无功解耦控制(精选3篇)
无功解耦控制 篇1
我国与一些发达国家相比,在电网的总损耗中,10 k V及以下配电网约占43%[1—3],所以节能在我国配电系统中就显得很重要。所以,一种能够进行连续调节,结构不是那么复杂,可以满足配电系统需要的动态无功补偿装置就可以满足我国电能的发展。现在,我国对D-STATCOM的研究主要是在高压大容量方面,在低压配电侧,对D-STATCOM的研究还不是很多,我国低压配电侧容易出现三相负荷不平衡,功率因数偏低的情况,所以在配电网中对D-STATCOM的研究在我国将具有很大的应用前景。
D-STATCOM在配电网中可以提高电能的质量,但是它是一个非线性、耦合性很强的系统。针对D-STATCOM的特点,采用模糊免疫PI控制和前馈控制相结合的控制策略,对D-STATCOM系统中的有功电流和无功电流进行解耦,从而有利于控制的实现。论文最后给出的仿真结果表明,运用此种控制策略,可以让D-STATCOM的动、静态性能得到很大的提高。
1 D-STATCOM系统的数学模型
D-STATCOM系统图如图1所示:C代表直流侧电容,R、L分别代表电阻和电感,三相电网电压为Usa、Usb、Usc,假设变流器的开关器件IGBT为理想开关器件,三相电网电压是平衡的,并且不考虑高次谐波。
如图1所示,ABC坐标系下的数学模型为公式(1)所示:
在ABC坐标系下的数学模型如公式(1)所示,这种数学模型虽然具有很清晰的物理意义,但是给控制系统的设计带来了很大的困难,因为这种数学模型的交流侧变量具有时变性。所以,要通过PARK变换,将ABC坐标系下的数学模型转换成以电网基波频率同步旋转的两相坐标系。利用这种变化就可以使ABC坐标系下的交流量变换为两相旋转坐标系中的直流量,从而可以解决ABC坐标下,D-STATCOM数学模型交流侧具有时变性的难题。ABC坐标系到同步旋转的两相坐标系的变换矩阵为公式(2)。
将公式(2)代入公式(1)得到d-q坐标系下的电压电流方程为公式(3):
公式(3)中,id、iq代表两相旋转坐标系下的直流分量。对公式(3)进行拉普拉斯变换,则可以得到系统模型,如图2所示。
由公式(3)和图2可知,在两相旋转坐标系下D-STATCOM是一个两输入两输出的耦合非线性系统,这对D-STATCOM控制器的设计是比较困难的,所以要进行D-STATCOM的解耦。
2 本文提出的控制策略
为了稳定公共连接点电压和保持直流侧电压恒定,D-STATCOM的控制系统一般采用双闭环控制,即电压外环和电流内环控制:电压外环的作用是控制D-STATCOM的直流侧电容电压和D-STAT-COM接入到系统中的公共点电压;电流内环的作用是让逆变器的输出电流能实时地跟踪电压外环输出的参考信号。双闭环控制的过程如图3所示。
在d-q坐标系下,针对D-STATCOM数学模型的特点,本文采用模糊免疫PI控制和前馈解耦控制相结合的控制策略,即电压外环采用模糊免疫PI控制,使得电压外环控制器的动态性能可以得到很好的改善,电流内环采用前馈解耦控制的方法来进行有功电流和无功电流的解耦,避免了耦合作用对控制器设计的影响。
2.1 电压外环的控制
有功电流、无功电流与其对应的直流侧电容电压和公共连接点电压之间的关系并不是一种线性的关系,因此在双闭环的控制策略中,采用传统的PI控制是不能满足控制要求的。另外,固定参数的PI调节器的自适应性能也较差[5]。所以对电压外环的控制采用模糊免疫PI控制,模糊控制对于高度非线性和容易受到外界干扰的系统,具有很好的调节效果,因为模糊控制需要的数学模型可以是不精确的,但因为其推理方式和人的思维方式很相似,隶属度函数和模糊规则库的建立,受到操作者经验的影响很大,所以会产生一些误差,在设定值的小范围内也会产生振荡。因为具有很强抗御抗原的能力———免疫系统,所以把模糊控制、免疫反馈原理和PI控制结合起来,从而实现对PI参数的自动调整[6]。
模糊免疫Pl控制器的结构如图4所示。模糊免疫PI控制器中PI参数的自动调整是找出比例、积分系数与误差和误差的变化之间的模糊关系,在运行过程中对误差和误差的变化进行不断的检测,对PI控制中的比例、积分系数,根据模糊免疫控制的原理来进行在线调整,从而使被控对象D-STAT-COM的动、静态性能达到一个良好的状态。
在双闭环控制器中,公共连接点电压反馈值upcc和给定值upccref进行比较,产生的误差通过模糊免疫PI调节器后形成无功电流指令值iqref,直流侧电容电压反馈值udc与其给定值udcref进行比较,产生的误差经模糊免疫PI调节器后形成有功功电流指令值idref,iqref和idref作为电流内环的输入。
2.2 电流内环的控制
由于D-STATCOM系统电流内环的强耦合性,利用前馈解耦控制策略对电流内环进行解耦,采用如公式(4)所示的控制方程。
公式(4)中,kP3,kI3代表d轴电流PI控制器的比例、积分常数;kP4,kI4代表q轴电流PI控制器的比例、积分常数。对公式(4)进行拉普拉斯变换,可得到D-STATCOM的前馈解耦控制模型为图5所示。
将公式(4)代入公式(3)可以得到解耦后的控制方程如公式(5)所示。
对公式(5)进行拉普拉斯变换,并结合图2和图5,可以得到D-STATCOM解耦后的控制模型为图6所示。
3 仿真与实验验证
为了验证上述理论分析的正确性和所提控制策略的有效性,采用MATLAB进行仿真。具体仿真参数如下。
系统电压:380 V;频率:50 Hz;直流侧电容:2 200μF;工作电压:800 V;PWM载波频率:12k Hz;滤波电感等效电感为:1 m H;等效电阻为0.3Ω。
如图7所示,传统PI控制上升时间、调整时间和超调量都很大;模糊免疫PI控制超调量小,在很短的时间内就能达到稳定,仿真结果表明,电压外环采用模糊自适应PI控制,使得电压外环控制器具有很好的动态性能和自适应性能模糊免疫PI控制具有的动态性能更好。
如图8所示,本文所提控制策略比未进行解耦控制的动态性好,同时本文所提控制策略的超调量很小,调节时间都很短,当电气参数发生变化时,表现出来更强的鲁棒性。
4 结语
本文对D-STATCOM的解耦控制策略进行了研究,利用模糊免疫PI控制实现了对D-STATCOM的电压外环的控制,利用前馈解耦控制实现了对电流内环的解耦控制。模糊免疫PI控制器在稳定性、响应速度及鲁棒性方面,比传统PI控制器有优势,前馈解耦控制实现了D-STATCOM中有功电流和无功电流的解耦控制。仿真和实验结果证明了本文所采用控制策略的可行性和有效性。
参考文献
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无功解耦控制 篇2
风能资源是清洁的可再生能源,风力发电是新能源中技术最成熟、最具规模开发条件和商业化发展前景的发电方式之一[1]。风力发电技术中的变速恒频发电方式是目前风力发电技术的发展方向。采用变速恒频发电方式能根据风速调节风力机转速,因此能在较宽的风速范围内实现最大风能捕获,大大提高风能的利用率。
本文采用了交流励磁变速恒频发电方案。该方案具有以下优点:1)采用双馈型异步发电机,定子绕组直接并网,转子绕组通过变频器和电网相连。变频器向转子提供三相滑差频率电流进行励磁,因此,流过变频器的能量只是电机能量的一部分(大约为25%),所产生的损耗也远远低于用于永磁风力发电机的变频器;2)可随时调节转子励磁电流的幅值、频率、相位,使发电机能在亚同步速至超同步速的较宽范围内作变速恒频运行,以追踪最大风能;3)能实现双馈发电机有功、无功的解耦控制,对电网而言可起到无功补偿的作用。
本文在分析了双馈发电机矢量控制原理的基础上,给出了基于定子磁场定向双馈发电机矢量控制方案,对双馈发电机的有功、无功功率解耦控制进行仿真研究。仿真结果证明了该控制方案的正确性。
2 双馈发电机变速恒频运行原理
双馈发电机变速恒频运行原理如图1所示。
其结构与绕线式异步电机类似,定子绕组接电网,转子绕组则外接滑差频率电源实现交流励磁。在稳定运行时定转子的旋转磁场在空间必须相对静止才能产生恒定的平均转矩。即:
ω1=ωr+ω2 (1)
用频率表示为
f1=pfr+f2 (2)
式中:f1为定子绕组电流频率;f2为转子绕组励磁电流频率;fr为转子机械角速度对应的频率。
当发电机转子转速发生变化时, 可以通过调整转子励磁电流频率f2使得气隙合成磁场相对于定子转速不变, 即定子绕组电流频率f1不变。这即是变速恒频运行的原理。
当发电机亚同步运行时,f2>0转子绕组相序与定子相同,变频器向转子绕组输入有功功率;当发电机超同步运行时,f2<0,转子绕组相序与定子相反,转子绕组向变频器送入有功功率;当发电机同步速运行时,f2=0,变频器向转子提供直流励磁[2]。
3 定子磁场定向矢量控制
由于双馈发电机在三相坐标系下的数学模型是一个时变的、非线性、强耦合系统。为了达到有功功率、无功功率解耦控制的目的,采用了基于坐标变换理论的矢量控制技术。
3.1同步旋转坐标系下DFIG的数学模型
由于d-q坐标轴相互垂直,两相绕组之间没有磁的耦合,DFIG的数学模型得到很大的简化。同步旋转d-q坐标系下的DFIG的数学模型表示如下:
定子电压方程为undefined
转子电压方程为
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定子磁链方程为
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转子磁链方程为
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电磁转矩方程为
Te=pnLm(id1iq2-iq1id2) (7)
交流励磁发电机不论是处于电动机状态还是发电机状态,始终在工频下运行,定子电阻压降远比电抗压降和电机反电势小,通常可以忽略电机定子绕组电阻[3]。忽略电机定子绕组电阻以后,发电机的定子磁链与定子端电压矢量之间的相位差正好是90°[4]。若取定子磁链矢量方向为同步坐标系d轴,则定子电压矢量将落在超前d轴90°的q轴负半轴上,那么定子磁链在d-q轴上的分量分别为
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定子磁链定向示意图如图2所示。
忽略定子电阻后,按照发电机惯例有:
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由图2可知,定子相电压矢量Um正好落在q轴的负半轴上,而d轴分量为0。即
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将式(8)与式(10)代入式(3),得
定子电压方程为
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3.2DFIG的有功、无功解耦控制
在两相旋转坐标系下,DFIG的瞬时有功、无功功率可写为
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由于只能对转子的励磁电流进行调节,所以必须将式(12)中的定子电流分量转变为转子电流分量[5]。根据定子磁链方程得:
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将式(13)代入式(12)得:
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再由转子磁链方程得:
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将式(15)代入转子电压方程得:
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式中, u′d2,u′q2是为实现转子电流解耦控制的电压解耦项;Δud2,Δuq2为转子电压、电流交叉耦合项。
通过在前馈环节引入补偿量Δud2,Δuq2之后,d,q轴电流就真正实现了解耦。ud2,uq2 经过两相/三相坐标变换可得到三相坐标下的电压分量,作为产生SVPWM波的指令信号,控制逆变器开关管的关断[6]。从而实现了有功、无功的解耦控制。
4 交流励磁风力发电仿真系统
4.1 仿真系统的构成
图3为交流励磁发电机定子磁场定向的矢量控制图。
整个系统采用双闭环控制结构,外环为功率控制环,内环为电流控制环。首先由检测到的定、转子电压、电流计算出定子有功功率P1和无功功率Q1,再与定子有功、无功功率的指令值P*1,Q*1比较,经过PI调节产生定子电流d-q轴指令分量,由式(13)可转变成转子电流d-q轴分量,再与实际反馈的id2,iq2比较后送入PI调节器,加上转子电压补偿分量Δud2,Δuq2得到转子电压指令值u*d2,u*q2 。经过坐标变换可得到与有功、无功设定值相对应的转子侧三相电压控制指令,从而实现了有功、无功的独立控制。
4.2 有功、无功解耦控制的仿真
本文基于Matlab/Simulink平台,建立了定子磁场定向的交流励磁风力发电系统的模型,并对风力发电机有功、无功功率的控制策略进行了分析和验证。
仿真参数设置如下:双馈感应电机参数为:额定功率5.5 kW,定子额定电压380 V,频率50 Hz,极对数p=3,定子电阻Rs=1.873 Ω,Ls=0.25 H,Rr=0.511 Ω,Lr=0.25 H,Lm=0.224 H;变频器参数为:直流侧电压1 200 V,直流侧电容1 200 μF。额定风速设为12 m/s。
仿真启动时,初始状态变量已通过编写的“.mat”文件自动载入。因此,仿真从稳态开始。
仿真时的风速一直稳定在10 m/s,无功功率给定值为0。此时的风机转速为发电机同步速的1.09倍。直流侧电压被控制在550 V且无功功率保持为0 var。在第3 s时,无功功率的指令值变为1.6 kvar,从仿真波形可以看出此时有功功率的值并没有发生变化,电机转速也保持不变。此时用于控制有功、无功解耦的转子电流分量中d轴分量也相应发生变化,而q轴分量则保持不变。仿真波形如图4~图8所示。其中所有量均为标么值。
从上面的分析可知,应用定子磁场定向控制策略的交流励磁风力发电机实现了有功、无功的解耦控制。并且电机的有功、无功功率都很好地追踪了指令值,系统的响应速度快,动态性能优越。
5 结论
本文在分析了交流励磁发电机动态数学模型及其定子磁场定向的基础上,推导出了基于定子磁场定向的有功、无功解耦控制策略。并利用Matlab/Simulink搭建了交流励磁风力发电系统的模型,并对风力发电机有功、无功功率的控制策略进行了分析和验证。仿真结果证明本文提出的有功、无功解耦控制策略是正确的。能满足交流励磁风力发电系统的控制要求。
参考文献
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无功解耦控制 篇3
近年来,随着传统不可再生能源日趋紧张,促使了新能源发电技术迅速发展。并网逆变器是新能源与电网的重要接口,主要控制对象是电网电流,主要控制目标是实现低电流谐波下的单位功率因数并网。因此,并网电流控制技术得到众多学者的关注和研究[1,2,3]。文献[4 - 6]指出并网电流控制系统存在电网电压扰动,传统的并网电流控制器设计经常忽略电压扰动环节,然而并没有分析忽略扰动的数学条件及其合理性,使控制器效果。因此本文首次在数学上详细分析了电网电压扰动对电流控制的影响,并给出了基于解耦控制的并网数字控制算法,最后在一台4 k VA的全数字控制逆变器上进行了验证。
1 并网控制系统分析
本文以单相全桥逆变器为控制对象,采用单极性控制。其中Lf和Cf分别为滤波电感和滤波电容,因为滤波电容很小,所以并网电流控制时可以忽略电容电流,直接控制电感电流。
由图1,根据基尔霍夫定律和拉氏变换可得:
其中D( s) 为开关管占空比。
1. 1 扰动环节对控制环路的影响分析
最基本的直接瞬时控制电感电流方法是采用比例调节跟踪正弦电流给定信号,其占空比表达式为:
其中Kip为比例控制系数,IR( s) 为电流给定,综合式( 1) 和 ( 2 ) ,并对它们做带零阶保持器的z变换,则可得到电流跟踪比例调节在离散域下的控制框图,如图2所示。
由图2可得到IL( z) 的表达式为:
其中G1( z) IR( z) 和G2( z) Vg( z) 分别为控制器部分和电网电压扰动部分。
由式( 3) 可知电流环受到了电网电压扰动影响。传统的控制器分析设计方法,通常将扰动部分忽略掉,使控制模型近似线性。然而在数学上将扰动环节忽略掉的前提是其相对于控制器部分所占的比例G趋近于无穷小,如式( 6) 。
图3给出了在不同的电流给定下G与Kip的关系曲线。由曲线可知Kip取得越小,G越大; 电流给定越小G越大,表明了系统在取得Kip或电流给定较小的情况下,扰动部分在电流环里占的比重越大,电流跟踪效果越差,因此,扰动环节更加不可忽略。只有当Kip取得较大时,G才会趋近于无穷小,扰动环节才可忽略。
假设Vbus保持不变,忽略扰动部分,易得到电感电流对给定电流的闭环传递函数,并取不同的Kip值代入其中可得到相应的幅频特性曲线。由图4可以发现Kip取得比较大时会出现谐振峰,极易导致系统不稳定,同时由于在实际的并网控制系统中存在采样和控制延时等不可避免的因素,Kip也不可能取得太大。所以G不可能趋近于无穷小,所以设计控制器时忽略电网电压扰动环节是不合理的。
因此,由于电网电压扰动环节的存在和直流母线扰动对控制器的影响,采用比例控制无法消除电网电压和母线电压扰动对电流环的作用,会导致输出电流跟踪效果差,特别在电流给定或Kip取得较小的情况下更差。采用PI控制器可以提高环路增益降低扰动环节所占的比重,然而积分器是个滞后环节,会使控制的电流存在较大的稳态误差。
1. 2 解耦控制分析
为了消除电网电压扰动和直流母线电压对电流控制环路的影响,在图2里的控制环节引入电网电压前馈和直流母线电压,实现扰动电压与电流环的解耦,此时占空比表达式为:
由式( 1) ( 2) 和( 8) 可得到新的控制框图,如图5。
由图5易得到IL( z) 表达式如下:
对比式( 3) ,此时改进后的IL( z) 表达式已完全线性化,不再含有电网电压扰动部分即G2= 0,电网电压与电流环实现解耦。控制器部分也不再包含有母线电压。将控制参数Kip代入式( 8)中可得到电流闭环传递函数的幅频和相频特性曲线如图6( a) 。
由图6( a) 可知电感电流对给定的增益几乎接近于1,相位几乎接近于0,说明电流环跟踪能力强,控制系统稳态性能良好。图6( b) 给出了控制系统的单位阶跃响应曲线。由图可知系统在单位阶跃响应的过程中有微小的超调,经过62. 5 μs可以达到稳态,调节时间较短,可以满足系统的动态响应要求。
2 仿真与实验
2. 1 仿真分析
基于上述分析,本文采用PSIM仿真软件对控制算法进行仿真。仿真参数如下: 额定功率4 k VA,输入直流电压370 V,输出交流电压220 V,滤波电感1. 3 m H,滤波电容4. 4 μF,开关频率16 k。
图7给出了在同样的电流给定下控制器优化前后的电网电压电流仿真波形。由图可见采用比例控制时,由于电压扰动环节的存在,即使比例系数取系统稳定条件下的最大值 ,其并网电流幅值仍无法跟踪到电流给定,存在约100% 的幅值误差。引入解耦控制后,控制系统实现了线性化,并网电流可以完全跟踪电流给定。
2. 2 实验结果
为进一步验证上述控制策略,搭建一台基于TMS320F2808型DSP的4 k VA单相并网逆变器,并进行实验研究。实验主要参数同仿真参数。如图8为电流给定分别为半载和满载时的电网电压电流波形。由图8可知控制器具有较好的控制效果和电流跟踪精度,其中电网电压THD = 1. 5% 时,电流THD在半载和满载时分别为2. 5% 和1. 8% ,PF分别和0. 998和1。
3 结束语