双向DC-DC变换（精选7篇）
双向DC-DC变换 篇1
摘要：本设计采用芯片BQ24610控制DC-DC降压及充电控制模块,芯片TPS55340控制升压模块,升压和降压模块共同构成了双向变换器。降压及充电控制模块构成效率达到95.5%,本设计产品可以在22 V30 V输入电压下为18650锂电池组提供1 A2 A充电电流。并且在输入电压波动时能稳定输出充电电流,其电流变化率仅为1.08%,通过采用BQ24610电源管理芯片,能耗控制效果十分明显,转换效率高达90%以上。
关键词：双向DC/DC变换器,充电控制模块,升压模块,降压模块
本文采用固定设定芯片设计并实现双向DC-DC变换器[1,2,3],能够控制输出电压,实现电池的充放电功能。使用芯片BQ24610控制DC-DC降压及充电控制模块,芯片TPS55340控制升压模块。升压和降压模块共同构成了双向变换器,其中降压模块给电池充电时是一个方向,电池通过升压后给负载供电是另一个方向,构成DC-DC双向变换器。
1理论分析
1.1 DC-DC降压及充电控制模块的分析
1.1.1 BQ24610芯片介绍
BQ24610是TI公司产品,是一种充电管理芯片,较传统控制器,散热少、效率高,可对5 V~28 V之间的锂电池进行充电管理,具有以下特点:1)可高适配器功率:在充电过程中可持续为系统供电。2)可使设计更加灵活:集成型独立解决方案可使设计者对产品更加灵活的设计,简化整体解决方案,使其更加广泛的应用于便携式设备。3)利于延长电池寿命:充电电流和充电电压的准确度非常接近,趋近百分之百,利于延长电池的使用寿命[4]。
1.1.2 DC-DC降压原理分析
该降压电路采用电闸不停充放电,控制电感来控制电源平衡。采用先降压,接通跳线后,电源输入的电压为28 V,流入R3电阻和电容C5中起一个缓冲作用,继续进入以背靠背式连接的两个MOS管中,通过对电流进行控制,当芯片确定电路可以正常工作MOS管才会被打开接通,继续流入电阻R2中。通过用万用表测量R2两端的电流,因为R2的作用是用来检测电源输入端电流,电源充电管理,然后再给电池组18650充电。
应用软开关(soft switching)相关技术,可有效提升双向DC-DC变换器的工作效率,将变换器的开关损耗降低,为变换器的高频率化提供了可能性,缩小变换器的体积和重量,提高变换器的动态性能以及功能密度。推挽式电路广泛应用于功放电路以及开关电源中,符合低电压及大电流的场合使用[5]。
1.1.3降压模块设计结构的优缺点
降压模块设计结构优点是开关变压器磁芯利用率高、结构简单,推挽电路工作时,每次只导通一只功率开关管,所以导通损耗较小。缺点是开关管的承受电压较高,变压器带有中心抽头;由于变压器原边漏感的存在,导致在功率开关管关断瞬间,漏源极会产生比较大的电压尖峰,另外由于输入电流的纹波较大,所以输入滤波器的体积较大。
Q2将两个MOS管背靠背连接,作用是避免寄生二极管反向漏电,默认情况下,当电源正常工作的情况下,它们才会打开。
1.2 DC-DC升压控制模块的分析
TPS55340是一款单片非同步开关稳压器,此稳压器带有集成的5 A,40 V电源开关。此器件可在几种标准开关稳压器拓扑结构中进行配置,这些拓扑结构包括升压、SEPIC和隔离式flyback。此器件具有一个宽输入电压范围以支持由多节电池或者经调节的3.3 V,5 V,12 V和24 V电源轨供电的应用。安装一个内部振荡器,同时使用电流模式PWM(脉宽调制)控制对输出电压进行调节。PWM的开关频率同步至外部时钟信号进行设定,或由一个外部电阻器进行设定,可以在100 k Hz~1.2 MHz之间对开关频率进行编程。
将Boost斩波电路做为DC-DC升压电路的核心,主控制器以及PWM信号发生器为单片机,依据负载反馈的信号对PWM信号进行调整,形成可靠的闭环控制,保持输出电压恒定。当没有直流电源供电时,BQ24610的23脚输出低电平,Q3和Q6打开,电池处于放电状态,不会进行充电。
2电路设计
2.1系统总体框架设计
本系统存在充电和放电两个过程,这两个过程并不同时进行。当有直流稳压电源给系统供电时,则先通过DC-DC降压部分降压后经由充电控制部分给电池充电。如果没有电源供电,则电池通过DC-DC升压模块稳定的输出电压从而放电。
2.2充放电流程设计
系统首先判断是否有电源供电,如果没有,则电池放电。如果有电源供电,则在DC-DC降压及充电控制模块先降压然后给电池充电,若电池没有充满则红灯亮,继续进行降压,充电的过程。若充满电则蓝灯亮,停止充电。
2.3系统电路设计
2.3.1升压模块电路设计
升压模块电路使用TPS55340的芯片来连接,AC220 V交流电压从滤波整容电路中出来,通过降压变压器使其恒定输出18V的交流电压,通过电容C23、C24、C25、C26、C27、C28等几组电容来实现滤波稳定,使其输出的电压经过本电路十分稳定,基本不变。首先18VAC要经过整流(二极管桥)电路和滤波电路(大电容低频滤波)后变为直流电,再经过开关式稳压芯片TPS55340进行调理,就可以得到想要的30-36VDC。
2.3.2降压模块电路设计
BQ24610是高度集成锂离子或离聚合体电池开关模式充电控制器,有固定频率的同步开关PWM控制器[6,7],高精度充电电流(±3%)和电压调整(±0.5%),充电预设置,充电终止。系统设计所用到的部分元器件列表见表2所示。
3测试方案与测试结果
【测试1】用可调电压源输出电压U2=28 V,本方案利用电位器达到充电电流在1 A~2 A之间可调。用万用表电压毫伏档测得实时的充电电流。
【测试2】利用可调电压源输出22 V~28 V电压U2,用万用表分别测出22 V,24 V和30 V时充电电流I11,I1,I12,计算电流变化率SI1。
【测试3】调节U2=28 V,用万用表测量此时充电电流I1的值以及电池组电压U1,测量此时输入电流I2的值,多次测量计算变换器效率。
【测试4】在A、B间连入调节滑线变阻器,使充电电流I1=2 A,用万能电表测量U1两端电压,当电压达到24时观察充电板红灯是否亮起,红灯点亮说明充电停止。
通过以上测试可以看出,在输入电压U2=28的条件下,能稳定输出1 A~2 A充电电流;当U2在22 V~28 V变化时、I1在0.1 A~0.2 A范围内变化,充电电流稳定输出;通过计算可得,电路的功率因数计算值和测量值相似,在误差范围内;当电池临近充满时,系统自动调整为小电流进行涓流充电。充满时,电流自动切断,充电完成指示灯亮起,实现了充电保护功能。
4总结
本设计可以在22 V~30 V输入电压下为18650锂电池组提供1 A~2 A充电电流。并且在输入电压波动时能稳定输出充电电流,其电流变化率仅为1.08%,通过采用BQ24610电源管理芯片,能耗控制效果十分明显,转换效率高达90%以上。支持2.0 A充电电流输出,将充电速度提升一倍,节省大量等待时间,拥有输出过压保护,输出电压超出上限时,主动关闭输出。有输入过流保护,防止输入电流过高。内部设有输出过流保护,输出电流超出上限时,主动关闭输出。拥有绢流充电模式,当充电进入后半阶段时,自动转换为弱电流充电,保护电池,延长电池使用寿命。
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双向DC-DC变换 篇2
随着全球对能源需求的增加,人们开始把目光转移到新能源的开发和利用上,例如,风能、太阳能、潮汐能等可再生能源。光伏发电作为一种具有广阔前景的绿色能源已成为国内外学术界和工业界研究的热点,但是光伏发电存在2个主要问题:1)光伏电池的输出特性受外界环境影响大,当温度和光照辐射强度变化时,其输出特性会发生较大的变化;2)光伏电池的转换效率低而且价格昂贵,初期投入较大。因此,为了充分利用光伏组件所产生的能量,通常在光伏组件和负载之间串联最大功率点跟踪(maximum power point tracking, MPPT)电路。MPPT电路常用的控制方法有:恒定电压控制法、扰动观察法又称爬山法[1]、增量电导法[2]、模糊控制法[3]、神经网络控制法[4]、短路电流法[5]等。
传统的在光伏组件和负载之间串联MPPT电路的拓扑结构中,光伏板产生的所有电能都要经过DC-DC变换器进行处理,因此,整个光伏发电系统的效率就要依赖于DC-DC变换器的效率。本文提出了一种新的DC-DC变换器拓扑结构,并将MPPT电路与之并联,这样只有一少部分光伏板产生的电能经过该DC-DC变换器,可以大大提高光伏板的利用效率。
2 串、并联连接的MPPT电路
图1为光伏电池在不同温度、辐射强度下的P-V特性。
从图1中可以看出光照强度和温度等外部因素都会对光伏板的最大功率点(Vmp,Imp)产生影响:电流与阳光的光照强度有关,而电压与温度有关。因此,必须在光伏板与负载之间增加MPPT电路,当外部环境或者负载变化时,使光伏板都工作在最大功率点附近,以提高光伏板的利用效率。
传统的MPPT电路串联在光伏板和负载之间,如图2所示。为了能让光伏板工作在最大功率点,通常在MPPT电路中采用一定的控制算
法,这些算法通常是将光伏板的采样电压和采样电流送至单片机,经过算法的处理,调整DC-DC变换器中开关管的占空比来实现最大功率跟踪。在这种拓扑结构中,光伏板产生的所有电能都要经过DC-DC变换器进行处理,因此,整个光伏发电系统的效率就要依赖于DC-DC变换器的效率,当多个光伏板串联时,效率会更低一些,而且当一块或者多块光伏板被部分遮蔽时,要获得最大功率点将变得很困难,因为此时P-V曲线上有多于一个的极大值点。
本文提出了一种将MPPT电路与光伏板并联的拓扑结构,如图3所示。这样只有一少部分光伏板产生的电能经过DC-DC变换器,可以大大提高光伏板的利用效率和系统的稳定性。而且可以将几个这样的光伏发电系统进行串联连接,如图4所示,这时即使发生部分遮蔽现象,每块光伏板的MPPT电路也会使之工作在最大功率点上,这样就使整个系统输出尽可能多的电能。
3 双向DC-DC变换器
双向DC-DC变换器如图5所示。
图5中,DC-DC变换器由蓄电池(组)、电感L、电容C、开关管S1和S2、续流二极管D1和D2、直流负载R(这里只考虑直流负载)等组成,开关管的PWM驱动信号有MPPT电路输出,当光伏板输出的电能多于负载所需的能量时,剩下的能量就对蓄电池进行充电,此时变换器等效为一个BUCK电路;当光伏板输出的电能少于负载所需的能量甚至不输出电能时,蓄电池放电对负载进行供电,此时变换器等效为一个BOOST电路。
1)BUCK工作模式。如图6所示,假设蓄电池的端电压小于光伏板的输出电压,当光伏板产生的能量多于负载所需的能量时,多余的能量就对蓄电池进行充电。在一个开关周期中,当开关管S1导通时,蓄电池开始充电,电感L储能(如图6a所示);当开关管S1关断时,电感L储存的能量就通过续流二极管D2对蓄电池进行充电(如图6b所示)。通常,会对蓄电池进行过充保护,以延长其寿命。
2)BOOST工作模式:如图7所示,当光伏板产生的能量少于负载所需的能量时,蓄电池进行放电对负载供电。在一个开关周期中,当开关管S2导通时,电感L储能(如图7a所示);当开关管S1关断时,电感L储存的能量就通过续流二极管D1对负载进行供电(如图7b所示)。通常会对蓄电池进行过放保护,以延长其寿命。
下面分析系统可能出现的5种工作情况。
1)空载时,IL=0,光伏板产生的所有电能都用于对蓄电池进行充电,充电电流Ib等于光伏板的最大功率点电流IMPP,系统的效率为
此时,系统工作在BUCK工作模式。
2)当负载电流IL<IMPP时,光伏板产生的电能一部分用于给负载供电,另一部分用于对蓄电池进行充电,充电电流为Ib=IMPP-IL,系统的效率为
此时,系统工作在BUCK工作模式。
3)当负载电流IL=IMPP时,光伏板产生的电能全部用于给负载供电,不会对蓄电池进行充电,而且没有能量经过DC-DC变换器,这样系统的效率接近100%。
4)当负载电流IL>IMPP时,光伏板产生的电能不给负载供电,另一部分需要蓄电池放电给负载供电,放电电流为Ib=IL-IMPP,系统的效率为
此时,系统工作在BOOST工作模式。
5)当光伏板不工作时,Imoudle=0,蓄电池放电给负载供电,放电电流为Ib=IL,系统的效率为
此时,系统工作在BOOST工作模式。
4 实验结果
光伏板参数:最大功率70 W;短路电流3 A;开路电压33 V(本文将2个最大功率35 W;短路电流3 A;开路电压16.5 V的光伏板串联)。蓄电池参数:将2个12 V,200 A·h的铅酸蓄电池串联。
光伏板的输出电压如图8所示。通过与其并联的MPPT电路,其输出电压在最大功率点附近波动。
当负载电流IL<IMPP时,蓄电池(串联一个采样电阻)的充电电流波形如图9所示,开关管S1的PWM波信号如图10所示。
当负载电流IL>IMPP时,蓄电池给负载供电,开关管S2的PWM波信号如图11所示。
下面分析传统的光伏发电系统在发生局部遮蔽现象时的特性,以35组光伏发电系统为例,假设遮蔽造成第i个光伏电池组件发生辐照度下降50%时,该光伏电池组件的短路电流下降50%,即,光伏系统的最大输出电流为0.5Isc,当负载不变时,有
也就是说输出功率下降了75%,其效率大大降低。
由于本系统为电流并联形式的发电系统,如图4所示,无遮蔽状态时,系统输出电流为:Io=35Isc;当某组光伏发电单元被遮蔽50%时,只有该支路的短路电流Isc下降50%,系统输出电流为:I′o=34.5Isc,此时的效率为
因此,采用本文介绍的并联发电其效率大大提高。
5 结论
在光伏组件和负载之间串联MPPT电路的传统拓扑结构中,光伏板产生的所有的电能都要经过DC-DC变换器进行处理,因此,整个光伏发电系统的效率就要依赖于DC-DC变换器的效率。本文提出了一种新的DC-DC变换器拓扑结构,并将MPPT电路与之并联,这样只有一少部分光伏板产生的电能经过该DC-DC变换器,可以大大提高光伏板的利用效率。
参考文献
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双向DC-DC变换 篇3
关键词：耦合电感双向直流开关变换器,损耗模型,高效率,匝比优化
1 前言
为减小系统的体积重量,节约成本,在电池的充放电系统、电动汽车、UPS系统、太阳能发电系统、航空电源系统的场合,双向DC-DC变换器获得了广泛的应用[1,2,3,4,5]。多年来,隔离型中、大功率BUCK和BOOST电路得到深入的研究[6,7,8,9];传统非隔离型的双向DC-DC因无法实现宽输入输出变比,其应用范围受到限制。而在新型能源等应用场合中,低压侧为低压大电流,输入输出为宽变比,无需电气隔离,采用非隔离型拓扑具有成本和效率优势。
为扩大非隔离型双向DC-DC的变比,拓展其应用领域,本文将耦合电感引入到非隔离双向DC-DC变换器,提出新型耦合电感双向BUCK/BOOST电路(简称为TI-B-BUCK/BOOST(Tapped-Inductor Bi-directional BUCK/BOOST)),并对耦合电感匝比进行优化,实现电压变比拓宽和效率提升。
2 原理与特性
新型TI-B-BUCK/BOOST电路如图1所示。
图中VBUS为高压直流母线电压,VBAT为低压侧电池电压,S1、S2为功率MOSFET,漏源反并超快恢复二极管D1、D2,电感L1的匝数为n1,L2的匝数为n2,匝比λ为(n1+n2):n1。电路工作在充电或放电模式。
2.1 放电模式
该模式下,CCM模式时电路原理图以及工作波形如图2所示。
电路为耦合电感BOOST,(简称TI-BOOST(Tapped-Inductor BOOST)),能量从VBAT向VBUS传输。在0至t0期间,S1开通,D2截止,VBAT通过S1给L1激磁,激磁电流iLm线性增加,负载电流由输出C1提供;在t0至t1期间,S1关断,续流二极管D2导通,激磁电流iLm按照抽头电感的匝比关系耦合成去磁电流iL2,给负载和输出电容提供能量。TI-BOOST的输入与输出电压关系为:
2.2 充电模式
该模式下,CCM模式时电路原理图以及工作波形如图3所示。
电路为耦合电感同步整流BUCK,简称TI-SR-BUCK(Tapped-Inductor Synchronous Rectification BUCK)。能量从VBUS流向VBAT。0至t0时,S2开通,S1关断,VBUS通过S2对耦合电感激磁,同时向负载提供能量;t0至t1时,S1开通前,激磁电流iL2按照匝比关系耦合成去磁电流iLm,iLm通过D1续流;t1至t2时,S1开通后,D1上的电流转移到S1,电流iLm通过VBAT、S1续流;t2至t3时,S1关断,S2开通前,D1续流。TI-SR-BUCK输入与输出电压关系为:
采用TI-SR-BUCK可以有效拓宽占空比D1,提升效率[10,11]。
3 损耗模型与匝比优化选择
本文以放电模式TI-BOOST为分析对象,建立损耗模型,并对抽头电感的匝比λ进行优化选择。
3.1 损耗模型
在硬开关的条件下,由MOSFET、二极管引起的损耗较大,磁元件的损耗较小,约为输出功率的0.5%。本文将以功率器件的损耗总和作为衡量功率级电路效率的依据,比较TI-BOOST与传统BOOST的效率。
功率MOSFET的损耗分为导通损耗Pson和开关损耗Psw[12]。二极管D2的损耗由正向导通产生的损耗PDon和反向恢复损耗PDrr两部分组成。因此总损耗为:
3.2 抽头匝比的优化选择
基于损耗模型,通过MATHCAD进行仿真,仿真参数如下:VBAT=2~4V,VBUS=24V,Io=0.2~3.2A,L1=30μH,S1为IRF1405Z,D2为MUR2020。仿真结果如图4所示,λ=1时为传统BOOST电路的损耗。当输入为3V保持不变,负载电流变化时损耗与匝比关系如图4(a)所示,随着匝比λ增加,功率半导体器件损耗先减小到最小值后再增加,当大到一定值后,TI-BOOST的损耗将大于传统BOOST的损耗;匝比λ取2~4时,TI-BOOST的功率器件总损耗最小,电路效率最高。在相同输出,不同输入电压时如图4(b),随着匝比的增加,损耗先减小到最小值后,再开始逐渐增大,最后,大于λ=1时的损耗。当匝比λ取2~4时,功率器件的总损耗最小,功率级电路效率最高。
分析仿真结果可知,当匝比从1开始增大时,占空比D1减小,开关管S1上电流有效值和峰值都增大,电压应力大大减小,S1上导通损耗增加,而开关损耗和输出电容损耗不断减少;在输入负载电流不变时,D1上的导通损耗保持不变,其反向恢复损耗增加;匝比λ变小时,S1的开关损耗和输出电容损耗的总减少量大于S1的导通损耗和D2反向恢复损耗的增加量,且损耗减少的速度大于增加的速度;当匝比增加到2~4之间时,功率器件总损耗为最小值;随着匝比进一步增加,S1导通损耗和D1反向恢复损耗不断增加,S1的开关损耗和输出电容损耗不断减少,但增加速度大于减小速度;当匝比大到一定程度时后,S1的导通损耗和D1反向恢复损耗的增加量大于S1开关损耗和输出电容损耗的总减少量,功率器件的总损耗将比传统BOOST大。
通过以上分析,可以得出:在输入输出为大变比时,选择合适的匝比,充电模式TI-BOOST电路的效率比传统BOOST高;基于电路结构的对偶性耦合电感的相同作用机理,可得TI-B-BUCK/BOOST比传统的双向BUCK/BOOST具有更好效率;耦合电感匝比优化选择值为2~4。
4 样机与实验结果
TI-B-BUCK/BOOST实验样机主要参数Lm=30μH,VBAT=2~4V,VBUS=20~24V,最大功率Pmax=60 W(Pmax:放电模式时为输入功率,充电模式时为输出功率);样机中选择匝比λ=1、2、3、4、5,分别进行实验;S1、S2选用IRF1405z;D1、D2用MUR2020。实验结果分析如下:
在硬开关条件下,测得的效率曲线如图5所示,TI-B-BUCK/BOOST比传统双向BUCK/BOOST具有更高的效率。轻载时,两者均具有良好的效率,但随着负载的增加,两者的效率均下降。充电模式如图5(a),匝比为3时,效率最高,平均效率在85%以上,比传统SR-BUCK平均提升了3.5%;匝比为2和4的效率相当,均小于匝比为3时的效率,平均相差1%以上;匝比为5时,效率明显变差,略高于传统SR-BUCK。在放电模式下,如图5(b),当匝比为4时,具有最佳的效率,平均效率接近86%,比传统BOOST提升4%。匝比为3,效率略小于最佳匝比时的效率。
实验结果、理论分析和仿真结果均一致,证明在大变比时,本文提出的耦合电感双向BUCK/BOOST比传统双向BUCK/BOOST具有更高的效率;合理选择抽头电感的匝比λ对抽头电感双向BUCK/BOOST具有重要意义;基于损耗模型得到优化匝比值2~4具有重要的理论和应用指导价值。
5 结论
本文提出了耦合电感双向BUCK/BOOST电路,克服了非隔离型双向DC-DC变比小的不足,解决了非隔离型双向DC-DC在大变比时效率低的问题;同时经过耦合电感匝比优化选择,进一步提升了TI-B-BUCK/BOOST的效率。本文提出的电路拓扑丰富了非隔离型双向DC-DC拓扑类型,可应用于无需隔离、大变比、低压大电流、能量双向流动的应用场合。
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双向DC-DC变换 篇4
对变换器的控制有多种方法,包括PI(比例积分)控制、智能控制、预测控制等。应用最为广泛的要属传统的PI控制方法,该方法具有算法简单、控制效果好等优点,但是PI控制器的参数设计与选择过程比较繁琐,设计者的经验和水平直接影响到变换器的跟踪精度、响应速度等性能。
模型预测控制(MPC)是预测控制的一种,又称滚动时域优化控制,它是在每个采样周期都基于系统的当前状态及系统模型,按照给定的有限时域目标函数优化过程性能,找出最优控制序列,并将该序列施加给被控对象,它具有控制思想简单、控制效果好、鲁棒性高、可实现多个目标同时控制等优点。
1光储系统
本文所采用的光储系统结构框图如图1所示。光伏阵列通过单向Boost DC-DC变换器连接到直流母线上,该变换器用来实现升压、稳压和MPPT功能;蓄电池经过双向DC-DC变换器连接到直流母线上,通过控制双向变换器运行于不同的模式实现蓄电池的充放电。为简化分析, 负载侧选用纯电阻负载,用电阻的投切来模拟负载上的功率波动。
2三电平双向DC-DC变换器
三电平双向DC-DC变换器的拓扑结构如图2所示。
系统的正常运行要求根据光伏阵列输出功率和负载所需功率的差值P*(P*= Ppv- PL) 的大小及方向有效控制蓄电池的充放电,即要求双向DC-DC变换器能够在Buck,Boost两种工作模式之间顺利切换,实现系统的稳定运行。例如,当光伏阵列输出功率小于负载所需的功率时,蓄电池进行放电,此时三电平双向DC-DC变换器工作在Boost模式,其电路拓扑如图3所示。
3三电平双向DC-DC变换器的控制方法
对于光储系统中的三电平双向DC-DC变换电路,其控制目标是维持直流母线电压的稳定和中点电压的平衡。本文采用传统PI控制方法和模型预测控制方法控制母线电压,并将两种方法进行对比;对电压差进行闭环控制实现母线中点电压的平衡。
3.1传统控制算法
传统控制方法控制框图如图4所示。其中虚线框1为直流电压控制外环,虚线框2为充放电模式选择环,虚线框3,4为电流控制环。图4中U*dc是负载的额定工作电压,Udc是母线上的实时电压,Ib是蓄电池的充放电实时电流。
在系统运行的过程中,当有电流流过中点时,母线端两电容充放电过程相反,中点电压产生波动。对中点电压采取反馈控制,在每个控制周期内微调开关管的占空比,可实现中点电压平衡,控制框图如图5所示。图5中Ucd 1为电容Cd1两端的电压,Ucd 2为电容Cd2两端的电压。
3.2 MPC控制算法
模型预测控制分为建立预测模型和滚动优化两个步骤,将其应用于三电平双向DC-DC变换器的具体控制框图如图6所示。
3.2.1预测模型
预测模型是根据开关管的不同开关状态所对应的三电平双向DC/DC变换器的等效电路得到的,以三电平双向DC/DC变换器工作在Boost模式为例分析预测模型的建立过程。在该模式下,总共有4种开关状态,若以二进制变量S的值来表示开关管的状态,即S为1代表开关管导通, S为0代表开关管关断,则可分为状态1(S1=1,S3= 1)、状态2(S1=1,S3=0)、状态3(S1=0,S3=0)、状态4 (S1=0,S3=1)。4种不同的开关状态所对应的三电平双向DC/DC变换器的等效电路如图7所示。
图7a中,由基尔霍夫定律可得到表达式:
式(1)对应的离散化等式如下式所示,此等式即为状态1所对应的预测模型。
式中:Ubat(k) 为k时刻蓄电池两端的电压;ib(k) 为k时刻蓄电池电流;Tc为采样时间,由于系统采样频率为20 k Hz,因此Ts=0.005 s。
同理可推出其他3种开关状态所对应的预测模型,此处不再赘述。
3.2.2目标函数
以功率为控制变量建立的目标函数(cost function)如下式所示:
其中
控制目标的优化是通过最小化目标函数实现的, J1,J2,J3,J4分别为4种预测模型所对应的目标函数,选取min{J1,J2,J3,J4}对应的开关状态作为下一时刻的开关状态,由于在每一个采样时刻,优化性能指标只涉及从该时刻起未来有限的时间, 而到下一采样时刻,这一优化时间段向前推移, 因此优化过程可以反复在线进行,从而实现滚动优化。
在采用模型预测控制方法控制三电平双向DC-DC变换器时,由于模型预测方法是通过目标函数最小化以后反过来选择预测模型对应的开关状态,因此,在选择的过程中如果图7b和图7d相应预测模型中开关管对应的开关状态被选择的频率一样大,则母线两电容充放电的电能相同,中点电压就不会发生偏移。
4仿真分析
在Matlab/Simulink环境下,对三电平双向DC-DC变换器的模型预测控制和PI控制进行仿真,所设置的仿真参数为:蓄电池48 V/12 A·h, SOC=80%,直流母线Udc - ref=100 V,电感L1=0.7 m H, L2=0.7 m H。
光伏阵列输出最大功率在t=0.2 s时从178 W突变为246 W,在t=0.5 s时从246 W突变为287 W,在t=0.6 s时负载从50 Ω投切到25 Ω。
图8a、图9a分别为对三电平双向DC-DC变换器进行PI控制及MPC控制的母线电压波形。 由图可以看出传统的PI控制使母线电压能稳定在额定值,0.2 s光伏输出功率突变时超调为7.5%,0.5 s时超调为7.5%,0.6 s负载实现投切时超调为8%;而采用MPC控制时,母线电压更加稳定,0.2 s时超调控制在0.25%以内,0.5 s时超调0.2%,0.6 s负载投切时超调不足0.1%。据此可以看出,在应对突变的扰动响应时,模型预测控制能够使母线电压迅速恢复额定值且超调很小。
图8b、图9b分别为传统PI控制及MPC控制的蓄电池的充放电电流波形。可以看出,采用PI控制时,蓄电池在稳定充放电过程中电流波动较大,充放电模式切换过程也比较缓慢;采用MPC控制时, 蓄电池电流纹波很小且动态响应比较快。
图8c为对母线中点电压采取PI控制以后母线两电容端电压及两电容端电压之差的波形。 可以看出,端电压之差在0附近波动,上下波动幅度在0.1%以内,由此证明采用对电压差用PI调节器进行闭环控制的方法可以有效解决中点电压不平衡的问题。在采用MPC控制时,两电容端电压及端电压之差的波形如图9c所示,可以看出, 中点电压没有发生偏移。
5结论
本文采用模型预测控制方法控制光储系统中的三电平双向DC-DC变换器,在每个采样周期都基于系统的当前状态及系统模型,按照给定的有限时域目标函数优化过程性能。仿真结果表明模型预测控制方法可以很好地实现直流母线电压的稳定,相比传统PI控制算法,MPC动态响应快,蓄电池充放电电流纹波比较小。同时, 模型预测控制算法可实现中点电压的平衡,能与中点电压的PI控制达到相同的效果,仿真结果验证了算法在本系统中应用的正确性及有效性。
参考文献
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双向DC-DC变换 篇5
关键词：双向DC/DC变换器,变压器反极性连接,功率传递,移相控制,占空比控制
1 引言
双向DC-DC变换器可以充当两个电压等级间能量传递的设备,实现能量管理[1,2],在未来的应用中拥有广阔的前景。
在燃料电池电动汽车中,由于燃料电池的输出特性比较软,在直流母线与低压辅助电池之间跨接一个双向DC-DC变换器,采用一定的控制策略,就可对燃料电池输出与调速驱动系统的功率需求进行功率平衡,可减小母线电压的波动,提高驱动系统的高速性能。在运行过程中,为燃料电池提供了一个较平稳的等效负载,可使其输出经常接近平均功率。
图1给出了一种对称的半桥结构双向隔离式DC-DC变换器的主电路[3,4]。两个半桥电路之间靠高频变压器耦合,两个半桥的中点与输入电源V1和输出电源V2之间分别串入了电感L1和L2。这种对称的电路结构可以看作一边是半桥和升压斩波器的复合,另一边是半桥和降压斩波器的复合。开关管S1～S4上分别并有电容CS1～CS4用以实现软开关。变压器漏感为Lσ1和Lσ2。该主电路在结构上较文献[5]中的拓扑多了一个电感L2,这样使得电路具有结构对称,在能量双向流动的情况下,可简化控制方案。这种电路在两边均为电压源的情况下,传递的功率与任何一边的电压值成正比。
图1(a)是变压器绕组正极性连接时的变换器拓扑,文[3]和[4]对该变换器已有较详细的分析和讨论。本文主要对图1(b)所示的变压器反极性连接时的变换器进行研究。
2 工作原理
对于如图1(b)所示变换器拓扑,将变压器副边折合到原边时,可以得到等效到一次侧的变换器电路,如图2所示。图中的等效电路忽略了变压器的励磁电感和绕组电阻。
无论能量从V1流向V2,还是从V2流向V1,变压器极性的不同对变换器开关器件的控制规律是不同的。对于图1(a)所示的变压器正极性连接的变换器,两个半桥的上下开关管是互补导通的,且开关管S1与S3同相,开关管S2与S4同相[3]。而在图1(b)所示的变换器拓扑中,由于变压器副边绕组的反极性连接,要求开关管S4与S1同相,S3与S2同相。当S1、S2的导通时间分别超前S4、S3时,能量正向流动,即从V1流向V2。由于变换器电路是对称的,当S1、S2的导通时间分别滞后S4、S3时,能量反向流动,即从V2流向V1。图3给出了移相控制下变压器的电压、电流波形。图中,ϕ1为变压器原边电压领先副边电压的相位角,ϕ2为开关器件S1、S4的导通时间。
根据稳态状态方程,可以得到四个电容上的稳态电压
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漏感Lσ上的电流iLσ在四个拐点的表达式如下
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输出功率可以表示成
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其中vab为图2中ab两端的电压,iLσ如式(2)中所示,经化简可得到输出功率公式如下:
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上式中,假定开关频率不变,输入输出电压V1、V2维持不变,漏感不变时,容易看出,输出功率P与移相角ϕ1和占空比ϕ2有关。
对于式(1),当输入电压V1和输出电压V2满足下式时,
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电容电压VC1与VC4相等、VC2与VC3相等,而输出功率公式(4)亦可改写成
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而正极性连接拓扑的输出功率[3]公式为
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当V1=V2时,式(7)与式(6)相同。
对于这两种拓扑,在不同的占空比D=1-ϕ2/2π下,改变移相角ϕ1,可以得到如图4的曲线。从图中可以看出,通过调节占空比D和移相角ϕ1,都可以改变输出功率P。并且在反极性拓扑满足式(5),正极性拓扑满足V1=V2的前提下,两种拓扑的输出功率P和移相角ϕ1的曲线重合。
3 开关器件应力比较
在变压器反极性连接的拓扑中,开关管S1和S2的电流峰值是
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开关管S3和S4的电流峰值为
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式(8)、(9)中的iLσ(0)、iLσ(ϕ1)如式(2)中所示。IL1和IL2分别为P/V1和P/V2。
而正极性拓扑的电流应力与式(8)、(9)中相同,只不过iLσ(0)、iLσ(ϕ1)、IL1和IL2的表达式不同[4]。
图5给出了当V1=2*V2,且移相角ϕ1固定为0.125π时,两种拓扑下开关器件的电流应力与占空比D的关系。从图中可以看出,变压器同极性连接时开关管的电流应力随着占空比D增大而增大,而在反极性拓扑中,在D=0.33处四只开关器件的峰值电流相等,且电流应力比较小。
反极性连接时的电压应力为
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而正极性连接时的电压应力为
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对于这两个拓扑,参数相同时,开关管承受的电压应力有很大不同。正极性拓扑下开关管的电压应力随着占空比D增大而增大,而反极性拓扑下开关管应力随着D变化存在最小值。图6给出了反极性下输入电压V1和输出电压V2为不同值时电压应力Vpeak与占空比D的关系曲线。从图中可以看出,对于V1=0.5*V2、V1=V2和V1=2*V2三种情况,Vpeak分别在占空比D=0.67、0.5和0.33时达到最小值。因此,在输入电压V1和输出电压V2给定的条件下,为了使得电压应力最小,存在一个最优占空比DOPT,并且DOPT应满足式(5)的关系。
4 试验验证
本文搭建了一套如图1所示的双向软开关DC-DC变换器的实验样机,样机参数如下:
图7给出了变压器反极性连接时,占空比D=40%时的实验波形。当移相角ϕ1=0.2π时,输出功率为259W。图7(a)中,从上到下的波形分别为:S2的门极驱动信号;S3的门极驱动信号;电感L1的电流波形;变压器原边电压波形。从图中可以看到,S3的门极信号滞后S2一个角度。
图7(b)中,从上到下的波形分别为:S2的门极驱动信号;电感L2的电流波形;变压器副边电流波形;变压器副边电压波形。
图8给出了在变压器反极性连接、占空比D=50%和移相角ϕ1=0.2π时的实验结果。
图8(a)中的波形与图7(a)中的波形相对应。图8(b)中的波形与图7(b)中的波形相对应。图8与图7的差别仅仅是占空比变化了。图8对应的输出功率为362W,较图7对应的输出功率增大了,是因为占空比从40%增大到了50%,这说明反极性连接时调节占空比也能对功率进行调节。
5 结论
本文研究了一种对称半桥型双向DC-DC变换器在变压器反极性连接时的功率流动控制规律。得出了输出功率与移相角、占空比和两边电源电压的关系,比较了两种不同极性下开关器件的电流应力和电压应力。研究结果表明,在反极性拓扑中当输入输出电压为不同的对应关系时,存在一个最优占空比,在此占空比下开关器件的电压应力最小。这一结论为反极性下控制策略的进一步优化提供了理论依据。理论分析和实验结果证明了在反极性连接方式下,该变换器同样可采用调节移相角或占空比的方式对输出功率进行控制。
参考文献
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双向DC-DC变换 篇6
关键词：电力电子,双闭环,等效控制,滑模变结构控制
0 引言
所有为开关变换器设计的控制器事实上都是周期性的时变结构的控制器,通常有2个可能的δ值,依次轮流改变变换器的拓扑结构。变换器通过强制δ(t)=1或δ(t)=0来创建开关函数δ(t),达到开通或关断电力电子器件的目的[1,2]。
滑模变结构控制策略是通过控制量的切换使系统状态沿着滑模面滑动,使系统在受到参数摄动和外干扰时具有不变性[]。与传统PWM控制方式的开关变换器相比,滑模变结构控制方式的开关变换器具有良好的动态特性、鲁棒性以及在电源和负载大范围变化时能保持系统稳定性等优点[]。多种滑模控制方式已用于控制DC-DC开关变换器,但因滑模控制方式要求全状态变量反馈,且需相应的基准参考量,故增加了电路设计的复杂性[20,21]。
首先分析了多重化双向DC-DC变换器的工作原理,继而得出双向DC-DC变换器的变结构模型,针对多重化双向DC-DC变换器提出一种新的P滑模变结构控制策略,实现调控电压、单元电路电感电流间均流的目的。最后给出了仿真结果。
1 多重化双向DC-DC变换器[24]
为减小变换器电感电流纹波、电流谐波含量和滤波器体积,适应DC-DC变换器滤波网络参数的优化,把几个结构相同的基本变换器适当组合(一种特殊的并联,一般是开关管触发相位错开一定角度)构成另一种复合型DC-DC变换器,称之为多重化DC-DC变换器。
以三重化为例,图1所示的即为三重化双向DC-DC变换器,其电路拓扑结构是在电源Udc和Ufc之间接入3个相同的基本变换电路(Buck或Boost电路),其中VT1~VT6是IGBT,Ld是滤波电感,Cd是滤波电容。VT1、VT3、VT5工作时作三重化Buck电路运行,VT2、VT4、VT6工作时作三重化Boost电路运行。
约定变换器采用PWM调制方式,3个臂的开关管开始导通时间互错Ts/3。若在1个开关周期Ts中,3组开关器件导通时间相同,则3个单元基本变换电路电感电流iL(1)(t)、iL(2)(t)、iL(3)(t)是相位相差Ts/3、波形完全相同的脉动电流。但可能存在2组背靠背开关管同时均有1管导通的情形,从而形成通路,即变换器内部可能存在环流,因此在设计控制器时要考虑消除变换器内部的环流。
2 双向DC-DC变换器变结构模型
假定负载为阻性负载,以电感电流iL和电容电压uC为状态变量,忽略电感和电容的寄生电阻,又根据上述多重化双向DC-DC变换器工作原理分析,可得出单元双向DC-DC变换器变结构模型。其中,当变换器作为Buck电路运行时,变结构模型如图2(a)所示;当变换器作为Boost电路运行时,变结构模型如图2(b)所示。
其中δε{0,1},为不连续的开关控制量输入定义如下:
为简化分析,作如下线性变换:
于是可得变结构标准化模型:
3 多重化双向DC-DC变换器PI滑模变结构控制方案
对于多重化双向DC-DC变换器而言,其控制目标是:单元电路电感电流间实现均流(即消除单元电路间可能存在的环流)、调控电压Udc(Ufc)、对于负载或输入电压变化具有优良的瞬态响应性能[18]。
为达到上述控制目标而采用双闭环控制系统,控制原理如图3所示。外环为电压环(又称直流环),采用传统的PI调节器实现对电压的校正,从而达到调控电压的目的;内环为电流负反馈环(又称交流环),采用滑模变结构控制实现对单元电感电流的校正。由于外环PI调节器的输出作为内环滑模控制的参考基准,无须求取电流滑模基准,因此提高了控制方案的实用性。
其中,采用电流负反馈的优点是:拥有内在限流能力;改善了开关调节系统的稳定性和瞬态特性;当几个单元开关变换器并联运行时,应用双闭环系统,每个单元开关变换器有独立的电流负反馈,并联输出电压有一个总的电压负反馈控制电路,使各个电流反馈系统有相同的参考(给定)电流值,这样就可以实现几个单元开关变换器之间的均流或负荷的自动分配。
该控制方案将传统的线性控制与滑模变结构控制相结合,采用双闭环控制方式解决滑模变结构控制变换器中出现的稳态误差和电流基准难以测量的问题。如图3所示,内环所采用的滑模变结构控制方式具有快速的动态响应特性,用以保证iL跟踪电流基准Iref,以保证各单元电路电感电流间的均流,同时,为了补偿传统滑模变结构控制方法存在的输出稳态误差,在滑模切换面中引入输出电压积分项;外环的PI调节器,保持电压Udc(Ufc)恒定。外环的输出Iref作为内环滑模变结构控制的电流基准。外环PI校正使得系统在负载变化时能够保持Udc(Ufc)稳定,其中的积分项可用来消除Udc(Ufc)的稳态误差。
3.1 构建滑模切换面
设uCd为期望电容电压,标准化期望电容电压
下面考虑选择滑模切换面。
一个自然的选择是s(x)=uC-uCd,但通过证明该滑模切换面不稳定[5]。
同时引入输出电压误差的积分环节来消除输出电压的稳态误差,即可得:
但该滑模切换面函数不包括iL这个状态变量,且其稳定性未知[4]。
另一个自然的选择是s(x)=x1-x22/RL,虽然经证明其是渐进稳定的,但该滑模切换面函数含R,不可实现对负载变化的鲁棒性。
由于电感电流连续的DC-DC变换器输出电压连续可微,可以采用输出电压误差作为状态变量,即
于是可得新的系统状态方程:
选择通过原点直线s(x)=cy1+y2=0(c>0)作为切换线。在此切换面上存在滑模控制区且渐进稳定于原点,但此方案必须反馈电容电流,电路实现比较复杂。
文献[3]提到,通过引入符合滑模变结构控制法则的反馈来增强系统的鲁棒性,改善系统的动态性能。在此,基于控制目标稳压和均流的实现和采用电流负反馈的优点而引入电流负反馈。综上可得:
其中,j=1,2,3;Gk为单元电感电流iL(j)的增益。
又由式(4)(5)可知,若是控制一种确定类型的DC-DC变换器,则可以少用一套电流传感器,因为式(8)中的iL(j)分量可用含电压的量经过一个积分器来取代,从而只用到一套电压传感器。但在此考虑到控制对象是多重化双向DC-DC变换器,故需电压、电流传感器。
3.2 滑模控制切换面存在条件分析
为了验证式(8)所示的滑模控制切换面是存在的,即验证式(8)满足滑模存在条件[10,19]:
式(8)所示的滑模切换面函数相应的开关控制策略为
假定在某一个确定的时间,s(x)<0,此时δ(t)=1。于是变换器状态方程变为
对Buck电路而言,可知(x1,x2)必过点(1/RL,1),该点位于滑模切换面之下,由式(8)和(10)知,则系统运动点又会穿越滑模切换面。式(11)Boost电路亦会穿越滑模切换面,亦有。
类似地,当s(x)>0,此时δ(t)=0,变换器状态方程变为
对Boost电路而言,可知x1单调增加,x2单调减小,由式(8)(12)知s!(x)<0,系统运动点将会穿越滑模切换面。式(13)Buck电路亦会穿越滑模切换面。
综合上述分析,滑模切换面满足可达性条件。
3.3 开关等效控制分析
为简单起见,假定3个单元电路电感、电容相等,即Ld(1)=Ld(2)=Ld(3)=Ld,Cd(1)=Cd(2)=Cd(3)=Cd/3。
假设当s(x)=0时,iL(1)=iL(2)=iL(3)。于是又由式(1)可得:
解方程可得:
其中,j=1,2,3。
考虑到式(14),于是可得开关等效控制为
式(2)Boost电路可同理类似分析。
3.4 滑模变结构控制稳定性分析
由滑模区域存在的充要条件可知,只要滑模等效控制满足,则在切换面上一定存在滑模区域。将此条件应用于式(16)可得表示滑模区域的不等式为
由式(17)可得到Buck变换器的线性化小信号模型为
式(19)的系统特征方程为。根据李雅普诺夫稳定性原理,系统渐近稳定的充要条件为所有特征值必须具有负实部,由此可得切换面参数必须满足下列条件,即
由式(18)(20)可得滑模变结构控制存在的滑模区域。
Boost电路可同理类似分析。
3.5 开关定律修正及维持在定频下运行
理论上根据式(8)(9)滑模变结构控制规律进行闭环控制规律的变换器具有无限高的开关频率,这在具体实现时是不可能的[23],需采取降低开关频率的方法,于是修正滑模切换面函数对应的开关定律修正为
开关器件的调制方式为PWM调制方式,利用等效控制输入δeq来与锯齿波载波信号进行比较得到开关器件的触发信号,从而保证了变换器在定开关频率下运行[15,16]。
3.6 滑模变结构控制鲁棒性分析
式(8)所示的滑模切换面函数不含负载R和电源电压Ufc(Udc),从而可实现滑模切换面对系统参数变化如负载、电压变化的鲁棒性。
4 计算机仿真结果及分析
多重化变换器电路仿真参数设置为:Ufc=650 V,fs=3 450 Hz,Ld=400μH,Cd=81 m F,Uref=240 V。参数选择标准是保持系统稳定和快速的动态响应性能,在跟踪期望电压值时超调量小和纹波电流小[1,16]。取kI=1,kP=0.02,Gk=0.002。
运用Matlab Simulink对上述多重化双向大功率DC-DC变换器PI滑模变结构控制策略进行计算机仿真研究,仿真控制方框图如图4所示,设定稳压目标是Uref=300 V。仿真波形如图5~8所示。
图5表明,PI滑模变结构控制方案启动时间短。图6表明,稳态时能很好地达到控制目标。图7、8表明,PI滑模变结构控制对负载、电压突变具有一定的鲁棒性。三重化Boost运行方式可类似进行仿真试验。
上述计算机仿真结果表明,多重化双向DC-DC变换器PI滑模变结构控制在电路实现及启动性能和动态性能、对负载及电压大幅度变化具有良好的鲁棒性和很好地实现特定的控制目标等优点。
5 结论
双向DC-DC变换 篇7
超级电容器是近年来新型能源器件中一个研究的热点,它与传统的静态电容不同,其容量可达法拉级甚至数万法拉,而且具有功率密度高、充电速度快、充放电效率高、使用温度范围宽和循环寿命长等优点,因此被广泛用于混合动力汽车的能量回收系统中[1,2,3,4]。为了实现超级电容器的快速充放电,须配置双向DC-DC变换器实现能量的双向流动。
双向DC-DC变换器分为隔离型和非隔离型两种类型。隔离型变换器需要变压器来实现输入和输出的隔离以及能量的传递,效率比较低,同时电路的结构一般比较复杂,设计的成本较高[5,6,7]。非隔离型变换器具有使用元件数量少、成本低、体积小、质量轻和易于控制的优点,没有变压器,避免了变压器损耗[8,9,10,11]。但变换器还是工作在硬开关的状态,开关损耗较大,存在较为严重的电磁干扰( EMI) 问题。
文章分析了一种新型非隔离的高效双向DC-DC变换器,它只有四个开关来实现高升压和低降压的功能,并可以在Buck和Boost模式下实现开关的ZVS导通或ZCS关断,采用电容分压降低了开关管的电压应力。
2 电路原理
2. 1 电路的构成
图1为所采用的双向变换器拓扑的结构。变换器包括主电路和辅助电路两部分,主电路由传统的Buck / Boost电路组成,辅助电路由电容Ca、一个电感La以及开关S3、S4组成。为分析方便作以下假设: 1所有的MOSFET,包括它们的体二极管,都是理想的器件; 2电容C1、C2和Ca足够大,电压VC 1、VC 2和VC a在一个开关周期内可以认为恒定不变。
2. 2 工作原理分析2. 2. 1 Boost 模式
图2和图3分别为变换器在Boost模式下的工作波形和在一个开关周期内每个模态的等效电路图。在图2中,开关S1和S2是占空比分别为D和1- D不对称的互补开关。同时,开关S3和S4分别延迟导通。变换器一个开关周期可以分为五个工作模态。
模态1( t0~ t1) ( 图3( a) ) : 开关S2和S4关断时模态开始,开关S1和S4的体二极管导通。电感电流iLf和iLa分别开始上升和下降,其上升速率和下降速率可以表示为:
模态2( t1~ t2) ( 图3( b) ) : 在这个模态,开关S1以ZVS条件导通,当电流iLf大于电流iLa时,流向S1的电流反向。当电流iLa减小到0时,开关S4在ZCS条件下关断,此模态结束。
模态3( t2~ t3) ( 图3( c) ) : 在t2时刻,电流iLa反向,开关S3的体二极管导通。S3在ZVS条件下导通,电感电流iLa上升,其上升的速率可以表示为:
电感电流iLf和iLa都流过开关S1。
模态4( t3~ t4) ( 图3( d) ) : 在t3时刻,开关S1和S3都关断,开关S2和S3的体二极管导通,开关S2在ZVS条件导通。电感电流iLf和iLa开始下降,其下降的速率可以表示为:
当电流iLa减小到0时,开关S3在ZCS条件下关断,这个模态结束。
模态5( t4~ t0) ( 图3( e) ) : 当电感电流iLa反向时,模态开始,开关S4的体二极管导通,开关S4在ZVS条件下导通。电感电流iLa开始上升,其上升的速率可以表示为:
模态结束开始下一个开关周期。
2. 2. 2 Buck模式
图4和图5分别为所采用的变换器在Buck模式下的工作波形和在一个开关周期每个模态的等效电路。图4中,开关S3和S4为占空比为D和1 - D的不对称互补开关,开关S2延迟后导通。变换器一个开关周期可以分为六个工作模态。
模态1( t0~ t1) ( 图5( a) ) : 开关S2和S4关断时,模态开始,在开关S1和S3的寄生电容COSS放电结束后,其体二极管导通。电感电流iLf开始下降,其下降速率也可以通过式( 1) 表示。
模态2( t1~ t2) ( 图5( b) ) : 在t1时刻,电感电流iLa开始下降,其下降速率也可以通过式( 3) 表示。开关S1和S3ZVS条件导通,当电流iLa减小到0时,这个模态结束。
模态3( t2~ t3) ( 图5( c) ) : 在t2时刻,电感电流iLa上升,其上升速率也可以通过式( 3) 表示。通过式( 3) ,电感电流iLa的正峰值可以表示为:
模态4( t3~ t4) ( 图5( d) ) : 在t3时刻,开关S1和S3都关断,开关S1和S4的体二极管导通,电感电流iLa开始下降,其下降的速率可以通过式( 2) 表示。开关S4以ZVS条件导通,当电流iLa减小到0时,这个模态结束。
模态5( t4~ t5) ( 图5( e) ) : 当上升电流iLa大于下降电流iLf时,开关S1体二极管在ZCS条件下关断。在开关S1和关S2的寄生电容COSS分别充电和放电完全后开关S2的体二极管导通,电感电流iLa和iLf分别开始下降和上升,其下降速率和上升速率可以分别由式( 6) 和式( 4) 表示,开关S2ZVS导通。电感电流iLa的负峰值可以表示为:
式中,ILf为电感电流iLf的平均值; ΔILf为电感电流iLf的减少量。
模态6( t5~ t0) ( 图5( f) ) : 在t5时刻开关S2的电流反向。电感电流iLa和iLf继续以式( 6) 和式( 4)表示的速率下降和上升。开关S2和S4关断时此模态结束,开始下一个开关周期。
2. 3 电压转换比
高压侧的电压可以表示为:
式中,D'为:
则高压侧电压为:
式中,ΔV为因为占空比d3引起的电压降落。
由式( 9) ~ 式( 11) 得:
电容电压VC1为:
通过对电感La使用伏秒原理,可以得到开关S3和S4的ZVS导通的最小延迟时间,可以表示为:
3 仿真和实验结果
实验的重点是对DC-DC变换器的拓扑结构进行验证,所以用直流电源代替超级电容器组。仿真和实验参数如下: V1的额定值为20V,V2的额定值为100V,电感值Lf= 150μH,La= 8μH,电容值C1=C2= 30μF,Ca= 60μF。开关频率为20k Hz,开关管S1~ S4选用MOSEFT IRFP 240 ( VDSS= 200V,RDS( on)= 31mΩ,ID= 150A) 。实际的延迟时间d2Ts、d3Ts和d4Ts选为2μs。
图6和图7分别给出了在Boost模式下用Saber仿真的波形和实验波形,图8和图9分别给出了在Buck模式下用Saber仿真波形和实验波形。从中可知,仿真和实验波形与理论分析一致,所有的开关都是在ZVS条件下导通。图10为能量转换效率图,Boost模式下的最大转换效率为97. 2% ,Buck模式下的最大转换效率为97. 1% 。
4 结论
本文采用了一种基于谐振的非隔离软开关双向DC-DC变换器,实验结果证明最大效率超过97% 。这种变换器结构简单,可以实现所有开关的ZVS导通和部分开关的ZCS关断。
摘要：针对超级电容器能量回收系统采用硬开关电路存在损耗大的问题,研究了一种基于谐振的双向DC-DC软开关拓扑结构,该拓扑使用四个功率开关管实现功率双向流动,通过开关管的零电压(ZVS)导通,减小了开关损耗。分析了变换器在Buck和Boost模式下的工作模态,并推导了稳态工作时的基本方程。建立了20V/100V、240W双向DC-DC变换器的仿真模型,研制了实验样机,对变换器的工作模式进行了仿真和实验,仿真和实验结果表明变换器的效率可达到95%以上。
关键词：超级电容器,双向DC-DC变换器,软开关,ZVS
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