号时,最大偏差速度为8r/min,延时时间最大为2秒,则最大位置误差=8*0.1*2/1600=0.001m<2.5mm,符合控制要求。
(3)在两台电机负载突变的条件下,各电机的同步性能[8]。
在第三台第四台电机上加分别加上7 N.M阶跃信号和7N.M脉冲信号,最大偏差曲线如图6所示。则额定转速为1600r/min,额定上升速度为0.1m/s。由于最大偏差速度为10r/min,延续时间最大3秒,则最大位置误差=10*0.1*3/1500=0.0018m<2mm,符合控制要求。
4 算法电气控制实现
本控制系统应用于实际的舞台控制项目,其具体的电气硬件控制系统方案如图7所示,4台7.5Kw的西门子公司的S120变频器控制电机频率、4只数字编码器反馈电机的转速给一台S7-300 PLC,PLC带有CPU模块、以太网通讯模块、输入输出模块和计数器模块,PLC中进行最大偏差耦合同步算法的运算,通过工业以太网把控制频率传输给变频器。
5 结束语
通过仿真和工程的应用结果表明,最大偏差耦合同步算法结构简单易于实现,能满足工程的控制要求,能保证舞台升降平台在载人时各电机负载不平衡的条件下,具有很好的同步性。
参考文献
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多电机控制 篇2
。调节输入脉冲的频率可改变步进电机的转速。(2)编写程序使步进电机按正转10圈，反转5圈，再正转10圈，再反转5圈的规律旋转。(3)调整延时参数，使步进电机的转动速度为每秒5转。最佳答案(一)1步进电机驱动原理：是通过对每相线圈中的电流的顺序切换来使电机机作步进式旋转，切换是通过单片机输出脉冲信号来实现的。所以调节脉冲信号的频率便可以改变步进机的转速，改变各相输入脉冲先后顺序，可以改变电机的旋转方向。2转速控制：调节脉冲信号的频率便可以改变步进机的转速3位置控制：改变脉冲信号的个数便可以改变步进机的位置4方向控制：改变各相脉冲的先后顺序，便可以改变步进机的转向(二)8255可编程并行接口芯的连接方法1用8255APB0-PB3输出脉冲信号，驱动步进电机转动2硬件线路原理图如图3将步进电机插头连到DVCC-8086H中间5芯插座J1(步进电机驱动输出插座)上4将8255CS连到060H(三)设计程序清单及注释CODESEGMENTASSUMECS:CODEIOCONPTEQU0063H ;8255控制端口地址IOBPT EQU0061H ;B口端口地址START: MOVAL,80H ;初始化8255控制端口，A、B、C口输出，工作方MOVDX,IOCONPT ;式0OUTDX,ALNOPNOPNOPIOLED1:MOVDX,IOBPTMOVAL,03H ;步进电机初始化励磁数据03H(BA相)OUTDX,ALCALLDELAY ;调用延时子程序DELAYMOVAL,06H ;步进电机励磁数据左移一位后为06H(BB相)OUTDX,ALCALLDELAYMOVAL,0CH ;步进电机励磁数据左移一位后为0CH(BC相)OUTDX,ALCALLDELAYMOVAL,09H ;步进电机励磁数据左移一位后为09H(BD相)OUTDX,ALCALLDELAYJMPIOLED1 ;无条件转移，死循环以上程序，步进机不停转动DELAY:MOVCX,03FFFH ;延时子程序(改变步进机转速时修改该参数)DELA: LOOPDELARETCODEENDSENDSTART(四)正转、反转则通过改变相位顺序来实现，转速则通过修改CX的参数值就能实现对转速的控制，
盾构机刀盘多电机同步驱动研究 篇3
关键词：盾构机；刀盘驱动；刀盘同步控制
1 引言
传统的盾构机刀盘是由液压驱动的，近几年出现了由变频器控制三相交流异步电机驱动的刀盘。显然，与液压驱动相比，电机驱动具有机械设计简单、安装维护容易、控制灵活方便、成本低廉、更加节能等诸多优点，而且电机驱动刀盘的方式还可以方便盾构机的保养，例如，在更换刀具时，可以按需要将刀盘旋转到便于更换刀具的角度。因此，越来越多的盾构机刀盘选择电机进行驱动。
2 盾构机刀盘驱动的控制要求
应用于珠三角穗莞深城际轨道交通建设的φ8780土压平衡盾构机采用电动机驱动刀盘的方式，由14个170kw大功率水冷电机，各电机经过各自的减速器与一个差不多和刀盘等直径的大齿轮啮合来驱动整个刀盘。这是一个多电机驱动同一负载的应用，需要多电机同步控制和负载平衡控制，即让电机速度相同的情况下，承担相应的平均负载，避免电机之间出力不均衡而引起部分电机过载。与其他需要负载平衡控制的应用相比，刀盘驱动的特殊性在于：
（1）电机的数量较多，刀盘驱动要求在14个电机之间平衡负载；
（2）机械传动机构复杂，传动比大，从电机侧到刀盘传动比高达355。刀盘负载的微小波动，对电机力矩的影响也很大，如果对电机力矩控制不得当，将容易造成传动机构的损坏。因此，需要采取措施，尽量快速调节电机力矩，避免使电机力矩产生过大的波动。
本盾构机刀盘直径为8.78m，刀盘旋转切削泥土时，不仅需要克服刀具切削土产生的阻力，而且需要克服因盾构千斤顶向前推进时，刀盘与开挖面之间挤压产生的摩擦力。这要求刀盘必须具备足够的扭矩，按相关计算设计正常扭矩为10046KNm，最大脱困扭矩为12056KNm。在如此大的扭矩，如果采用单电机负载，将要求电机功率达到2380KW，实际中难以控制如此大功率的电机，而且可靠性差。因此，要求设计多电机共同驱动刀盘旋转。
针对盾构机刀盘传动结构特点，虽然各电机与刀盘齿轮是刚性连接，使得各电机的速度是强制同步，但是，这种速度同步是“被动”同步，即各电机虽然速度相同，但扭矩未必相同，如果有些电机速度比较慢的情况下“被提速”，使得此电机没有对刀盘做正功，反而成为其他电机的负载，增加整个刀盘的扭矩负载。相反，如果个别电机因为转速比其它都快，则在刀盘齿轮啮合的作用下“被减速”，此电机的负载将会比正常负载大，定子电流急升，增加电机发热量，严重时会烧坏电机。这些都是多电机之间不同步产生的不利影响。
另外，如果仅依靠机械结构完成同步，容易对传动机械器件造成机械疲劳，大大缩短其设计使用寿命，由于盾构机现场施工环境的限制，不便于更换重型器件，所以设计时就需要考虑到器件工作的高可靠性，这也就要求在多电机传动控制方面需要优化同步控制策略，以提高这个传动系统的可靠性能。这就是“主动”的速度同步控制策略，使得各电机能够稳定、精确地跟踪给定速度的同时，还能够均衡地分担刀盘负载。
3 多电机同步控制方式
对多电机同步控制通常可分为非耦合控制和耦合控制。其中，非耦合同步控制主要有并行同步控制和主从同步控制两种形式；耦合同步控制主要有交叉耦合同步控制。偏差耦合同步控制以及电子虚拟总轴同步控制。
3.1 并行同步控制
并行控制是基于相同的给定参考输入信号，各电机独立运行的控制模式，其控制结构如图1所示：
图1 并行同步控制
并联运行的同步控制系统优点在于启动、停止阶段系统的同步性能很好，不同的单元不受距离的限制，可满足一定条件下的同步要求。在并联运行同步控制系统中，每个单元电动机的输入信号由系统直接给定，因此各单元获得的输入信号完全一致。各驱动单元的输入信号除了受参考信号作用以外，不受其它因素的影响，所以任一单元的扰动不会影响其它单元的工作状态。但采用这种方法后，速度会随着负载的变化而变化，因此不适合对速度精度要求高的场合。
3.2 主从同步控制
以双电机为例，主從同步控制系统的基本结构图如图2所示。在这种情况下，主电机的输出转速值作为从电机的输入转速值。由此可以得出，从电机能够反映并且跟随任何加在主电机上的速度命令或者是从电机的负载扰动。
图2 主从同步控制
在多台电动机的情况下，主从控制系统有两种不同的控制方式：
（1）第一台电动机为主电动机，其余的所有电动机为从属电动机。主电动机接收给定的输入信号，而所有的从属电动机共享主电动机的输出信号作为输入信号。在这种控制方式中，当主电动机的负载受到扰动时，所有从电动机都会受到它的影响；但是当任何一台从电动机的负载发生变化时，其它所有电动机不会受到影响；
（2）第一台电动机为主电动机，最后一台电动机为从电动机，而其余的电动机充当双重角色，既是主电动机，又是从电动机，相对于本电动机的前一个电动机而言，它是从电动机；相对于该电动机的后一台电动机而言，它是主电动机。因而除了最后一台电动机之外，任何一台电动机的负载发生扰动时都会影响到随后所有电动机的运行，但不会影响前面的电动机。
3.3 交叉耦合同步控制
交叉耦合控制原理图如图3所示，同非耦合控制相比，交叉耦合控制主要的特点就是将两台电机的速度信号进行比较，从而得到一个差值作为附加的反馈信号，再将这个反馈信号作为跟踪补偿信号，使系统能够接受任何一台电机的负载变化，从而获得良好的同步控制精度。但这种控制方式不适合于超过3台电动机的同步控制。
图3 交叉耦合同步控制
3.4 偏差耦合同步控制
偏差耦合控制是交叉耦合控制的发展，如图4所示，其基本思想是将两个电机的速度反馈作差，然后将得到的偏差信号作为该电机的速度补偿信号，增益用来补偿各电机之间的不同转动惯量，从而改善了双轴之间的协调控制性能。
图4 偏差耦合同步控制
但是这类补偿控制还是不能有效地解决多电动机之间动态性能匹配、跟踪过程及跟踪轨迹非线性等一系列问题。
3.5 电子虚拟总轴同步控制
电子虚拟总轴控制策略最早由Meye和Lorenz在1999年提出，由Logcnz和Valenzuela进一步将其发展，以两台电动机为例，其控制原理图如图5所示。
图5 电子虚拟总轴同步控制
虚拟总轴方案模拟了机械总轴的物理特性，因而具有与机械总轴相似的固有同步特性。虚拟总轴系统的系统输入信号经过总轴的作用后，得到各驱动器的参考输入信号。即各驱动器同步的是参考输入信号而不是系统的输入信号。由于该信号是经过总轴作用后得到的信号，因此该信号更易于为单元驱动器所跟踪，从而达到提高同步性能的目的。
4 电机同步控制方式选择
鉴于盾构机刀盘驱动是刚性连接的特点，各电机之间的速度基本一致，即使有速度差，也是因为齿轮之间的啮合缝隙引起的，在此可以忽略其影响。因此不需要对各电机速度进行差值控制，即不适合采用耦合控制方式。
基于这些特点，可采用非耦合的并行控制和主从控制。如果采用主从方式，如前面所述可以有两种结构方式，一种方式是1个作为主电机，其余的13个作为从电机；另一种是第1个电机只作为主电机，第14个电机只作为从电机，其中间12电机既是主电机又是从电机，对前1个电机是充当从电机角色，对后1个电机扮演从电机角色。这种主从结构中主电机工作在速度控制模式，从电机工作在力矩模式，系统的速度给定作为主电机的速度输入，其力矩输出作为从电机的力矩给定。
这种非耦合主从控制方式，所有的从电机给定信号都来自于唯一的主电机，可以保证输出的力矩平衡，虽然从电机的速度不能反馈到主电机，但对于盾构机同轴负载来说，理论上已经足够满足同步及力矩平衡的要求。只是在实现这种控制方式过程中存在一个通信实时性的问题，即主变频器与从变频器信号传输的实时性问题，因为主变频器的力矩信号是从变频器的信号给定，当遇到负载波动比较大的情况下，信号传输过程的延时，将会导致主从之间出力不均衡，此时通信的实时性直接影响到整个系统稳定运行。
因此，在实践过程中我们采用并行控制方式。并行同步控制中，每台变频器对应控制一台电机，各变频器之间无需联系，其特点是系统结构简单，易实现，控制的关键是要电机的负载差异小，即各电机的机械特性保持一致，从而达到多个电机负载平衡。
5 应用研究
5.1 三相异步电动机机械特性曲线
从理论上来说，同型号的数个电机，采用并行同步控制，如果驱动的电压和频率完全相同，那么，不用采取额外的措施，电机的负载就能互相平衡。但实际上，即使同型号电机，实际的特性很难保证一致。如图6所示的交流异步电机机械特性曲线，对通常的交流异步电动机而言，在一定的范围内，滑差（电机的实际转速与由供电频率和电机极数决定的磁场转速之间有一定的差异）和负载之间有近似的线性关系，但由于制造过程中的差异，同型号电机的机械特性曲线也不完全相同。如图7所示的相同条件下两台同型号电机的机械特性曲线比较。
图6 电动机机械特性
图7两台电动机机械特性对比
当多个电机驱动同一负载时，由于电机轴通过机械耦合在一起，这意味着这些电机的速度是强制同步的。如果这些电机的电压和频率相等，那么，各电机的负载大小实际与各自的特性相关。为简单说明起见，以2个电机为例，如图8所示。
图8 电机同负载特性
从上图中不难看出，当电源频率相等（图中与纵轴交点，第1行虚线）、实际速度强制同步（图中的第2行虚线所示）的情况下，2个电机的负载大小实际由各自机械特性的斜率所决定。当2个电机特性相同时，那么负载也是相等的。当特性不相同时，相对的负载也不相等。同时也可以看出，在2个电机特性有差异的情况下，对于同样的速度范围，软特性（曲线更下垂）的2个电机之间的负载差异比硬特性的2个电机之间的负载差异要小。
当电机由变频器驱动时，由于频率连续可变，因此该曲线可以上下平移（如图9所示），形状基本不变，对电机本身而言，负载与转速的关系与电网直接驱动是一样的。
图9 电机变频调速特性
根据上述电机机械特性曲线的分析，要达到多个电机负荷平衡的效果，就必須减小各电机间的负载差异，而机械特性越“软”（曲线更下垂）电机之间的负载差异越小。当然也要注意“软化”程度，软的特性不仅使得电机低速时力矩较小，而且会因刀盘的微小负载扰动，使得电机转速波动很大。选择变频器驱动电机时，当电机的实际负载增大，变频器将主动降低给定，这样的效果是人为地“软化”了曲线，在同样的速度范围内，“软化”了特性的拖动系统更容易达到负载的平衡。
5.2 变频器选择
5.2.1 变频器控制原理
变频器的控制，较常用的有V/F控制和矢量控制，下面分别介绍。
V/F控制就是变频器输出频率与输出电压的比值为恒定值或成比例。变频器采用V/F控制方式时，对电机参数依赖不大，V/F控制是为了得到理想的转矩-速度特性，基于在改变电源频率进行调速的同时，又要保证电动机的磁通不变的思想而提出的，通用型变频器基本上都采用这种控制方式。V/F控制变频器结构非常简单，但是这种变频器采用开环控制方式，不能达到较高的控制性能，而且在低频时，必须进行转矩补偿，以改变低频转矩特性。V/F控制特点——以控制速度为目的，控制特点控制精度不高，低速时，力矩明显小，常用于变频器一拖多场合下。
矢量控制的应用场合一般是要求比较高的传动场合。而且，矢量控制在低速时可以输出100%的力矩，而V/F控制在低速时因力矩不够而无法工作。矢量控制——它有速度闭环，即从负载端测出实际的速度，并与给定值进行比较，它能够得到更高精度的速度控制，并且在低速时，也有100%的力矩输出。
矢量控制变频调速的做法是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia、Ib、Ic通过三相－二相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1、Ib1，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流Im1、It1（Im1相当于直流电动机的励磁电流；It1相当于与转矩成正比的电枢电流），然后模仿直流电动机的控制方法，求得直流电动机的控制量，经过相应的坐标反变换，实现对异步电动机的控制。其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度、磁场两个分量进行独立控制。通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制。
5.2.2 φ8780盾构机刀盘变频器选择及应用
东芝VF-AS1系列变频器具有矢量控制功能，它可以通过调整电压及频率，从而改变电动机机械特性曲线，同时，内部设置了一个参数（F320）用于调整负载反馈的强度，在应用上这个参数的效果就是调节整个拖动系统的特性曲线的斜率，即“软化”的程度。当耦合在一起的电机特性有差异时，可以通过调整相应变频器的这个参数使拖动系统的特性达到一致。同时，正如前文所描述的那样，在同样的速度范围内，“软化”了特性的拖动系统更容易达到负载的平衡。
同时，东芝VF-AS1系列变频器具有CC-Link接口，可方便的接入到盾构机控制系统中，14台变频器分别控制14台电机，实现并行同步控制，实际应用体系结构如图10所示：
图10 并行同步控制系统结构图
由于系统的变频器数量多，功率大，根据变频器的动力来自不同变压器，故将其分成两大部分，每部分根据不同的断路器再分成两个小组。第一部分中的两个小组，左边的由INVT1、INVT3、INVT5、INVT7四个变频器组成NO1刀盘VFD盘，右边小组由INVT2、INVT4、INVT6三个变频器组成NO2刀盘VFD盘。
设计变频器的排列并非按从小到大的顺序排布，而是采用间隔增长的形式，这是出于提高系统可靠性的设计理念。其中INVT1和INVT3共用一个断路器，其中INVT2和INVT4共用一个断路器。当INVT1所在主回路的断路器出现故障时，将会导致INVT1和INVT3不能正常运行，但INVT2和INVT4仍然可以正常工作，这样使得电机在轴承端仍可保持平稳出力，从而大大减小因电气故障给机械部件造成的意外损伤。
实际应用时，PLC获取上位机设定的刀盘转速，并换算成变频器给定频率，然后广播式发送到14个变频器中。14个变频器对应14个参数文件，其中每个文件除了负载平衡系数及CC-Link站点号不同以外，其余参数都保持一致。刀盘旋转时，14个电机同时启动，并且保持转速一致，电流和转矩保持在允许的范围之内，刀盘转速跟踪给定，达到了同步控制的效果。
6 结论
通过对多电机同步驱动的研究，比较多电机同步控制的几种方式，我们采用了并行控制方式，每台变频器对应控制一台电机，各变频器之间无需联系。我们将电机同步控制技术应用于φ8780土压平衡盾构机上，设备运行良好，成功解决了盾构机刀盘电机同步驱动控制的难题。
参考文献
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[2]ATV71变频器在盾构机刀盘驱动中的應用
[3]张厚美，盾构隧道的理论研究与施工实践[M].北京：中国建筑工业出
多电机控制 篇4
研究多电机传动系统的同步控制具有非常重要的现实意义。目前基于不同控制结构的多电机同步控制策略主要有同一给定控制、主从控制、虚拟总轴控制、交叉耦合控制和偏差耦合控制等[1]。采用同一给定控制策略和主从控制策略的系统中,各电机之间没有耦合,运行过程中电机受到的扰动不会反馈给其他电机,系统的同步精度和抗扰性不够理想[2,3]。虚拟总轴控制策略中,系统输入信号要经过虚拟总轴的作用才能得到电机的参考信号,因而总的参考信号并不一定等于系统输入信号[4]。交叉耦合控制策略通过比较两台电机的转速得到同步转速偏差,并将其作为反馈信号,使系统获得良好的同步控制精度,但是当系统中电机数量较多时,其控制算法的复杂程度将会大大增加[5,6]。偏差耦合控制策略则是将系统中某一台电机的转速同其他电机转速分别比较,然后将得到的偏差相加作为该电机的转速补偿信号,这种策略随着电机数目的增加,其控制结构的复杂程度也会增加,耦合补偿规律也愈加难以确定[7,8]。此外,为提高控制系统同步精度及鲁棒性,研究人员将现代控制方法与已有的控制策略相结合,提出了各种适用于多电机传动系统的同步控制方法。文献[9]提出了在系统反馈回路中引入单神经元自适应PID的补偿控制方法,使系统的鲁棒性得到了提高。文献[10]提出了将交叉耦合控制器和定量反馈理论(QFT)鲁棒控制器相结合的控制方法,以解决扰动及其他不确定性因素对同步精度的影响问题。
本文参考了“最小相关轴”控制思想[11],在保证系统同步性能的同时尽量简化耦合算法,提出一种环形耦合控制策略,该控制策略不但能保证系统的同步性能,而且可大大降低系统控制结构的复杂程度。滑模变结构控制方法的控制规律比较简单,而且一旦进入滑模状态,系统状态的转移就不再受系统原有参数的变化和外来扰动的影响,具有良好的自适应性和鲁棒性,因此本文采用滑模变结构控制方法设计控制器。
1 环形耦合控制策略
环形耦合控制策略是基于同一给定控制加误差补偿的控制思想形成的。基于环形耦合控制策略的多电机同步控制系统结构如图1所示。为使系统中n台电机均按给定转速同步旋转,本控制策略在考虑每台电机转速与给定转速之间的误差(跟踪误差)的同时,还考虑该电机转速与相邻一台电机转速之间的误差(同步误差)。在环形耦合控制策略中,任一台电机的转速变化都会造成该电机和与其相邻的两台电机间的同步误差,同步误差将被反馈到该电机本身及相邻一台电机,同步误差补偿在相邻的两台电机间进行,从而使所有电机之间两两耦合,最终形成一个耦合环,环形耦合策略由此得名。
同步误差的反馈与补偿仅在相邻两台电机之间进行,因此即使系统中电机数量较多,也不会使控制结构过于复杂。本控制策略中所有电机对同一给定的参考信号实现一致跟随,而且电机间两两实现同步误差耦合补偿,所以系统起动过程的跟随性能和抗干扰性能够得到保证,适合受控电机较多的系统,是一种比较理想的同步控制策略。
2 滑模变结构控制器
变结构控制方法是对具有不确定性动力学系统进行控制的一种重要方法。滑模变结构的一大优点是其滑动模态对加给系统的扰动和系统的参数摄动具有完全的自适应性,对外界干扰不敏感,同时具有响应速度快、无超调及综合方法容易实现等优点。本文采用滑模变结构控制方法设计控制器,为使速度误差收敛并稳定在零附近,根据Lyapunov稳定性条件设计到达律,使系统具有强鲁棒性和快速动态响应。
感应电机的机械转动方程为
式中,ω为电机的机械角速度;ψα r为转子磁通;iβ s为α-β坐标系下β轴的定子电流;M为定转子之间的互感;J为转子惯量;Lr为转子电感;np为转子极对数;B为摩擦因数;TL为负载转矩。
令μ=npM/(JLr),p=μψα riβ s-TL/J,b=B/J,则式(1)可记为
对于第i台电机,有
考虑不确定干扰因素di,则式(3)为
第i台电机速度跟踪误差为
ei=ω d-ωi (5)
式中,ω d为给定转速。
设第i台电机与第i+1台电机的同步误差为
εi=ωi-ωi+1 (6)
其中,i=n时,ωi+1=ω1。
则经过环形耦合补偿后的跟踪误差为
Ei=ei-Kiεi (7)
式中,Ki为反馈增益。
定义滑模面为
S=fiEi(t) (8)
式中,fi为常数。
为使系统在原点附近切换面S=0上存在滑动模态区,应当满足如下条件:
即
将式(4)代入式(10),有
其中,i=n时,有bi+1=b1,pi+1=p1,di+1=d1。令ui=(1+Ki)pi+Kipi+1,Di=(1+Ki)di+Kidi+1,则有
构造
则有
式中,ηi为切换增益;sign(·)为符号函数。
如果取fi<0,ηi>|Di|,则有
此时系统的平衡原点处切换面S=0为大范围渐近稳定平衡平面。也即Ei速度跟踪误差渐近收敛为零。这种控制方法充分考虑了感应电机速度跟踪问题中的参数变化和不确定因素所带来的扰动,具有很强的鲁棒性。
3 滑模变结构环形耦合同步控制
本文构建4台电机组成的多电机同步控制系统。其中,电机类型为笼式感应电动机,额定功率37kW,额定电压380V,频率50Hz,定子电阻和电感分别为0.087Ω和0.8mH,转子电阻和电感分别为0.228Ω和0.8mH,互感为34.7mH,转动惯量为1.662kg·m2,摩擦系数为0.1N·m·s,极对数为2。
为模拟电机载荷分布不均及载荷突变情况,将各台电机载荷设置如下:第2台电机载荷为随机载荷(图2);其他电机载荷为700N·m不变。
分别对采用环形耦合控制策略和主从控制策略的电机同步控制系统进行仿真,并对结果作出分析和比较。其中,采用主从控制策略的系统中,将电机1设为主电机。
图3、图4所示分别为电机1、电机2间的同步误差曲线和电机2、电机3间的同步误差曲线。如图3、图4所示,控制系统采用环形耦合控制策略时,电机同步误差小,电机载荷发生扰动时,采用环形耦合控制策略的系统中电机同步误差得到有效抑制。由此可见,对于采用环形耦合控制策略的系统,电机载荷发生突变对同步性能影响很小,其动态同步性能明显优于采用主从控制策略的系统。
结果表明,本文提出的控制策略明显地改善了系统动态和稳态特性,耦合补偿控制器的应用使系统对外部扰动具有很好的适应性和鲁棒性,系统具有良好的动态同步性能,能够满足对同步精度要求较高的情况。
4 结论
本文结合同一给定控制与耦合补偿原理,提出了环形耦合控制策略,使得电机数量增多时,控制结构复杂程度能够保持不变。为保证系统具有很好的鲁棒性,本文设计了基于滑模变结构的同步控制器,并利用Lyapunov函数证明了其有效性。与采用主从控制策略的电机同步控制系统的比较表明,本文提出的控制策略不仅使系统具有良好的动态性能和抗干扰性,同时还具有较快的响应速度,增强了系统的鲁棒性,提高了系统的同步精度,适合于对多台电机的同步控制,及对同步精度要求较高的场合。
摘要：分析了目前多电机同步控制策略的发展现状,提出了一种结合滑模变结构方法的环形耦合控制策略,该控制策略能够在保证多电机传动系统同步性能的同时,使控制结构的复杂程度不随电机数量的增加而改变。Lyapunov稳定性理论证明了该控制策略的有效性。将环形耦合控制策略应用于多电机传动系统,并与采用主从控制策略的传动系统同步性能进行对比,证明了该控制策略具有更高的同步精度和更好的动态性能。
关键词：环形耦合,滑模变结构,同步控制,多电机
参考文献
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《电机与电气控制》教案 篇5
一、常用低压电器元件的原理及使用方法回顾
理论知识回顾：各常用元件的结构、工作原理、作用及图形符号。
实践测试：※1应用万用表、稳压电源等测试各元件的触点情况和工作特性。(基本要求)
※2 检测元件好坏，找出故障元件的故障点，尝试维修。(提高要求)
1、开关类电器
(1)刀开关(闸刀开关)
a、作用：不频繁地接通和分断小容量的低压线路
b、安装注意点：1、瓷底应与地面垂直，闸刀的手柄一定要向上安装。 2、它的上端接电源线，下端接负载。 C、符号
(2)转换开关(组合开关)
a、作用：控制小容量异步电动机的不频繁起动和正反转、星三角起动等。 b、符号
(3
功能： a、通断电路。
b、多种保护功能，短路、过载、欠流保护。
(4)漏电保护器(漏电保护自动开关)
功能：主要用于当发生人身触电或漏电时，能迅速切断电源，还兼有过载、短路保护，用于不频繁起、停电动机。
原理：以电磁式电流型漏电保护器为例。 正常工作，流过零序电流互感器电流和为零。
漏电或触电时，电流和不为零，该电流经过人体、大地构成回路。零序电流互感器二次侧感应出电流，该电流达到一定值时，脱扣器动作。分断主电路。
2、主令电器
发出指令信号，并通过继电器、接触器，其他电器的动作通断控制电路。 (1)按钮
类型：是一种手动的可以自动复位的主令电器。
通断5A以下小电流电路。 分类：停止按钮，动断，红色。
起动按钮，动合，绿色。 复式按钮。
结构：常闭(动断)触点、常开(动合)触点、复位弹簧、按钮帽。 符号：
(2)行程开关(限位开关、位置开关)
原理：利用生产机械运动部件的碰撞，使其内部触点动作，分断和切换电路 符号：
(3
特点：挡位多，触点多，可控制多个电路。有万能之称。 结构：有多层凸轮及与之对应的触点底座叠装而成。
使用：操作时，手柄带动转轴与凸轮同步转动，凸轮的转动即可驱动触点系统的分断与闭合
QS 注意
3、1.作用：用于远距离频繁地接通与断开交直流主电路及大容量控制电路的一种自动切换电器。能低压释放，频繁操作，远距离控制。
2.原理
同电磁机构。线圈得电，衔铁吸合，触点动作。 线圈失电，衔铁释放，触点复位。 3.结构
线圈、铁心、衔铁 、触头、灭弧装置 4.触头数目：
常开主触头(三个)------- 用来控制大电流的主电路的通断;
一对常闭辅助触头和一对常开辅助触头------用来控制小电流的控制电路的通断
5、符号
6、特点：1、以小控大
2、具有远距离控制
3、具有欠压和失压保护
7、接触器的选择
电压、电流、线圈电压，触点数量。
4、 继电器
1.与KM区别
对电量、非电量进行反映，容量较小，无灭弧装置。
2、电磁式继电器
工作原理：电磁原理(与交流接触器相似)
类型：
(1)电流继电器(KI)：反映电路中电流的变化，串联在电路中，内阻小。导线粗。
过电流继电器：电路正常时衔铁不动作，一旦电流超过整
定值时，衔铁吸合。
欠电流继电器：电路正常时衔铁吸合 ，一旦电流小于整
定值时，衔铁释放(注意动作)。
(2)电压继电器(KV)：反映电路中电压的变化，并联在电路中，匝数多，导线细，内阻大。
过电压继电器：电路正常时衔铁不动作，一旦电压超过整
定值时，衔铁吸合。
欠电电继电器：电路正常时衔铁吸合 ，一旦电压小于整
定值时，衔铁释放(注意动作)。
零电压继电器：电压降到5%~25%动作。
(3)中间继电器
实质：是电压继电器
作用：增加触头的数量和容量，起到中间信号的转换和放大作用。
(4)符号
3、时间继电器(KT)
(1)功能
利用电磁式或机械原理实现延时闭合或断开。
有电磁式、空气阻尼式、电动式、晶体管式。
空气式时间继电器：利用空气阻尼的作用达到延时效果。
(2)类型：
通电延时
断电延时
4、热继电器(FR)
作用：过载保护。
结构：三个热元件(由双金属片作成)、常闭、常开触头 。
原理：利用电流热效应。当电动机过载时，电路中电流过大，电流通过热继电器的热元件，双金属片发热弯曲，推动推竿使常闭触头动作，切断控制电路。
连接：三个热元件接入主电路中，将常闭触头接入控制电路中。
符号：
5作用：短路保护 原理：电流的热效应。当电流达到额定电流的1.3―2倍，熔体开始熔断，电路短路时，电流很大，熔体迅速熔断。具有反时限特性。
符号：
二、电气设计中的工艺设计
工艺设计是为了达到制造安装和使用要求。除了必须绘制的安装图、元器件明细表外，还有一些必要的文字说明。
1.元器件选择
要进行必要的计算，选择元件的型号、规格等参数。为了提高可靠性和减小体积，应尽可能选用新型器件。为了降低成本，应尽可能选用最通用的器件。当材料供应环节不能保证时，应提供备选器件。(鼓励使用新型元件)
2.元器件安装位置
拖动、执行、检测器件等应安装在生产机械的相应工作部位。控制电器、保护电器等安装在电器箱(柜)内。控制按钮、操作开关、经常调节的电位器、指示灯、指示仪表等安装在控制台面板上。
3.元器件布置
(1)功能相似的元件组合在一起，外形尺寸或重量相近的元件组合在一起，经常调节的元件组合在一起，经常更换的易损元件组合在一起。
(2)强电与弱电要分开。有必要时，将弱电部分屏蔽起来。
(3)体积大、重量重的元件安装在下面，发热量较大的元件安装在上面。
(4)尽可能减少连线数量和长度，将接线关系密切的元件按顺序组合在一起。
(5)电器板、控制板的进出线一般采用接线端子。接线端子接线时，主电路与控制电路要分开，电源进线位于最边上。接线端子按电路电流大小选用不同规格，按规格大小排列在一起，非必要时不要分开布置。当电器箱小、进出线少时，可以采用标准接插件，便于拆装和搬运。
4.线路连接
(1)导线截面必须根据负载核算。一般主电路导线截面不小于1.5mm2，控制电路导线截面不小于0.75mm2。
(2)导线种类根据需要选择。不同电器箱之间或电控柜与负载之间用软电线。信号线用屏蔽线。电控柜内部连线用硬电线，但是若元器件数量多、控制复杂时，宜采用软电线，并考虑板后走线。现代化电控柜讲究美观和接线方便，除了截面大的粗电线，均采用软电线板前走线，多余长度电线收入走线槽内。
(3)导线接线前要在两端套上标号相同的绝缘号码套管。套管标号应与原理图一致，若没有字母标号时，在不致误解或与其他号码重复条件下，可适当处理，如：用0代替或省略，然后在图纸上加以说明。现在普遍使用的异型绝缘号码套管事先打上0~9号，预加工了人字型缺口。使用时要注意方向，箭头方向指向剥去绝缘层的裸露端，从裸露端开始读数。示例如下：
60号
9号
6号
(4)导线安装接线按照电工基本技能操作。如：剥去绝缘层使用剥线钳，若用电工刀或尖嘴钳应注意不要损伤导电线芯;“羊眼圈”应顺时针方向弯;接线后裸露长度不超过2mm;硬电线弯曲应成900，不得在接线处弯曲;软电线接线前要将多股线绞起来，接线后不得露出散线。
第三讲
一、章节：《电气控制课程设计》
电气控制课程设计基本电路
二、教学目标
应知： 电气设计基本电路的原理及设计
应会：电气控制系统的设计方法、设计思路及设计步骤;
难点：电气控制系统的设计方法
提高：设计电路调试及排除故障方法
三、教学方法：
引导分析 设计
四、教学过程：
1、分析基本控制电路原理及设计
2、对照学生所学选课题引导分析
五、问题与讨论：
1、所选课题可能用到那些基本电路环节?
2、设计电路还有那些可以改进的地方?
六、考工必备
对于基本设计电路的理解分析和应用
七、课后小结：
基于DSP的多电机控制系统 篇6
多电机控制问题普遍存在于制造与生产过程自动化控制系统中。然而,迄今为止的设计经验仍主张每台逆变器和电机都拥有专门隶属于自己的DSP控制器[1]。这样的设计会提高系统的成本和复杂度,降低系统的性能和可靠性。针对以上弊端,本文介绍了一种基于DSP的多电机控制系统的设计方案,该系统仅用1片DSP芯片可以控制2台电机,实现2台电机的调速驱动,并减少了额外的硬件,降低了整个系统的成本,同时提高了系统的可靠性。
1 系统整体设计
系统以DSP芯片TMS320F2812为核心,通过外围辅助电路控制2台电机协调运行。DSP接收检测电路传来的电压、电流信号及电机的转速信号,通过调速控制算法得到控制信号,借助驱动控制电路驱动各逆变器控制各台电机的转速。硬件系统包括信号检测电路、控制电路和必要的通信交互接口;软件系统包括调速控制算法及相应的信号处理和通信模块。系统硬件结构框图如图1所示。
1.1 控制部分主电路
(1) 控制核心
系统核心控制芯片采用TMS320F2812。TMS320F281x系列DSP是TI公司新推出的数字信号处理器,该系列处理器是基于TMS320C2xx内核的定点数字信号处理器,器件上集成了多种外设接口,为电机及其它运动控制领域应用的实现提供了良好的平台[2]。该芯片计算速度快,能提供高达150 MIPS的计算带宽,外围接口丰富,片上集成了12路PWM输出通道,16路A/D转换通道,6个捕获单元,非常适合同时驱动2台电机。
(2) 电压电流采样电路
TMS320F2812的输入引脚电平均与3.3 V TTL兼容,且不能承受5 V电压,因此电压电流采样信号不能直接送到DSP的A/D引脚,必须先经PT、CT将电压电流信号转换,再经信号调理电路调理,以防高于3.3 V或低于0 V的电压进入DSP。
(3) 捕获单元
事件管理器(EV)分EVA和EVB,每个事件管理器各有3个捕获单元CAP1、CAP2、CAP3和CAP4、CAP5、CAP6。捕获单元能够捕捉到其外部引脚的信号跳变。每个事件管理器模块都有一个正交编码脉冲(QEP)电路,如果电路被使能,可以对CAP1/QEP1和CAP2/QEP2(对于EVA)或CAP4/QEP3和CAP5/QEP4(对于EVB)引脚上的正交编码脉冲进行解码和计数[3]。QEP电路与光电编码器相连可以获得机器旋转的位置和速度信息。当电机轴上的光电编码器产生正交编码脉冲时,可以通过2路脉冲的先后次序确定电机的转动方向,根据脉冲的个数和频率,分别确定电机的角位置和角速度。
1.2 驱动部分主电路
(1) 三相功率桥
三相功率桥电路如图2所示。续流二极管D1～D6为快恢二极管;电容C1～C3用来吸收直流母线上的尖峰电压,防止过高的母线电压击穿功率管;电阻R用来检测直流母线上的电流,防止电机过流发生故障。
(2) 前级驱动IR2130
IR2130可用来驱动工作在电压不高于600 V的电路中的功率MOS门器件,其可输出的最大正向峰值驱动电流为250 mA,而反向峰值驱动电流可达500 mA。它内部设计有过流、过压及欠压保护、封锁和指示网络,使用户可以方便地用来保护被驱动的MOS 门功率管。IR2130与功率管的连接电路如图3所示。
2 主要软件模块
(1) 初始化模块
主程序初始化模块(c_int0)初始化各状态寄存器,设置时钟频率,初始化“看门狗”和I/O引脚,初始化事件管理器。
(2) 电机管理模块
负责电机的启动、换向、调速和保护。其中调速算法采用了空间矢量PWM(SVPWM)算法,SVPWM算法由中断子程序完成,增强了实时性。
SVPWM控制方法与经典的PWM控制方法相比,具有直流电压利用率高、控制简单、损耗较小、便于数字化方案实现等优点。
SVPWM中断子程序流程如图4所示。
(3) 交互模块
完成键盘分析、液晶显示和通信功能。
3 结语
本文设计的基于DSP的多电机控制系统采用1片DSP实现了对2台电机的启停、换向和调速等控制,也可实现如过流保护、过压保护、欠压保护及堵转保护等其它辅助功能,且电机具有良好的动态及静态性能。该设计方案有效降低了电机控制系统的硬件成本,并且可显著提高系统的可靠性,具有一定的使用价值和应用前景。
摘要：文章介绍了一种基于DSP的多电机控制系统的设计,给出了系统主要硬件电路和软件的实现方法。该系统采用1片DSP芯片(TMS320F2812)实现了对2台异步电机的控制,采用SVPWM方法对2台电机进行变频调速,具有高性价比的特点。实验结果表明该设计方案切实可行,具有广泛的应用前景。
关键词：多电机,控制系统,SVPWM,DSP,TMS320F2812
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多电机控制 篇7
1 系统改进硬件方案
如图1所示, 该研究方案中设有一台主电动机, 三台从电动机系统, 每台电动机分别由一台变频器驱动, 而所有的变频器均由三菱FX2N PLC控制器统一控制。每台电动机的主轴连接光电编码器, 检测到的转速脉冲数通过高速脉冲计数通道传送进PLC, 从而形成了闭环的随动控制。设计GOT画面能实现系统启动、停止、主电机转速给定以及显示控制过程中各个变量。
PLC与变频器之间采用RS485通信协议, 设置波特率最高值可以达到19200bps, 1位起始位, 8位数据位, 1位奇偶效验位, 1位停止位。
PLC与GOT之间只需要一根RS422串口连接线, 一端直接与触摸屏相连, 一端连接可编程控制器通信接口。
2 GOT画面建立
采用三菱公司FX-PCS-DU-WIN-C (简称DU) 作为画面设计工具, 这是专为F系列GOT而设计的, 软件功能完善, 图形、对象丰富, 窗口界面直观形象, 可以方便地修改所选取的PLC类型, 实时读取、写入显示屏幕。而且对计算机硬件要求低, 操作简单。
通过DU主要设计画面可显示实时主从电机组频率值以及频率变化曲线图。
3 调试
根据控制方案设计界面如图2和图3所示, 图2是触摸屏给定主电机频率的键盘输入, 当输入50Hz运行频率, 点击图3中启动按钮, 将启动系统运行。并在触摸屏中显示各运行频率值。
由于系统启动过程、编码器检测、PLC内部数据处理等环节存在一定时间延时, 导致1-3号从电动机将延时一小段时间后才能进入稳定运行状态。
经过多次调试, 截取主电机启动瞬间的曲线变化情况, 如图4所示, 红色曲线表示主电机变频变化量。一小段时间间隔之后, 1-3号从电机组开始启动, 蓝色曲线表示从电机1频率变化量, 绿色曲线表示从电机2频率变化量, 黄色曲线表示从电机3频率变化量。
4 结束语
本文讨论了如何通过GOT的操作实现多电机变频同步控制设计方案, 建立了理想的人机界面。采用F940GOT-SWD触摸屏作为主要界面载体, 借助FX-PCS-DU-WIN-C开发工具, 降低了方案设计难度, 缩短了项目的开发周期。
参考文献
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多电机控制 篇8
1975年提出的多模型控制技术,没有采用切换方法,而是采用加权平均算法,提高控制器输出的鲁棒性。后来美国Narendra教授及其团队研究的多模型切换技术,采用指标函数选择切换模型,开创了多模型切换技术的先河[1,2,3]。针对非线性系统参数的不确定性,学者Cezayirli等采用多模型切换控制方法提高系统的动态响应[4]。文献[5,6]将多模型切换控制与神经网络学习进行联合,应用到非线性系统中。
多模型切换控制关键技术之一就是建立模型库,模型库中的模型与实际系统匹配程度决定了模型库的优劣。由于被控系统的不确定性,需要大量的模型来匹配关键工作点。模型库模型数量越多匹配性能就越好,但计算量大;模型数量太少又不能很好匹配实际系统,动态响应变差。为保证匹配度、减少计算量,文献[7,8]对模型库进行优化,在相同的模型数量下,提高了匹配度,但模型数量仍然较大。文献[9]提出在线学习的动态模型库优化方法,实时在线优化模型库中的模型,使模型向实际系统趋近,保证匹配度。
近年来,多模型控制技术在BTT导弹系统、汽车温度调节系统、磁悬浮系统、飞行器控制系统等方面得到良好应用[10,11,12,13,14]。PMSM调速系统对调速性能要求苛刻,而电机参数易受温度等因素影响,具有不确定性,因此本文主要研究基于混合多模型及其切换控制技术的永磁同步电机调速控制系统。
1 基于RLSE的多模型控制
1.1 多模型系统建立
为了应对电机参数的变化,采用RLSE在线实时辨识电机参数,得到离散模型的参数向量。因辨识结果易受干扰,若只辨识和保存1组参数向量,可能会偏离真实值。因此需要辨识多组参数向量历史值,保存误差小的参数向量,误差大的参数向量自然剔除,以提高参数辨识的鲁棒性,为控制器模型提供准确的电机参数。
电机初次运行,需要1组离线辨识参数向量作为控制器基本参数。所以多模型系统中的模型由1个固定参数模型和1个可变参数模型库组成,可变参数模型库由基于RLSE辨识得到的多个模型组成。若模型过多计算量大,模型太少鲁棒性会变差,因此限定模型为3个。基于RLSE的多模型控制系统结构如图1所示。
由RLSE优化的模型库如下:
式中:yLSEi(k)为模型i的预测输出;θLSEi为模型i的参数向量。
当前实际输出与预测输出误差为
式中:y(k)为k时刻系统输出的检测值。
模型i在有限时域长度h内预测误差,设模型i的指标函数为
式中:α为当前误差权重,α≥0;β为历史误差权重,β>0;τ为遗忘因子,τ>0;i为模型的标号,i∈{1,2,3}。
由RLSE辨识得到的3个模型采用“劣汰”方法优化,用指标PLSEi(k)最大的模型参数向量θLSEi替换为当前辨识的θLSE(k),即:
式中:θLSEj为模型j的参数向量;θLSE(k)为当前RLSE辨识的参数向量。
固定模型误差函数和指标函数为
4个PMSM离散模型对应4个指标值,分别为PS,PLSE1,PLSE2,PLSE3,选择最小值对应的模型为最优模型,以此模型的参数向量作为控制器参数在线整定依据,称之为“优胜”。
1.2 多模型控制系统仿真
仿真时,对4个模型编号,固定模型编号为1,RLSE模型编号为2,3,4。仿真系统主要参数配置如表1所示。
基于RLSE的多模型控制系统转速仿真结果如图2所示,多模型控制器采用“劣汰”方法在线优化模型参数,采用“优胜”方法挑选最佳匹配模型作为PMSM的PI调节器参数设计依据。图2中Number为挑选出的最佳匹配模型编号,开始时,基于RLSE的辨识过程未稳定,辨识参数处于有效优化阶段,PI调节器参数随之变化。待RLSE辨识稳定后,匹配的参考模型号不再变化,PI调节器参数基本稳定不变,转速很快稳定下来,结果表明基于RLSE辨识的多模型切换可以保证系统的稳定运行。
2 基于MRAS的混合多模型控制
2.1 混合多模型系统建立
在一定误差范围内,基于RLSE辨识速度较快,而基于MRAS辨识较慢,但基于MRAS辨识误差较小。因此提出混合多模型控制,系统中含有2种可变模型库:一个是基于RLSE辨识的模型库;另一个是基于MRAS辨识的模型库,还有一个固定模型,供不同的工作点择优选用。由不同辨识方法获得的参数值构建的模型越接近实际模型越好。考虑到计算量和鲁棒性因素,限定每个模型库中含有3个可变模型,于是系统共有7个模型,结构如图3所示。
2.2 混合多模型的切换策略
多模型切换控制是通过选择一个合适模型来调节控制器参数,改变其结构和性能,达到匹配控制系统的目的。采用“优胜”方法选择模型,用指标P(k)最小的模型中参数向量θ(k)作为调整控制器的依据,将7个模型分别编号为M1~M7,其对应的指标函数为P1(k)~P7(k)。同时引入滞环方法,防止模型频繁切换,切换策略如下:
式中:θ为控制器调整时使用的参数向量;当前控制器采用第j个模型;Δ为滞环宽度,Δ>0。
2.3 混合多模型控制系统仿真
仿真时,对7个模型进行编号,固定模型编号为1,基于RLSE的模型编号为2,3,4,基于MRAS的模型编号为5,6,7。仿真系统的主要配置参数同样如表1所示。
仿真结果如图4所示,多模型控制器采用“劣汰”方法在线优化多模型参数,采用“优胜”方法选择最佳匹配模型作为PMSM的PI调节器参数整定依据,图中Number为挑选出最佳匹配模型编号。开始RLSE辨识的模型和固定模型被选择的概率较大,然后倾向于MRAS辨识的模型,模型参数处于有效优化过程,待RLSE和MRAS辨识稳定后。由于MRAS辨识的稳态精度比RLSE辨识高,所以最终选定的参考模型来自MRAS辨识的模型库。结果表明,基于混合多模型控制的切换模式能够保证系统的稳定运行,综合了RLSE辨识的快速性和MRAS辨识的高稳态精度等特性。
3 PMSM混合多模型控制实验研究
永磁同步电机调速系统采用380 V/50 Hz三相交流电源,利用变频装置驱动电机运行,负载为三相永磁同步发电机。测试平台还有力矩传感器、示波器、PC机、仿真器等辅助调试设备。系统结构如图5所示。
图5中,Emulator为TI公司出品的DSP仿真器,型号为XDS100V2;Torque Transducer为力矩传感器;Encoder为2 500线增量式正交编码器;Load为Y型连接的纯电阻负载;Rectifier,Inverter和DSP Board共同组成变频驱动装置。由供电箱、15 k W变频器、PMSM、力矩传感器、示波器、DSP仿真器和PC机组成的永磁同步电机变频测试平台。
试验电机参数为:额定功率PN=0.4kW,额定转速nN=3 000r/min,额定电流IN=2.8A,额定电压UN=220V,极对数p=4,交轴电感Lq=6mH,直轴电感Ld=6mH,定子相电阻Rs=1.37Ω,转子磁链Ψf=0.0378Wb,转动惯量J=3.221×10-5kg·m2,载波频率fc=10kHz,直流母线电压UDC=580V。
进行调试,变频器硬件电路有2路独立的模拟量输出模块,输出电压范围0~10 V,输出电压控制2路PWM占空比。试验中,将所有信号进行归一化处理,改变PWM占空比,输出电压同步改变,达到监测变量的目的。得到的uα和uβ波形如图6所示,uα和uβ均为正弦波,而且uα相位比uβ超前90°。
在PMSM双闭环控制的基础上,引入多模型切换控制,在线整定PI调节器参数,系统结构如图7所示,PI Para Adjust模块采用基于混合多模型库的PI参数在线调整方法,试验给定转速500 r/min,对应电角度频率33.33 Hz。转子位置和U相电流波形如图8所示,U,V两相电流波形如图9所示。可以看出,位置信号频率33.33 Hz,U,V两相电流波形为正弦波,说明混合多模型控制效果较好。
4 结论
本文以三相PMSM为研究对象,提出混合多模型控制策略,研究了基于混合多模型控制的PMSM驱动系统,提出了由基于RLSE辨识的模型库和固定模型组成的多模型控制系统,以及由基于MRAS辨识的模型库和固定模型组成的多模型控制系统。遵循“优胜、劣汰”原则,综合两者优点,选择由2种在线辨识方法建立的模型库和固定模型组成混合多模型控制系统,提高系统的鲁棒性和稳定性。通过Matlab/Simulink仿真验证该方法的可行性。将所提混合多模型控制方法应用于永磁同步电机调速系统,利用变频装置驱动电机运行,负载为三相永磁同步发电机。采用CCS5.2进行变频算法设计,分别对模块和系统进行实验调试,实现了基于混合多模型控制的三相PMSM双闭环矢量控制功能,获得了良好的动态和稳态性能。
摘要：以面贴式三相永磁同步电机(PMSM)为研究对象,研究基于递推最小二乘法和模型参考自适应法的混合多模型在线辨识方案,通过指标函数实时优化动态模型库。在电机运行过程中,根据“优胜、劣汰”规则匹配调节器模型和参数,提出基于混合多模型控制的永磁同步电机在线控制策略,达到在线整定参数的目的。将混合多模型策略应用于PMSM调速系统测试平台,仿真和试验结果验证了所提方案的可行性和混合多模型控制策略的正确性。
多电机控制 篇9
多电机同步传动在工业生产中应用非常普遍,随着自动化技术的提高,伺服控制技术的成熟和适用范围的扩大,利用PLC对伺服控制器进行控制,可以满足传动系统的不同要求。Lenze93xx系列伺服控制器具有丰富的接口,使用不同的现场总线模块可实现不同的控制模式。控制器连接旋转变压器(resolver)或编码器(encode)构成闭环误差控制随动系统,作高精度的速度控制或位置控制,其结构简单、动态响应速度快、控制精度高、工作可靠,可实现角度和速度同步(随动跟踪)、收放卷控制等复杂的伺服控制任务,广泛应用于数控机床、纺织印染、造纸、玻璃纤维湿法毡等行业。
2 机组同步传动系统组成
湿法毡机组用于玻璃纤维非织造物(fiberglass nonwovens)系列产品生产,其生产工艺过程类似于传统的造纸工艺,分为湿部和干部,湿部包括上浆、湿毡成型、湿毡浸胶和湿毡预烘干(烘干区前半部);干部包括烘干固化(烘干区的后半部)和卷取。由于生产过程的连续性,要求各传动单元毡材输送线速度同步,湿部毡材必须是零张力,否则湿毡会因受力产生裂痕或被拉断;干部的卷取传动单元不但要参与机组的同步运行,同时还需满足卷取张力控制,这样才能保证卷筒密实平齐,达到满意的卷绕效果。毡机组有5个单元共7台电机参与同步传动运行,图1为机组同步传动系统示意图,图1中烘干网电机M0、浸胶网电机M0-1、 成型网电机M0-2和加筋机电机M0-3为主机传动部分, 其中烘干网为主令单元。为保障设备安全运行,满足生产工艺要求,在烘干网带、浸胶网带和成型网带处分别安装有电动或气动纠偏装置。卷取部分包括牵引辊驱动电机M1和卷绕轴Ⅰ,Ⅱ驱动电机M2和M3。所有同步电机均采用带有旋转变压器SC的Lenze专用变频电动机。为保证分部传动单元速度同步的一致性,在浸胶网与烘干网间,成型网与浸胶网间分别安装有激光测距仪(sag),实测毡环数值变化。卷取部分的速度来自机组主令单元速度且跟随变化,卷取和烘干炉两工序间装一浮动辊装置用于调节毡材同步运行。
机组中各传动单元的负载和驱动辊直径不同,其电机功率及减速机的传动比也各异。主机部分设计最高车速200m/min,卷取机最高车速120m/min,机器运行速度范围12～120m/min;其中车速12～30m/min的范围主要用于每次开机时,将毡从成型网带逐级引导到卷取单元,并使各单元运行协调,属于爬行阶段为速度控制,爬行结束后,车速渐升至产品工艺要求的参数运行即进入运行阶段,这时主机部分仍为速度控制、动态跟随,而卷取部分自动切换为速度+张力控制,进行渐减张力卷绕。
3 主机同步控制策略及实现
主机同步控制系统由监控计算机、PLC、伺服变频器和传感器等组成。监控计算机是1台工业控制PC机,主要功能是对现场参数进行设置,通过Profibus现场总线网络实时获取现场数据。PLC采用S7-315 2DP,作用是面向生产过程,进行现场数据采集和控制,其数据交换通过Profibus总线送到监控计算机。主机中的烘干网、浸胶网和成型网控制器FM0,FM0-1,FM0-2选用Lenze9326高性能伺服变频器,加筋控制器为Lenze9323伺服变频器。控制器配合交流伺服电机、减速器构成的交流伺服驱动系统,反应速度快、精度高、动态响应好,可实现分部传动单元的速度同步随动跟踪。
3.1 CAN总线同步控制的实现
分部传动的控制原理是保持速度级联、高速传输和动态跟踪。主机4台控制器通过集成的CAN总线串联组成一个小型现场总线控制系统如图2所示。
总线传输介质为双绞线,负载连接在CAN-HI和CAN-LO之间,在串联CAN网络的第一个和最后一个控制器上分别接120Ω终端电阻,该阻值等于信号线的特性阻抗值,如果阻抗不匹配,有可能降低数据的有效传输。
CAN总线控制系统中烘干网控制器FM0为主令单元(Master),机组的运行速度由主令单元决定和调整,其余单元为从动单元(Slave),主令单元的速度通过集成的CAN总线网络依次传送给从动单元控制器FM0-1,FM0-2和FM0-3。为实现4个分部传动单元的速度传递,通过操作模块9371BB或运行GDC软件对CAN总线网络中的每个控制器需进行必要设置。包括设置控制器的CAN地址:C350/000;控制器网络的“主(Master)”“从(Slave)”运行方式C0352/000,当C0352/000=1为Master, C0352/000=0为Slave;事件触发的循环过程数据信道CAN-IN2的地址:C0354/003及CAN-OUT2的地址:C0354/004。主机传动控制器网络配置见表1。
从表1中可知,控制器分配网络地址为连续上升的地址号,一旦数据对象触发,控制器就可以通信并且能够通过GDC软件访问所有Lenze控制器参数,控制器间的数据交换无需上位机参与。网络事件触发的循环过程数据通道CAN-IN2和CAN-OUT2是Lenze9326控制器的功能块,用于控制器之间的数据交换,一个控制器的CAN-IN2在一定条件下可以接收来自另一控制器CAN-OUT2发出的数据,收发均可为8个字节数据,其中1,2,3,4字节可用于32位二进制信号或2个准模拟信号或1个32位双字相位信号。该网络使用CAN-IN2.W1和CAN-OUT2.W1传输模拟信号。生产中操作员根据生产工艺要求,通过PC机组态界面设定主令单元的速度(4～20mA),该信号由PLC的模拟输出端送至烘干网控制器FM0的X6/1,2端子,烘干炉控制器的CAN-IN2.W1接收速度指令。要实现网络数据的顺序传输,必须满足发送控制器的CAN-OUT2地址和标识(Id)与接收控制器的CAN-IN2地址和标识(Id)相同,同时满足数据传输附加条件。4台控制器数据传输方式如下:
CAN-OUT2.W1(FM0)→CAN-IN2.W1(FM0-1)
CAN-OUT2.W1(FM0-1)→CAN-IN2.W1(FM0-2)
CAN-OUT2.W1(FM0-2)→CAN-IN2.W1(FM0-3)
控制网络是基于CANopen总线协议,波特率为1Mbit/s时,最长达25m;波特率降低可长至1km ,数据输送可靠。 值得注意的是:当CAN总线网络中的某一控制器断电时,烘干网带控制器必须断电后再次送电,否则通信不能完成。
3.2 成型网、浸胶网同步分析及调整
Lenze伺服控制器集成CAN总线网络控制模式,实现了分部传动同步变频调速,所有网带几乎同一速度运行。然而因事件触发数据传输有20ms延迟,当主令单元FM0加减速时,会引起网带间的湿毡拉伸或松弛,出现毡面皱折、裂痕,甚至造成毡材断裂或者松垮,无法满足生产工艺的要求,保证产品质量。为防止湿毡不因主令单元加减速引起撕裂或堆积现象,在浸胶网带与烘干网带之间,成型网带与浸胶网带之间的毡材须留有一定的毡环,供速度同步跟踪调节用。并在浸胶网带和烘干炉网带间装有激光测距仪sag1,成型网带与浸胶网带间装有激光距离测距仪sag2,对网带间的毡环进行扫描,以实现从动单元的动态跟随。激光测距仪sag选用 OptoNCDT1400集成一体化产品,基本原理是通过测量激光往返目标所需时间来确定目标距离,测量范围:200～2000mm,输出为4～20mA信号。激光测距仪sag1和sag2的扫描输出信号分别送给浸胶控制器FM0-1和成型控制器FM0-2的模拟量输入端X6/1,2,作为伺服控制器的速度辅助给定,辅助给定信号和CAN总线传输的主给定信号叠加(见图2),控制从动单元跟随主令单元。当毡环位置改变时,及时调节浸胶网和斜长网成型机的速度,确保浸胶网、成型网与烘干网速度的准确同步。图3为激光测距闭环控制原理图。
毡环调整是生产过程中的一个重要环节,毡环不稳会引起毡面皱折,需要对控制器参数进行必要的调整, sag1不稳时,调整浸胶网控制器
FM0-1的参数; sag2不稳时,调整成型网控制器FM0-2的参数。网带间的速度修正通过调整控制器代码FCODE 472/10的值来实现。网带间毡环的垂直距离调整通过修改代码FCODE 472/1的值来完成,调整时,在网带间放置一片薄毡,通过PC机的GDC软件查看功能块AIN1-OUT(FCODE 0400)的值,并将该值写入代码FCODE 472/1中,当薄毡毡环位置正确时,功能块ADD1(ADD1-OUT)输出值为零。功能块CONV2= C0945/C0946可以调节毡环(Δlevel)和速度(Δspeed)间的关系,改变level,则从动单元速度就会改变;当C0945/C0946的值大时,控制速度也就高。例如:当成型网带与浸胶网带间的level比标准高2%,那么,在同一时刻,成型网带的速度要比正常高2%,因此成型网带输送的薄毡相对就快,毡环sag 2就下降。通过对控制器参数合理地调整可以实现分部传动系统达到最佳的同步运行效果。浸胶和成型控制器功能块信号流程图中有1个软件电位器功能块(MPOT),它是一种模拟电动机电位器,引毡时毡环控制sag1和sag2不起作用,成型网与浸胶网处于速度开环控制,操作员手动调节OP面板毡环控制旋钮,寻找满足工艺要求的开环运行同步点,并将sag1和sag2的毡环值分别写入浸胶网与成型网控制器代码FCODE 472/1中,当毡环位置适中后功能块ADD1-OUT1输出的信号近似为零。这时,按下面板OP上的“网带闭环控制”按钮,浸胶网带和成型网带驱动就进入速度闭环控制状态。
3.3 加筋变频器参数调整
加筋装置只有在生产加筋产品时才投入同步运行。加筋纱经张力器穿入导纱管,在网前箱浆料湍流的作用下与浆料在斜长网成型机成型为加筋毡并输送至浸胶网。根据生产工艺要求为防止筋纱受力跳出毡面,加筋电机的速度应略高于成型网带的速度。图4为加筋变频器信号流程图。图4中速度设定调节功能块NSET 用于电机的速度控制,其中NSET-N为主速度设定值,NSET-NADD 为附加速度设定值,NSET-NOUT为速度输出。
加筋纱变频器FM0-3的速度信号CAN-IN2.W1来自成型变频器FM0-2的CAN-OUT2.W1的输出,此信号中包含有成型网变频器的速度主给定信号 +附加给定信号(毡环控制sag2信号)。为保证筋纱平直的镶嵌于湿毡之中,需要调整变频器FM0-3的速度偏移量FCODE 472/1、速度系数FCODE 472/2或附加速度FCODE 472/10的值以获得良好的加筋效果。
4 卷取同步控制的实现
卷取是湿法毡机组的最后一道工序,卷取单元中的牵引辊变频器FM1,卷取辊Ⅰ,Ⅱ变频器FM2,FM3均为Lenze9326伺服控制器。3台控制器的代码C0005=Common为修改的基本配置模式,使用旋转变压器反馈,旋转变压器信号可由数字频率输出端X10向从机输出。图5为卷取同步传动控制原理图,图5中卷取传动的速度信号来自于主机PLC 的模拟输出端口,信号大小与机组主令单元烘干网控制器FM0的速度相同,为4～20mA的电流模拟量。为了提高主令单元速度信号的抗干扰能力,该信号经过I/U变换,将4～20mA电流信号变换为0～10V的标准电压信号,然后送到牵引辊控制器FM1的模拟量输入端子X6/1 ,2,作为牵引辊电机的速度主给定。为保证毡材在卷取和烘干炉两道工序之间速度同步协调、及时跟随,两道工序之间装有一个浮动辊松紧架机构,自动保持相邻单元的速度一致。浮动辊的位置决定牵引辊的速度,如图1所示v1>v2,浮动辊下降,表明牵引辊速度慢,控制系统就会增大牵引辊速度使浮动辊位于中位;如v1<v2,浮动辊上升表明牵引辊速度快,控制系统就会降低牵引辊速度使浮动辊位于中位;v1=v2,浮动辊位置不变。正常生产中浮动辊只在中位附近一个很微小的范围内上下浮动(浮动量为25%)。当浮动辊上下移动时,将通过连杆使电位器旋转,改变电位器RP的滑动位置,在RP的滑动点上可获得与前后两单元的毡速差成正比的同步调节电信号,这里电位器RP选用无触点式电位器。电位器RP检测到的位置信号送至控制器FM1的模拟量输入端X6/3,4,作为速度辅助给定,并与主给定信号一同送入过程控制器(PCTRL1)进行PID运算,输出信号控制牵引辊电机运行。
牵引辊速度信号由牵引辊控制器FM1数字频率输出端口X10,经数频耦合不加修改地送入卷取辊Ⅰ控制器的数字频率输入端口X9,作为该控制器Ⅰ的速度主给定,同样卷取辊Ⅰ控制器的数频输出端口X10将同步速度信号,经数频耦合不加修改地送入卷取辊Ⅱ控制器的数字频率输入端口X9,作为该控制器Ⅱ的速度主给定。牵引辊控制器为转矩限幅的速度控制模式,牵引辊采用S型砂纸辊其作用是对烘干炉中的毡材施加牵引力,同时阻断卷取和烘干炉前后工序间毡材的牵拉作用,确保毡材从烘干网安全平稳源源不断地输送至卷取单元。卷取辊Ⅰ,Ⅱ伺服控制器FM2,FM3为速度限幅的转矩控制模式,运转速度来自牵引辊控制器FM1的X9端,张力辊检测到的实际张力经过F/U变换和放大器CV2003放大后,分别送至卷取辊伺服控制器FM2,FM3的模拟量辅助输入端口X6/3,4,实现张力闭环控制,通常卷绕部分的速度要稍高于机组速度,以满足卷绕张力控制要求。
5 结论
系统采用Lenze93xx系列伺服控制器集成CAN总线网络+毡环激光测距仪同步控制模式,数据传输速度快,可靠性高,抗干扰能力强,保证了主机4个传动单元同步恒速平稳运行,通过对控制器的参数调整实现了良好的动态自动跟随。卷取3个传动单元控制器采用数字频率输入X9/数字频率输出X10的接线方式,配合松紧架调节和张力闭环控制,较好地协调了卷取单元与主机部分速度同步,满足了卷取系统对张力的控制要求。生产实践表明:系统运行可靠、同步跟踪精度高、调速平稳、调整方便,完全满足湿法毡生产要求。
参考文献
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多电机控制 篇10
针对这点,本文主要介绍了一种基于STM32的混合式步进电机控制方案,STM32产生PWM(脉宽调制信号),利用PWM完成DAC转换,通过PWM-DAC的输出电压实现对步进电机的多细分控制。该设计相比利用DAC数模转换芯片的设计方案具有电路简单,费效比高的优点,而且可实现步进电机十六分之一步的驱动控制,精度较高。
1 硬件设计
硬件设计框图如图1所示,主要由PC上位机给STM32F103发送控制命令,通过STM32F103控制A3988,从而驱动两个步进电机转动。其中,STM32F103是意法半导体公司生产的基于ARM Cortex—M3内核的微控制器,内核架构先进,性能优越,主频可达72 MHz,执行效率高,具有较高的运算能力及数据处理功能,拥有丰富的外设接口[1],在硬件设计中,上位机与STM32F103之间的RS—422串行通信,就是通过外接MAX3079电平转换芯片来实现的。
STM32F103控制定时器产生PWM,通过LPF(低通滤波器)实现PWM的DAC转换,并由PWM-DAC来提供A3988的4个基准电压,设计中,定时器TIM1的输出通道在经过滤波器后与A3988的参考电压VERFx接口相连,PC0~3,PB12~15,PB6~9为通用GPIO输出端口,接A3988的逻辑控制信号输入脚I0x、I1x和Phasex,PC0~3和PB12~15分别置低,Phasex用于控制流过电机各相电流的方向。选用的步进电机的步距角为0.9,额定电流为0.5 A。
2 多细分控制原理分析与实现
2.1 多细分控制原理分析
选用电机为两相步进电机,假设为A、B相,通过两相的电流在相位上相差为90,控制流过两相的电流大小和方向就可以控制电机转动。A3988是一个4DMOS全桥脉宽调制电机驱动器,可以同时驱动两个步进电机,每个全桥输出电流最大可达到1.2 A。流过电机的每一相电流可以通过UREFx,I0x,I1x,Phasex和接SENSEx引脚的电阻Rx进行控制。工作电流通过公式(1)可以得到[2]。
由式(1)可知,最大电流ITrip Max是由UREFx和RSx共同决定,UREFx为PWM-DAC的输出的电压,其最大值为1.1V,RSx选用1欧的电阻。
式(2)中,ITrip为实际输出的电流,逻辑接口I0x,I1x控制%ITrip Max,由A3988的用户文档可知,当I0x,I1x控制逻辑都为低时,实际输出电流就等于最大电流,由上述公式可知,ITrip最大输出约为367 m A。
为实现步进电机多细分控制,必须能够控制流过步进电机的两相电流,在参考电压UREFx一定的情况下,使用逻辑接口I0x,I1x,Phasex仅可实现步进电机整步、半步和四分之一步的驱动控制,这样的细分控制并不能满足设计需求,为了得到更多的细分,设计采用动态改变UREFx的方法来输出动态变化的电流,通过对UREFx的多细分控制,来实现对ITrip的多细分,从而实现对步进电机多细分控制。
UREFx由PWM-DAC输出,其值在0~1.1 V变化,将其按0~π的正旋曲线32等分得到32个电压值,令PWM-DAC输出的值为这32个值,从而对应得到0~1.1 V的32个电压值和按正弦规律变化的32个电流值,通过Phasex控制电流方向,可实现步进电机1/16步的驱动控制。
2.2 PWM实现DAC转换的原理及设计
虽然大容量的STM32F103具有内部DAC,但是更多的型号是没有DAC的,本文中所用到的STM32F03就没有DAC外设功能。不过STM32所有的芯片都有PWM输出,因此,可以用PWM+LPF来实现PWM-DAC输出,从而节省成本。
PWM本质上是一种周期一定而高低电平的占空比可以调制的方波信号,实际电路中典型的PWM波形如图2所示[3]。
图2的PWM波形可以用分段函数表示为式(3)。
式(3)中,T是STM32定时器TIM1的计数频率(最高可达72 MHz)的倒数,N是PWM波一个周期的计数脉冲个数,也就是STM32的ARR—1的值,n是PWM波一个周期中高电平的计数脉冲个数,也就是STM32的CCRx的值,VH和VL分别是STM32产生PWM波的高低电平电压值,高电平为3.3 V,低电平为0 V,k为谐波次数,t为时间。将式(3)展开成傅里叶级数,得到式(4)。
从式(4)可以看出,式(4)中第1个方括弧为直流分量,第2项为1次谐波分量,第3项为大于1次的高次谐波分量。直流分量与n成线性关系,并随着n从0到N,直流分量在0~3.3 V变化。这正是电压输出的DAC所需要的。因此,如果能把式中除直流分量外的谐波过滤掉,则可以得到从PWM波到电压输出DAC的转换,即:PWM波可以通过一个低通滤波器进行解调。其中,第2项的幅度和相角与n有关,频率为1/(NT),其实就是PWM的输出频率。该频率是设计低通滤波器的依据。如果能把1次谐波很好过滤掉,则高次谐波就基本不存在了。
选用RC二阶低通滤波器实现PWM波的解调,电路设计如图3所示。
当N取值为256时,PWM-DAC的分辨率为log2(N)=8位,在8位分辨条件下,要求1次谐波对输出电压的影响不要超过1个位的精度,也就是3.3/256=0.012 89 V。由式(4)可知,一次谐波的最大值是2×3.3/π=2.1 V,所以,RC滤波电路要提供至少-20lg(2.1/0.012 89)=-44 dB的衰减[4]。
当STM32的定时器TIM1的计数频率是72MHz,分辨率为8的时候,PWM频率为72/256=281.25 kHz。如果是1阶RC滤波,则要求截止频率为1.77 kHz,如果为2阶RC滤波,则要求截止频率为22.34 kHz。相比之下,2阶滤波器的信号抑制能力更强,滤波效果更好。由分析可知,2阶RC滤波截止频率计算公式为
式(5)要求,可确定电路参数值,令R1=R2=2.4 kΩ,C1=C2=3 300 pF,可计算出图3的截止频率为21.9 kHz,略小于22.34 kHz,符合设计需求。
PWM波调制后,输出的直流分量最大值为3.3 V,而UREFx可操作的电压的范围是只有0~1.5V,可利用一个2.4 kΩ的电阻R3与滤波器串联,从而实现对直流分量的分压调理。
3 软件设计
软件设计主要是电机驱动软件的相关设计,通过对定时器的控制,实现电机的转动方向和速度的调节,其次是PC上位机控制软件设计,主要利用C++Bulider平台开发,完成对步进电机的测试。
3.1 PWM信号产生的设计
STM32F103中的7个定时器,每个定时器均有4个独立可编程通道输出的PWM信号。选用高级定时器TIM1,它由APB2总线提供时钟,设置为72MHz,向上(增)计数,自动装载寄存器ARR—1的值为256,所以,PWM波的占空比的取值范围为0~256,不同占空比的取值存储在每个通道的捕获比较寄存器CCRx中,编程时,通过改变寄存器CCRx的值来改变PWM波的占空比[5]。占空比值的计算如式(6)所示。
这样就得到正旋曲线0~π范围内的32个点对应的占空比的值。将得到的占空比的值放在定义的数组Sequence[32]内,通过查表的方法,使定时器TIM1输出占空比变化的PWM波,通过滤波器后产生UREFx的波形如图4。
从图中可以看出,输出信号UREFx波形达到了预期目标。由于选择了合适的滤波器参数,PWM波和UREFx几乎不存在大的相位差。
3.2 Phasex信号产生的设计
Phase1~Phase4用于控制流过电机各相电流的方向,当Phase1为1时,电流从OUT1A流向OUT1B流向,当Phase1为0时,电流从OUT1B流向OUT1A,其他三相控制原理相同,下面就以Phase1为例加以阐述。
STM32F103通过PB6来控制Phase1信号,配置PB6为推挽输出端口,在UREFx奇数次周期时,将PB6置1,偶数次周期时,PB6置0,在0~2π区间内,PB6将变化两次。Phase1信号变化如图5所示。
通过Phasex信号对电流方向的控制,可实现实际输出电流ITrip以2π为周期的正弦曲线变化,在0~2π共产生64个电流值,从而实现了步进可实现步进电机十六分之一步的驱动控制。
3.3 步进电机正反转和变速控制
由于通过步进电机A、B相的电流在相位上相差为90,当A相超前B相时,电机正转,而当B超前A时,则电机反转。所以,控制流过A、B相电流的相位差,即可实现对步进电机的方向控制,也就是控制输入参考电压的相位差。在软件设计时,定时器TIM1通过查表法输出PWM波,在占空比数组的初始下标取值时,让A、B相对应的PWM输出相差90。例如,当A相对应的PWM输出的初始占空比为Sequence[0]时,B相为Sequence[16],这样使得输入各相的参考电压在相位上相差了90。
在步距角已知的情况下,通过控制相邻两个取值的变化时间间隔,便可以控制电机的转动速度,时间间隔越小,转动速度越高,时间长则转速低[6]。为了得到两个取值变化之间精确的时间间隔,设计通过定时器TIM2进行精确的定时控制,TIM2中ARR—1的取值通过等分正弦曲线的办法计算得到,在这里不再赘述,定时器产生定时中断,中断响应中改变PWM占空比的值,实现了速度10级可调[7]。可知,在步进电机实现变速控制时,Phasex和UREFx的频率都发生了变化。
3.4 上位机控制和实验测试
STM32F103提供功能强大的USART串口功能,在本设计中,通过外接电平转换芯片实现了上位机与MCU之间的RS—422串行通信,RS—422是一种全双工的通讯总线。STM32F103通过计算PWM占空比变化的次数和TIM2的中断周期,将电机的位置点和速度信息发送至上位机,上位机利用增量式PID算法[8],向步进电机发送控制命令,实现对电机的实时控制。
为了确定系统能否按照设计需求工作,需要对系统进行测试。上位机模拟生成一段目标航路,控制步进电机跟踪,测试结果如图6所示。
由测试结果可知,步进电机跟踪精度在2 mil之内,达到了模型设计的需求。
4 结束语
本文介绍了基于STM32F103和A3988的步进电机多细分控制系统,较传统的利用DA转换芯片的方案,具有结构简单,灵活性较好等优点,充分利用了A3988技术应用特点和STM32F103芯片优越的性能,极大提高了系统的性能和可扩展性。经实际实验表明,该系统工作稳定,精度高,且具有较高精度及效费比,达到了设计要求,为步进电机控制提供了一种新的方法,具有一定推广价值。
摘要：介绍了一种基于STM32与A3988的步进电机多细分控制的设计,通过STM32控制定时器产生PWM信号,经过低通滤波后,完成PWM的DAC转换。利用其输出的动态变化的电压为步进电机驱动芯片A3988提供参考;并且对电流方向进行控制,从而实现了步进电机的多细分控制。STM32通过查表法得到对应占空比,占空比变化的时间间隔通过定时器实现。阐述了相关软硬件和设计原理,验证了该设计的控制效果,结果表明,该设计不仅控制精度高,灵活性强,而且相对于传统利用DAC转换芯片的方案,具有实现简单,效费比高等优点。
关键词：STM32,A3988,多细分,PWM-DAC
参考文献
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[5]喻金钱,喻斌.STM32F系列ARM Cortex-M3核微控制器开发与应用.北京:清华大学出版社,2010
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[7]刘威龙,孙明磊,王頔,等.基于STM32的分布式步进电机控制系统设计.数字技术与应用,2012;(03):13—14
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