双向DC/DC变换

双向DC/DC变换（共9篇）

双向DC/DC变换 篇1

0 引言

当今科学技术日益发展,直流电源系统发展迅速,在各种场合中的应用越来越普遍,要求也越来越高[1]。如何设计开发出更小体积、更低成本、更高性能的DC-DC变换器,是当今电源技术研究的主题。

传统的Buck-Boost变换器实际输出电压有限,稳定性较差,电压增益较低,安全性、可靠性较低,制约了其发展。本文提出一种新型双向DC-DC变换器,与传统的单向Buck-Boost变换器相比,其可在一个电路拓扑结构中完成能量双向流动,现场操作方便,减小了部件体积,节省了造价,提升了能量转换率[2,3]。该新型双向DC-DC变换器设置了独特的Z源网络,具有变压精度高、抗电磁干扰能力强、输出电压稳定性强等优势,且具有很高的可靠性和安全性,可避免MOSFET功率开关共态导通或共态关断时损坏电力电子器件。

蓄电池机车是煤矿井下的主要动力设备,负责人员、物料运输。蓄电池机车一般由车载550V蓄电池供电。电源经逆变器、高频变压器和整流装置降压后,可为机车上的24V低压用电设备,如照明、电笛、通信、综合检测保护装置及其他控制设备提供电能[4]。当机车停电或发生故障时,低压用电设备也会断电,给井下生产造成不便。为了避免该种情况,在蓄电池机车中加入新型双向DC-DC变换器,如图1所示。该DC-DC变换器正向工作时,将低压用电设备两端的直流电源降压为适用于12V蓄电池两端充电的电压;当机车停电或发生故障时,12V蓄电池放电,经DC-DC变换器升压后为24V低压用电设备供电。这使得低压用电设备供电不间断,即使出现异常情况也能正常工作。

1 新型双向DC-DC变换器拓扑结构

新型双向DC-DC变换器在输入直流电源和负载之间采用Z源网络进行连接[5],如图2所示,其中虚线框内为双向DC-DC变换器拓扑结构。该新型双向DC-DC变换器输入可为任意类型直流电源,输出采用蓄电池组储能,功率正向传输时可给蓄电池组充电,功率反向传输时蓄电池组可为直流负载提供电能。图2中Z源网络是由2个相同电感(L1,L2)和2个相同电容(C1,C2)组成的X形网络,双向电力电子开关(V1,V2)采用MOSFET或IGBT/Diode开关器件。

2 新型双向DC-DC变换器工作原理

2.1 功率正向传输时变换器工作过程

由于L1,L2具有相等的电感量,C1,C2具有相等的电容量,所以Z源网络对称。由电路的等效性和对称性得[6]

式中:UL1,UL2,UC1,UC2分别为开关V1导通时L1,L2,C1,C2两端电压;U′L1,U′L2,U′C1,U′C2分别为开关V2导通时L1,L2,C1,C2两端电压。

当功率正向传输时,变换器拓扑结构左端输入为直流电源,为低压用电设备R供电;右端输出为蓄电池充电。V1,V2采取互补导通方式,有2种工作模式。

工作模式1:任意直流电源向电感L3充电,L1,L2对C1,C2供电,C4向蓄电池充电,等效电路如图3(a)所示。设在1个开关周期T内,V1导通的时间为DT(D为V1的占空比),则

式中:Ui为输入电压;UL3为V1导通时L3两端电压。

工作模式2:任意直流电源向L1,L2充电,C1,C2放电,直流电源协助Z源网络向C4和蓄电池充电,等效电路如图3(b)所示。设在1个开关周期T内,V2导通的时间为(1-D)T,则

式中:U0为输出电压;U′L3为V2导通时L3两端电压。

根据稳态电感磁通守恒定律,1个开关周期内,L1的平均电压为0,则

式中为L1两端平均电压。

将式(1)—式(3)代入式(4),得

即

1个开关周期内,L3的平均电压也为0,则

式中为L3两端平均电压。

将式(2)—式(6)代入式(7),得

即

因此功率正向传输时,电压增益。

2.2 功率反向传输时变换器工作过程

对于对称的Z源网络,当功率反向传输时,右端输入为蓄电池放电,左端输出为低压用电设备R供电。V1,V2采取互补导通方式,有2种工作模式。

工作模式3:蓄电池与Z源网络隔离,C1,C2向L1,L2提供能量,L3给C4和直流负载供能,等效电路如图4(a)所示。设在1个开关周期T内,V1导通时间为DT,则

工作模式4:蓄电池向C1,C2充电,L1,L2放电,蓄电池协助Z源网络中的L1和L2向C4及低压用电设备R供能,等效电路如图4(b)所示。在1个开关周期T内,V2导通时间为(1-D)T,则

将式(1)、式(10)、式(11)代入式(4),得

即

将式(1)、式(10)、式(13)代入式(7),得

即

因此功率反向传输时,电压增益。

3 2种变换器性能比较

从电压增益、开关电压应力2个方面对传统Buck-Boost变换器和新型双向DC-DC变换器进行比较。

3.1 电压增益

根据传统Buck-Boost变换器和新型双向DC-DC变换器的电压增益公式,采用Matlab/Figure软件绘制2种变换器电压增益曲线,如图5所示。可看出0<D<0.6情况下,新型双向DC-DC变换器功率反向传输时理论上可实现无限大的输出电压,且具有相同占空比条件下,其电压增益大于传统Buck-Boost变换器,满足高电压输出需求;当具有相同电压增益时,其开关导通时间较短,有利于功率开关器件散热[7]。

3.2 开关电压应力

具有相同输入、输出电压,相同负载的2种电路拓扑结构,其功率开关器件承受的电压应力也会有所不同[7]。假设新型双向DC-DC变换器及传统Buck-Boost变换器的输入电压为Ui,输出电压为U0,通过计算可得2种变压器功率开关器件的电压应力,见表1。

由于传统Buck-Boost变换器输出与电源极性相反的电压,而新型双向DC-DC变换器电源极性与输出电压极性相同,根据表1数据可知,新型双向DC-DC变换器具有较小的开关电压应力,可减小开关器件的发热程度,提高开关器件的使用寿命。

4 实验测试

为了验证理论分析的正确性,根据图1和传统Buck-Boost变换器拓扑结构构建了2套样机,在CCM工作模式下进行了开环实验[8]。样机采用FDA59N30型MOSFET开关器件、KS130125A/6A型铁硅铝磁环电感,其余元器件参数见表2。样机输入信号采用PWM控制策略,通过TMS320F2812开发板产生互补的控制信号,控制MOSFET开关器件的导通与关断来实现升、降压,通过调节占空比可得任意所需的输出电压。

新型双向DC-DC变换器功率正向传输时,向12V蓄电池充电,交流电源220V由20V变压器经整流滤波后得到直流电源Ui=24V,调节PWM信号,使占空比D=25%,降压后即得到适于为蓄电池充电的电压。对于传统的Buck-Boost变换器,输入电压Ui=24V时,采用1路PWM信号,调节占空比D=40%,即可得到与功率正向传输时相同大小的输出电压,但输出电压与电源极性相反,实验波形如图6所示。

从图6可看出,在具有相同大小的输入、输出电压,相同负载条件下,与传统Buck-Boost变换器相比,新型双向DC-DC变换器输出电压毛刺较少,稳定性较强,电压质量较高。

新型双向DC-DC变换器功率反向传输时,蓄电池放电,用数字万用表测得蓄电池两端输出电压U0=13.8V,调节占空比D=30%,经新型双向DC-DC变换器升压后即得到适用于负载工作的电压,实验波形如图7所示。

从图6、图7可看出,新型双向DC-DC变换器可以实现功率的双向传输,且能得到系统工作要求的输出电压,完成了功率转换。受开关管内阻等因素影响,新型双向DC-DC变换器输出电压与理论值存在一定误差,但误差在允许范围内,验证了理论分析的正确性。

5结语

分析了新型双向DC-DC变换器2个功率传输方向的工作原理,构建了实验样机。实验结果表明,该新型双向DC-DC变换器与传统Buck-Boost变换器相比,具有较高的电压增益,输出电压更稳定,可实现功率双向传输,且每一功率传输方向均能实现升压、降压。

参考文献

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双向DC/DC变换 篇2

由于该DC/DC变换器的输入电压较高，主电路选取半桥式拓扑[2][3]，如图4所示。V1，V2，C3，C4和主变压器T组成半桥式DC/DC变换电路。CT为初级电流检测用的电流互感器。C5为防止变压器偏磁的隔直电容。变压器的副边采用全波整流加上两级滤波以满足低输出纹波的要求。R1，C1，R2，C2，R5，C6和R6，C7为吸收电路。R3和R4起到保证电容C3及C4分压均匀的作用。电阻R7和R8为输出电压的采样电阻。

3.2 控制电路

图5

以UC3846为主要元器件组成的半桥式开关电源的控制电路如图5所示。图中，R1及C1构成振荡器，振荡频率f=。为了防止主电路中V1和V2同时导通，要设定开关管都关断的死区时间。死区时间由振荡器的下降沿决定，该电路的死区时间td=145C1[12/(12－3.6/R1)][4]。R2及C2组成斜坡补偿网络，以保证控制电路的稳定[5]。C5实现软启动。由图3可以看出脚1的电位<0.5V时无脉宽输出。如图5所示，脚1经电容C5到地，开机后随着电容的充电，当电容电压高于0.5V时才有脉宽输出，并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽，完成软启动功能。对主电路来的反馈电压，由C3及R5和电压误差放大器组成了电压环的PI调节器。另外，系统还有较完善的保护电路。

当系统输入电压过压或者欠压时（过/欠压判断电路略），可使图5中的过/欠压输入端为低电平，光耦OP1输出高电平，因此，就会通过加速电容C6和二极管D6对UC3846的脚16施加正脉冲，从而使图3所示的UC3846芯片内部晶闸管导通，通过内部电路使脚1电平被拉至接近地电平，电路进入保护状态，UC3846芯片输出脉冲封锁。另外，光耦OP1输出的高电平使三极管Q407饱和导通接地。由于电容C6的加速作用，三极管Q407比前述晶闸管导通稍微迟后。由于三极管的导通压降小于晶闸管的导通压降，晶闸管不能维持导通即晶闸管恢复关断。当过/欠压故障消除后，三极管Q407截止，系统重新输出脉冲。

图6

当过流或者过载时，比较器LM393输出低电平，光耦OP2输出高电平，通过D7加在脚16，同样会封锁脉冲输出。由于晶闸管维持导通，所以系统当不过流不过载时，必须重新启动才能有脉冲输出。

3.3 驱动电路

IGBT是一种电压控制型器件，与电流控制型器件（如GTR）比较,IGBT具有驱动功率小、开关速度快的特点，因此，近年来IGBT在变流技术中的应用得到了迅猛发展。IGBT有专用的驱动芯片，如富士公司的EXB851及EXB841，三菱公司的M57959L等，这些驱动电路具有开关频率高、驱动功率大、过流保护等优点，但都必须加额外的驱动电源，并且价格高，使设备成本大大提高。而脉冲变压器具有体积小、价格便宜、不需要额外的驱动电源，因而得到广泛的应用。

但直接驱动时，由于其脉冲前沿与后沿不够陡，使得IGBT开通和关断速度受到一定的影响。

图6所示的IGBT驱动电路具有开关频率高、驱动功率大、结构简单、负压关断、价格便宜等优点。

IGBT容量较小时，UC3846的脚11和脚14可以直接驱动脉冲变压器。IGBT容量较大时，UC3846的驱动能力不够，V11～V14，D11～D14构成了脉冲变压器的驱动电路。D9及D10的作用主要是帮助V11～V14的关断，若没有D9及D10时，当PWM1为高电平，PWM2为低电平时，V11和V14导通，随后PWM1和PWM2均为低电平，脉冲变压器漏抗中储存的能量经D12和V14续流，A点电位降至－0.7V，即使PWM1为低电平，V11又导通，最终烧毁V11，加上D10的目的就是让电路中D12和V14在续流时将A点电位钳制在0V，从而有利于V11或V13的关断；同理，D9的作用是有利于V12或V14的关断。

4 实验与结论

按照以上设计思路研制出一台工程样机。在输入直流电压为250V，负载电流为50A时，测得IGBT驱动电压波形和高频变压器原边电压波形如图7所示。该变换器具有输入过、欠压，输出过流保护等功能，输出电压的电源调整率≤1％，负载调整率≤1％，输出电压纹波<50mV，满足了设计

双向DC/DC变换 篇3

摘要：双向DC/DC变换器作为电动汽车能量控制的关键性元件，是复合电源储能系统中不可或缺的重要部件之一，鉴于不同的双向DC/DC变换器拓扑结构的选择能够影响其成本的高低、性能的好坏，以电压、电流应力最小的双向半桥变换器为基础，采用不添增额外半导体器件的软开关技术，有效的减小器件的开关损耗，并选取两相交错式拓扑结构来弥补输出电压、电流纹波大的缺点，在双向Dc/Dc变换器中采用两个电流内环并共用一个电压外环的控制策略，通过仿真实验验证了该变换器能够实现对能量双向流动的稳定控制，具有零电压、零电流开关，输出电压、电流纹波小的优点，

关键词：双向DC/DC变换器；软开关技术；开关损耗；控制策略

DoI：10.15938/j.jhust.2016.04.016

中图分类号：TM46

文献标志码：A

文章编号：1007-2683（2016）04-0083-07

0引言

目前市场上的纯电动汽车绝大多数是以单一蓄电池为主能量源来驱动汽车的工况运行，而复合电源储能系统对于纯电动汽车的发展是一次质的飞跃，它能够提高电动汽车的续驶里程，减少蓄电池的大电流放电，从而起到节约资源、延长蓄电池使用寿命的作用，在电动汽车的工况运行中，双向DC/DC变换器能够抬高超级电容的输出电压以获得稳定可靠的直流母线侧电压，另外，在电动汽车制动的情况下，还可以通过双向DC/DC变换器将电动机的能量回馈到超级电容，从而增加电动汽车的续驶里程。

与几种经典的双向DC/DC变换器进行对比发现，双向半桥式DC/DC变换器所用的开关元件和二极管的电压、电流应力较小，并且只需一个电感就可以储存和释放能量。但如果将其运用在大功率负载情况下，所需开关管的等级较高，电感较大，则变换器的体积也相应增大。为了弥补上述缺点，本文以双向半桥式DC/DC变换器为基本单元，采用不添增额外开关器件的软开关技术，降低开关器件的功率等级，减小电感电流纹波，并有效的减小器件的开关损耗，提高变换器的工作效率，

2.双向DC/DC变换器的拓扑结构和控制策略

2.1双向DC/DC变换器的拓扑结构和工作原理

本文采用两相交错式双向DC/DC变换器拓扑结构，由两个基本半桥式双向DC/DC变换器交错并联构成，拓扑结构图如图1所示，在图1中，高压侧V_h为直流母线侧电压，低压侧V_l为超级电容侧电压，

采用两相PWM控制信号，每个单元的开关控制信号相差1/2个周期，且每个周期的导通时间相等，从而电感电流也互错叠加，纹波减小到原来的二分之一。

当变换器正向运行时，下方开关管S_d1、S_d2处于导通状态，与上方开关管S_u1S_u1共同构成升压模式；当变换器反向运行时，上方开关管S_d1S_d2处于导通状态，与下方开关管S_d1S_d1共同构成降压模式。

为了实现软开关的目的，变换器在实际的运行过程中为上下方开关管的驱动信号加入了死区时间，此时电感相当于独立电流源，使上下方开关管分别并联的小电容在死区时间内能够进行能量交换，从而实现零电压开通和零电流关断，以单相半桥式为例，对降压运行模式进行分析，升压运行模式同样适用，单相半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构如图2所示。

图2中，规定其电压电流的方向为正方向，C_l为低压侧滤波电容，C_h为高压侧滤波电容，D_u和D_u分别为上下方开关管S_U和s_d反并联的二极管，C_n和C_d为上下方开关管分别并联的小电容，高压侧%接电动机负载，低压侧V_L接超级电容，当电动机处于制动状态下，电动机反馈的能量从高压侧v_h经过变换器进行降压，传向低压侧V_l给超级电容充电，此时，s_n为主开关，S_D为辅助开关，图3给出降压运行模式下的波形图。

图3中，V_su、V_sd分别为S_u和s_d的驱动信号，i_l为电感电流。

1）当t_o≤tC_l时，如图3中，由于变换器工作在电感电流正负交替的状态下，电感L值较小，在t₀时刻，i_l为负的最小值获取关断信号，即进入死区时间，此时C_d处于充电状态，C_n处于放电状态，当小电容完全充放电后，即进入t_n-t_l阶段，电感电流i_l流经上方二极管D_u，此时开关管s_u工作在零电压开通（zVS）条件下，相应降低了开关管s_d。的开关损耗，此状态直到开关管s_u拥有导通驱动信号为止。

2.2双向DC/DC变换器的控制策略

由于电动汽车在实际运行过程中频繁工作在加速、减速状态下，此时电动机的转速范围较宽，如果用蓄电池组直接驱动电动机运行会导致电动机的驱动性能严重恶化双向DC/DC变换器可以在负载发生变化或蓄电池组允许的输出电压范围内使电动机的驱动性能得到显著提高，本文对双向DC/DC变换器采用电压外环PI调节，避免负载突变对直流母线侧电压产生较大影响，保证母线电压快速达到稳定状态。

另一方面，在电动机突然制动状态下，大量由机械能转化来的电能会产生较高的反电动势，采用双向DC/DC变换器的降压模式，可将电能以低电压、大电流的形式回馈给电池组，以可调控的方式对电池组进行充电，故采用电流内环PI调节，本文根据前面的研究，所选用的电压电流双闭环控制模式如图4所示。

在每相基本半桥变换器中添加独立的PWM发生器模块，当在某个基本单元变换器存在故障时，两相交错式结构变换器仍可以继续工作，

汽车驾驶员在实际驾驶车辆的过程中，常通过踩油门、踩刹车、换挡位等对电动机发出运行指令，当电动机运行在电动状态下，双向DC/DC变换器采用通道1，变换器工作在升压模式，根据电动机的运行参数进行实时调节；当电动机运行在紧急制动状态下，双向DC/DC变换器采用通道2，使变换器工作在降压模式，根据超级电容给定的充电电压，实现电能回馈。

3.双向DC/DC变换器的仿真分析

针对电动汽车在实际行驶过程中频繁加速、减速和起动、制动，为验证所选变换器的拓扑结构是否合理，本文采用的参数如表1所示。

3.1Boost模式下双向DC/DC变换器的仿真分析

如图5所示为搭建的双向DC/DC变换器主电路的仿真模型，图6所示为变换器控制器CON—TROIJ，ER的子控制模型，为了简化变换器的控制量，内环采用总电流控制，外环采用输出电压控制，同时参照图1的总拓扑结构图加以分析。

图7所示分别为i_l、i_l1、i_l2的电感电流波形，电感L1和L2过零交替导通，主电路电流i_l的纹波是单个电感电流的1/2，有效的弥补了输出电流纹波大的缺点，同时，主电路的输出电流为20 A左右，是单个电感工作时的2倍，完全满足最大输出功率的要求，从而进一步增加了变换器的效率。

开关管MOSFET的电压、电流波形如图8所示，因本文选用的是MOSFET与续流二极管的整体模型，所以仅测出其整体模型下的电压电流波形，其截止电压即为输出电压，由于MOSFET开关管中存在导通电阻，在开关管导通时，其电压随着流过MOSFET的电流而逐渐增加，在MOSFET获取导通信号时，由于存在电流反向，MOSFET并不马上导通，而是等到电流过零变为正时，MOSFET实现ZCS，有效的降低了开通损耗。

超级电容的放电波形图如图9所示，在变换器的工作状态下，超级电容的端电压逐渐降低，在Boost模式中，图10、11、12、13所示分别为输入电压等于10、15、18、21，6 V时所对应的输出电压波形，超级电容作为输入动力源，其放电瞬间会产生较大超调，通过变换器的控制，在1ms内输出电压可达到稳定，图14所示为Boost模式下的输出电压波形，从波形图可以看出输出电压纹波小于5%，符合变换器的最初设计。

2.2 Buck模式下双向DC/DC变换器的仿真分析

Buck模式下的工作过程与Boost模式类似，图15为Buck模式下的总电流和单个电感电流波形，i_l1、i_l2正负交替导通，主电路的总电流i。的纹波是单个电感电流的1/2，有效的弥补了单相输入电流纹波大的缺点，

在Buck模式下MOSFET的电压电流波形如图16所示，MOSFET基本处于截止状态，当其获取导通信号时，因电感电流反向，电感电流经过二极管续流，此时MOSFET两端的电压为0，实现了ZVS，从而降低了导通损耗。

在Buck模式中，不同的超级电容端电压所对应的充电电压波形如图17、18、19所示，超级电容采用恒压充电，因负载侧的电压波动较大，将超级电容的充电电压稳定在18 V，考虑到在变换器起动瞬间，超级电容保存有一定的电压和电荷，则必然存在起动瞬间的放电过程，在5 ms内充电电压在许可范围内波动，随后电压保持稳定状态，由图20可看到超级电容的输入电压纹波小于5%，满足变换器的最初设计。

4.结论

本文为复合电源储能系统提供了一种采用软开关技术的高效率双向DC/DC变换器拓扑结构，与传统的双向DC/DC变换器相比，它的优点如下：

1）设计电感电流正负交替导通，不添加额外的半导体器件，实现主辅开关的零电压导通和反并接二极管的零电流关断，使变换器的工作效率得到提高，并且采用两相交错式结构有效的降低了电感电流的纹波。

2）采用电压电流双闭环的控制方式，即采用一个电压外环和两个电感电流内环，使得总电流反馈的响应速度较快，提升了变换器的可靠性和安全性。

半桥式双向DC/DC变换器研究 篇4

关键词：双向DC/DC变换器,工作原理,仿真

0 引言

双向DC/DC变换器指变换器两端直流电压方向不变[1],根据实际需要改变电流方向,从而实现能量的正反向流动。与使用两套单向DC/DC变换器反向并联来实现能量的正反向流动相比,双向DC/DC变换器节省了元器件数量,大大减小了装置的体积[2],同时也能提高系统的功率因数。近年来,随着蓄电池充放电、电动汽车车载电源、新能源发电、轨道交通等技术的快速发展,双向DC/DC变换器得到了越来越广泛的应用[3,4,5,6]。

20世纪80年代初,为了减轻航天器电源系统的体积和重量,美国科学家首次将双向Buck/Boost变换器应用于航天电源充放电系统[7],用双向Buck/Boost变换器代替了原有的蓄电池充电器和放电器。1994年F.Caricchi等研制成功了电动汽车驱动用的20 k W双向DC/DC变换器,同时国内有关学者也展开了电动车用双向直流变换器的研究和试验工作。

本文所设计的半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构简单,无需电气隔离,所用开关元件少,控制方式简单,同时开关元件的电压、电流应力较小,节省了磁性元件,而且效率较高,在电池储能系统这一类效率要求较高的场合应用前景广泛[8]。

1 半桥式双向DC/DC变换器工作原理

半桥式双向DC/DC变换器的拓扑结构如图1所示,变换器正向工作时,开关管S2开关工作,S1截止,此时电路即为Boost升压变换电路;反向工作时,开关管S1开关工作,S2截止,此时电路即为Buck降压变换电路。无论正向还是反向[9,10],变换器都是通过电感实现能量的储存和传输。

1.1 正向(Boost)工作模式

变换器正向工作时,蓄电池通过变换器向直流母线传输能量,维持直流母线上电压恒定。此时,全控型开关管S2工作于开关状态,S1需可靠截止,等效电路如图2所示。当S2导通时,蓄电池电压U1加在电感L两端,电感电流iL线性增大,蓄电池U1向电感L充电,电感储能,电能以磁场能的形式存储在电感L中,电容C2向直流母线提供能量,以维持U2恒定。当S2关断后,二极管D2导通,蓄电池U1和电感L通过D2向直流母线提供能量,同时向电容C2充电,电感L释放能量,泵升电压,其电流逐渐减小。

1.2 反向(Buck)工作模式

变换器反向工作时,直流母线通过变换器向蓄电池回馈能量。此时,S1工作于开关状态,S2需可靠截止,等效电路如图3所示。当S1导通时,直流母线U2通过S1和电感L向蓄电池充电,因为U2>U1,电感电流iL线性增大,电感储能,电能以磁场能的形式存储在电感L中;当S1关断时,二极管D1导通,电感电流iL通过D1续流,此时,电感L上的电压为-U1,故iL线性减小,电感释放能量,能量向U1转移。

2 半桥式双向DC/DC变换器仿真分析

在MATLAB/SIMULINK中搭建半桥式双向DC/DC变换器的仿真模型,仿真参数如下:L=1 m H,f=50 k Hz,R=100Ω,C2=5μF,直流电压100 V,变换器正向(Boost)工作时输出电压如图4所示,反向(Buck)工作时输出电压如图5所示。

3 结语

本文详细分析了半桥式双向DC/DC变换器的正向和反向工作原理,在此基础上对变换器正反向工作模式进行了仿真研究,仿真结果证明该变换器不仅可实现能量的正反向流动,且输出电压稳定,纹波较小,响应也较快。

参考文献

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双向DC/DC变换 篇5

在电池测试系统中, 需要对新电池进行充、放电以及容量的校核。在这类应用中, 涉及到直流电压的变换, 常用到DC/DC变换器。其中输入端接直流母线, 输出端接储能装置 (蓄电池) 。此外为了实现充、放电, 能量还必须能够双向流动, 即变换器不仅能够通过各种变换得到满足要求的输出电压, 而且能够反向吸收输出端多余的能量, 实现能量回馈, 从而可以提高整个系统的效率。由于通常的单向DC/DC变换器中, 主功率传输通道上一般都有二极管这个环节, 因此能量经由变换器流动的方向只能是单向的, 不能反向流动。

鉴于此, 本文介绍了一种基于DSP的全桥式双向升降压DC/DC变换器。此变换器与PWM可逆整流器级联, 可用于各类电池的充、放电以及大功率直流电源的核心部分。

1 系统分析

1.1 主电路拓扑结构

图1为双向升降压DC/DC变换器的主电路结构, 功率开关管T1～T4组成桥的4个桥臂。电感L作为储能元件在电路的升降压中起到了重要的作用, 直流侧的电容C为直流滤波器。

1.2 工作原理

该电路结构不同于全桥4象限DC/DC的拓扑结构, 后者主要是用于直流电机调速方面。而此DC/DC变换器不仅可实现电压升与降的调节, 并且开关的利用率比全桥电路高。此外该结构还降低了电感和电容上的电气应力。

通过对4个开关管的控制, 可以分别实现正向降压、正向升压、反向降压、反向升压4个工作状态。开关通断与工作模式的关系见表1。

2 数学模型分析

以正向降压为例, 应用状态空间平均法[1,2], 首先分别建立功率开关T1导通和关断时刻的状态空间平均方程:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{c}\frac{\text{d}i{}_{\text{L}}}{\text{d}t}\\ \frac{\text{d}u{}_0}{\text{d}t}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R{}_{\text{L}}}{L}& -\frac{1}{L}\\ \frac{1}{C}& -\frac{1}{RC}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_{\text{L}}\\ u{}_0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{1}{L}\\ 0\end{array}\right]U{}_i\\ =A{}_1\cdot \left[\begin{array}{c}i{}_{\text{L}}\\ u{}_0\end{array}\right]+B{}_1\cdot U{}_i(1)\\ \left[\begin{array}{c}\frac{\text{d}i{}_{\text{L}}}{\text{d}t}\\ \frac{\text{d}u{}_0}{\text{d}t}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R{}_{\text{L}}}{L}& -\frac{1}{L}\\ \frac{1}{C}& -\frac{1}{RC}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_{\text{L}}\\ u{}_0\end{array}\right]\\ =A{}_2\cdot \left[\begin{array}{c}i{}_{\text{L}}\\ u{}_0\end{array}\right]+B{}_2\cdot U{}_i(2)\end{array}$

对方程式 (1) 和方程式 (2) 进行平均化得到基本状态空间平均方程为

$\left[\begin{array}{c}\frac{\text{d}i{}_{\text{L}}}{\text{d}t}\\ \frac{\text{d}u{}_0}{\text{d}t}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R{}_{\text{L}}}{L}& -\frac{1}{L}\\ \frac{1}{C}& -\frac{1}{RC}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_{\text{L}}\\ u{}_0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\frac{D}{L}\\ 0\end{array}\right]U{}_i(3)$

在此基础上, 通过对稳态及扰动条件下的方程求解进而可以得到动态小信号传递函数[3], 其中:占空比到输出电压的传递函数为

$\begin{array}{l}G{}_{vs}=\frac{\widehat{u}{}_0(s)}{\widehat{d}(s)}|\begin{array}{l}\\ \\ {}_{\widehat{u}{}_{[}JX*9]i[JX-*9](s)=0}\end{array}\\ =\frac{U{}_i}{LCs{}^2+(\frac{L}{R}+R{}_{\text{L}}C)s+\frac{(R+R{}_{\text{L}})}{R}}(4)\end{array}$

占空比到输入电流的传递函数为

$\begin{array}{l}G{}_{vs}=\frac{\widehat{i}{}_{\text{L}}(s)}{\widehat{d}(s)}|\begin{array}{l}\\ \\ {}_{\widehat{u}{}_{[}JX*9]i[JX-*9](s)=0}\end{array}\\ =\frac{U{}_i+U{}_{i}RC\cdot s}{RLCs{}^2+(L+RCR{}_{\text{L}})s+(R+R{}_{\text{L}})}(5)\end{array}$

在控制方式上, 采用双环串级控制[4,5], 外环是电压环, 内环是电流环, 外环输出作为内环电流的参考值。设计时要求内环的响应速度比外环更快, 这样整个结构在这种控制下具有较大的系统增益以及快速的电流跟随性能, 从而使系统能够获得很好的动态和抑制干扰的能力。假设电感内阻为0, 基于式 (4) 、式 (5) , 可以得到系统的电压闭环传递函数为

$G{}_v(s)=\frac{(k{}_{\text{v}\text{p}}s+k{}_{\text{v}\text{i}})\cdot R}{k{}_{f\text{i}}RCs{}^2+(k{}_{f\text{i}}+k{}_{v\text{p}}R)s+k{}_{v\text{i}}R}(6)$

系统结构框图如图2所示。

由式 (6) 和图2可知:由于被控对象是一阶惯性环节, 闭环系统等效为二阶模型, 当kvi=0时, 系统能够获得较大的相角稳定裕量, 系统响应快, 电流跟踪能力强。

3 LQR参数整定

为了获得优良的控制性能, 系统参数的整定起到至关重要的作用。由于内环和外环均采用PID控制器进行调节, 控制器各参数之间互相影响。因此合理地整定相应的PID参数, 是研究过程中必须解决的一个问题。参数整定的方法有很多种, 大多数是依靠实际的经验, 这里采用基于LQR的线性二次型最优控制进行调节器的参数整定[6,7]。参数整定结构图如图3所示, 即首先对内环电流环进行参数整定, 然后在此基础上, 将内环电流环与控制对象G2 (s) 整合为外环电压环的控制对象, 并做进一步的参数整定。

这里以内环电流环的参数整定为例, 由式 (5) 可以得到内环控制对象的传递函数为

$G(s)=\frac{U{}_{\text{i}}(RCs+1)}{RLCs{}^2+Ls+R}(7)$

对其进行PID控制, 有

u (t) =kp·e (t) +ki·${\displaystyle \int e}(t)\text{d}t+k{}_{\text{d}}\cdot \frac{\text{d}e(t)}{\text{d}t}(8)$

为了利用LQR设计方法获取最优PID控制参数, 引入状态空间方程式:

$\dot{x}(t)=\mathit{A}\cdot x(t)+\mathit{B}u(9)$

其中

状态向量

根据被控对象传递函数, 可得

$\stackrel{\cdot \cdot \cdot }{{\displaystyle y}}(t)+\frac{1}{RC}\stackrel{\cdot \cdot }{{\displaystyle y}}(t)+\frac{1}{LC}\dot{y}(t)=\frac{U{}_{\text{i}}}{L}\stackrel{\cdot \cdot }{{\displaystyle u}}(t)+\frac{U{}_{\text{i}}}{RLC}\dot{u}(10)$

从而得到相应状态方程中的矩阵为

$\mathit{A}=\left[\begin{array}{ccc}0& 1& 0\\ 0& 0& 1\\ 0& -\frac{1}{LC}& -\frac{1}{RC}\end{array}\right]\mathit{B}=\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& 0\\ -\frac{U{}_{\text{i}}}{RLC}& -\frac{U{}_{\text{i}}}{L}\end{array}\right](11)$

根据LQR方法, 对式 (9) 定义如下性能指标:

其中, 加权矩阵Q=QT≥0, R=RT≥0。

为最小化上述指标函数, 系统的最优控制信号为

式中:K为系统最优反馈矩阵。

矩阵P>0且满足如下RICCATI方程:

AT·P+P·A-P·B·R-1·BT·P+Q=0 (14)

对式 (13) 积分并与式 (8) 进行比较有:

(ki, kp, kd) =- (k1, k2, k3) (15)

从而获得了基于LQR的PID最佳控制参数。

4 系统仿真分析

基于上述模型分析以及参数整定方法, 可以通过Matlab/Simulink对系统进行仿真。系统仿真框图如图4所示。

系统参数为:输入电压130 V, 电感1.5 mH, 电容6 900 μF, 负载电阻2 Ω。

系统在0.02 s处进行给定切换, 切换前给定值为83 V, 切换后给定值突变为73 V。仿真结果如图5a所示。此外, 在给定电压为73 V时的稳态电压纹波波形如图5b所示。

由此可见, 所构建系统的电压跟随性较好, 鲁棒性强。在给定电压突变的情况下能保持良好的动静态性能, 系统的稳定性和动态抗扰性较好;稳态时电压精度高。

5 系统实验与分析

5.1 系统结构设计

双向升降压DC/DC变换器系统的控制结构如图6所示。利用DSP2812搭建试验样机, 检测和给定信号通过信号调理电路进入DSP, 经由数据处理, 并借助驱动电路, 对主电路的功率开关管进行相应的控制, 以实现双向升降压。

5.2 实验分析

系统中, 输入电压为130 V, 储能电感L为1.5 mH, 输出滤波电容为6 900 μF, 负载为大功率电阻箱, 实验结果如图7所示。

图7a是输出电压为73 V时开关管T1的PWM驱动信号, 从图7中可以看出, 开关频率近似为20 kHz, PWM的占空比近似50%。图7b为DC/DC装置的输入电压Ui和输出电压Uo的纹波图。输入电压纹波有效值1.52 V, 输入电压纹波系数1.17%;输出电压为73 V, 输出电压纹波有效值0.21 V, 输出电压纹波系数0.27%。负载侧输出电流16.6 A。图7c为输出电压Uo的动态响应图, 显示了输出电压从83 V降压到73 V的动态响应过程。

6 结论

综上所述, 针对电池的充放电过程, 本文介绍了一种基于DSP的双向升降压DC/DC变换器设计方法。通过实验分析, 该策略与数学理论推导相吻合, 具有较高的精度和动、静态响应, 体现了良好的电源特性, 符合电能质量标准, 满足设计指标。采用本文提出的双向全桥DC/DC变换器, 可以有效地减少电池测试系统的电流纹波, 降低损耗, 提高效率, 改善电池的综合测试性能。

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双向DC/DC变换 篇6

关键词：DC/DC,三电平,双向,MATLAB

以电能为主要能源的电动汽车由于其零排放、低污染、能源利用率高等特点,日益成为各国研究的重点,有望取代燃油汽车成为未来主要的交通工具之一[1]。在电动汽车的运行过程中,由于其转速范围极宽、频繁加减速,而且蓄电池的电压变化范围很大,这就需要使用双向DC/DC来稳定电机侧直流母线电压,以提高电动机的驱动性能。另外,双向DC/DC变换器可以将制动刹车时的能量转化为电能回馈给蓄电池,提高效率。同时也可以避免使用单向DC/DC变换器时出现的反向制动无法控制和变换器输出浪涌电压等不利情况。双向DC/DC变换器是整个动力系统能量流动的重要环节,也是当前研究的热点问题[2]。

目前采用较多的是两电平Buck/Boost双向变换器,它是将Buck变换器的续流二极管换成双向开关管得到两电平双向变换器。此变换器具有结构简单、可靠性强的特点,但是每个开关管承受的电压应力均为输入电压。鉴于当前的开关管电压水平,这种结构很难实现大电压下的应用,输出电压效果不明显[3]。

为了解决以上问题,本文提出一种新型三电平双向DC/DC变换器,它是在通用多电平变换器拓扑的基础上发展起来的[4,5,6]。对于各种不同的控制策略与负载特性,这种变换器都能够自动地平衡每一个电平,无需任何辅助电路就能实现电压自动平衡的功能,为多电平的实现提供了强有力的保障。另外,这种新型的三电平双向DC/DC变换器具有以下优点:(1)变换器在两个方向上都能实现Buck/Boost工作模式,并且升压或降压的比例可以在较大范围内连续变化,可以在一定程度上降低串联的单体蓄电池个数,从而降低了成本;(2)充分利用了多电平技术的优势,能够将低压开关管如MOSFET应用在高压场合;(3)变换器由诸多基本单位构成,理论上可以推广至任意电平,而且模块化的结构易于更换;(4)输出电压的稳定性高。

1 DC/DC变换器模型

本文所提出的变换器拓扑结构是基于通用型多电平变换器拓扑。通用型多电平变换器中的开关管需要按照一定的规则开关工作,才可以得到所需的输出电压,同时能够自动平衡变换器中各个箝位电容两端的电压,所要遵照的开关规则如下:

(1)每个开关臂对于其他开关臂而言都是独立开关工作的。

(2)每个开关臂上任意相邻2个开关管的开关状态在任意时刻都是相反的。

(3)由规则(2)可以推出,在某一个固定时刻t,若已知某一开关管的开关状态,那么这个开关臂中其他开关管的状态也就唯一确定了。

将给定的输入电压Uin加在端口U2上,当开关状态的模时,端口U1上的输出电平为(电平数为M):

同样,可以在端口U1上施加输入电压Uin,依据相同理论分析得到输出端U2的电压为:

但是此时要注意n的取值只能为1、2、3,不能为0。

由以上公式分析可见,一种输出电压可以对应多个开关状态。当控制在同一种输出电平所对应的那几种开关状态之间切换时,就能够保证在输出电压不变的同时,自动平衡各个箝位电容两端的电压。由于开关管都是双向开关,相并联的电容能够通过相互充放电而保持其两端电压的一致性。将给定的输入电压Uin加在端口U2,则U1为输出端,同时有UC21=UC22=Uin/2。分析中假设每个开关状态都能够持续足够的时间,以保证所有箝位电容完成相互间的充放电,则每种输出电平对应的开关管状态以及箝位电容电压如表1所示。

此理论可以推广到任意电平的变换器,实现箝位电容电压的自动平衡。同时能够保证所有开关管、箝位电容、反并联二极管上所承受的电压不会超过输入电压的1/(M-1)。

这种结构的变换器电压只能整数倍于输入电压变化,输出最大为2倍输入电压,升降压比例小,不适合大电压下的应用。为了解决上述问题,提出了一种新的结构,不仅可以使能量双向流动,还可以在一个方向上同时实现Buck/Boost。对开关管进行PWM控制,可以实现电压的连续变化。通过不同的控制策略,还可以实现大升降压比。新型三电平双向DC/DC变换器的结构如图1所示。

新型的结构就是将2个完全相同的模块通过电感背靠背的连接起来,加电感的目的是为了降低电路中的冲击,防止电流瞬时过大,损坏各个器件。这个结构完全对称,从而也使得控制策略也比较灵活。

2 变换器特性分析

2.1 工作原理

图1所示的新型三电平双向DC/DC变换器中,S11、S12、S13、S14、S21、S22、S31、S32、S41、S42、S43、S44均为开关管,且每个开关管都有1个箝位二极管与之并联,其开关规则遵循三电平通用型变换器的开关规则。C12、C21、C31、C41、C42为箝位电容,在开关管截止时将其电压箝位在一个恒定值,从而保证输出电压的稳定。

变换器正向工作时,对开关臂1、开关臂2施加频率相同、占空比也相同的PWM控制信号,不同之处就是开关臂2的控制信号比开关臂1的控制信号要超前2πD相位。若开关臂1和开关臂2的控制信号都是频率为1/T、占空比为D1的PWM信号,控制信号如图2所示。占空比不同时,每种开关状态持续的时间不同,其中:占空比D1<0.5时,t1=(1-2D1)T,t2=D1T,t3=D1T;占空比D1≥0.5时,t1=(1-D1)T,t2=(2D1-1)T,t3=(1-D1)T。每种开关状态下的输出电压如表1所示,则电感左端电压UL1的平均值为:

占空比D1<0.5时:

占空比D1≥0.5时:

由此可见,无论何种占空比,输入与输出电压之间总是存在关系:

对关臂3、开关臂4施以频率相同但占空比为D2的PWM信号,同样地可推导出电感右端的电压与输出电压之间的关系。其中:占空比D2<0.5时,t1=(1-2D2)T,t2=D2T,t3=D2T;占空比D2≥0.5时,t1=(1-D2)T,t2=(2D2-1)T,t3=(1-D2)T。每种开关状态下的输出电压如表1所示,则电感右端电压UL2的平均值为:

占空比D2<0.5时:

占空比D2≥0.5时:

又因为在一个周期内,储能电感L左右两端的平均电压可以近似相等,则推导出变换器输出电压和输入电压间的关系为:

2.2 控制策略

电动汽车蓄电池在运行过程中,由于放电过程蓄电池自身的物理特性变化,使得其电压会随着汽车的运行而降低。为了使电机及各个辅助设备不受电压变化的影响,就要对蓄电池输出电压进行控制,稳定输出电压。

若采用开环控制,则会发现输出电压的抗干扰性不强,在遇到输入电压波动时,输出电压不能维持恒定。为了解决这个问题,对此变换器进行闭环控制,即将输出电压反馈回输入端,经过一定的PI调节和比较,再将信号送到开关管的控制端,对开关管进行PWM控制,从而使输出电压跟随给定值变化,实现对整个系统的控制。PI控制的表达式为:

其中,kp为比例系数,ki为积分常数。kp的增加可以加快系统响应,提高系统的动态性能。在有静差的情况下,有利于减小静差。但是过大的kp会使系统的稳定性变差,产生较大的超调,甚至使系统不稳定。ki的增加可以加快消除系统静差,改善系统的稳态性能。故而常用比例积分控制规律,使系统的稳态性能和动态性能都满足要求。控制原理如图3所示。

由于结构的对称性,变换器反向工作时,只需要直接将原来加到开关臂1、开关臂2上的脉冲信号加到开关臂3、开关臂4上,同时反馈采用电流控制,就可以实现同样的控制效果。

3 仿真验证

由于蓄电池在电动汽车运行过程中,其电压变换范围很大,本文仅对变换器稳定输出电压的特性即其正向特性进行仿真验证。仿真参数:箝位电容C11=C12=C21=C31=C41=C42=680μF,电感L=0.01 mH,开关频率为f=20 kHz。

正常工作时,蓄电池电压不稳定,单体2 V电池工作电压范围为:2.2 V~1.8 V(蓄电池终止电压与放电电流大小及放电深度有关),12 V电池的变化范围以2.4 V/格为单位。于是对于额定电压48 V的蓄电池,工作电压变化范围为57.6 V~38.4 V。考虑实际情况后电压取值范围为54 V~42 V。设定变换器的最大交换功率为3 kW,直流母线侧最大电压为300 V。由于实际蓄电池电压变化情况复杂,本仿真采取突降电压来模拟电池电压降低的情况、观察输出电压波形、开关管电压波形以及箝位电容电压波形。

图4所示,输入电压额定值为48 V,输出电压额定值为300 V。当输入电压从54 V跳变到42 V时,电压变化为12 V;反应到输出侧时,输出电压变化为:

本文的变换器输出电压变化只有0.38 V,认为保持恒定,如表2所示。由此可见,本文提出的变换器大大稳定了输出电压,保证直流母线电压的稳定,可以显著改善电机的驱动性能。当输入电压从54 V跳变到42 V时,电压变化为12 V。反应到输出侧时,箝位电容以及开关管电压变化:

同样通过图5、图6所示,可以验证箝位电容以及开关管电压变化仅为0.27 V、0.19 V,显然大大消除了输入电压波动对开关管的影响。

通过以上仿真可见,此三电平变换器降低了开关管以及箝位电容上承受的电压水平,为大电压下的应用提供了有力的保证。

本文提出了适用于蓄电池电压变化范围大的电动汽车系统的三电平双向DC/DC变换器,与一般的两电平双向变换器相比,其输出电压稳定性较好,开关管等器件的电压应力小,模块化结构易于替换。分析了此变换器的工作原理、控制策略,并对其进行了仿真实验,验证了理论的正确性。

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双向DC/DC变换 篇7

电源作为电子设备的动力来源,是网络通信、 航天工程、自动化等科技领域中电子设备的动力保障,随着科技的不断发展电力电子类产品与人类的生产、生活越发紧密[1]。复合电源包括主储能源、 辅助储能源以及能量转换系统,将两种性能互补的储能源结合,具有高功率密度和高能量密度的双重优点[2,3]。各领域在大量应用DC/DC功率变换器的同时对动静态特性提出了更高的要求,提高变换器系统稳定性与快速性是提高变换器性能的环节。

文中分析了三相磁集成Buck/Boost工作模态并分别进行交流小信号建模,得到Buck/Boost模态等效电路以及控制变量到状态变量的传递函数[4]。针对三通道交错并联磁集成双向DC/DC变换器系统的非线性特性,提出了一种电压电流双闭环的多项式(R-S-T)控制使方案,电流内环有快速性和及时抗干扰性,可有效地抑制负载扰动影响且提高控制对象的性能使得电压外环设计更加简单。最后通过仿真表明,较传统PI线性控制R-S-T控制能够有效提高系统的动态响应速度,同时具有良好的稳态性能。

1三相交错并联双向DC/DC变换器Buck/Boost模态建模分析

1.1复合储能系统等效电路

图1所示为超级电容与蓄电池复合电源系统的三相交错并联磁集成Boost/Buck变换器等效电路拓扑[5,6,7]。当功率开关管S 2、S 4、S 6按占空比导通S 1、S3、S5关断时,电流由高压侧流向低压侧电路处于Boost工作状态;反之,当功率开关管S1、S3、S5按占空比导通S2、S4、S6关断时,电流由低压侧流向高压侧电路处于Buck工作状态。其中高压侧是蓄电池视为恒压源,低压侧是超级电容视为Csc与Resr,端电压为Vsc。各通道电感绕组上的电压分别为v1、v2、v3,电感的自感分别为L1、L2、L3。定义电路中的耦合电感对称且反向,并且自感值相同即L1=L2=L3=L,互感值为M,-0.5≤M/L≤0[5,6]。

在复合电源系统处于Buck工作状态时,超级电容通过交错并联磁集成双向Buck/Boost变换器进行能量的吸收,完成对超级电容安全快速地充电, 采取恒压限流使超级电容充电电压稳定,内环加速系统动态响应速度并限制了充电电流。反之,在复合电源系统处于Boost工作状态时,超级电容通过交错并联磁集成双向Buck/Boost变换器向负载提供启动、加速所需的瞬时功率,蓄电池向负载提供正常运行所需的额定功率,超级电容的放电电流通过变换器补给蓄电池的额定放电电流向负载提供电能,确保蓄电池不发生大电流放电[7,8,9]。

1.2Buck/Boost变换器电路小信号模型

对主电路中的耦合电感进行解耦可得到下面的等效电路,如图2所示。

当双向DC/DC变换器处于连续导通(CCM)状态时,利用状态空间平均法,分别对双向变换器的Buck工作模态与Boost工作模态列写状态空间方程,则式(1)所示为Buck工作模态下的交流小信号动态模型[10]。

采用受控电流源、受控电压源和1:D理想变压器等效,建立CCM模式下同步整流Buck变换器线性交流小信号电路如图3所示。

如式(3)为Boost工作模态下整的交流小信号动态模型[10]。

采用受控电流源代替主开关管,受控电压源代替同步整流管,理想变压器变比为D  :1 , 建立CCM模式下同步整流Boost变换器线性交流小信号电路如图4所示。

经过推导与整理可得到Boost模式下控制变量到状态的传递函数) :

2Buck/Boost工作模态R-S-T控制器计

在Buck与Boost工作过程中分别采用电压、电流双闭环控制方式,其控制框图如图5所示[11,12,13]。 在系统处于Buck工作过程时,电压外环的超级电容电压通过多项式控制器后得到电容电流的期望值,再经线性化处理得到电感电流参考值,将所得的电感电流参考值给入电流内环多项式控制器后经过线性化处理得到Buck模式下的主开关管导通占空比,再经PWM调制信号调制得到驱动信号,结构上实现对低压侧充电电压控制,限制了电感电流大小,电流环提高了系统动态响应速率。

在系统处于Boost工作过程时,将负载电流与蓄电池的最大安全放电电流基准值进行作差运算得出超级电容的输出期望值,然后经低通滤波器与守恒等式得到超级电容的输出电流期望值。为了降低各通道的误差,分别采用三个支路对电感电流加以控制,而且系统中的电流环能够增加对功率需求的响应速度,达到了超级电容输出电流对蓄电池电流的补偿作用,避免了蓄电池频繁过充或过放现象的产生。

定义在使稳态误差值为零时,多项式R(z1)、 S(z1)、T(z1)的代数式为

变换器开环控制离散时间传递函为

变换器闭环控制特征方程为

双向DC/DC变换器电流、电压控制环采用相同的开环传递函数,表达式为

采用零阶保持器法进行z变换,得到离散化后的开环离散时间传递函数为

为了确保闭环中静态增益一致有

期望闭环多项式P(z1)定义为

将式(7)代入式(13),得到期望多项式:

采用PWM的开关频率,控制采样时间Ts,闭环带宽wn。最终,得到期望闭环多项式表达式为

由R-S-T控制的三通道交错并联磁集成双向变换器在Buck模式时,电压电流双闭环的结构为实现对低压侧充电电压的控制,同时限制电感电流的大小,电流环用以提高控制的动态响应速率。在Boost模式时该控制用以实现超级电容输出电流对蓄电池电流的补偿作用,避免蓄电池频繁的过充或放电现象产生。

3仿真电路分析与验证

采用Matlab/simulink仿真软件对三通道交错并联磁集成双向Buck/Boost变换器的Buck/Boost运行模式进行了仿真验证如图6所示[8]。图6(a)为Buck工作模式下主电路仿真图,图6(b)为Boost工作模式下主电路仿真图。在Buck模态下高压侧Vbat=24 V,低压侧Vsc=10.8 V,每通道开关频率fs=20 k Hz,输出侧由4个2.7 V/300 F的串联超级电容组成,耦合电感自感L=0.00011 H,耦合度k=-0.42,滤波电容Co= 0.000 4 F,kpv=2.2,kiv=88,kpi=0.15,kIi=12,对电感电流与开关管压降进行检测,仿真结果如图7所示。

图7中,iL1为通道电流,UDS1为MOS管的管压降,总输出电流为6 A,每通道平均电流为2 A。 验证Buck模式下动态特性时高压侧为单直流电源, 输出侧为电阻负载,输出电压及输出电流的变化如图8所示。

图8表明:负载突变时系统的动态响应速度为几十毫秒,且R-S-T控制超调量与调节时间更小。

在Boost模式下低压侧为4个2.7 V/300 F超级电容串联,低压侧Vsc=10.8 V,高压侧为2个12 V蓄电池串联,高压侧Vbat=24 V,每通道开关频率fs=20 k Hz。分别采用PI与R-S-T控制方案对变换器控制,负载电流为45 A。设定超级电容经变换器输出电流为15 A时这两种控制情况进行对比仿真如图9所示。

图9表明:两种控制方法均可使变换器输出电流很好的跟踪控制中设定的电流要求,而采用R-S-T控制方法的仿真结果纹波更小。

4结论

双向DC/DC变换 篇8

参考文献[1]通过对比几种典型双向DC/DC变换器发现,在相同条件下半桥型双向DC/DC变换器电路元件所承受的电压电流应力较小。基本半桥型拓扑结构运用在大功率负载时,所需开关器件等级仍然较高、电感较大、体积庞大、能量密度较低。为了减小变换器体积,增大功率等级,参考文献[2-3]采用多重化半桥拓扑结构,降低了开关管功率等级,减小所用电感和电压电流纹波,但开关损耗问题仍有待解决。参考文献[4]采用一个震荡电感加二重双向DC/DC拓扑结构,运用软开关技术提高效率,但增加了一个电感元件和两个开关,导致成本增加。

为获得较高的功率密度,可将变换器设计在非连续导通模式(DCM),但其纹波较大,故采用多重化拓扑结构以弥补其缺陷,由此所需电感进一步减小[3]。另外,在DCM模式下,主开关关断的频率是其负载电流频率的两倍,开关的关断损耗增大,DCM模式使得变换器效率降低[5]。本文采用一种控制型软开关技术[6],不需要额外增加半导体器件,通过合理控制实现软开关,从而减小了开关损耗,提高了变换器效率。

1 变换器拓扑结构及控制策略

1.1 变换器的拓扑结构及工作原理

本文采用的三重交错式双向DC/DC变换器由三个典型半桥式双向DC/DC拓扑结构交错并联而成,其拓扑结构如图1所示。

三个基本半桥的导通时间依次互错1/3周期,且在每个周期导通时间相同,因此电感电流也依次互错1/3周期,从而减小总电流的纹波。

当正向运行,即升压运行时,下部开关Sd1、Sd2、Sd3处于斩波状态,为主开关,上部开关Su1、Su2、Su3与同臂下部开关互补,为辅助开关。当反向运行,即降压运行时,上部开关与下部开关主辅职能调换。

为了达到软开关目的,在实际运行中上下开关驱动信号加入的死区时间,利用电感电流恒流源作用,使上下开关各自并联的小电容能量在死区时间内得以交换,从而达到ZCS和ZVS。下面仅以单重半桥型双向DC/DC变换器拓扑加以说明。

图1中,iL1为电感L1的电流,规定如图1中方向为正方向;Co为滤波电容;FWDu1及FWDd1分别为开关Su1和Sd1反向并联的二极管;Cu1、Cd1为两开关并联的小电容。低压侧Vin由蓄电池或超级电容供电,高压侧Vo接电机等负载。当电机正向运行时,Sd1为斩波开关,Su1为辅助开关,能量由低压侧Vin流向高压侧Vo;当电机发生制动时,能量反向流动,上、下开关职能调换。现仅以boost工作模式加以说明。图2所示为升压模式下6个工作模态的关键波形。

模式1(T0≤t

由于变换器工作在DCM状态,电感L1较小,在T0时刻,iL1达到负向最小值iL1(T0),二极管FWDd1ZVS导通。电感电流线性增加,此状态以开关Sd1获得导通驱动信号为止。

模式(1)(T1≤t

二极管FWDd1自然导通,开关Sd1拥有导通驱动信号,但由于电感电流iL1仍为负,开关Sd1未导通,此状态以电感电流iL1上升至零截止。

模式2(T2≤t

电感电流iL1开始由负转正,继续线性增加至最大值iL1(T3),开关Sd1导通。

模式3(T3≤t

T3时刻,X点电压VX为零,开关Sd1获得关断信号,即ZVS关断。此期间所有开关关断,变换器进入第一个死区时间。电感正向电流iL1持续不变,并使电容Cu1放电致其电压为零,Cd1充电,VX由零变为V0。

模式4(T4≤t

二极管FWDu1ZVS导通,电感电流开始线性下降。

模式(1)(T5≤t

T5时刻,开关Su1获得导通驱动信号,电感电流仍在减小,但因仍为正,开关Su1处于截止状态。

模式5(T6≤t

T6时刻,电感电流降为零,二极管FWDu1ZCS关断,开关Su1ZCS导通、电感电流由零变负。

模式6(T7≤t

T7时刻,电感电流达到负向最小值,开关Su1获得关断驱动信号ZVS关断。此期间所有开关关断,变换器进入第二个死区时间。电感反向电流iL1持续不变,并使电容Cd1放电至X点电压VX为零,Cu1充电。一个周期完毕。

1.2 变换器的控制策略

本文采用电压外环PI调节,可稳定直流母线电压,即DC/DC变换器高压侧电压,使其不随蓄电池电压变化而变化;此外,在负载变化时,保证了直流母线电压在较快时间内得以稳定。

采用电流内环PI调节,可以将电动汽车制动刹车时直流母线侧能量以可控的方式对蓄电池组进行充电;另一方面,共用一个电压外环,保证并联各个基本变换器电应力和热应力的均匀合理分配,以实现电源系统中各基本变换器自动平衡均流[7]。本文采用双闭环控制方式,如图3所示。

为了使多重式结构变换器的每个基本单元在其他单元发生故障时仍能继续独立工作,每个基本单元变换器拥有独立的PWM发生模块。

2 软开关实现条件

本文利用DCM运行下电感电流反向和互补开关,没有额外的半导体器件。变换器电感与开关的并联小电容在死区时间内相互配合,使两电容能量相互交换,以达到软开关目的。

若使变换器在boost模式与buck模式均达到软开关目的,首先应满足DCM运行基本条件;另外,在死区时间内,电感电流要具有抽取电容电能,以使两电容能量可以交换。以boost模式为例,DCM模式运行基本条件:

在进入第一个死区时间T3~T4阶段,记为td1;第二个死区时间T7~T8阶段,记为td2,电感电流反向最大值记为I-max,电感电流正向最大值记为I+max。因Cd、Cu电容值较小,电感相当于恒流源,若电感拥有抽取电容的能力,应满足以下不等式:

由式(2)、(3)得知,在两个死区时间相同情况下,只需满足反向电感电流的软开关条件,正向电感电流的软开关条件也会得到满足。

由式(3)得知,在不同负载下,电感L的平均值IL不同,因此反向电感电流峰值也不同。为使变换器在不同功率下设置的死区时间不变,且均可达到软开关目的,在电感电流平均值最大时Imax L(即满负载),得出的电感电流反向最大值I-max即为在不同功率下的最小值。若死区时间满足满负载下的软开关条件,则一定满足不同功率下软开关的条件。

3 仿真验证

针对电动汽车在运行过程中驾驶员的频繁加速、减速及起动、制动等操作,为了验证上述拓扑结构的正确性,进行了仿真验证,所用参数如表1所示。

(1)变换器在t=0.025 s时,负载功率由2P/3突变为满负载P,模拟电动汽车加速运行。当t=0.15 s时,电路达到稳定状态;当t=0.025 s时,电压因负载突变;而t=0.007 5 s时,很短时间内恢复给定电压,电流也快速达到另一稳态。本文电流内环采用三个独立的PWM发生器,具有较快的动态响应。

(2)变换器升压工作时,以第三个基本单元为例,在负载功率为2P/3下主开关Sd3,辅助开关Su3,及各自并联二极管FWDd3、FWDu3的仿真波形及电感电流波形如图4所示。采用此种控制性软开关技术,使主开关、辅助开关以及两并联二极管在不同负载下其电压、电流错位,即均可达到软开关效果。采用三重交错式拓扑结构,电感电流纹波减小到原来的三分之一,有效弥补了DCM运行模式纹波大的缺陷。

本文采用多重半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构,利用DCM模式下电感电流反向的特点,以反方向运行时主开关为辅助开关,没有额外添加半导体器件。实现了主开关的零电压开通和零电流关断,辅助开关的零电压开通、零电流关断,以及主开关与辅助开关并联二极管的零电压导通、零电流关断,提高了整体变换器效率。使得多重交错式结构有效减小了电感电流纹波。在控制方式上采用共用一个电压环,即共用一个电感电流参考值,解决了并联结构的均流问题,三个独立的电流内环加快了变换器的响应速度、提高了安全性。本文分析了此变换器的工作原理、控制策略,并对其进行了仿真实验,验证了理论分析的正确性与可行性。

参考文献

[1]SCHUPBACH R M,BALDA J C.Comparing DC-DC con-verters for power management in hybrid electric vehicles[C].IEEE International Electric Machines and Drives Conference,2003.

[2]陈明,汪光森,马伟明,等.多重化双向DC-DC变换器电流纹波分析[J].继电器,2007,35(4):66-70.

[3]Xu Haiping,PENG F Z,Li Kong.Multi-phase DC-DCconverter with bi-directional power flow ability fordistributed generation system[C].Power Electronics SpecialistsConference,2008.

[4]HA D H,PARK N J,LEE K J,et al.Interleavedbidirectional DC-DC converter for automotive electricsystems[C].Conference Record-IAS Annual Meeting.2008.

[5]Huang Xudong,Wang Xiaoyan,FERRELL.J,et al.Parasiticringing and design issues of high power interleaved boostconverters[C].Power Electronics Specialists Conference,2002.

[6]顾亦磊,陈世杰,吕征宇,等.控制型软开关变换器的实现策略[J].中国电机工程学报,2005,25(6):55-59.

双向DC/DC变换 篇9

关键词：数字电源,LLC半桥谐振,轻载,数字信号处理器(DSP),效率

0引言

近年来, 随着服务 器电源和 个人计算 机电源对 可靠性和 稳定性[1,2]的要求 , 传统模拟 电源不能 满足要求 , 因其在轻 载时效率 较低 , 往往要增 加辅助电 路 , 增加了控 制电路的 复杂性 , 降低了电 源的可靠 性和稳定 性 , 效率也随 之减少[3]。 因此 ,数字控制 电源被广 泛应用 ,其集成度 已达到很 高水平 ,轻载效率 较模拟电 源有很大 改善和提 高[4,5]。

如今 ,LLC谐振变换 器因其具 有自然软 开关特性 , 被作为数 字电源的 拓扑结构 进行了分 析与设计 。 文献 [ 6 , 7 ] 和文献 [ 8 , 9 ] 分别提出 的LLC谐振变换 器PWM和PFM控制策略 都没有对 轻载模式 状态进行 研究 , 并未实现 真正意义 上的高轻 载效率 。 本文研究 的数字控 制谐振变 换器如图1所示 , 提出了一 种基于DSP控制的Burst模式控制 策略 , 即轻载时 使开关频 率逐渐减 小 , 开关周期 次数减少 ,开关损耗 减小 ,从而得到 较高效率 。 最后 , 通过一台350 W的实验样 机验证了 所提控制 方法的正 确性和有 效性[7,8,9]。

1LLC谐振变换器工作原理

1.1变换器重载及轻载工作原理

图1是本文设 计的基于TMS320F2812的高轻载 效率的数 字DC/DC变换器的 硬件结构 图 。

通常使变 换器工作 在fr1< f < fr2频率范围 内 , 通过控制 半桥LLC谐振电路 中Q1、Q2的占空比 控制能量 传输 ,调节电压 输出 。 当谐振变 换器带重 载 (20%~100%额定负载 ), 由图2可知iLr和iLm之间能量 之差较大 , 此能量通 过T1向副边传 输 ; 当谐振变 换器带轻 载 (20% 额定负载 下),由图3可知iLr和iLm之间的能 量之差相 比于带重 载时较小 , 所以向副 边传输的 能量变少[10,11], 而变换器 工作状态 受直流增 益的影响 ,影响直流 增益的参 数有比例 系数k、串联谐振 品质因数Q、变压器匝 比n等[12]。

1.2采用Burst模式控制原理

图4是Burst模式的工 作原理图 , 其中Tburst是变换器 进入Burst模式的工 作周期 , Ton是两个主 功率开关 管导通时 间 , Toff是开关管 关断时间 。 当变换器 工作于轻 载模式下 , 主程序进 入Burst模式 , 并且变换 器进入间 歇式工作 , 两个MOSFET功率开关 管在Toff时都处于 关闭状态 。 随着负载 进一步减 小 , 会减小平 均开关频 率 , 开关周期 次数减小 , 损耗减少 , 达到提高 效率的目 的 。

2LLC谐振变换器Burst模式控制策略

2.1硬件设计策略

系统硬件结构如图1所示。 通过采样电路以及A/D转换器将3路信号 ( 变压器初 级侧电流Ip、 输出电流Io以及输出 电压Uo) 采样并送 入DSP2812 , INA1 、 INA2 、 INA3端口分别 对Ip、 Uo和Io采样 。 DSP内部的PWM1、PWM2端口输出 死区固定 、 占空比大 小固定的 驱动信号 , 通过驱动 电路来驱 动主功率 开关管Q1、Q2。

本文所设 计的变换 器的系统 参数如下 : 额定输入 电压Vin= 400 V , 额定输出 功率350 W , 输出电压24 V , 输出电流15 A,开关频率100 k Hz,变压器变 比41:6, 谐振电感Lr=60 μH ,谐振电容Cr=42 n F , 励磁电感Lm=180 μH 。 主功率开 关管采用STP12NM50 (550 V,12 A), 驱动芯片 采用UCC27424DGN。

2.2控制电路设计策略

本文的DC/DC谐振变换 器采用双 环控制 , 如图5, 输出电压U0与电压基 准值Uref比较产生 误差电压Uerr, 经过调节 器GV形成电压 外环控制 ; 变压器初 级侧电流Ip与基准值 电流Iref比较形成 误差电流Ierr, 经过调节 器GC形成电流 内环控制 ; 电流内环 输出为有 效占空比 , 根据占空 比信号产 生PWM信号[13,14]。

本文采取 增量式PID , 即数字控 制器输出 的是相邻 两次采样 时刻所计 算的位置 值之差 :

本文根据 变换器系 统的硬件 条件将采 样频率调 到极限值 , 提高系统 尤其是在 轻载时的 控制性能 , 运用极点 配置的方 法整定PID的比例 、积分 、微分系数 ,使得变换 器在轻载 时达到良 好的控制 效果 。 由Saber仿真得到 整定参数Kp= 0 . 22 , Ki= 1 265 , Kd= 0 . 000 016 2 。

2.3软件设计策略

本文分别 对主程序 、 中断程序 和PID算法程序 进行了设 计 , 并且整个 程序运行 良好 , 基本达到 预期设计 要求 。 如图6所示 ,主程序中 首先进行 系统配置 及初始化 , 然后初始 化ADC、PWM及PID控制模块 参数 , 并且在等 待中断的 时间内采 集输出电 压 , 如果发生ADC中断则进入相应 的流程[15,16]。

本设计中CPU时钟频率 设为40 MHz,ADC模块每20 ms采样一次 。 数字PID运算都在ADC中断调用 执行 ,得到的输 出控制量U(k)经限幅后 赋给比较 单元寄存器 (TXCMPR,X=3、4) 中 , 即在程序 中加入下 面语句实 现在线调 整PWM波占空比 :

其中CMAX为定时器 计数最大 值 ,Uk为PID控制器第K次输出 。 本设计在 轻载情况 下 ,采用Burst模式控制 改变PWM占空比 , 隔断工作 周期 , 形成无效 周期 , 使得开关 频率减小 ,达到降低 开断损耗 、提高效率 的目的 。

3实验与分析

本文为了 验证设计 的合理性 , 首先利用 参数对电 路进行仿 真 , 仿真实验 以Saber为平台 , 对半桥谐 振电路轻 载和空载 情况进行 研究分析 。 主要实验 参数设计 如下 :谐振电感Lr=60 μH,谐振电容Cr=42 n F , 励磁电感Lm= 180 μH。 变压器变 比n = 41 : 6 , 开关频率fs=100 k Hz , 死区时间tdead=200 ns 。

空载是谐 振半桥电 路工作时 比轻载更 恶劣的一 种情况 , 在此状态 下 , 由图7波形可知 此谐振变 换器能够 实现ZVS,并且在空 载时iLr和iLm之差较稳 定 , 原边能向 副边稳定 传输能量 , 并且输出 电压基本 达到24 V, 说明参数 设计较合 理 ,能够实现 谐振 ,实现软开 关 ,仿真电路 工作正常 。 本文设计 了一款额 定功率为350 W左右的试验样机 。

图8为Q2零电压开 通时各极 间电压 。 实验表明 ,此半桥谐 振变换器 能够在轻 载情况下 实现原边 开关管的 零电压开 通和副边 二极管的 零电流关 断 ,零电压的 开通和零 电流的关 断有效减 小了开通 关断时的 损耗 ,有助于变 换器效率 的提高 。

图9将在轻载 情况下没 有经过Burst模式控制 的变换器 和经过Burst模式控制 的变换器 作比较 ,可以发现 , 在低于5% 额定负载 的情况下 效率达到87% 以上 , 在5 % ~ 20 % 额定负载 的情况下 效率达到93 % 以上 , 远高于不 经Burst模式控制 的变换器 的轻载效 率 。 原因在于 数字控制 的LLC谐振变换 器在轻载 时也能够 实现软开 关技术 , 而且不存 在PWM变换器中 二极管中 的反向恢 复电流问 题 , 所以二极 管的耐压 降低 , 极大地降 低了开关 管的开断 损耗 。

4结论