隔离DC/DC变换器（共9篇）
隔离DC/DC变换器 篇1
摘要：以无工频变压器电力牵引传动系统为应用背景,对其中的全桥隔离DC/DC变换器开展研究。在电力牵引传动系统中,单相网侧脉冲整流器直流输出电压中含有二倍电网频率的电压脉动,该二倍频脉动可能会引起电机中的拍频现象。因此,为减小该二倍频电压脉动对DC/DC变换器输出电压的影响,研究全桥隔离DC/DC变换器在输入电压动态变化时的高性能控制方法非常必要。为提高全桥隔离DC/DC变换器在输入电压脉动以及突变情况下的动态响应性能,基于单相移控制方法,提出了一种直接功率控制方法,并进行了详细的分析。最后,基于RT-LAB和赛灵思XC3S500E的半实物仿真平台和基于TMS320F28335控制器的实物实验平台对所提出的控制方法进行验证,半实物仿真和实物实验结果表明:在输入电压突变、输入电压含有脉动和波动的情况下,该直接功率控制算法能有效提高输出电压的动态性能,减小输入电压扰动对输出电压的影响。
关键词：全桥隔离DC/DC变换器,动态响应,直接功率控制方法,输入电压脉动
0 引言
在20世纪90年代初,全桥隔离DC/DC变换器由Doncker提出[1],如今因其具有电气隔离、功率密度高、能量能双向流动以及模块级联容易等优点,受到了广泛的关注。在新能源变换系统中,全桥隔离DC/DC变换器应用于具有分布式发电的微型电网[2,3,4,5]、电动汽车行业[6,7,8]以及一些能量储存系统中[9,10,11,12]来满足不同电压等级下的电力变换和能量双向传输的需要。
在高速铁路发展中,轻量化是其高效节能的关键技术之一,为提升牵引传动系统的功率密度,无工频牵引变压器的大功率级联多电平H桥整流器与全桥隔离DC/DC变换器相结合的中高频变压器机车[13,14,15]已成为了当前研究的热点。文献[15]中给出了一种无工频牵引变压器电力牵引传动系统拓扑,该拓扑由前级级联H桥整流器+全桥隔离DC/DC变换器+三相逆变器等部分构成,针对其中的中高频变压器机车的电力牵引传动系统,本文重点对其中的全桥隔离DC/DC变换器开展研究。
众所周知,在上述能量变换系统中,变换器需要优良的动态响应性能,因此提升变换器的动态响应速度是变换器系统的一个重要目标。基于小信号模型的研究,文献[16,17]通过建立全桥隔离DC/DC变换器的小信号模型和时间平均等效模型,初步研究了全桥隔离DC/DC变换器的动态特性。为提高全桥隔离DC/DC变换器的动态响应性能,通过建立全桥隔离DC/DC输出电容电压的谐波模型,引入输出电流反馈,文献[18]提出一种提高负载切换响应的控制方法,该方法能有效增加变换器系统对负载突变的动态性能。通过增加对输入电压、输出电压、变压器原副边电感电流以及负载电流的测量,文献[19]提出一种变压器电流边界控制方法,该方法能显著提高全桥隔离DC/DC变换器负载切换时的响应速度。
此外,在机车无工频牵引变压器电力牵引传动系统中,全桥隔离DC/DC变换器的前端为四象限脉冲整流器,该单相脉冲整流器存在直流侧电压含有二倍频电压脉动的固有缺点。为了避免该二倍频脉动引起牵引电机的拍频现象[20,21],如何实现全桥隔离DC/DC变换器对输出电压脉动的抑制显得尤为重要。
纵观已有文献,在输入电压变化情况下,鲜有文献对全桥隔离DC/DC变换器的动态性能特性进行深入分析研究。为提高全桥隔离DC/DC变换器对输入电压变化的响应速度,减小输入脉动对输出电压的影响,本文基于典型应用的单相移控制方法提出一种全桥隔离DC/DC变换器直接功率控制方法,并对该直接功率控制方法和传统单电压闭环控制方法的性能进行了半实物仿真对比研究。为进一步证明直接功率控制的有效性,本文进行了实物实验验证。
1 全桥隔离DC/DC变换器
全桥隔离DC/DC变换器主电路拓扑见图1。
图1中,n为隔离变压器变比;Uin为电源侧电压;Lr和iL分别为辅助电感和变压器原边电流;Uab和Ucd分别为变换器两端H桥输出电压;C1和C2分别为电源侧缓冲电容和负载侧支撑电容;Uo和io分别为输出电压和负载电流;R为变换器等效负载。
全桥隔离DC/DC变换器状态方程可表示为:
式中:L为全桥隔离DC/DC变换器等效电感;Sa和Sb为全桥隔离DC-DC变换器的开关函数。
2 单相移控制
单相移控制方法是全桥隔离DC/DC变换器典型应用的控制方法,特别在变换器两端电压等级一致的时应用较广泛[22]。图2给出了变换器的单相移控制方法稳态波形示意图。图中,S1至S8为对应开关的控制信号,其频率相同且占空比都为0.5,同一桥臂上下两管控制信号互补;D表示开关管S1,S3和S5,S7控制信号之间的相位差;Ts为开关周期。
考虑到稳态时变换器波形的对称性,以图2中t0到t2时间内单相移控制波形为研究对象,根据式(1),可得t0到t2各点对应的电流分别为:
忽略系统损耗,结合式(1)和式(4),易得瞬态输出功率P为:
3 直接功率控制方法
直接功率控制方法的思想起源于电机控制中的直接转矩控制,目前,直接功率控制已在AC-DC变流器和DC-AC逆变器中得到广泛应用和研究,其能够有效提高变换器动态响应速度[23,24]。但与直接功率控制类似的控制方法在全桥隔离DC/DC变换器的研究中鲜有相关报道。本节基于直接功率控制技术的思路,提出一种适合于全桥隔离DC/DC变换器的直接功率控制方法,并以单相移控制为例,进行了详细的分析和推导。
3.1 瞬时功率特性
功率控制方法应用的前提是如何获得变换器一个控制周期(开关周期)的瞬时功率值。根据图2,在一个控制周期内输出功率可表示为:
当电感电流出现偏置时,式(6)变为:
式中:I为动态变化时电感电流的直流偏置,易得电压Uab(t)与偏置电流I乘积的积分为零,即这部分功率值为零。
因此,代入不同的电感电流初值i0,式(7)可简化为:
对比式(5)和式(8)可知,假设输入和输出电压在一个控制周期内保持不变,传输的瞬时功率P与相移控制量D有关系,与电感电流的初始值i0无关。因此,只要保证输出功率不变,负载一定时,输出电压仍能保持稳定。
3.2 控制模型
在输入电压突变或者波动时,为保持输出电压稳定,根据4.1节分析,结合式(8)可得相移控制量D为:
式中:P*为输出功率的给定值。
然而,在式(9)中,为获得相移控制量D,不但需要给定功率值P*、输入电压Uin以及输出电压Uo,还引入了电感参数L、开关周期Ts和变压器变比n。在全桥隔离DC/DC变换器控制系统中,电路的等效电感L包含辅助电感以及变压器原副边等效电感的和,其准确值是较难测量。特别是当控制方法应用于全桥隔离DC/DC变换器参数有差异的情况时,为保证功率控制的兼容性和减少控制器运算和设计成本,实现电感参数L、开关周期Ts和变压器变比n等参数不参与控制是非常必要的。
在电感、变压器变比和负载电阻等参数不准确时,电压外环比例—积分(PI)控制器可以实时校正其参数偏差对输出电压的影响。考虑到同一个变换器等效电感L、变压器变比n以及开关周期Ts几乎保持不变,结合式(8),输出功率可进一步简化为:
则根据式(10),相移控制量D可以表示为:
式(11)给出了相移控制量的计算模型,则全桥隔离DC/DC变换器的直接功率控制框图见附录A图A1。
3.3 输入电压波动的抑制
输入电压含有波动时,采用直接功率控制方法,变换器主要的波形如图3所示。图3中,在第n个控制周期内,采集输入电压记为Uin_n和输出电压记为Uo_n,直流侧输出电压经过PI控制器得到功率的给定值pn*,根据式(11),则第n+1个控制周期内的相移控制量Dn可表示为:
基于能量守恒原理,控制系统实时对输入电压的变化得到相应的控制量的变换量,能减小输入电压波动对输出电压的影响。
4 仿真与实验结果及分析
4.1 半实物仿真验证
本文搭建基于赛灵思XC3S500E和RT-LAB OP5600的硬件在环半实物仿真平台,其系统结构如附录A图A2所示。全桥隔离DC/DC变换器半实物系统的相关参数如下:输出电压为200V,等效电感为1.5 mH,开关频率为1kHz,变压器变比为1,输入电压为150~250V。
针对传统闭环控制方法和直接功率控制方法,附录A图A3给出了在输入电压从200V突增到240V时,传统闭环控制方法和直接功率控制方法对应的输入电压Uin和输出电压Uo实验波形。附录A图A4给出了在输入电压从200 V突减到160V时,传统闭环控制方法和直接功率控制方法对应的输入电压Uin和输出电压Uo实验波形。分析附录A图A3和图A4可得,当采用传统闭环控制时,当输入电压从200V突变到240V时输出电压的动态调节时间为220 ms,当输入电压从200V突变到160V时动态调节时间为200 ms。若采用直接功率控制方法,不论输入电压突增还是突减,直接功率控制方法所对应的输出电压都具有很快的响应速度,输出电压基本没有波动,显著提高了变换器对输入电压突变的动态响应速度。
在输入电压含有二倍频(100 Hz)脉动且二倍频电压脉动的幅值为40V的情况下,附录A图A5给出了传统电压闭环控制方法和直接功率控制方法在负载侧支撑电容为0.4mF时,输入电压Uin和输出电压Uo的实验波形图。在输入电压Uin含有40V二倍频电压脉动的情况下,传统电压闭环控制方法的输出电压脉动幅值为28V,直接功率控制方法的输出电压脉动幅值仅为传统方法的64%,采用直接功率控制方法能够显著减小输出电压脉动幅值。
轻量化是电力牵引传动系统重要的目标,为此图4给出了负载侧支撑电容C2不同时,采用传统电压闭环控制和直接功率控制方法输出电压的脉动峰峰值。
从图4中易得,在全桥隔离DC/DC变换器输入侧电压含有二倍频脉动的情况下,直接功率控制方法能有效抑制输出电压脉动,且负载侧支撑电容C2越小,效果越明显,这也为无工频牵引变压器电力牵引传动系统的进一步轻量化提供了有效途径。
4.2 实物实验验证
为进一步验证在输入电压变化时,采用直接功率控制方法,输出电压也能保证稳定,搭建了基于TMS320F28335控制器的实物实验平台,如附录A图A6所示。全桥隔离DC/DC变换器实物实验系统的相关参数如下:输出电压为40V,等效电感为0.2mH,开关频率为10kHz,变压器变比为1,输入电压为50~60V。
传统方法与直接功率控制方法在输入电压突增和突减时,相应的电压瞬态实验波形分别为图5和图6所示。
由图5和图6可得,在采用传统闭环控制时,当输入电压从50V突变到57V时输出电压的动态调节时间为75 ms,当输入电压从57V突变到50V时的动态调节时间为103 ms。若采用直接功率控制方法,不论输入电压突增还是突减,该方法都具有非常快的响应速度,输出电压基本没有波动。进一步验证了理论分析和半实物仿真的正确性。
5 结语
针对全桥隔离DC/DC变换器,为了提高其对输入电压变化的动态响应速度,本文提出了一种直接功率控制算法;基于单相移控制方法,详细分析了该直接功率控制算法的原理;最后搭建基于RT-LAB和赛灵思XC3S500E的硬件在环半实物仿真平台以及基于TMS320F28335的实物实验平台,对该基于单相移控制的直接功率控制算法进行实验验证。理论分析、半实物仿真与实验结果均表明:①在输入电压突变的情况下,直接功率控制方法能够显著提高变换器对输入突变的动态响应性能,且保持输出电压基本不变;②在输入电压含有脉动的情况下,直接功率控制方法能有效抑制输出电压的电压脉动,且在负载侧支撑电容较小时,其抑制效果越明显,这也为变换器高功率密度化提供了新途径。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
隔离DC/DC变换器 篇2
由于该DC/DC变换器的输入电压较高，主电路选取半桥式拓扑[2][3]，如图4所示。V1，V2，C3，C4和主变压器T组成半桥式DC/DC变换电路。CT为初级电流检测用的电流互感器。C5为防止变压器偏磁的隔直电容。变压器的副边采用全波整流加上两级滤波以满足低输出纹波的要求。R1，C1，R2，C2，R5，C6和R6，C7为吸收电路。R3和R4起到保证电容C3及C4分压均匀的作用。电阻R7和R8为输出电压的采样电阻。
3.2 控制电路
图5
以UC3846为主要元器件组成的半桥式开关电源的控制电路如图5所示。图中，R1及C1构成振荡器，振荡频率f=。为了防止主电路中V1和V2同时导通，要设定开关管都关断的死区时间。死区时间由振荡器的下降沿决定，该电路的死区时间td=145C1[12/(12－3.6/R1)][4]。R2及C2组成斜坡补偿网络，以保证控制电路的稳定[5]。C5实现软启动。由图3可以看出脚1的电位<0.5V时无脉宽输出。如图5所示，脚1经电容C5到地，开机后随着电容的充电，当电容电压高于0.5V时才有脉宽输出，并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽，完成软启动功能。对主电路来的反馈电压，由C3及R5和电压误差放大器组成了电压环的PI调节器。另外，系统还有较完善的保护电路。
当系统输入电压过压或者欠压时（过/欠压判断电路略），可使图5中的过/欠压输入端为低电平，光耦OP1输出高电平，因此，就会通过加速电容C6和二极管D6对UC3846的脚16施加正脉冲，从而使图3所示的UC3846芯片内部晶闸管导通，通过内部电路使脚1电平被拉至接近地电平，电路进入保护状态，UC3846芯片输出脉冲封锁。另外，光耦OP1输出的高电平使三极管Q407饱和导通接地。由于电容C6的加速作用，三极管Q407比前述晶闸管导通稍微迟后。由于三极管的导通压降小于晶闸管的导通压降，晶闸管不能维持导通即晶闸管恢复关断。当过/欠压故障消除后，三极管Q407截止，系统重新输出脉冲。
图6
当过流或者过载时，比较器LM393输出低电平，光耦OP2输出高电平，通过D7加在脚16，同样会封锁脉冲输出。由于晶闸管维持导通，所以系统当不过流不过载时，必须重新启动才能有脉冲输出。
3.3 驱动电路
IGBT是一种电压控制型器件，与电流控制型器件（如GTR）比较,IGBT具有驱动功率小、开关速度快的特点，因此，近年来IGBT在变流技术中的应用得到了迅猛发展。IGBT有专用的驱动芯片，如富士公司的EXB851及EXB841，三菱公司的M57959L等，这些驱动电路具有开关频率高、驱动功率大、过流保护等优点，但都必须加额外的驱动电源，并且价格高，使设备成本大大提高。而脉冲变压器具有体积小、价格便宜、不需要额外的驱动电源，因而得到广泛的应用。
但直接驱动时，由于其脉冲前沿与后沿不够陡，使得IGBT开通和关断速度受到一定的影响。
图6所示的IGBT驱动电路具有开关频率高、驱动功率大、结构简单、负压关断、价格便宜等优点。
IGBT容量较小时，UC3846的脚11和脚14可以直接驱动脉冲变压器。IGBT容量较大时，UC3846的驱动能力不够，V11～V14，D11～D14构成了脉冲变压器的驱动电路。D9及D10的作用主要是帮助V11～V14的关断，若没有D9及D10时，当PWM1为高电平，PWM2为低电平时，V11和V14导通，随后PWM1和PWM2均为低电平，脉冲变压器漏抗中储存的能量经D12和V14续流，A点电位降至－0.7V，即使PWM1为低电平，V11又导通，最终烧毁V11，加上D10的目的就是让电路中D12和V14在续流时将A点电位钳制在0V，从而有利于V11或V13的关断；同理，D9的作用是有利于V12或V14的关断。
4 实验与结论
按照以上设计思路研制出一台工程样机。在输入直流电压为250V，负载电流为50A时，测得IGBT驱动电压波形和高频变压器原边电压波形如图7所示。该变换器具有输入过、欠压，输出过流保护等功能，输出电压的电源调整率≤1％，负载调整率≤1％，输出电压纹波<50mV，满足了设计
隔离DC/DC变换器 篇3
关键词直流变换器；不对称半桥；零电压开关
AbstractA modified asymmetric half-bridge converter is proposed which is suitable for medium power, high input voltage occasions and the control method problem is mainly studied in this paper. Compared with the traditional half-bridge circuit, the modified converter circuit increased by auxiliary switch tube and diode constitute the branch that provide renewal circulation way for transformer original edge during the two main switch were shut off. When the auxiliary tube is closed, the free-wheeling current charged and discharged for the main switch tube capacitance, and created a condition for the main switch to be opened in the zero voltage. After the parameters of the converter circuit was designed, the simulated experiment show the better performance than the traditional way.
Keywords DC/DC converter; asymmetrical half-bridge; ZVS
中圖分类号TM46文献标识码A文章编号1673-9671-(2011)081-0106-03
随着电力电子技术的成熟，开关电源以其体积小、效率高的优点在各种电子设备中的应用越来越广泛。通常，开关电源是对电能进行直流-交流-直流变换的电力电子装置，其核心部分是DC/DC变换器。开关电源技术是集电力电子变换、现代电子集成技术、自动控制等多学科的综合技术，其发展与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等许多领域都密切相关。
本文研究了一种适合中等功率，较高输入电压场合的改进型不对称半桥变换器。详细分析了该变换器的工作原理和特性，最后对变换器功率电路的参数进行了设计，并以此为基础进行了仿真实验，得到了预期效果。
1改进型不对称半桥变换器工作原理
1.1主电路拓扑结构
如图1所示为改进型不对称半桥变换器的结构电路图，图中T为高频变压器，Lr为谐振电感（包含变压器漏感），S1、S2、S3为功率管，D1、D2为副边整流二极管，D3为辅助支路的二极管，C1、C2、C3分别为开关管内部寄生电容，Lf为输出滤波电感，Cf表示输出滤波电容。
图1主电路结构
为了更清除地对电路工作过程进行分析研究，在分析变换器工作原理之前，做如下假设：①变换器工作已经达到稳态。②所有的开关管、二极管都是理想器件（副边的整流二极管除外），与S1、S2相并联的电容的容值相等，且大小都为Cm，与S3并联的电容的大小为Cs。③隔直电容足够大，在一个周期内其两端的电压基本不变。④副边滤波电感
Lf >>Lr/N2，其中N为变压器原副边匝数比。
1.2工作模态分析
图2为变换器的主要工作波形，在一个开关周期中，变换器的工作过程可以分为10个阶段。
图2变换器的工作波形
模态1[t0-t1] ：在t0时刻以前，假设S3已经关断，经过死区时间后，t0时刻S1开通，这里先认为S1开通时C1上的电压已经为零，即S1为ZVS开通，其原边将在后面予以解释。S1开通后，变压器原边（谐振电感）电流ip减小到零以后开始增大。因为t0时刻之前处于S3为原边漏感续流、副边整流二极管D1和D2同时导通状态，当原边电流ip折算到副边的电流小于i1期间，此时原边能量还不能向副边传递，副边出现占空比丢失现象。因为变压器仍处于副边短路状态，因此变压器从原边看只有漏感Lσ，此时电路有：
（1）
因为Lr较小，所以原边电流上升速度很快。
模态2[t1-t2]：当原边电流ip上升到nip>i1后，副边整流二极管D1导通，而D2关闭，电源通过变压器向副边传递能量。
（2）
上式中Lm为变压器的励磁电感，并且Lm>>Lr。因此与模态1相比，变压器原边此时的电流上升率平缓很多，电流波形在t1时刻形成一个转折点。此模态中，原边功率向副边传送，在此期间，uc2=-Uin， iLr=is1，设t=t1时，流过S1管的电流is1=Ip，那么，该模态结束时流过谐振电感Lr的电流：iLr（t1）=Ip。
模态3[t2-t3]：t2时刻开关管S1关断，原边电流继续按原方向续流，电流ip给电容C1充电，同时给电容C2放电，uC1（即uds2）不断下降直到零，为S2的开通做好准备，uc1（即uds1）则不断上升直到Uin，因此S1是软关断的。
由于此模态时间很短，而且由于副边电流的续流作用，原边电流ip基本不变，设其值为Ip。则有：
（3）
（4）
当该模态结束时，UC2=0，则该模态持续的时间：
AB两点的电压为：
因此uAB电压也是线性上升，此模态结束时： uAB=Uin。
模态4[t3-t4]：当电容C2电压按线性降为零以后，S2体二极管导通续流，这样能够维持uC2为零的状态不变。因此下管S2的软开关效果无论是重负载还是轻负载时都非常好，控制易实现。此时副边为了保持输出电流I0不变，整流二极管D1和D2一起导通，变压器副边等效短路，变压器原边电压全部加在漏感上，原边电流ip因电路损耗会略有减小。
模态5[t4-t5]：在t4时刻S2实现ZVS开通，S2开通后，C1两端电压大小为Uin且保持不变。隔直电容与变压器原边形成回路，变压器原边电流iP减小到零以后开始反向增大，但在原边电流iP折算到副边的电流小雨i2期间（即占空比丢失期间），副边仍然是整流二极管D1、D2同时导通，原边不向副边传输能量。由式（1）类似得出：
此阶段原边电流iP同样上升很快。
模态6[t5-t7]：原边电流iP继续增大，当niP>i2后，整流二极管D1关断，副边只有D2原边向副边传输能量。在S2开通后不久，就可以开通辅助管S3。虽然S3开通，但是由于D3两端施加的为反向电压，因此D3不导通，该支路没有电流流过，S3在t6时刻ZCS开通。由式（2）可以类似得出：
由于Lm的作用，变压器原边此时的电流上升率平缓的多，电流波形在t5时刻形成一个转折点。
模态7[t7-t8]：在t7时刻S2关断，原边电流给C1放电，同时给C2充电。
当uC2=-Ucb时，该模型结束，因此持续的时间为：
该模态结束时uAB=0。
模态8[t8-t9]：若uC2>uCb時，uAB>0，D3两端受正向电压，D3导通，变压器原边经过D3和S3续流，这样谐振电感（包括变压器漏感）能量能够维持在电路中，以备S1实现软开通。副边D1和D2同时导通。在此期间uC2=-Ucb，uC1=Uin-Ucb。轻载情况下，S3导通时间比较长，S1、S2的漏感电压波形中因此会出现一个比较宽的台阶。
模态9[t9-t10]：在t9时刻S3关断，原边电流给C2、C3充电，给C1放电。由于副边处于两个二极管都导通的续流状态，此时给电容充放电完全依靠谐振电感（包括变压器漏感）所存储的能量。
设t9时刻原边电流为I'p，则在这段时间里，原边电流ip和电容C1、C2的电压为：
ip=I'cosω（t-t9） （11）
uC1=Uin-Ucb-ZpI'psinω（t-t9） （12）
uC2=Ucb+ZpI'psinω（t-t9）
其中：谐振特征阻抗，谐振角频率
。
令uC1=0，则由式可得出此模态持续的时间为：
模态10[t10-t11]：当电容C1电压降为零时，S1的体二极管将导通，此后若开通S1，S1将是ZVS开通。至此，一个完整的工作周期结束，然后工作模态将回到模态1。
2变换器的特性
2.1输入输出基本关系
如图1所示，电压的直流分量都加在隔直电容Cb上，若忽略占空比丢失情况，根据变压器的伏秒平衡可以得到：
（14）
因此变换器达到稳态后：Ucb=Uin/2。
假设副边输出电流I0为恒值，由输入输出功率平衡可以得到：
所以：U0=DUin/n。
从上式可以看出，该种对阵PWM控制ZVS半桥变换器输出电压和占空比D成线性关系。
2.2开关管实现ZVS的条件
从开关模态9的分析可知，上管S1要实现ZVS，必须有足够的能量来抽走即将开通的开关管S1的结电容C1上的电荷，并给刚关断的辅助管S3的结电容C3、下管S2的结电容C2充电。
当电路参数已定时，变压器原边电流值的大小将对电容充放电起到关键作用。因此负载的轻重对上管S1实现软开关的效果有很大影响。轻载时由于电流较小，谐振电感储能若不能完全对电容冲放电，则S1不能实现ZVS。
从开关模态3的分析可以看出，下管要实现ZVS，必须要有足够的能量来抽走即将开通的开关管S2的结电容C2上的电荷，并给刚关断的S1的结电容C1充电。
而此时电路的输出滤波电感Lf是谐振电感Lr成串联的等效关系，因此用来实现ZVS的能量是Lr和Lf中的能量，所以有：
一般来说n2Lf的值很大，这个能量很容易满足上式，因此下管能够在很宽的负载范围内实现ZVS。
辅助管S3在模态6中的t6时刻开通，由于此前S2已经开通，隔直电容使A点的电压高于B点，因此D3承受反压，该辅助支路没有电流通过。因此辅助管S3在任何情况下都是ZCS开通，与功率电路工作情况没有任何关系。
3仿真研究及结论
基于Saber软件仿真分析了该变换器的工作状况，其中输入直流电压Uin=270V；输出直流电压U0=48V额定输出电流I0=20.86A；开关频率fs=100kHZ；变压器副原边匝比N=1.6；谐振电感Lr=4.3*10-6H；滤波Lf=30*10-6H；隔直电容Cb=3*10-3F；输出滤波电容Cf=2.2F；仿真死区时间设置为0.3*10-6s，仿真的结果如图3、图4、图5所示。
图3为变换器负载在300W时的上下管驱动及漏源电压的仿真波形，由图中可以看出：当负载为300W时，上管不能实现软开关，而下管可以很好的实现软开关。
图4为变换器在负载为1000W时的上下管驱动及漏源电压的仿真波形，由图中可以看出：当负载为1000W时，主开关管S1、S2都能够很好的实现软开关，而且开关管所受的最大电压应力大小等于输入电压Uin。仿真结果与理论相一致。
图5给出了辅助管的驱动波形Ugs（上），流过辅助管的电流（中）以及变压器原边电流（下）。由图可以看出：在开关管S2关断前，没有电流从辅助管S3流过，即增加的辅助管在任何情况下都可以实现ZCS。仿真结果与理论分析相一致。
参考文献
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作者简介
申栋栋（1984—），男，河南平顶山人，硕士，主要从事开关电源方面研究。
吴根忠，男，副教授，硕士生导师。
隔离DC/DC变换器 篇4
光伏并网发电是解决能源危机的重要手段之一。光伏并网逆变器通常采用DC/AC/AC (其中AC/AC采用工频变压器隔离) 和DC/DC/AC (其中DC/DC采用高频变压器隔离) 两种模式。采用工频变压器会使系统效率降低, 同时还有体积大, 成本高等缺点。而采用高频隔离DC/DC变换器使系统体积大大减小。
采用高频隔离光伏并网系统, 一方面, 高频化也带来了高开关损耗和高电磁干扰 (EMI) , 而软开关技术的应用, 可以使系统的开关损耗和电磁噪声得到极大的降低;另一方面, 考虑到光伏并网系统作为大功率系统应用, 移相全桥软开关变换器 (FB-ZVZCS) 是很好的适用于光伏并网中的DC/DC环节[1]。
实现FB-ZVZCS的方法有很多种, 主要有变压器原边串饱和电抗器, 滞后臂串阻塞二极管、副边有源箝位和无源箝位等。变压器原边串饱和电抗器能够解决原边环流较大的问题, 但饱和电抗器本身损耗较大, 对提高系统总体效率不利。二次侧采用无源钳位拓扑会因为谐振, 不仅会产生浪涌电流, 还会使二次侧整流二极管电压应力加大。二次侧采用有源钳位会使控制逻辑和驱动电路变得复杂。本文采用滞后臂串阻塞二极管拓扑, 具有辅助电路简单、无环路损耗、易于实现等优点[2,3,4]。
1工作原理
滞后臂串阻塞二极管的ZVZCS全桥变换器拓扑如图1所示。隔直电容Cb在零状态下实现电流复位。滞后臂串接二极管能在零状态下阻止变压器原边电流的反向增长, 从而实现ZCS。
为了便于分析电路, 假设稳态工作时:所有器件为理想器件;Cb足够大;C1=C2=Cr; n2L≫Llk。变换器工作波形如图2所示:
(1) 开关模态0:t0之前
VT1和VT4导通, 变压器原边电流Ip对Cb充电, Cb两端电压线性上升。有公式undefined。式中n为变压器原副边匝比。Ucbp为隔直电容Cb的峰值电压。
(2) 开关模态1:t0～t1阶段
t0时, VT1关断, 原边电流向VT1和VT4的结电容转移, C1充电, C2放电, VT1零电压关断。在变压器原边漏感和滤波电感串联作用下, Ip电流基本不变。Cb两端电压保持线性上升。t1时, C2两端电压下降至零, VD2导通。
(3) 开关模态2:t1～t2阶段
VD2导通, Ip通过VD2续流, 使得VD2将VT2两端电压钳位到零, 为VT2的零电压开通提供条件。这阶段Ip线性下降, 有undefined。由于Cb足够大, Cb两端电压基本不变。
(4) 开关模态3:t2～t3阶段
由于阻塞二极管作用, 当Ip降到零后, 阻止电流的反向增长, 使Ip维持在零。这一阶段UCb保持不变。
(5) 开关模态4:t3～t4阶段
此阶段Ip保持为零, t3时关断VT4, 实现零电流关断。经过一小段延时, 到达t4时刻导通VT3, 实现零电流开通。
(6) 开关模态5:t4～t6阶段
t4～t5阶段, Ip线性增加, 有公式:undefined。t5～t6阶段, Ip对Cb反向充电, 为下半周期VT3零电流关断和VT4零电流开通提供条件。
2控制系统
2.1控制芯片及外围电路
为实现开关管ZVZCS软开关, 选用UC3875芯片作为PWM脉冲信号产生的基本控制元件。芯片采用恒频脉宽调制及谐振零电压软开关技术, 可对全桥电路的两个桥臂进行移相控制, 同时4个输出端分别驱动的A/B、C/D两个桥臂, 都能单独进行死区时间控制从而实现主电路的ZVZCS软开关。
UC3875外围电路如图3所示。其中R11, C12可调整振荡器频率, 有公式undefined。R10和C11设置OUTA和OUTB的死区时间, R9和C10设置OUTC和OUTD的死区时间。R1和C3设置锯齿波的斜率和幅值, C8设置软启动的时间。系统中采用平均电流控制方式, R6、R7、C6和C7跨接在误差放大器的反向输入端及输出端, 为电流补偿网络, R3、R4、C4和C5构成电压补偿网络。
2.2驱动电路
驱动电路设计特点:开关管功率较大, 驱动电路需提供足够的电流;能向开关管提供正向电压和反向电压, 提高开关管的开关时间;每个桥臂的两个开关管驱动信号要相互隔离。如图4所示:图中采用图腾柱结构, 以增强驱动能力, 同时还具有快速响应的特性。图中D8, D9能在死区续流阶段防止A/B点电位被强制拉地或拉高而使驱动误动作。
3参数设计
在光伏并网系统中, 太阳能电池作为非线性直流电源, 在不同的光照和温度条件下V-I曲线会发生变化, 通过MPPT跟踪算法保证其处于最大功率输出。根据太阳能电池在实际工作条件下宽电压输出范围特性, 设计时选取DC/DC环节的电压输入范围Uin=250V—600V;输出电压Uo=400V;输出电流Io=7.5A;开关频率fs=36KHz。
3.1高频变压器设计
输入电压最低时, 占空比最大, 可计算出原副边匝比:
undefined
选取原副边匝比为1:2。
由公式undefined, 选择EE85磁芯。可得变压器次级匝数:
undefined匝, 原边选择27匝。
3.2主功率管选择
输入电压最高为600V, 在开关周期中主开关管还要承受Cb的反向电压, 同时考虑一倍裕量, 选择1400V开关管。变换器输出电流为7.5A, 考虑到电流纹波再折算到变压器原边约为17A, 可选择50A开关管。实际选用2MBI 50P-140。
3.3阻断电容与谐振电感的选择
隔直电容在零状态下作为反电动势存在, 使原边电流复位。Cb越小, 电流复位时间越小, 占空比丢失也越小, 电路可以得到更大的占空比。但是, 电容值越小, 其电压值越大, 增大了器件自身的电压应力, 使得二极管反向恢复特性变差, 对器件的耐压要求更高。一般选择Ucbp=0.2Uin。
由公式undefined, 可选择Cb=1uF。
谐振电感能够有效抑制电流因振荡而产生的尖峰。但如果电感太大, 会引起副边的寄生振荡, 还会导致副边的占空比的丢失。为提高变换器效率, 一般利用变压器漏感作为谐振电感。
3.4输出滤波电感和电容选择
输出滤波电感的选择,
有公式undefinedmH。
滤波电容可由公式undefined。计算。实际选择C=2200uF/900V。
4实验波形
根据以上步骤, 设计出一台3KW光伏并网系统直流变换器样机。图5为样机实验波形。
图5 (a) 为超前桥臂VT1的管压降和驱动电压波形。在VT1导通之前UVT1下降为零, 实现ZVS。图5 (b) 为滞后臂VT4及初级电流波形。在VT4关断之前Ip电流下降为零, 实现ZCS。从VT4的管压降波形还可以看出, 在隔直电容作用下, 当电流下降为零时UVT4电压跳变, 电压增加量为Ucbp。图5 (c) 为满载时隔直电容电压波形, 由于滞后臂二极管作用, 隔直电容电压波形存在平顶部分, 此时对应图5 (b) Ip=0, 为实现滞后臂ZCS提供条件。
5结论
本文介绍了一种滞后臂串阻塞二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器。这种变换器能在光伏系统中较大输入电压变化范围条件下实现超前桥臂的ZVS和滞后桥臂的ZCS, 降低了系统损耗。通过一台3KW光伏并网系统直流变换器样机, 验证了设计的可行性和正确性。
摘要：针对光伏电池阵列的宽输出电压范围特性, 为了实现变换器的宽电压输入和输出范围特性, 采用滞后臂串阻塞二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器拓扑对光伏并网系统中的DC/DC环节进行了设计分析。该电路拓扑通过超前桥臂开并管上并联电容实现ZVS, 利用滞后臂串二极管阻止零状态下反向环流的产生从而实现ZCS。论文分析了该变换器的工作原理及各阶段工作模态, 介绍了变换器主要器件的参数设计, 通过平均电流采样的控制方式制作了一台3KW, 36KHz光伏并网系统直流变换器样机, 通过实验波形对变换器进行了验证。
关键词：软开关,变换器,光伏并网
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一种新型双向DC—DC变换器 篇5
当今科学技术日益发展,直流电源系统发展迅速,在各种场合中的应用越来越普遍,要求也越来越高[1]。如何设计开发出更小体积、更低成本、更高性能的DC-DC变换器,是当今电源技术研究的主题。
传统的Buck-Boost变换器实际输出电压有限,稳定性较差,电压增益较低,安全性、可靠性较低,制约了其发展。本文提出一种新型双向DC-DC变换器,与传统的单向Buck-Boost变换器相比,其可在一个电路拓扑结构中完成能量双向流动,现场操作方便,减小了部件体积,节省了造价,提升了能量转换率[2,3]。该新型双向DC-DC变换器设置了独特的Z源网络,具有变压精度高、抗电磁干扰能力强、输出电压稳定性强等优势,且具有很高的可靠性和安全性,可避免MOSFET功率开关共态导通或共态关断时损坏电力电子器件。
蓄电池机车是煤矿井下的主要动力设备,负责人员、物料运输。蓄电池机车一般由车载550V蓄电池供电。电源经逆变器、高频变压器和整流装置降压后,可为机车上的24V低压用电设备,如照明、电笛、通信、综合检测保护装置及其他控制设备提供电能[4]。当机车停电或发生故障时,低压用电设备也会断电,给井下生产造成不便。为了避免该种情况,在蓄电池机车中加入新型双向DC-DC变换器,如图1所示。该DC-DC变换器正向工作时,将低压用电设备两端的直流电源降压为适用于12V蓄电池两端充电的电压;当机车停电或发生故障时,12V蓄电池放电,经DC-DC变换器升压后为24V低压用电设备供电。这使得低压用电设备供电不间断,即使出现异常情况也能正常工作。
1 新型双向DC-DC变换器拓扑结构
新型双向DC-DC变换器在输入直流电源和负载之间采用Z源网络进行连接[5],如图2所示,其中虚线框内为双向DC-DC变换器拓扑结构。该新型双向DC-DC变换器输入可为任意类型直流电源,输出采用蓄电池组储能,功率正向传输时可给蓄电池组充电,功率反向传输时蓄电池组可为直流负载提供电能。图2中Z源网络是由2个相同电感(L1,L2)和2个相同电容(C1,C2)组成的X形网络,双向电力电子开关(V1,V2)采用MOSFET或IGBT/Diode开关器件。
2 新型双向DC-DC变换器工作原理
2.1 功率正向传输时变换器工作过程
由于L1,L2具有相等的电感量,C1,C2具有相等的电容量,所以Z源网络对称。由电路的等效性和对称性得[6]
式中:UL1,UL2,UC1,UC2分别为开关V1导通时L1,L2,C1,C2两端电压;U′L1,U′L2,U′C1,U′C2分别为开关V2导通时L1,L2,C1,C2两端电压。
当功率正向传输时,变换器拓扑结构左端输入为直流电源,为低压用电设备R供电;右端输出为蓄电池充电。V1,V2采取互补导通方式,有2种工作模式。
工作模式1:任意直流电源向电感L3充电,L1,L2对C1,C2供电,C4向蓄电池充电,等效电路如图3(a)所示。设在1个开关周期T内,V1导通的时间为DT(D为V1的占空比),则
式中:Ui为输入电压;UL3为V1导通时L3两端电压。
工作模式2:任意直流电源向L1,L2充电,C1,C2放电,直流电源协助Z源网络向C4和蓄电池充电,等效电路如图3(b)所示。设在1个开关周期T内,V2导通的时间为(1-D)T,则
式中:U0为输出电压;U′L3为V2导通时L3两端电压。
根据稳态电感磁通守恒定律,1个开关周期内,L1的平均电压为0,则
式中为L1两端平均电压。
将式(1)—式(3)代入式(4),得
即
1个开关周期内,L3的平均电压也为0,则
式中为L3两端平均电压。
将式(2)—式(6)代入式(7),得
即
因此功率正向传输时,电压增益。
2.2 功率反向传输时变换器工作过程
对于对称的Z源网络,当功率反向传输时,右端输入为蓄电池放电,左端输出为低压用电设备R供电。V1,V2采取互补导通方式,有2种工作模式。
工作模式3:蓄电池与Z源网络隔离,C1,C2向L1,L2提供能量,L3给C4和直流负载供能,等效电路如图4(a)所示。设在1个开关周期T内,V1导通时间为DT,则
工作模式4:蓄电池向C1,C2充电,L1,L2放电,蓄电池协助Z源网络中的L1和L2向C4及低压用电设备R供能,等效电路如图4(b)所示。在1个开关周期T内,V2导通时间为(1-D)T,则
将式(1)、式(10)、式(11)代入式(4),得
即
将式(1)、式(10)、式(13)代入式(7),得
即
因此功率反向传输时,电压增益。
3 2种变换器性能比较
从电压增益、开关电压应力2个方面对传统Buck-Boost变换器和新型双向DC-DC变换器进行比较。
3.1 电压增益
根据传统Buck-Boost变换器和新型双向DC-DC变换器的电压增益公式,采用Matlab/Figure软件绘制2种变换器电压增益曲线,如图5所示。可看出0<D<0.6情况下,新型双向DC-DC变换器功率反向传输时理论上可实现无限大的输出电压,且具有相同占空比条件下,其电压增益大于传统Buck-Boost变换器,满足高电压输出需求;当具有相同电压增益时,其开关导通时间较短,有利于功率开关器件散热[7]。
3.2 开关电压应力
具有相同输入、输出电压,相同负载的2种电路拓扑结构,其功率开关器件承受的电压应力也会有所不同[7]。假设新型双向DC-DC变换器及传统Buck-Boost变换器的输入电压为Ui,输出电压为U0,通过计算可得2种变压器功率开关器件的电压应力,见表1。
由于传统Buck-Boost变换器输出与电源极性相反的电压,而新型双向DC-DC变换器电源极性与输出电压极性相同,根据表1数据可知,新型双向DC-DC变换器具有较小的开关电压应力,可减小开关器件的发热程度,提高开关器件的使用寿命。
4 实验测试
为了验证理论分析的正确性,根据图1和传统Buck-Boost变换器拓扑结构构建了2套样机,在CCM工作模式下进行了开环实验[8]。样机采用FDA59N30型MOSFET开关器件、KS130125A/6A型铁硅铝磁环电感,其余元器件参数见表2。样机输入信号采用PWM控制策略,通过TMS320F2812开发板产生互补的控制信号,控制MOSFET开关器件的导通与关断来实现升、降压,通过调节占空比可得任意所需的输出电压。
新型双向DC-DC变换器功率正向传输时,向12V蓄电池充电,交流电源220V由20V变压器经整流滤波后得到直流电源Ui=24V,调节PWM信号,使占空比D=25%,降压后即得到适于为蓄电池充电的电压。对于传统的Buck-Boost变换器,输入电压Ui=24V时,采用1路PWM信号,调节占空比D=40%,即可得到与功率正向传输时相同大小的输出电压,但输出电压与电源极性相反,实验波形如图6所示。
从图6可看出,在具有相同大小的输入、输出电压,相同负载条件下,与传统Buck-Boost变换器相比,新型双向DC-DC变换器输出电压毛刺较少,稳定性较强,电压质量较高。
新型双向DC-DC变换器功率反向传输时,蓄电池放电,用数字万用表测得蓄电池两端输出电压U0=13.8V,调节占空比D=30%,经新型双向DC-DC变换器升压后即得到适用于负载工作的电压,实验波形如图7所示。
从图6、图7可看出,新型双向DC-DC变换器可以实现功率的双向传输,且能得到系统工作要求的输出电压,完成了功率转换。受开关管内阻等因素影响,新型双向DC-DC变换器输出电压与理论值存在一定误差,但误差在允许范围内,验证了理论分析的正确性。
5结语
分析了新型双向DC-DC变换器2个功率传输方向的工作原理,构建了实验样机。实验结果表明,该新型双向DC-DC变换器与传统Buck-Boost变换器相比,具有较高的电压增益,输出电压更稳定,可实现功率双向传输,且每一功率传输方向均能实现升压、降压。
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半桥式双向DC/DC变换器研究 篇6
关键词：双向DC/DC变换器,工作原理,仿真
0 引言
双向DC/DC变换器指变换器两端直流电压方向不变[1],根据实际需要改变电流方向,从而实现能量的正反向流动。与使用两套单向DC/DC变换器反向并联来实现能量的正反向流动相比,双向DC/DC变换器节省了元器件数量,大大减小了装置的体积[2],同时也能提高系统的功率因数。近年来,随着蓄电池充放电、电动汽车车载电源、新能源发电、轨道交通等技术的快速发展,双向DC/DC变换器得到了越来越广泛的应用[3,4,5,6]。
20世纪80年代初,为了减轻航天器电源系统的体积和重量,美国科学家首次将双向Buck/Boost变换器应用于航天电源充放电系统[7],用双向Buck/Boost变换器代替了原有的蓄电池充电器和放电器。1994年F.Caricchi等研制成功了电动汽车驱动用的20 k W双向DC/DC变换器,同时国内有关学者也展开了电动车用双向直流变换器的研究和试验工作。
本文所设计的半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构简单,无需电气隔离,所用开关元件少,控制方式简单,同时开关元件的电压、电流应力较小,节省了磁性元件,而且效率较高,在电池储能系统这一类效率要求较高的场合应用前景广泛[8]。
1 半桥式双向DC/DC变换器工作原理
半桥式双向DC/DC变换器的拓扑结构如图1所示,变换器正向工作时,开关管S2开关工作,S1截止,此时电路即为Boost升压变换电路;反向工作时,开关管S1开关工作,S2截止,此时电路即为Buck降压变换电路。无论正向还是反向[9,10],变换器都是通过电感实现能量的储存和传输。
1.1 正向(Boost)工作模式
变换器正向工作时,蓄电池通过变换器向直流母线传输能量,维持直流母线上电压恒定。此时,全控型开关管S2工作于开关状态,S1需可靠截止,等效电路如图2所示。当S2导通时,蓄电池电压U1加在电感L两端,电感电流iL线性增大,蓄电池U1向电感L充电,电感储能,电能以磁场能的形式存储在电感L中,电容C2向直流母线提供能量,以维持U2恒定。当S2关断后,二极管D2导通,蓄电池U1和电感L通过D2向直流母线提供能量,同时向电容C2充电,电感L释放能量,泵升电压,其电流逐渐减小。
1.2 反向(Buck)工作模式
变换器反向工作时,直流母线通过变换器向蓄电池回馈能量。此时,S1工作于开关状态,S2需可靠截止,等效电路如图3所示。当S1导通时,直流母线U2通过S1和电感L向蓄电池充电,因为U2>U1,电感电流iL线性增大,电感储能,电能以磁场能的形式存储在电感L中;当S1关断时,二极管D1导通,电感电流iL通过D1续流,此时,电感L上的电压为-U1,故iL线性减小,电感释放能量,能量向U1转移。
2 半桥式双向DC/DC变换器仿真分析
在MATLAB/SIMULINK中搭建半桥式双向DC/DC变换器的仿真模型,仿真参数如下:L=1 m H,f=50 k Hz,R=100Ω,C2=5μF,直流电压100 V,变换器正向(Boost)工作时输出电压如图4所示,反向(Buck)工作时输出电压如图5所示。
3 结语
本文详细分析了半桥式双向DC/DC变换器的正向和反向工作原理,在此基础上对变换器正反向工作模式进行了仿真研究,仿真结果证明该变换器不仅可实现能量的正反向流动,且输出电压稳定,纹波较小,响应也较快。
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隔离DC/DC变换器 篇7
关键词：数字电源,LLC半桥谐振,轻载,数字信号处理器(DSP),效率
0引言
近年来, 随着服务 器电源和 个人计算 机电源对 可靠性和 稳定性[1,2]的要求 , 传统模拟 电源不能 满足要求 , 因其在轻 载时效率 较低 , 往往要增 加辅助电 路 , 增加了控 制电路的 复杂性 , 降低了电 源的可靠 性和稳定 性 , 效率也随 之减少[3]。 因此 ,数字控制 电源被广 泛应用 ,其集成度 已达到很 高水平 ,轻载效率 较模拟电 源有很大 改善和提 高[4,5]。
如今 ,LLC谐振变换 器因其具 有自然软 开关特性 , 被作为数 字电源的 拓扑结构 进行了分 析与设计 。 文献 [ 6 , 7 ] 和文献 [ 8 , 9 ] 分别提出 的LLC谐振变换 器PWM和PFM控制策略 都没有对 轻载模式 状态进行 研究 , 并未实现 真正意义 上的高轻 载效率 。 本文研究 的数字控 制谐振变 换器如图1所示 , 提出了一 种基于DSP控制的Burst模式控制 策略 , 即轻载时 使开关频 率逐渐减 小 , 开关周期 次数减少 ,开关损耗 减小 ,从而得到 较高效率 。 最后 , 通过一台350 W的实验样 机验证了 所提控制 方法的正 确性和有 效性[7,8,9]。
1LLC谐振变换器工作原理
1.1变换器重载及轻载工作原理
图1是本文设 计的基于TMS320F2812的高轻载 效率的数 字DC/DC变换器的 硬件结构 图 。
通常使变 换器工作 在fr1< f < fr2频率范围 内 , 通过控制 半桥LLC谐振电路 中Q1、Q2的占空比 控制能量 传输 ,调节电压 输出 。 当谐振变 换器带重 载 (20%~100%额定负载 ), 由图2可知iLr和iLm之间能量 之差较大 , 此能量通 过T1向副边传 输 ; 当谐振变 换器带轻 载 (20% 额定负载 下),由图3可知iLr和iLm之间的能 量之差相 比于带重 载时较小 , 所以向副 边传输的 能量变少[10,11], 而变换器 工作状态 受直流增 益的影响 ,影响直流 增益的参 数有比例 系数k、串联谐振 品质因数Q、变压器匝 比n等[12]。
1.2采用Burst模式控制原理
图4是Burst模式的工 作原理图 , 其中Tburst是变换器 进入Burst模式的工 作周期 , Ton是两个主 功率开关 管导通时 间 , Toff是开关管 关断时间 。 当变换器 工作于轻 载模式下 , 主程序进 入Burst模式 , 并且变换 器进入间 歇式工作 , 两个MOSFET功率开关 管在Toff时都处于 关闭状态 。 随着负载 进一步减 小 , 会减小平 均开关频 率 , 开关周期 次数减小 , 损耗减少 , 达到提高 效率的目 的 。
2LLC谐振变换器Burst模式控制策略
2.1硬件设计策略
系统硬件结构如图1所示。 通过采样电路以及A/D转换器将3路信号 ( 变压器初 级侧电流Ip、 输出电流Io以及输出 电压Uo) 采样并送 入DSP2812 , INA1 、 INA2 、 INA3端口分别 对Ip、 Uo和Io采样 。 DSP内部的PWM1、PWM2端口输出 死区固定 、 占空比大 小固定的 驱动信号 , 通过驱动 电路来驱 动主功率 开关管Q1、Q2。
本文所设 计的变换 器的系统 参数如下 : 额定输入 电压Vin= 400 V , 额定输出 功率350 W , 输出电压24 V , 输出电流15 A,开关频率100 k Hz,变压器变 比41:6, 谐振电感Lr=60 μH ,谐振电容Cr=42 n F , 励磁电感Lm=180 μH 。 主功率开 关管采用STP12NM50 (550 V,12 A), 驱动芯片 采用UCC27424DGN。
2.2控制电路设计策略
本文的DC/DC谐振变换 器采用双 环控制 , 如图5, 输出电压U0与电压基 准值Uref比较产生 误差电压Uerr, 经过调节 器GV形成电压 外环控制 ; 变压器初 级侧电流Ip与基准值 电流Iref比较形成 误差电流Ierr, 经过调节 器GC形成电流 内环控制 ; 电流内环 输出为有 效占空比 , 根据占空 比信号产 生PWM信号[13,14]。
本文采取 增量式PID , 即数字控 制器输出 的是相邻 两次采样 时刻所计 算的位置 值之差 :
本文根据 变换器系 统的硬件 条件将采 样频率调 到极限值 , 提高系统 尤其是在 轻载时的 控制性能 , 运用极点 配置的方 法整定PID的比例 、积分 、微分系数 ,使得变换 器在轻载 时达到良 好的控制 效果 。 由Saber仿真得到 整定参数Kp= 0 . 22 , Ki= 1 265 , Kd= 0 . 000 016 2 。
2.3软件设计策略
本文分别 对主程序 、 中断程序 和PID算法程序 进行了设 计 , 并且整个 程序运行 良好 , 基本达到 预期设计 要求 。 如图6所示 ,主程序中 首先进行 系统配置 及初始化 , 然后初始 化ADC、PWM及PID控制模块 参数 , 并且在等 待中断的 时间内采 集输出电 压 , 如果发生ADC中断则进入相应 的流程[15,16]。
本设计中CPU时钟频率 设为40 MHz,ADC模块每20 ms采样一次 。 数字PID运算都在ADC中断调用 执行 ,得到的输 出控制量U(k)经限幅后 赋给比较 单元寄存器 (TXCMPR,X=3、4) 中 , 即在程序 中加入下 面语句实 现在线调 整PWM波占空比 :
其中CMAX为定时器 计数最大 值 ,Uk为PID控制器第K次输出 。 本设计在 轻载情况 下 ,采用Burst模式控制 改变PWM占空比 , 隔断工作 周期 , 形成无效 周期 , 使得开关 频率减小 ,达到降低 开断损耗 、提高效率 的目的 。
3实验与分析
本文为了 验证设计 的合理性 , 首先利用 参数对电 路进行仿 真 , 仿真实验 以Saber为平台 , 对半桥谐 振电路轻 载和空载 情况进行 研究分析 。 主要实验 参数设计 如下 :谐振电感Lr=60 μH,谐振电容Cr=42 n F , 励磁电感Lm= 180 μH。 变压器变 比n = 41 : 6 , 开关频率fs=100 k Hz , 死区时间tdead=200 ns 。
空载是谐 振半桥电 路工作时 比轻载更 恶劣的一 种情况 , 在此状态 下 , 由图7波形可知 此谐振变 换器能够 实现ZVS,并且在空 载时iLr和iLm之差较稳 定 , 原边能向 副边稳定 传输能量 , 并且输出 电压基本 达到24 V, 说明参数 设计较合 理 ,能够实现 谐振 ,实现软开 关 ,仿真电路 工作正常 。 本文设计 了一款额 定功率为350 W左右的试验样机 。
图8为Q2零电压开 通时各极 间电压 。 实验表明 ,此半桥谐 振变换器 能够在轻 载情况下 实现原边 开关管的 零电压开 通和副边 二极管的 零电流关 断 ,零电压的 开通和零 电流的关 断有效减 小了开通 关断时的 损耗 ,有助于变 换器效率 的提高 。
图9将在轻载 情况下没 有经过Burst模式控制 的变换器 和经过Burst模式控制 的变换器 作比较 ,可以发现 , 在低于5% 额定负载 的情况下 效率达到87% 以上 , 在5 % ~ 20 % 额定负载 的情况下 效率达到93 % 以上 , 远高于不 经Burst模式控制 的变换器 的轻载效 率 。 原因在于 数字控制 的LLC谐振变换 器在轻载 时也能够 实现软开 关技术 , 而且不存 在PWM变换器中 二极管中 的反向恢 复电流问 题 , 所以二极 管的耐压 降低 , 极大地降 低了开关 管的开断 损耗 。
4结论
隔离DC/DC变换器 篇8
通过DC/DC变换器可以将一种直流电变换为另一种形式直流电,然而在许多应用场合,例如对二次电源的充放电过程,通过DC/DC变换器的能量需要能够双向流动。因此,在这些场合应用的DC/DC变换器是双向DC/DC变换器。
应用于蓄电池或超级电容的充电装置工作时,双向变换器输入端接直流母线,输出端接储能装置(蓄电池或超级电容),对储能装置充电需要有多种方式(恒流,恒压,恒功率等);释放能量时,直流母线相当于电压源,需要以恒流方式输出。因此,双向DC/DC变换器需要支持多种工作方式。
随着数字信号处理器(DSP)技术的不断成熟,越来越多的功率电路采用了数字控制。与模拟控制相比,数字控制性能稳定,可以通过编程,方便灵活地实现各种复杂的控制方式。
本研究拟通过比较几种典型的双向DC/DC电路拓扑,在其中一种的基础上设计由DSP全数字控制、3种工作方式的实验样机。
1 几种双向DC/DC拓扑的比较
目前,已有较多文献对双向变换器进行了研究,一般来说,基本的单向DC/DC单元都可以改进为双向单元[1]。比较典型的BUCK/BOOST型双向变换器如图1(a)所示。其电路简单、成本低,在只要求单独工作于升压或降压的场合,它是较好的选择。级联的拓扑结构如图1(b)所示。该结构在增加功率管的同时降低了电感和电容上的电气应力。并联型结构如图1(c)所示。该结构在相同纹波下电感可以取较小值,平均电流也减半,有利于减少重量体积,是大功率应用场合下的理想选择[2,3,4]。
2 系统组成及硬件电路原理
本研究设计的是馈能电梯中超级电容储能装置的小功率样机,采用降压工作方式,故选用BUCK/BOOST型双向变换器作为主电路如图2所示。系统采用DSP全数字控制,基本数字采样为3路信号:分别是电感电流IL、电容侧输出电压UO以及母线侧输出电流IR,由DSP软件实现PID控制以及PWM信号的生成,最后经由隔离驱动控制开关管工作。
电路工作于3种方式:
(1) 由母线向储能装置分段恒流充电。开关管VT1和VT2互补导通,VT1为主开关,VT2为同步整流管,工作方式类似于BUCK电路。控制方式为单电流环控制,电流参考值由软件给出,可以根据条件进行变化。
(2) 由母线向储能装置恒压充电。工作方式与分段恒流方式类似。控制方式采用电压外环,电流內环的双环控制方式,由电压误差信号经过PI调节后作为电流的给定信号,由电流误差信号经调节后与三角波比较生成PWM信号[5]。
(3) 由储能装置向直流母线恒流放电。VT1与VT2以互补导通方式运行,VT2为主开关,工作方式类似于BOOST电路。控制方式采用双环控制,外环为输出电流环,内环为电感电流环,以调节后的外环误差信号作为内环的给定,以内环误差生成PWM信号来实现控制开关。
3 数字控制的实现
数字控制主要包括3个部分:信号采样及A/D转换、PI调节以及PWM信号的生成。
3.1 信号采样及A/D转换
通过设置通用定时器控制寄存器GPTCON、ADC控制寄存器ADCTRL1,可以配置ADC的工作方式,采样通道的选择则依靠设置另一个ADC控制寄存器ADCTRL2来实现。
本系统采用每个载波周期对采样信号进行2次更新的方式如图3所示。用T1和T3计时器配合工作,设T3的定时周期为T1定时周期的一半,T3定时器下溢时启动A/D转换。这样可以在每个载波周期对采样信号进行2次更新,缩短从读取调制信号采样结果到更新PWM信号之间的延迟,改进系统控制的实时性[6]。
3.2 增量式PID控制
对PID环节传递函数的时域方程进行离散化,可以得到:
式中 k—采样序号,k=0,1,2…;n(k)—第k次采样时刻的输出值;e(k)—第k次采样时刻输入的偏差值;e(k-1)—第(k-1)次采样时刻输入的偏差值;KI—积分系数,KI=KpTs/T1;KD—微分系数,KD=KpTD/TS。
改写成增量形式,可以得到:
u(k)=u(k-1)+Kp[e(k)-e(k-1)]+K1e(k)+
KD[e(k)-2e(k-1)+e(k-2)] (2)
3.3 PWM信号的生成
在DSP内部,数字形式的调制波存放在比较寄存器CMPRx中,定时器计时值与调制波数值相同(T1CNT=CMPRx)的事件,对应于模拟方式中的调制波与三角载波发生交截,每对PWM信号之间的死区时间则通过DBTCON寄存器设置。
4 实验结果
本研究设计制作了1台小功率下的实验样机,正向工作直流母线端电压100 V,恒流输出0～10 A;恒压输出50 V。反向工作输入电压35 V,输出为2 A恒流。开关频率20 kHz,电感L=0.5 mH,C1=C2=470 μF。
正向分段恒流实验波形如图4所示。参考电流由软件定时更改,分别为3 A,5 A,7 A,负载为10 Ω。
正向恒压输出实验波形如图5所示。输出电压为50 V,负载为5 Ω。
反向工作恒流输出,电流为2 A,负载为25 Ω与50 Ω切换的实验波形如图6所示。
从实验结果来看,恒流、恒压输出波形稳定,系统动态响应速度快[7]。
5 结束语
本研究比较了部分典型双向DC/DC变换器的特点,给出了一种全数字控制策略,并在此基础上制作了3种工作方式的样机,获得了较满意的实验结果。
由于数字控制具有灵活性的特点,因此,将来通过软件编程方式,该样机还可以实现双向电压源、恒功率控制等多种功能。
参考文献
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隔离DC/DC变换器 篇9
关键词：全桥直流变换器,零电流转换,脉宽调制,移相电路
全桥零电压零电流开关(ZVZCS)变换器[1,2,3,4,5,6,7,8,9]克服了传统全桥零电压开关(ZVS)变换器[10,11,12]滞后臂实现零电压开关困难的缺点。但对目前在大、中功率变换器中应用最为广泛的IGBT电子器件,采用零电流开关(ZCS)较ZVS更能有效地消除由于拖尾电流所带来的开关损耗[13,14,15],可以在提高效率的基础上提高变换器的开关频率,增加功率密度。现提出一种新型零电流转换(ZCT)全桥移相DC/DC变换器,以辅助电路中谐振电感的电流为分析主线,在每个主功率开关管动作之前的一段时间就触发辅助开关管,使辅助电路开始工作,控制谐振电流的流向,从而实现主开关管及辅助开关管的零电流开关。同时,二极管以谐振换流方式开通和关断,减小了反向恢复损耗。辅助电路的引入还克服了变压器漏感及其他电路寄生参数的影响。分阶段详细叙述了变换器的工作原理,给出相关变量推导公式和ZCT的实现条件,最后用仿真结果进行了验证。
1 变换器工作原理分析
图1、2给出了新型ZCT全桥变换器主电路和主要波形。变压器原边辅助网络由一个有源开关管VTr、电容、电感及二极管组成,其中辅助电容Cr1=Cr2=Cr,电感Lr1=Lr2=Lr,Lk为变压器漏感。4个主开关管VT1~VT4采用移相控制,VT1、VT4为超前桥臂,VT2、VT3为滞后桥臂,形成Boost型全桥变换器。根据4个开关管的状态和辅助电路中电流流向,把变换器稳定工作状态分成12个阶段。为简化分析,假设:
a.输入电感Li很大,可以近似认为整个稳定工作过程中为恒流源,输入电流Ii恒定;
b.变压器副边输出滤波电感和电容很大,认为输出电压和电流恒定为Uo和Io;
c.除变压器考虑漏感Lk外,电路中所有元件均为理想元件。
1.1 Mode 1:[t0 开关管VT1、VT4同时导通,输入电感Li充电储存能量。辅助电路中,谐振电感电流为零;谐振电容电压为UCro(后面计算说明)。变压器副边整流桥VD1~4同时导通给负载提供电流通路,每个二极管流过的电流为Io/2。 1.2 Mode 2:[t1 在t1时刻,保持VT1、VT4导通状态,同时开通辅助开关VTr,因存在VDr3反向阻断,辅助电路分成2个回路谐振:Cr1-Lr1-VDr1-VTr和Cr2-VTr-Lr2-VDr2。由于电感电流不能突变,VTr为零电流开通。此模式持续时间为正向谐振的半个周期。辅助电容Cr1和Cr2电压从UCro谐振为-UCro。由于2个谐振回路的元件参数完全相同,故具有相同变量关系: 谐振周期: 谐振电流成正弦变化: 谐振电压成余弦变化: 1.3 Mode 3:[t2 在t2时刻,辅助电路反向谐振,谐振电流过零并开始反向,VDsr软开通,VDr1和VDr2软关断,此阶段关断VTr为零电流关断。此阶段的谐振回路为 谐振周期为 谐振电流为 谐振电压为 电流iLr2(t)反向增大,由于近似认为Ii恒定不变,则超前臂电流ia减小。当iLr2(t)=Ii时,流过VT1、VT4的电流等于零。此后关断VT1为零电流关断,同时开通VT2为零电流开通。谐振网络继续谐振,当iLr2(t)>Ii时,VDs1、VDs4软开通,流过的电流为iLr2(t)-Ii。之后iLr2(t)达到最大值,再次iLr2(t)=Ii时,VDs1、VDs4软关断,VT2开始流过电流,并随着iLr2(t)的减小而增大。最后,iLr2(t)=0,Ii全部流过VT2、变压器原边及漏感和VT4。同时副边整流桥VD1、VD3软关断,换流到VD2、VD4,此时谐振阶段结束。此阶段中辅助电容电压由-UCro谐振变为UCro。从此工作阶段看出,谐振电路中多余能量通过VDs4和VDs1构成回路,不流经变压器绕组,从而消除由于每个周期的谐振能量可能不均引起的变压器磁偏效应。 1.4 Mode 4:[t3 t3时刻,谐振网络和变压器原边换流结束,辅助电路停止谐振,电容Cr1、Cr2的电压保持为UCro。变换器工作于常规的PWM方式,VT2、VT4导通,能量通过变压器传输到负载。 1.5 Mode 5:[t4 在t4时刻开通VTr,与Mode 2相同,辅助电路分成2个回路谐振,谐振电流成正弦变化: 谐振电压成余弦变化: 1.6 Mode 6:[t5 在t5时刻,电容电压谐振到-UCro,谐振电流过零并开始反向增加,VDsr软开通流过谐振电流。此阶段关断VTr为零电流关断。由于此时对角开关管VT2、VT4导通,在反向谐振的前阶段,谐振回路由于引入变压器漏感,而与Mode 3不同。 1.6.1 当iLr4(t) 此时谐振回路为:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VT4-变压器原边及漏感Lk-VT2。谐振主要变量间的关系有: 流过谐振回路的电流为 谐振回路的电压为 随着iLr4(t)正弦增加,流过开关管VT1、VT4和变压器原边及漏感的电流相应减小。对应副边电流和VD2、VD3电流减小,VD1、VD2软开通流过电流,副边整流桥开始换流。 1.6.2 当iLr4(t)=Ii时 设此时为ta,流过VT4、VT2和原边及漏感的电流等于零。此后关断VT4为零电流关断,同时开通VT3为零电流开通。 1.6.3 当iLr4(t)>Ii时 VDs4和VDs1软开通,电流继续增大,多余的谐振电流(iLr5(t)-Ii)流过反并联二极管VDs4和VDs1,此时谐振回路变为:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VDs4-VDs1。谐振关系量表示有: 流过谐振回路的电流为 谐振回路的电压为 1.6.4 当再次iLr5(t)=Ii时 此时谐振回路不变,反向并联二极管VDs4、VDs1软关断,VT3开始流过电流,并随iLr5(t)减小而增大。 1.6.5 最后iLr5(t)=0时 此时Ii全部流过VT2和VT3,副边整流桥换流结束,4个整流二极管同时流过Io/2的电流。此阶段辅助电容电压由-UCro谐振变为UCro。 1.7 Mode 7:[t6 t6时刻,谐振网络停止谐振,电容Cr1、Cr2的电压保持为UCro。变换器工作于常规的PWM方式,VT2、VT3导通,电源对输入电感Li充电存储能量。 此后,变换器进入下半周期[t7 2 ZCT实现条件及参数设计 2.1 谐振电容电压值UCro的分析计算 由变换器稳态工作分析,可得出Cr1与Cr2电压之和等于2 Uab,考虑电容Cr1=Cr2,即单个电容电压等于Uab。前面分析等效此变换器为Boost型,可知Uab为其输出电压:UCro=Uab=Ui/(1-D),其中D为全桥占空比。稳态工作时D为固定量,所以UCro为定值。 2.2 实现变换器ZCT对辅助电路中谐振电感和电容的要求 由Mode 3和Mode 6可以看出,要使每个开关管都实现零电流开通和关断,要求谐振电感的电流大于等于输入电流Ii,由于谐振回路不同,现分别讨论。 对Mode 3:[t2 对Mode 6:[t5 比较上面式子,只要式(19)成立就可满足ZCT条件,计算得谐振电容Cr1、Cr2和谐振电感Lr3必须满足的关系式为 只要满足式(20),就可实现主功率开关管的ZCS。 2.3 实现变换器ZCT对辅助开关管VTr驱动信号的要求 由工作过程分析可知,辅助开关必须于要动作的主功率开关管之前一段时间导通,使辅助电路开始谐振,为主功率开关管的导通和关断创造零电流条件。现分别讨论“储能状态换成传输能量状态”(即每个周期中由VT1、VT4开通转变为VT2、VT4开通或者VT2、VT3开通转变为VT1、VT3开通的过程)与“传输能量状态换成储能状态”(即每个周期中由VT2、VT4开通转变为VT2、VT3开通或者VT1、VT3开通转变为VT1、VT4开通的过程)2种情况。 2.3.1 储能状态换成传输能量状态 由Mode 3分析看出,主功率管的开通和关断时刻必须在谐振电流2次iLr(t)=Ii(即VDs4和VDs1导通)时段之间,故VTr提前开通时间存在最小值和最大值,只要在此时间范围tv1内,都可以实现主功率开关管的ZCS,为 其中,teq1为Mode3中谐振电流从谐振过零到等于输入电流的时间段,由: 解之得: 2.3.2 传输能量状态换成储能状态 对Mode 6进行分析,得出VTr提前导通的时间范围tv2为 其中,teq2为Mode 6中谐振回路:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VT4-变压器原边及漏感Lk-VT2,电流谐振过零到电流等于输入电流的时间段,有: 解之得: 其中,teq1为Mode 6谐振回路:Cr1-VDsr-Cr2-Lr3-VDr3-VDs4-VDs1中,电流从反向谐振过零到等于输入电流的时间段,teq1值与式(23)相同。由不等式(21)和(24)就可以确定VTr导通的时间范围。 3 仿真结果与分析 根据变换器工作过程分析和ZCT实现条件的定量计算,在saber仿真软件中建立了一个4 kW变换器模型,变换器仿真参数设计为:输入电压Ui=310 V,输出电压Uo=48 V,输入电感Li=300μH,变换器工作频率fs=100 kHz,变压器漏感Lk=8μH,辅助电路电感和电容Lr=14μH、Lr3=20μH、Cr=15 nF,变压器变比n1∶n2=24∶4,IGBT采用IRGPC50UD2,二极管采用MBR20060CT。 图3给出变换器额定工作时,开关管VT1、VT3集电极电流波形和栅极驱动波形对应关系(从上至下波形依次为VT1集电极电流、栅极驱动脉冲,VT3集电极电流、栅极驱动脉冲)。从图中看到当集电极电流降到零才加栅极触发脉冲,VT1、VT3开通是在零电流条件开通的。同时,VT1、VT3关断是在集电极电流为零才移去栅极驱动信号,功率管为零电流关断。实现了VT1、VT3零电流开通和关断,减小了开关损耗。 图4为VT2、VT4的集电极电流和栅极触发脉冲波形关系(从上至下波形依次为VT2集电极电流、栅极驱动脉冲,VT4集电极电流、栅极驱动脉冲)。分析方法与VT1、VT3相同,可以看出实现了VT2、VT4的零电流开通和关断,减小了开关损耗。 图5为辅助开关管VTr的栅极触发脉冲和集电极电流的关系(从上至下波形依次为,二极管VDsr流过的电流,VTr集电极电流、栅极驱动脉冲)。看到VTr加栅极电压开通时集电极电流为零,当VTr开通后集电极的电流才开始上升,所以为零电流开通,同理在移去栅极脉冲关断VTr之前,集电极的电流就已经降到零,为零电流关断。从图中还可以看出,当VDsr流过电流,此时关断VTr都为零电流关断,从而消除负载大小对辅助开关时间的影响,同时对控制VTr开关的脉冲宽度的精度要求也较低,在实际中更易实现。通过结果看出,在实现主功率开关管零电流开关的同时,辅助开关管也是在零电流条件下开关的,有效地减小整个变换器的开关损耗。 图6为辅助电路谐振电压、电流关系(从上至下波形依次为:二极管VDsr流过的电流,谐振电感电流,谐振电容电压,VTr驱动脉冲)。从图中看出,当谐振网络停止谐振,变换器工作于常规PWM模式时,谐振电容电压UCr恒为正值。当VTr触发导通时,辅助电路正向谐振半个周期后,由于谐振回路的改变,VDsr软开通流过谐振电流iDsr,最后辅助电路电流谐振到零,电容电压达到稳定时的最大值UCro,此后辅助网络停止谐振。从整个谐振周期可以看出,前半周期和后半周期的谐振时间不等,这是由于谐振回路的改变引起的,与工作过程的分析完全符合。 4 结论