交流采样

2024-05-20

交流采样（通用7篇）

交流采样篇1

0引言

三相交流电源电压采样属于模拟量采集的范畴,是对电源系统实现计算机自动测控的关键步骤。模拟量采集一般包括以下几个部分:前端传感器调理放大电路(归一化处理)、采样保持电路、A/D转换和数据采集及存储电路。一般情况下,机载交流电源电压均指三相符合115V/400Hz特性的标准正弦信号,其表达式为。目前对交流电源电压采样的处理方式主要是通过高精度电压互感器将较高的电压信号隔离变换为计算机可测量的交流小信号,然后再送入计算机进行处理。

目前对交流电源电压的采集主要有峰值采样和有效值采样两种方式。一般情况下,在没有波形畸变及高次谐波的情况下,有效值(Vrms)和峰值(Vpeak)满足如下关系: ,但当有高次谐波的情况下,以上关系并不成立。下面主要对这两种采样方式的采样原理与实现进行详细阐述。

1 峰值采样原理及实现

1.1 峰值采样原理

从工程角度来说,峰值采样(也叫峰值检测)就是在指定的时间内检测出信号的最大值。峰值采样电路[1]一般由半波精密整流电路与峰值保持电路组成,峰值保持电路又包括保持和控制两部分。半波精密整流电路属于整流电路的一种,整流电路就是把交流电信号变换为单向脉动电信号。普通的半波整流电路(也叫二极管整流电路)通过二极管的正向导通特性,使交流电压信号的正半波导通负半波截止而实现,但是二极管的死区电压一般为0.5V左右,小信号时呈指数关系,故普通的半波整流电路整流误差大,甚至无法工作。二极管整流电路和半波精密整流电路如图1所示。为了克服二极管的死区特性,在机载交流电源电压采样电路中,我们采用半波精密整流电路。半波精密整流电路将二极管D接在电压跟随器反馈支路中,二极管导通时,

Aod为放大器开环增益。

由式(1)式可以推导出

图1二极管整流与半波精密整流原理图

(参见下页)

将式(2)与普通二极管整流电路相比,二极管的死区电压影响减小到1/Aod倍,可以忽略不计。

1.2 峰值采样实现约束

峰值采样电路的工程实现原理图如图2所示,主要包括信号调理电路、半波精密整流电路、峰值保持电路[2,3]、峰值泄放电路、A/D转换及数据采集电路等。为了保证信号不失真地放大,半波精密整流电路中采用的是高速宽带运算放大器。峰值保持及泄放控制电路中选用低噪声、宽频带的结型场效应管(JFET),之所以采用JFET作为输入是因为它相对于BJT/MOSFET/MESFET具有更低的低频噪声和散粒噪声。另外,峰值保持电路需要保持电容快速充电到峰值,要使用转换速率比线性检波电路高的运算放大器。同时,峰值保持电路IC的输出端接有电容,务必确认负反馈的稳定性。保持电容使用介电吸收尽量小的电容。这样,期望使用聚丙烯薄膜电容,最坏情况也要使用聚酯薄膜电容。不能使用电解电容或者介电系数大的陶瓷电容。

2 有效值采样原理及实现

2.1 有效值采样原理

电压有效值[4]的计算公式为 ,有效值测量值反映了被测信号的功率,故常规电压信号的测量均采用有效值测量法。通过电压有效值的计算公式可以看出:有效值采集通过把输入的瞬时电压平方,然后在一定平均时间内取平均值再开方得到。真有效值测量有两种实现方式:一种是通过AD536等真有效值转换芯片[5]得出,另一种是通过对交流信号进行瞬时值采样测量,通过有效值公式运算得出。采用真有效值转换芯片,具有使用方法简单、转换精度高、不受波形因素影响等特点;而对瞬时值采样运算得到的有效值则需要存储大量的交流信号瞬时值,同时对A/D转换器的采样速度与转换速度、A/D转换器与微控制器的通讯速度、微控制器的运算速度要求较高。AD536是一种新型的求真有效值芯片,其内部电路主要由四部分构成:求绝对值电路、平方除法器、镜像电流源、输出缓冲放大器。其基本工作原理为 ,对输入电压依次进行“取绝对值→平方/除法→取平均值”运算,就能得到交流电压的有效值。AD536嵌入了有效值隐含解方程式电路,从而克服了动态范围窄以及其它直接计算有效值时固有的限制。采用真有效值转换芯片的有效值采样电路原理如图3所示。

2.2 有效值采样实现约束

对于采用AD536等真有效值芯片进行有效值采样的电路,当输入信号的幅值变化较快时,由于直流误差(平均误差)和纹波误差的存在,AD536的实际输出值将与理想的输出值略有差异。工程应用中需合理调整AD536芯片Cav的大小。由于纹波的大小和Cav的值成反比,所以当Cav的值增加10倍时纹波的大小将减小10倍。通过加大Cav的值虽然消除了纹波,但却使稳定时间相应变长,这在信号减小时尤为明显。可以这样确定CAV值的大小:对于高波峰因素的输入信号,平均值时间常数至少为10倍的信号周期。而平均值时间常数与Cav的对应关系是每μF的Cav值对应25ms的平均值时间。例如,当输入100Hz的脉冲信号(周期为10ms)时,平均值时间常数至少要100ms,即CAV值应至少取4μF。设输入为一正弦信号,AD536的实际输出包含了直流误差和纹波误差。直流误差主要由平均值电容CAV决定,增大CAV值可减小输出直流误差和纹波的大小,为减轻CAV的负担,减小输出纹波的大小可采用单极性输出滤波电路形式,要进一步减小纹波的大小,可采用双极性输出滤波电路形式。

3 结论

通过对上述两种采样方式进行原理分析和工程验证,可得出如下结论:

(1)采样时间。峰值采样信号的采样时间在8ms以内,有效值采样的采样时间在55~65ms之间(AD536稳定建立时间在55~60ms之间);

(2)波形特征。峰值采样适用于稳定标准波形场合,有效值采样适用于测量波形畸变的场合,可以适合各种复杂波形;

(3)组合应用。对于存在波形畸变和瞬态干扰的场合,可以对该信号采用双余度设计,当峰值采样结果超门限后,可用相关通道有效值测量值鉴定该路信号故障未瞬态故障还是真实故障。

摘要：机载三相交流电源电压的采集是对机载电源系统实现计算机测控的关键步骤,一般包括前端传感器信号调理放大电路、采样保持电路、A/D转换电路和数据转换及存储电路组成。分别从采样原理、工程实现等方面对峰值采样和有效值采样两种主要采集方式进行分析和研究,得出两种采样方式的优缺点和适用范围。本研究成果具有工程实际应用价值。

关键词：交流电源电压,采样方法,峰值检测,有效值

交流采样扩展箱功能研究及应用篇2

1 计量回路窃电的几种方法

从结果上看, 窃电的最终反映在总受电量与实际电量发生了出入。对此在某些地区和某些反窃电方法中, 采取了双计量回路的方法判断电量出现差值, 以此为依据判断窃电, 该种方法在技术层面上是可行的, 但在准确判断是用何种办法窃电、何时窃电等证据取证以及降低投资等方面存在很大的问题。因此, 在监测窃电过程中, 要求准确无误的记录到窃电方法、时间和窃电前后的变化过程是非常重要的。

人为窃电:其目的是为了表计少计量, 甚至不计量, 所以窃电方通常采取改变计量回路二次接线的方式, 其主要方法有:

1.1 失压窃电:

即计量回路的某相或全部相, 电压引线拆除等, 使计量表有电流无电压, 不能计量电量。

1.2 欠压窃电:

用电计量正常时, 计量表的电压应与计量回路电压相等或实际系统电压相等, 其计算的用电量等于实际发生的电量, 如将接入表尾的电压线虚接后, 其真正接入计量表的电压值低于实际电压时, 发生的计量值侧低于实际值, 达到少计量的目的。

1.3 CT (电流互感器) 短接:

正常用电过程中, 将电流回路短接, 使得电流经短接线流出计量表失去计量电流, 达到表计不走字。

1.4 CT开路:

在低压用户中, 将电流回路引线拆除, 也就是将CT开路, 计量回路中缺少计量的电流, 也同样使得表计不走字。

1.5 分流:

综上所述, 在计量回路中的窃电方式以上述这些手段为主, 所以使用这些窃电方法所产生的脉冲信号结果及特定的技术方法, 准确捕获窃电的起止过程, 实现技术防窃电。

主要在CT二次并联一个分流装置, 导致部分电流从计量回路流过, 另一部分电流通过分流装置, 达到少计量的目的。

2 WJ201N-1交流采样

WJ201N-1终端交流采样针对客户进线不同的监测点进行电量采样比对, 即:交采模块采集的电量 (一般从保护柜或指示仪表柜的PT/CT取得) 和WJ201N-1终端采集的脉冲电量 (通常由电能表将脉冲提供给终端) , 在主台中心站将两者进行小时电量核对, 超出规定范围主台中心站作出预警, 最终起到反窃电目的。接线关键在于终端接口板, 接口板是电网PT、CT的入口。三相三线存在两个接线回路, 一般接第一个回路即可满足要求, 电流A、C相与CT二次连相接, 电压A、B、C相与PT二次连接。

3 交流采样扩展箱工作原理

交流采样扩展箱和计量表通过来自同一电压母线的电量计算, 终端通过RS485的脉冲进行电量计算, 理论上交采得出的电量等同于计量表和终端所采集的电量, 三者应一致, 存在入下公式:a.“计量表有功电量×PT1×CT1”≈“交采模块有功电量×PT2×CT2” (约等于) 。b.终端总有功电量≈计量表1有功电量×PT1×CT1 (约等于) 。

3.1 主站通过抄计量表、交采模块, 再通过上式确定是否成立, 来判断终端PT、CT及终端接线正确与否。

如果通过对你发现两数据相差较大时, 主站立刻发出“异常用电预警”。

3.1.1 差为倍数关系 (同时与终端的有功功率相比较) , 该情况一般是CT参数下发错误所致。

即为主站下发的参数与现场接入的CT变比不符合, 需核实准确后, 参数重新下发, 即可恢复正常。

3.1.2

交采累计电量 (召测“反窃电数据实时数据”) 为0, 首先核查能否抄读交流采样模块数据, 如果可以, 通常为未“发送参数”或交采线相位、相序接反所致。在抄表数据中可查到接线逆相序报警, 辅助判断。负控终端可利用相位测试仪检查具体接线情况。

3.1.3

在客户负荷很小的情形下, 或会出现“异常用电预警”, 原因是两种采集方式存在计量精度不一导致误差, 属正常现象。 (查询两者的曲线比较在“日曲线-电量数据查询”) 。

3.1.4

在采集数据回路不一致的情况下, 会出现“异常用电预警”, 对高供高计用户来说, 计量表接在用户进线的高压侧, 即是客户的变压器一 (二) 次侧, 而客户变压器的一 (二) 次侧是否有可接入的多卷CT供交采装置使用, 此时交采装置接在客户变压器的二 (一) 次侧, 收集二 (一) 次用电量数据, 俩采样点的电量就不完全相同, 二者之间存在变压器损耗问题, 二者的曲线对比存在一个相对稳定的差值。

3.2 预警交采逆相序是针对电压相序出发的, 理论需要进行电压接线调整。

但当交样扩展箱接入的电流和电压只要对应关系正确时, 理论是不影响计算结果的, 因此无需调整;若发现电流相位角预警时, 若符合类似情况可作同样处理。

3.3 电

流反向预警是针对电流回路而言, 也有可能是客户采用无功补偿时过度补偿所致, 前面测出用电电量比实际用电量小很多多, 必须要对电流接线重新调整, 后面测出的用电电量比实际使用电量基本相符, 则不需要进行调整。

3.4

流反向预警是针对电流回路而言, 也有可能是客户采用无一、A相和C相电流颠倒, 二、或许是线路电容无功过补偿, 前面测出电量比实际使用电量小很多, 需要进行调整;后面测出的电量比实际使用电量基本相符, 则不需要进行调整。

4 结论

前提是确保用户安装负荷管理终端时终端的交采模块接线正确, 正确下发用户电压互感器、电流互感器变比参数而又没有任何异常预警的情况下, 主台中心站通过负荷控制管理终端的数据采集和远程抄表将采集数据成功采集、储存并进行传送, 经过软件进行运算, 形成电量对比曲线, 再经过人工仔细分析, 查找出运行异常的客户, 就可达到技术反窃电的目的。该功能的开发与应用对于规范电力客户用电秩序, 大幅度降低线损, 对增加供电企业的经济效益将起到十分重要的作用。

参考文献

[1]王重文.工程遥控遥测系统[M].北京:机械工业出版社, 1982.

[2]冯重熙.现代数字通信技术[M].北京:人民邮电出版社, 1990.

交流采样篇3

近年来三相交流采样技术广泛应用于励磁控制系统中。它不但直接影响励磁系统的运行特性,而且对励磁系统的安全稳定运行有重要的影响[1]。并且随着控制理论、计算机技术、微电子技术的发展,实时数据采集与信号处理技术也在实践中得到了广泛的应用。本文提出了一种高性能数字信号处理器TMS320F2812与AD转换芯片AD7656够成的并行的数据转换采集系统。与同类的系统相比,它具有精度高、实时响应快、可靠性高等优点,而且具有一定的实用价值。

2 芯片特点

2.1 TMS320F2812芯片的特点

TMS320F2812是TI公司最新推出的DSP芯片,是目前国际市场上最先进、功能最强大的3 2位定点D S P芯片。它即具有数字信号处理能力,又具有强大的事件管理能力和嵌入式控制功能,特别适用于有大批量数据处理的测控场合,如工业自动化控制、电力电子技术应用。智能化仪表及电机、马达伺服控制系统等[2][3]。

2.2 AD7556芯片特点

AD7656是采用先进的工业CMOS(iCMOS)工艺制造的型模/数转换器,在实时采样系统中多通道模/数转换器提高了同步采样的数字信号处理的速度和精度。

AD7656的主要特性如下:

●6通道16-bit逐次逼近型ADC,最大吞吐率为250kS/s;

●AVcc范围为4.75V-5.25V,片上有2.5V基准电压源和基准缓冲器;

●低功耗:在供电电压为5 V、采样速率为250kS/s时的功耗为160mW;

●有并行和串行接口,与SPI/QSPI/μWire/DSP兼容的高速串行接口;

●可通过引脚或软件方式设定输入电压范围(±10V,±5V);

●DSP可通过引脚或软件方式设定输入电压范围(±10V,±5V);

3 系统同步采样的实现

交流采样是对被测信号的瞬时值进行采样,然后对采样值进行分析计算获取被测量的信息。交流采样的采样速率要求高,程序计算量相对较大,但是它的采样值所含信息量大,可以通过不同的算法获取所需的多种信息（如有效值、相位、谐波分量等）其实时性好,且随着D S P技术的发展,高速实时数据处理成为可能,使交流采样成为目前主要的使用方式。考虑到发电机励磁控制装置电量检测的重要性和其对电量采集精度、速度的较高要求,本系统采集模块中选用了高集成度、6通道16-bit逐次逼近(SAR)型模/数转换器AD7656。三相交流采样的硬件系统结构如图1所示,它包括信号调理电路、限幅电路、通道选择电路、同步方波变换电路、模数转换及控制电路。

3.1 信号调理电路

由于电力系统中的电压电流信号一般不能直接送到A/D器件的输入端进行转换,而要先经过降压和信号调理等预处理。系统的三相电压和电流经电压、电流互感器后,变为有效值为0～100V,0～5A的交流电量,而AD7656的接口电压为0～5V,所以经过信调理电路调整成适合采样的信号。在这里,采用信号调理电路来实现对交流信号的标度变换,同时采取一定的硬件抗干扰和滤波处理措施,因此本设计的电路以一路的电压为例来介绍,电路图如图2所示。图中,电阻RA5为一个输入限制电阻,以免过大的电流损坏I N A 1 2 8器件。电阻WA1是用来保护INA128的正,负输入端。电容CA5、CA6、CA7、CA8、CA9是0.1uF的小电容,主要用以去耦和滤波。电阻RA6是用来调整INA128的放大倍数的。电压Ua通过限制电阻RA5,在经过INA128的调理和放大作用,经由其输出端在通过RA7电阻输出电压值,把电压值送到限幅电路。

3.2 限幅电路

在模/数转换中,如果A/D转换器损坏,检测和控制的控制的功能就不能实现。由于安全考虑,在A/D转换前采用限幅电路,以保障系统的A/D转换器安全。传统的限幅器如齐纳二极管限幅器、稳压管反向限幅器、桥式限幅器等,都是利用二极管的击穿特性限幅。在击穿区由于二极管内阻并不为零,并有漏电流存在,所以稳压值并非恒定而且不易调节。本文所设计的限幅电路如图3所示。

交流三相电压和三相电流经过限幅电路,送到AD7656中,并由TMS320F2812实现对采样的控制。在对三相电压采样时,由于三相交流电压的平衡性,可以采用采集两相电压,在根据A+B=-C算出C相的值,采用的是ADC中断来实现对A相和B相电压的采样。而对电流采样时,由于负载的而导致的不平衡性,本文采用的是对三相电流分别采样,分别用T1定时器的周期中断,T 2定时器的周期中断和T 3定时器的周期中断来实现。

3.3 同步测相位电路和测频电路

励磁系统的电压和电流之间的相角是励磁系统实时监控中的一项重要的测量参数。一直以来都是通过先测量线路中某点的电压和电流以及有功功率,然后在计算出相角,这种方法在实时监控中实现比较复杂。本文提出了一种以硬件电路为基础,利用F2812的捕捉口来实现相角的测量。图4为硬件电路,正弦电压和电流信号经过LM358变为两路方波信号,在经由光电隔离送到F2812的捕捉口[4]。由F2812的捕捉中断来实现对相角的测量。

交流电压信号和交流的电流信号经电压比较器LM358整形成方波,并经过光耦隔离抬高电平后,接入T M S 3 2 0 F 2 8 1 2的事件管理器E V A的捕获单元1(CAP1)和捕获单元2(CAP2)。当CAP1捕获到电压方波信号的上升沿时,启动定时器T2,并且保存计数器的值T2CNT。设置CAP2的CAPFIFOA为有一个入口的模式,当CAP2捕获到电流的方波信号的上升沿时,立即启动CAP2INT中断,测量两次跳变的周期,在转化为相角的值。

在测量交流采样的电压和电流时,采样的频率是变化的,如果以固定周期进行采样,则往往会出现采样区间和信号周期不同步,造成诸如电压有效值、功率值等计算结果的误差。为了保证采样的精度,必须使采样频率具有快速的自适应能力,同步跟踪发电机端电压的频率变化,从而调整采样间隔,使采样区间与信号周期相吻合。本文采用测周法。测频电路如图4所示,在测频时只利用电路的电压信号送往F2812的捕捉口。

交流电压信号U经电压比较器LM358整形成方波,并经过光耦隔离抬高电平后,接入TMS320F2812的事件管理器EVA的捕获单元1(CAP1)。当CAP1捕获到方波信号的上升沿时,启动定时器T1,并且保存计数器的值TICNT。当再次捕获到方波信号的上升沿时,读取T1计数器的值,这样采用CAP1INT中断方式,测量俩次跳变的周期,便可测得当前的频率值。

4 算法实现及软件设计

4.1 算法实现

交流采样算法有多种,按其模型函数分类,可分为正弦函数模型算法和非正弦函数模型算法两大类。其中正弦函数模型算法主要有最大值（峰值）算法、两点采样算法、三点采样算法和半周积分法;非正弦周期函数模型算法主要有均方根算法和傅氏算法等。由于快速傅立叶变换法（FFT）实现电力参量测量时,所获得测量数据较全面,而且还能获得高次谐波和偶次谐波分量。并且由于DSP的应时出现完全可以满足FFT计算量大,对CPU的速度要求较高的要求[1][2]。

在傅氏算法中,设u(t)=u(t+T),为周期函数,其周期为T,满足[0,T]区间上绝对可积,则u(t)可展开为级数:

将连续积分公式离散化为下面的求和公式:

n为信号所包含的n次谐波,N为每周采样的次数,取n=1即基波,N=12即12点采样,于是得到基波12点傅氏计算公式:

将公式展开后,电压实部:

电压虚部:

式中u j(j=0,1,…,11）为一个周期内的始于0O,相距30O的12个等距采样值（电压瞬时值）,于是有:

由于1 2点傅氏算法具有滤去恒定的直流分量,并且对二次以上的整次谐波具有良好的滤波作用,对基波计算精度也是相当可观的。在采样中被采样的一个模拟信号是一个周期函数,它包含基波,谐波还有恒定的直流分量,应用1 2点傅氏算法可以充分的滤去谐波分量和直流分量,正确的计算出电流、电压的中的基波分量。在数字励磁调节器中12点傅氏算法用得最多。因此本文主要采用12点傅氏算法[1]。

4.2 软件设计

系统主程序分为两个部分:一是系统初始化模块,二是控制模块。其中初始化模块只在系统上电时执行一次,主要是对系统状态寄存器的设置、中断标志和允许的设置、看门狗的设置、定时器初始化、捕获单元初始化、I/O口的设置和初始化、E2PROM初始化等。系统初始化程序流程图如图5所示。初始化设置完成并得到开机信号后,系统进入循环等待状态。当有中断事件发生时,则进入相应的中断服务子程序去完成测控功能。

控制系统的三相电压和电流采集都在中断程序中完成。图6所示是电压和电流采集的中断服务程序流程图。若定时器计数器的值与定时器周期寄存器的值相等。则产生周期中断请求。中断被响应后,系统将进入中断服务程序。当其确认中断源正确后,首先启动外部A/D转换器,以采集相应的电能质量信号,再对转换结果进行数据处理与比较,最后开总中断并返回。

三相电压和电流的相位测量也是通过中断服务程序完成的,在这里主要利用了F2812的事件管理器EVA的CAP1和CAP2。当CAP1捕获到电压方波信号的上升沿（下降沿）时,启动定时器2(T2）,并且保存计数器的值T2CNT。当CAP2捕获到电流方波信号的上升沿（下降沿）时,读取T2计数器的值,这样采用中断的方式,测量两次跳变的周期,便可测得电压和电流的相角差ϕ。如图7所示:

5 实验结果比对

本文采用的输入电源是ZT1030单（三）相程控精密测试电源,试验结果比对如表1。

从表中数据得出:三相电压、电流和相角均达到0.5级的准确要求。三相有功功率和无功功率均能通过三相电压,三相电流和相角的计算得出,其误差为合成误差,均满足项目的工程要求。

6 结束语

本文介绍了高速AD转换器AD7656在以TMS320F2812型DSP为控制核心的三相交流采样的应用方法。AD7656速度快,精度高,配合DSP强大的运算功能可构建性能优异的数据采集系统。实践证明,采用交流采样算法方法进行数据采集,通过算法运算后获得的电压、电流、有功功率、功率因数和频率等电参数有较好的精确度和稳定性。具有一定的应用价值。

参考文献

[1]陆继明,毛承雄等.同步发电机微机励磁控制[M].北京:中国电力出版社.2006.

[2]Texas Instruments Incorporated著,张卫宁编译.TMS320C28x系列DSP的CPU与外设[M].北京:清华大学出版社.2005.

交流采样篇4

智能变电站中测控装置、PMU装置、电能表等设备的交流采样采用数字化、网络化的方式。合并单元集中采集电磁式或电子式互感器输出的交流量, 再根据IEC61850-9-2采样值传输标准组帧后通过网络发送至相关装置[1]。合并单元接受时钟对时, 输出与对时脉冲精确同步的采样脉冲, 实现全站数据的同步采样。为保证全站采集数据的同步, 其采样脉冲与对时脉冲始终保持同步。当系统频率出现波动时, 测控等交流采样装置就无法通过调整采样频率实现系统的频率跟踪采样。为了满足整周期采样, 减小频谱泄漏和栅栏效应带来的误差, 需要对合并单元上送的采样值进行处理[2,3,4,5]。另外, 目前合并单元采样频率为80点/周波[3]。而间隔层的交流采样装置多采用傅里叶算法进行计算, 采样率一般是24点、32点、64点等, 两者并不相等[4,5]。为了不改变原来装置成熟的算法, 要对接收到的合并单元采样值进行重采样。为此, 采用Lagrange插值加数据加窗的方法对交流采样数据进行处理。通过插值实现对采样数据的频率跟踪重采样, 再通过数据加窗提高谐波分析能力, 保证存在高次谐波干扰的情况下仍能获得较高的测量精度。

1 系统结构

智能变电站交流采样系统结构如图1所示。

2 数据重采样

数字化的采样首先需要对合并单元上送的IEC61850-9-2的采样数据进行接收、解码。与装置直接通过A/D转换的采样方式对比, 数字化采样需要增加一些异常处理的措施, 提高装置采样的容错能力;其次通过数据重采样技术同时完成对80点采样数据的抽取和频率跟踪调整。

2.1 IEC61850-9-2采样值接收与处理

IEC61850-9-2采样值类型为32位整数, 电压、电流分别按照10m V和1m A进行数据编码, 每个采样通道包含必须的数据品质[5]。9-2报文中用采样计数器来表示当前采样点在1S采样序列中的序号。采样值接收模块通过以太网接收、解析采样值报文, 缓存采样数据, 并根据采样数据的点序号记录下缓存数据块的时标。

有几种采样异常情况需要处理:首先是合并单元或电子式互感器引起的异常处理, 包括采样通道的异常和合并单元时钟失步等;其次是以太网传输的丢包处理;最后是来自不同合并单元采样数据的同步对齐处理。

首先对采样数据中自带的品质位进行判断, 若数据出现品质异常, 仍然进行计算, 产生采样数据异常告警。测量结果通过IEC61850统一建模上送, 因此其数据品质位定义与采样数据一致, 置位对应的数据品质并上送。其次通过采样数据点序号的连续性判断是否丢点, 当出现数据点丢失, 则复位数据缓冲区, 丢弃已缓存采样数据, 上送前一计算间隔的计算数据。当连续两个以上的计算间隔出现数据丢点则产生告警, 并置位对应数据品质, 提示当地监控系统及主站, 数据采样存在异常上送旧数据。对于来自不同合并单元的采样数据的同步, 采用数据缓存对齐采样序号的方法实现。合并单元的额定延时不同会造成采样序号的不同步, 系统时钟抖动也有可能引起不同合并单元上送数据的不同步。对采样数据进行缓存, 对齐不同合并单元的采样序号后再统一计算, 采样序号超前的数据通道需要考虑一个计算间隔内完成两次运算。

2.2 采样数据抽取

线性Lagrange插值法原理简单、运算快速、实时性高[6], 采用该方法实现合并单元采样数据80点到64点时抽取。

线性Lagrange插值余项为:

利用Lagrange插值余项估计插值点的插值误差为:

由上式可以看出, 合并单元采样频率fs越高, 误差越小。插值误差与再采样的频率fs′无关。原信号的幅值越大, 插值的误差越大。原信号中的直流分量不会增加插值的误差。随着谐波次数的增加, 其插值的误差以平方倍的关系增加。

目前在实际工程应用中合并单元的采样率是有限的。以80点/周波的采样率进行计算, 线性插值抽取的最大相对误差约为0.1%。再综合其他环节引入的误差, 装置总的测量误差就有可能超过精度指标要求。此外, 对于需要进行谐波分析的应用, 插值抽取对于高次谐波的计算误差对精度的影响很大, 因此需要对插值后的数据进一步处理。

2.3 频率跟踪

通过插值实现采样数据抽取的同时, 为了满足整周期采样的要求, 需要对系统的频率进行跟踪。频率跟踪的基础是频率的快速、精确计算。文献[7]提出了一种基于相量测量快速的软件测频算法, 采用该算法实现每5ms就完成一次频率测量, 频率的测量精度优于0.002Hz。当系统频率出现波动时, 能根据当前测得的系统频率迅速调整数据抽取的间隔, 保证整周期采样, 减小频谱泄漏和栅栏效应引起的测量误差。

2.4 数据加窗处理

为了进一步提高装置测量精度, 提高装置的谐波分析能力, 可将插值后的采样序列通过窗函数加权处理。

交流信号采样相当于把信号进行加窗函数操作。加窗后会发生频谱分量从其正常频谱扩展开来的现象, 即所谓的“频谱泄漏”。当进行离散傅立叶变换时, 时域中的截断是必需的, 因此泄漏效应也是离散傅立叶变换所固有的, 必须进行抑制。而要对频谱泄漏进行抑制, 可以通过窗函数加权抑制DFT的等效滤波器的振幅特性的副瓣, 或用窗函数加权使有限长度的输入信号周期延拓后在边界上尽量减少不连续程度的方法实现。窗函数的种类很多, 信号处理中常用的窗函数有三角窗、汉宁窗、海明窗和布莱克曼窗等。综合比较几种窗函数的主瓣宽度、主瓣旁瓣的抑制系数, 结合交流采样装置谐波分析的需要, 选择汉宁窗进行采样数据的加权处理。汉宁窗的时域特性为:

其最大旁瓣值比主瓣值低32d B, 主瓣宽度为8π/N。使用归一化的幅值和频率生成一个长度为50的汉宁窗, 其频率特性如图2。

对采样数据进行加窗就是将窗函数与跟频插值后的采样序列相乘, 时域函数的相乘等于两个函数频谱的卷积。通过窗函数的频谱特性对原采样序列的谐波分量进行加权补偿, 从而提高总的幅值测量精度和谐波分析的精度。

3 结语

在智能变电站交流采样装置中实现了提出的交流量同步采样方法。使用数字化交流测试仪对方法的测量精度进行验证。施加基波为50Hz、含有13次谐波分量的交流信号。表1给出交流量信号的参数和装置实测数据, 可以看出采用该方法可以精确地测量信号的基波分量和13次以内的各次谐波分量的幅值和相位。该方法在智能变电站交流采样装置中实现并在实际工程中得到应用, 交流信号的测量精度满足应用要求。

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交流采样篇5

交流伺服系统以其高精度、高性能而广泛应用于各种场合[1],对于id=0的矢量控制方式,电流反馈、位置反馈以及速度反馈的精度在很大程度上影响了整个伺服系统的性能和精度[2,3,4,5,6,7,8,9]。国内比较通用的方案是直接将电流检测模拟信号传送到DSP中,虽然DSP自身带有A/D转换环节,但是其精度一般较低,如TMS320F2812的A/D转换通道精度只有12位,在实际的使用过程中,A/D的转换结果误差较大,如果直接将此转换结果用于控制回路,必然会降低控制精度。由文献[10]中检测得到的数据可以看到:在未加软件补偿算法情况下,实测2812的ADC通道分辨率只有5位,误差在5%左右,远不能满足高精度要求,在添加了复杂的补偿算法之后,虽然2812的A/D转换精度有所提高,但是增加了算法的复杂性。由此可见,采用直接将电流模拟信号送入DSP让其转化的方案在要求伺服系统高性能的场合不可取。

目前高性能伺服系统多采用“DSP+CPLD”的结构,DSP负责复杂的控制算法,CPLD负责电流采样、位置速度采样、I/O扩展等。并将采集的数据暂时存于CPLD,等到DSP需要某个数据时,通过读取CPLD寄存器或者CPLD内部的RAM得到需要的数据。

本研究设计伺服系统高精度电流采样硬件电路,利用16位高精度A/D转换芯片AD7655,基于CPLD,并采用VHDL语言控制AD7655来完成电流采样检测,最后在DSP中显示。

1 总体方案设计

高精度伺服系统电流采样方案设计如图1所示。

由图1可以看到,永磁同步电机的A相和B相定子电流IA和IB经过采样电阻,得到相对应的差分电压信号UI-U和VI-V,这两个差分信号经过光耦隔离放大电路后输出两个放大的差分信号Uout+-Uout-和Vout+-Vout-,两者再经过调理电路均变成0～5 V范围之内的电压信号,分别输入到AD7655的两个模拟输入通道INB2和INB1,由CPLD控制完成采样过程。

UI(VI)—逆变器输出U(V)相电压;U(V)—电机U(V)相输入相电压;Ru和Rv—采样电阻

下面进行具体电流采样电路和调理电路的设计。

2 电流采样电路和调理电路设计

电流采样电路需要检测永磁同步电机定子的两相电流,定子相电流采样电路如图2所示。经过R1与C1组成的滤波电路输入到光耦的差分电压输入端Vout+和Vout-,经过光耦HCPL-7840的隔离放大作用可得:

Vout+-Vout-=8(Vin+-Vin-) (1)

假设电机的U相电流为IA,则IA=(UI-U)/R2,Vout+和Vout-经过调理电路输出/输入到AD7655模拟信号输入端,电流采样调理电路如图3所示。

UI—逆变器输出U相电压;U—电机U相输入相电压;R2—采样电阻

由图3中电路及模拟放大器“虚短”、“虚断”的概念,可以得出输入电压与输出电压幅值的关系为:

UINB2=(Vout+-Vout-)+2.5 (2)

通过R6与C6组成的低通滤波电路滤波后输入AD7655,电压范围为0～5 V。

由式(1,2)可得:

$Ι_{A} = \frac{2.5 - U_{Ι Ν B 2}}{8 R_{2}} (3)$

3 软件设计及仿真

AD7655是ADI公司生产的具有16位精度的A/D转换芯片,可以选择转换后的数据输出方式为并行方式或者串行方式,本研究选择串行输出方式。

芯片启动转换如图4所示。

在CNVST的下降沿BUSY在32 ns左右由低电平变成高电平,表明器件进入转换状态。

AD7655芯片转换完成读数据过程如图5所示。

由图5可以看到,BUSY的下降沿显示AD7655转换完成,此时可以选通芯片读数据,且数据输出具有一定的延时。

一次完整的转换需要转换INA1、INB1、INA2、INB2共4个通道,INA1和INB1属于1通道,INA2和INB2属于2通道。选择先转换1通道或者2通道取决于A0的电平状态,数据转换完成之后,在1或2通道中,选择先读A通道还是B取决于 $A / \bar{B}$ 的电平状态(图5中所示为先读A通道后读B通道的方式,即 $A / \bar{B} = 1)$ ,本研究选择先读B通道后读A通道的方式,即 $A / \bar{B} = 0$ 。

基于CPLD,本研究设计了采用VHDL语言控制AD7655电流采样的程序。

本研究中用到AD7655的INB2和INB1两个转换通道,因此需要在一定的时刻变换1,2转换通道。笔者选择在上次通道转换完成后开始读数据时变换通道。

CPLD控制过程流程图如图6所示。

部分设计程序如下。

本研究采用的CPLD为Lattice公司的LCMXO1200。利用Lattice最新推出的软件Lattice Diamond,笔者进行了CPLD控制下AD7655电流采样控制仿真。

仿真时序图如图7、图8所示。

CLK为CPLD系统时钟,SCLK为读转化数据的同步时钟,两者频率均为3.75 MHz,一个完整的转换周期中各信号的波形如图7所示。

通道1转换中和转换后各个信号的变化过程如图8所示,由图8可以看出:在CNVST的下降沿BUSY信号立即由低电平跳变为高电平,该过程小于32 ns,再经过0.875 μs,BUSY跳变成低电平,表明芯片转化完成,ADCS和RD在下个时钟上升沿有效,经过数据延时进入读状态读取转换完成的数据。data是为观察数据所设的寄存器。

4 实验及结果分析

4.1 CPLD控制AD7655实验

实验中采用的CPLD系统时钟CLK与AD7655同步采样时钟SCLK频率均为3.75 MHz,各信号的波形如图9～12所示。

由图9可以看到在CNVST下降沿的时候,BUSY立即上升,表明AD7655进入转换过程,在BUSY的下降沿表明转换完成。

如图10所示,A0为AD7655的1,2通道转换信号。A0=1时,转化2通道;A0=0时,转换1通道。

INB2输入5.03 V时的各信号波形如图11所示,由图11可以看到:在BUSY的下降沿,芯片转换完成,在下个CLK时钟上升沿ADCS和RD同时选通,再经过一个CLK周期的数据延迟之后,每次在外部同步采样时钟SCLK的上升沿读数据,经过32个SCLK脉冲读完2通道(INB2,INA2)数据,此时只需要读INB2通道,因此只需要16个SCLK脉冲。

A0=0时(即1通道转换)且INB1输入2.5 V时的各信号波形如图12所示。

按照上面的操作流程测出多组输入值与转换值如表1所示。

表1中转换后的二进制值为16位A/D转换值,由每次在同步采样时钟SCLK上升沿读SDO口电平状态所得,高电平为“1”,低电平为“0”。将“1111111111111111”代表5 V,据此,可得转换公式:

$U_{c o n} = \frac{X}{65536} \cdot 5 (4)$

式中:Ucon—A/D转换后的电压,X—16位二进制转换值的十进制表示。

实际转化出的结果换算及误差如表2所示。

由表2可以看到,INB2输入2.51 V时的A/D转换误差为0.80%,输入3.01 V时误差为0.66%,有多组转化数据误差均为0。考虑到实际检测输入电压时不可避免的误差,以及其他一些干扰信号,模拟输入的电压信号经过AD7655转换后的转换值较原来模拟信号误差小于0.7%,与DSP的ADC通道直接转换产生的5%的误差相比,前者精度提高明显,能满足交流伺服高精度电流采样的要求。

4.2 数据在DSP中的显示

DSP采用TI公司的TMS320F2812,CPLD作为DSP的外扩器件。扩展在DSP外部接口的0区。CPLD将AD7655的串行电流数据信号进行串并转换后分别存储在CPLD内部寄存器INB2,INA2,INB1,INA1中,对应寄存器的地址分别为0x2001,0x2002,0x2003,0x2004。DSP每隔20 μs读一次CPLD,并显示出数据波形。INB2输入0.1 Hz正弦波形如图13所示,最大值为4.5 V,最小值为0.5 V的正弦波形经过转化和读取之后在DSP中的显示。

5 结束语

本研究设计了高性能伺服系统电流采样的硬件电路,在此基础上采用VHDL语言设计了软件程序,并进行了仿真,最后进行了电流采样实验。由输入与转换输出数据误差的分析可知:采用该方案,采样误差基本低于0.7%,由此可知该设计的精度能满足高精度电流采样需求,电流采样作为高性能伺服重要反馈环节,其精度的提高对于整个伺服系统性能和精度的提高具有重要的作用。

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交流采样篇6

关键词：交流电机,单电阻采样,电流重构,BCPWM,非对称PWM输出

0 引言

在交流电机矢量控制策略中, 相电流采样性能是一个重要的指标。在对成本要求高的应用场合, 如何低成本地获得好的电流采样性能成为关键问题。

目前, 较为常见的电流采样方式有两种:使用霍尔传感器对三相电流进行采样[1]和母线电流单电阻采样相电流重构[2]。霍尔传感器具有使用简单、隔离性好等优点, 但是霍尔传感器也有体积大、价格比较昂贵等缺点, 不适用于对成本要求较高的应用场合。母线电流单电阻采样相电流重构方法是指在直流母线上串联一个电流采样电阻, 通过对母线电流瞬时值与开关状态的分析, 重构出电机三相电流。单电流采样相电流重构方法结构简单, 成本低廉, 十分适用于对于成本要求较高的应用场合。

在SVPWM调制方式中, 每个PWM载波周期所有开关都需要动作, 开关损耗较大。与之相比, 母线箝位PWM (BCPWM) 调制方式把一相电平箝位, 开关器件不动作, 每个载波周期只有两组开关需要动作, 降低了开关损耗。

本研究探讨单电流采样相电流重构的实现方法;针对SVPWM和BCPWM两种PWM调制方式下实现单电阻采样相电流重构的方法进行分析, 最后通过实验对电流重构结果进行比较, 以验证算法可行性。

1 单电阻采样三相电流重构

在三相全桥逆变电路中, 本研究定义三组桥臂的开关状态为Sa, Sb, Sc, 当上桥臂导通时开关状态为“1”, 关闭时开关状态为“0”。空间电压矢量调制的基本原理是:通过调节6个非零基本电压矢量U0 (V100) , U60 (V110) , U120 (V010) , U180 (V011) , U240 (V001) , U300 (V101) 和两个零矢量V000, V111的作用时间, 实现交流电机电压波形控制。

以第一扇区为例, 当两个零矢量V000与V111作用时, 电机处于续流状态, 母线电流与相电流之间没有特定关系;当非零基本电压矢量U0 (V100) 作用时, 母线电流瞬时值与A相电流ia相同, A相电流关系图如图1 (a) 所示;当非零基本电压矢量U60 (V110) 作用时, 母线电流瞬时值与C相电流ic相反, C相电流关系图如图1 (b) 所示。

其他扇区分析方法与第一扇区相似, 在不同基本电压矢量作用时, 母线电流与三相电流之间的对应关系如表1所示[3,4,5]。

根据表1的对应关系, 每个PWM周期内, 可以在构成扇区边界的两个非零基本电压矢量作用时得到两相电流的瞬时值, 再通过相电流关系ia+ib+ic=0得到第三相电流, 从而完成重构[6,7,8]。

2 单电阻采样相电流重构非观测区

2.1 最小采样时间

在前面的分析中, 所有情况都是基于理想状态讨论的。

实际情况中最短采样时间示意图如图2所示。由于死区延迟、母线电流信号建立延迟、A/D转换延迟等原因, 系统需要一个最短采样时间Tmin作为最小采样窗口, 才可以得到准确的母线电流信息。最短采样时间Tmin一般为3μs~5μs, 由3部分组成:死区时间Td、母线电流建立时间Tset与AD转换时间Tconv, 其关系如下:

采样延迟最小时间为Tsample, 可以得到:

2.2 扇区过渡区与低压调制区

在一些特定的区域, 非零基本电压矢量作用时间过短, 无法提供足够的采样时间, 这些区域统称为非观测区。非观测区分为两种:扇区过渡区与低压调制区[9], 如图3所示。

以第一扇区为例, 扇区过渡区是指在目标电压矢量接近扇区中一个基本电压矢量时, 另一个基本电压矢量的作用时间很短, T1/2

3 非观测区的解决方法

使用非对称PWM输出, 将PWM波形前移或者后移, 在PWM载波前半周期内预留足够的采样时间Tsample, 满足Tsample≥Tmin的条件, 就可以解决非观测区的问题。以第一扇区为例:

其中:

式中:T1, T2—第一扇区非零基本电压矢量U0, U60的作用时间;T000, T111—零矢量V000、V111的作用时间;Ta, Tb, Tc—逆变电路三相PWM作用时间;Ua, Ub, Uc—逆变电路三相PWM单独作用时等效电压矢量。

可见, 只要保持Ta, Tb, Tc不变, 即保持占空比不变, 就可保证目标电压矢量Uset不变[10]。

3.1 SVPWM扇区过渡区移相分析

以第一扇区为例, 若需要增加U60在PWM前半周期的作用时间, 只需将C相PWM波向后移动即可。

状态1-1波形如图4 (a) 所示, 此时, C相PWM波下降沿还未超越B相PWM波下降沿, 矢量变化如图4 (b) 所示, T'2、T''2分别为前半周期与后半周期中U60作用时间, T2=T2'+T2'', U60作用时间不变, 此外并无额外的补偿电压矢量生成, 目标电压矢量Uset不变。

状态1-2波形如图5 (a) 所示。其中, 波形Sc为原始波形, S'c为状态1-2波形。

此时, C相PWM波下降沿处于A, B两相PWM波下降沿之间, 矢量变化如图5 (b) 所示, 非零基本电压矢量U60在PWM前半周期作用时间T'2增加, 零矢量U000作用时间T000与非零基本电压矢量U0作用时间T1减小, 此外还插入补偿矢量U300 (V101) 。状态1-2波形S'c增加的电压矢量为Uadd, 作用时间为Tadd;减少的电压矢量为-Udes, 作用时间为Tdes。由于Tc不变, 则:

在一个PWM周期里, 目标电压矢量Uset不变。

状态1-3波形如图6 (a) 所示, 波形Sc为原始波形, S'c为状态1-3波形。

此时, C相PWM波下降沿处于A相PWM波下降沿之后, 矢量变化如图6 (b) 所示, 非零基本电压矢量U60在PWM前半周期作用时间T'2增加, 零矢量V000作用时间T000减小, 此外还插入补偿矢量U240 (V001) 。

则可得:

以式 (4) 作为条件同样可以得到式 (7) , 在一个PWM载波周期里, 目标电压矢量Uset不变。

若需要增加U0在PWM载波前半周期的作用时间, 只需将A相PWM波形向前移动即可, 波形会出现3种状态 (编号1-4至1-6) , 分析方法与移动C相PWM波时相似, 不再累述。

3.2 SVPWM低压调制区移相分析

在低压调制区进行移相时, 需要同时移动A、C两相PWM波, 状态1-7波形如图7 (a) 所示。

Sa、Sb、Sc为原始波形, 首先扩大U60在PWM前半周期作用时间, 三相PWM波形为Sa、Sb、S'c, 即状态1-3波形, 输出电压矢量Uset不变。在此基础上, 扩大U0在PWM前半周期作用时间, 向前移动A相PWM波形, 三相波形为S'a、Sb、S'c, 即状态1-7波形。矢量变化如图7 (b) 所示。显然, 由于三相PWM作用时间不变, Tinsert=Tinsert1+Tinsert2。可以看出, 前半周期除零矢量V000外无减少电压矢量, 即Udes1×Tinsert=0。

PWM载波前半周期增加的电压矢量:

后半周期增加、减少的电压矢量:

由式 (14) 可得, 输出电压矢量Uset不变。

其他扇区分析方法相似, 在SVPWM调制下, 保持占空比不变, 移动占空比最大与最小的PWM波形不会改变PWM载波周期内的目标电压矢量。

3.3 BCPWM移相分析

BCPWM与SVPWM相比, 零矢量都以V000形式等分插入PWM载波周期两端, 使得一个载波周期内只有两相开关动作, 在SVPWM中占空比最小的相PWM波在PWM载波周期内开关不动作。

以第一扇区为例, 若要增加U0在PWM载波前半周期作用时间T'1, 则将A相波形向前移动。

状态2-1波形如图8 (a) 所示, S'a为状态1-1波形, 矢量变化如图8 (b) 所示。T1'、T1''分别为U0在前后半周期的作用时间, T1=T1'+T1'', U0、U60作用时间不变, 此时并无额外的补偿电压矢量生成, 目标电压矢量Uset不变。

状态2-2如图9 (a) 所示, 其中Sa为原始波形, S'a为状态2-2波形, 矢量变化图如图9 (b) 所示。此时非零电压矢量U0在PWM前半周期作用时间T'1增加, U60与零矢量V000作用时间T2、T000减小, 插入补偿矢量U120 (V010) , 则:

与SVPWM类似, 由于Ta不变, 得到式 (4) , 以式 (4) 为条件可以推导出式 (7) , 目标电压矢量Uset不变。

若增加U60在PWM载波前半周期作用时间T2, 将b相PWM波形向前移动。具体分析方法与状态2-1、状态2-2相似。

其他扇区分析方法相似, 在BCPWM调制下, 保持占空比不变, 移动PWM波形不会改变PWM载波周期内的目标电压矢量。

3.4 BCPWM不可观测区及处理方法

对于BCPWM, 本研究采用非对称PWM调制方法可以在非观测区的一部分对电流进行观测, 但观测范围并非全区域。

以第一扇区为例, BCPWM模式移相过程中, 由于零矢量全部以V000形式作用于PWM载波周期两端, 在低压调制区, 如果有效电压矢量过小, 即Tb

扇区过渡切换区中, 靠近U60 (V110) 的区域, 由于较小的基本电压矢量过小, 即Tb

由于BCPWM调制方式中有一相不动作, 导致BCPWM移相输出只能解决部分非观测区的电流观测问题, 不能解决全区域非观测区的问题, 如图10 (b) 、图11 (b) 的阴影部分所示。

在本研究中, 笔者提出了一种解决BCPWM特有不可观测区的方法。在SVPWM调制方式下, 单电阻采样三相电流重构通过移相可以实现全区域电流观测, 所以在BCPWM模式下, 当动作的两相PWM占空比过小, 不能通过移相进行单电阻采样时, 系统切换至SVPWM模式输出, 并通过非对称PWM输出预留足够的采样时间, 进行单电阻采样相电流重构。此外, 本研究在其他区域仍使用BCPWM模式。这样既可以在大部分区域使用BCPWM模式, 减少开关损耗, 也可以实现单电阻采样相电流重构的全区域观测。

4 实验

该实验用于验证在SVPWM和BCPWM两种PWM调制方式下, 单电阻采样三相相电流重构方法的可行性。电机驱动系统内核选用TI公司TMS320F28035数字信号处理器, 交流电机选用4对极三相永磁同步电机, PWM模块采用非对称模式输出, PWM输出频率10 k Hz, 死区时间3μs, 电机转速750 r/min, 在SVP-WM与BCPWM两种调制模式下, 使用不同的移相时间Tmin, 三相重构电流波形与FFT谐波分析结果如下:

Tmin=5μs、Tmin=7μs、Tmin=9μs时重构相电流波形图与FFT分析如图12~14所示。在Tmin=5μs时, 由于母线电流还没有建立就进行采样, 重构出的相电流波形谐波幅值较大THD=28.89%;在Tmin=7μs时, 相电流波形谐波幅值最低, THD=5.22%;在Tmin=9μs时, 由于移相时间较大, 与Tmin=7μs时相比, 相电流波形谐波幅值略有上升, THD=5.65%。

Tmin=5μs、Tmin=7μs、Tmin=9μs时重构相电流波形图与FFT分析如图15~17所示。在Tmin=5μs时, 由于母线电流还没有建立就进行采样, 重构出的相电流波形谐波幅值较大, THD=31.98%;在Tmin=7μs时, 相电流波形谐波幅值最低, THD=8.07%;在Tmin=9μs时, 由于移相时间较大, 与Tmin=7μs时相比, 相电流波形谐波幅值略有上升, THD=8.82%。

通过实验得知, 如果Tmin过小, 采样母线电流信号尚未建立, 重构相电流波形畸变严重;如果Tmin过大, PWM不对称输出产生谐波, 重构出的相电流波形稍有畸变。两种PWM输出模式都需要合适的Tmin才可达到最好的相电流重构效果。

BCPWM与SVPWM相比, 由于各个扇区都有一相电压箝位, 开关损耗降低, 但输出电压的谐波更大, 在同样的移相时间Tmin下, 重构出的波形畸变较大。

5 结束语

本研究针对SVPWM与bus-clamped PWM两种PWM调制方式下单电阻采样三相电流重构的原理进行了研究分析, 并论述了通过非对称PWM输出解决非观测区问题的可行性, 同时, 针对BCPWM特有的不可观测区, 提出了一种PWM调制模式切换的方法, 实现了BCPWM模式下单电阻采样相电流重构的全区域观测。最后通过实验验证了算法的可行性, 实验结果表明, 在合适的采样时间Tmin下, 该方法可以实现相电流的准确重构。

该技术在保持低成本的前提下, 在两种PWM调制方式下都具备可行性, 具有重要的实际意义与较高的应用价值。

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交流采样篇7

电能是一种最为广泛使用的能源, 电网供电质量高低直接影响工业企业生产、民众生活质量的好坏。为分析供配电系统运行状况, 对系统实施监视、控制, 需实时准确地测量系统中的电气参数。为了实现低压配电网电压参数测量为例, 设计一种基于飞思卡尔MC9S12XS128单片机的多通道交流采样系统。实验显示, 该系统能很好地实现测量任务。

1 电力交流采样系统设计方案

1.1 总体方案

主要针对电压、电流信号的采样和处理进行设计。系统硬件电路由电源电路、前向通道信号采集与处理电路、MC9S12XS128主控模块、液晶显示电路、MAX232串口通信电路等组成, 结构如图1所示。电源电路提供5V电源, 前向通道信号采集与处理电路起到信号调理作用, 将调理好的信号输入到ADC。数据采集和处理由MC9S12XS128来完成。液晶显示用于实时显示测量结果。

1.2 硬件电路设计方案

1.2.1 单片机模块

单片机是系统的控制核心, 采用飞思卡尔MC9S12XS128。其内置2组10位/8位的A/D模块, 8位/10位精度可设置, 8位数字量转换时间6μs, 10位数字量转换时间7μs, 含有采样缓冲器、放大器, 具有可编程采样时间, 转换结束标志和转换完成中断, 外部触发控制, 可选择单次转换模式或连续转换模式等特性。MC9S12XS128芯片、时钟晶振电路、复位电路等构成单片机主控模块。

1.2.2 信号采集与处理电路

选用TV1005-1M电流型电压互感器和TA1005-2M电流互感器。

TV1005-1M型电压互感器绝缘电阻常态时大于1000MΩ, 工作频率范围为20Hz~20k Hz。接法如图2所示, 输入电压小于1000V, 输出电压不大于1/2倍放大器电源电压, 相移小于5°, 额定电流为2m A。

U1A部分为积分电路, 电阻R3为1.5kΩ, 电容C1为0.47μF。U1B部分为电压跟随器, 输入阻抗比较大, 输出阻抗较小, 可以提高电路的带负载能力。R4为上拉电阻, 可以将正弦电压提升到零电平以上, 供单片机的A/D转换器采集。U1C为一个过零点比较器, 当电压小于零电平时, 比较器输出电压为零, 当输入电压大于零电平时, 比较器输出电压为5V高电平, 这样就可以将正弦交流电变换为方波, 单片机可利用此方波信号采集交流电的频率。

1.2.3 液晶显示电路

选用1602字符型液晶显示器, 其可显示16×2行字符。芯片工作电压4.5~5.0V, 工作电流2.0m A。1602的D[7, 0]分别与单片机的PA[7, 0]连接, RS、R/W、EN分别由PH[4, 6]口控制。液晶D1脚接地, D2脚接5V稳压电源, D3脚通过一个10K的可变电阻, 用于调节液晶屏字符的对比度, D15同样接5V稳压电源, 给液晶屏背光。

2 系统软件设计

2.1 软件整体设计

程序主要由以下几个模块组成:单片机初始化模块, 两个定时器中断, 一个外部事件中断, 串口通信模块, 液晶显示模块, 数据处理模块。其中初始化模块又包括:锁相环PLL、高速计数模块脉冲累加、定时器PIT、A/D、普通I/O口、串口发送SCI以及液晶显示初始化等。软件实现的主要功能包括:

(1) 通过定时通道0与脉冲累加的相互配合实现对交流电频率的测量。

(2) 通过MC9S12XS128的定时器1与A/D转换模块实现模数转换, 对交流电信号进行采集并存储到数组中。

(3) 利用傅里叶变换实现MCU对数据的快速处理。

(4) 控制液晶、串口与外部中断实现人机交互显示。

主程序流程如图3所示。

2.2 数据采集和处理程序设计

交流采样法获取电力参数结果的准确程度, 同采样周期的选择、算法的选择有密切联系。采样周期越小, 测量结果越接近真实值。在交流采样中, 较为常用的是同步采样法, 同步采样法是指信号周期T、采样间隔TS、采样点数N严格满足T=N·TS。

设计采用64点递归傅氏算法进行计算求解。因在信号处理电路中对采集到的信号进行了上拉, 故在数据处理时要将上拉后的数据复原。在主函数中, 通过调用自定义均值函数实现数据复原。在程序中, 自定义codedeal () 函数处理前64个采集到的数据, 处理一次后, 后面每采集一次数据, 利用自定义codedeal1 () 函数进行递归傅里叶计算, 加快处理速度。在数据处理函数中, 要进行正弦函数和余弦函数的计算, 由于调用C函数库里的正弦函数和余弦函数计算较为复杂, 影响计算速度, 因此使用查表法进行正弦函数与余弦函数的计算。图4为数据采集程序流图, 图5为数据处理程序流图。

2.2.1 A/D数据采集设计

设计采用64点递归傅氏算法进行参数计算。由于50Hz交流电每一个周期的长度为20ms, 要在这20ms内平均采64个点, 相邻两个点的时间间隔为312.5μs, 但A/D转换的时间只有几微秒, 所以在A/D采样时选择用定时器来设定采样周期, 并且采用读转换完成标志位的方式读取转换数据。A/D初始化设置如下:

ATD0STAT2_CCF为ATD模块的转换完成标志位, 当转换完成时, CCF置1, ATD0DR0L为ATD模块的结果寄存器。转换完成标志位为1则读结果寄存器, 为0则等待。当读结果寄存器时, 转换完成状态寄存器自动清零。

2.2.2 电信号频率测量设计

定时器模块提供了一个16位的脉冲累加器, 该脉冲累加器与定时器的通道7共用引脚, 外部脉冲输入引脚为PT7。输入引脚上每产生一个有效的跳变沿就会使得脉冲累加计数器的值加1。脉冲累加器的控制寄存器设置如下:

电压信号经过过零比较器后, 变为低电平为零, 高电平为5V的方波信号。方波信号通过PT7口输送给脉冲累加器的输入端, 其高低电平变化就会产生上升沿和下降沿, 脉冲累加器就会根据跳变沿的输入进行加计数。当定时器1产生中断时, 读脉冲累计结果寄存器PACNT的值, 可得到交流电的频率。

2.2.3 PIT定时器模块编程

首先设定定时器的初值、运行方式及使能定时器等。定时器0定时时间设定为0.1s, 每过0.1s就将进入定时器0的定时中断, 定时器0的中断向量号为66。定时器0的中断函数如下:

在中断函数中首先读取脉冲累加结果寄存器PAC-NT的值, 并且根据交流电频率的变化动态地改变定时器1的时间长度。另外, 因加入了串口发送程序。当中断函数执行完成后, 需要对其中断标志位写1进行清零。

定时器1主要用来确定A/D数据采集的时间间隔, 其寄存器的值由初始化函数和定时器0中断函数确定, 并可以根据环境的变化进行动态的修改。定时器1的中断向量号为67。中断函数如下:

在函数中, 主要读取A/D转换的结果, 并将其按顺序存到数组中供数据处理使用。数据处理完成后, 向中断寄存器PITTF_PTF1写1, 清定时器1的中断标志位。

3 实验

以测量电压为例。采样低压配电网相电压, 同时另外增加了2个电阻, 使用2个单刀双掷开关来选择3个电阻中的哪一个电阻与电路串联, 电阻阻值的变化来代表电压的变化。3个电阻分别为165Ω、270Ω和380Ω, 对应的电压分别为220V、134V和93V。实验结果表明, 系统满足设计预期要求。

4 结语