同步交流采样（精选7篇）
同步交流采样 篇1
0 引言
智能变电站中测控装置、PMU装置、电能表等设备的交流采样采用数字化、网络化的方式。合并单元集中采集电磁式或电子式互感器输出的交流量, 再根据IEC61850-9-2采样值传输标准组帧后通过网络发送至相关装置[1]。合并单元接受时钟对时, 输出与对时脉冲精确同步的采样脉冲, 实现全站数据的同步采样。为保证全站采集数据的同步, 其采样脉冲与对时脉冲始终保持同步。当系统频率出现波动时, 测控等交流采样装置就无法通过调整采样频率实现系统的频率跟踪采样。为了满足整周期采样, 减小频谱泄漏和栅栏效应带来的误差, 需要对合并单元上送的采样值进行处理[2,3,4,5]。另外, 目前合并单元采样频率为80点/周波[3]。而间隔层的交流采样装置多采用傅里叶算法进行计算, 采样率一般是24点、32点、64点等, 两者并不相等[4,5]。为了不改变原来装置成熟的算法, 要对接收到的合并单元采样值进行重采样。为此, 采用Lagrange插值加数据加窗的方法对交流采样数据进行处理。通过插值实现对采样数据的频率跟踪重采样, 再通过数据加窗提高谐波分析能力, 保证存在高次谐波干扰的情况下仍能获得较高的测量精度。
1 系统结构
智能变电站交流采样系统结构如图1所示。
2 数据重采样
数字化的采样首先需要对合并单元上送的IEC61850-9-2的采样数据进行接收、解码。与装置直接通过A/D转换的采样方式对比, 数字化采样需要增加一些异常处理的措施, 提高装置采样的容错能力;其次通过数据重采样技术同时完成对80点采样数据的抽取和频率跟踪调整。
2.1 IEC61850-9-2采样值接收与处理
IEC61850-9-2采样值类型为32位整数, 电压、电流分别按照10m V和1m A进行数据编码, 每个采样通道包含必须的数据品质[5]。9-2报文中用采样计数器来表示当前采样点在1S采样序列中的序号。采样值接收模块通过以太网接收、解析采样值报文, 缓存采样数据, 并根据采样数据的点序号记录下缓存数据块的时标。
有几种采样异常情况需要处理:首先是合并单元或电子式互感器引起的异常处理, 包括采样通道的异常和合并单元时钟失步等;其次是以太网传输的丢包处理;最后是来自不同合并单元采样数据的同步对齐处理。
首先对采样数据中自带的品质位进行判断, 若数据出现品质异常, 仍然进行计算, 产生采样数据异常告警。测量结果通过IEC61850统一建模上送, 因此其数据品质位定义与采样数据一致, 置位对应的数据品质并上送。其次通过采样数据点序号的连续性判断是否丢点, 当出现数据点丢失, 则复位数据缓冲区, 丢弃已缓存采样数据, 上送前一计算间隔的计算数据。当连续两个以上的计算间隔出现数据丢点则产生告警, 并置位对应数据品质, 提示当地监控系统及主站, 数据采样存在异常上送旧数据。对于来自不同合并单元的采样数据的同步, 采用数据缓存对齐采样序号的方法实现。合并单元的额定延时不同会造成采样序号的不同步, 系统时钟抖动也有可能引起不同合并单元上送数据的不同步。对采样数据进行缓存, 对齐不同合并单元的采样序号后再统一计算, 采样序号超前的数据通道需要考虑一个计算间隔内完成两次运算。
2.2 采样数据抽取
线性Lagrange插值法原理简单、运算快速、实时性高[6], 采用该方法实现合并单元采样数据80点到64点时抽取。
线性Lagrange插值余项为:
利用Lagrange插值余项估计插值点的插值误差为:
由上式可以看出, 合并单元采样频率fs越高, 误差越小。插值误差与再采样的频率fs′无关。原信号的幅值越大, 插值的误差越大。原信号中的直流分量不会增加插值的误差。随着谐波次数的增加, 其插值的误差以平方倍的关系增加。
目前在实际工程应用中合并单元的采样率是有限的。以80点/周波的采样率进行计算, 线性插值抽取的最大相对误差约为0.1%。再综合其他环节引入的误差, 装置总的测量误差就有可能超过精度指标要求。此外, 对于需要进行谐波分析的应用, 插值抽取对于高次谐波的计算误差对精度的影响很大, 因此需要对插值后的数据进一步处理。
2.3 频率跟踪
通过插值实现采样数据抽取的同时, 为了满足整周期采样的要求, 需要对系统的频率进行跟踪。频率跟踪的基础是频率的快速、精确计算。文献[7]提出了一种基于相量测量快速的软件测频算法, 采用该算法实现每5ms就完成一次频率测量, 频率的测量精度优于0.002Hz。当系统频率出现波动时, 能根据当前测得的系统频率迅速调整数据抽取的间隔, 保证整周期采样, 减小频谱泄漏和栅栏效应引起的测量误差。
2.4 数据加窗处理
为了进一步提高装置测量精度, 提高装置的谐波分析能力, 可将插值后的采样序列通过窗函数加权处理。
交流信号采样相当于把信号进行加窗函数操作。加窗后会发生频谱分量从其正常频谱扩展开来的现象, 即所谓的“频谱泄漏”。当进行离散傅立叶变换时, 时域中的截断是必需的, 因此泄漏效应也是离散傅立叶变换所固有的, 必须进行抑制。而要对频谱泄漏进行抑制, 可以通过窗函数加权抑制DFT的等效滤波器的振幅特性的副瓣, 或用窗函数加权使有限长度的输入信号周期延拓后在边界上尽量减少不连续程度的方法实现。窗函数的种类很多, 信号处理中常用的窗函数有三角窗、汉宁窗、海明窗和布莱克曼窗等。综合比较几种窗函数的主瓣宽度、主瓣旁瓣的抑制系数, 结合交流采样装置谐波分析的需要, 选择汉宁窗进行采样数据的加权处理。汉宁窗的时域特性为:
其最大旁瓣值比主瓣值低32d B, 主瓣宽度为8π/N。使用归一化的幅值和频率生成一个长度为50的汉宁窗, 其频率特性如图2。
对采样数据进行加窗就是将窗函数与跟频插值后的采样序列相乘, 时域函数的相乘等于两个函数频谱的卷积。通过窗函数的频谱特性对原采样序列的谐波分量进行加权补偿, 从而提高总的幅值测量精度和谐波分析的精度。
3 结语
在智能变电站交流采样装置中实现了提出的交流量同步采样方法。使用数字化交流测试仪对方法的测量精度进行验证。施加基波为50Hz、含有13次谐波分量的交流信号。表1给出交流量信号的参数和装置实测数据, 可以看出采用该方法可以精确地测量信号的基波分量和13次以内的各次谐波分量的幅值和相位。该方法在智能变电站交流采样装置中实现并在实际工程中得到应用, 交流信号的测量精度满足应用要求。
参考文献
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[2]张伏生, 耿中行, 葛耀中.电力系统谐波分析的高精度FFT算法[J].中国电机工程学报, 1999, 19 (3) :63-66
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[7]Q-GDW383-2009, 智能变电站技术导则[S].2009
同步交流采样 篇2
关键词：AD73360,TMS320F2812,同步采样,电力参数,交流采样
0 引言
电力系统中经常需要测量多路电压及电流信号,当电网频率变化时,必须采用同步技术才能保证采样计算的精度。本文采用AD公司的AD73360(简称73360)型A/D转换器及TI公司推出的2000系列DSP TMS320F2812(简称F2812)很好地实现了高速同步采样,并且实现了电力参数在时域的计算。73360使用6线工业标准同步串行接口与CPU接口。F2812支持6线工业标准同步串行接口,所以73360与DSP经过极其简洁的连接后即可实现高速同步交流采样。另外,由于单片73360具有6个同时采样的模拟量输入通道,所以特别适合于三相制电力运行参数测控类应用系统。
1 电力系统对AD采样的要求及芯片选择
1.1 73360介绍(1)
73360是6通道模拟输入的16位串行可编程A/D转换器。由于采用鄱-ΔA/D转换原理[1],具有良好的内置抗混叠性能,所以对模拟前端滤波器的要求不高,用一阶RC低通滤波器就能满足要求。73360能保证6路模拟信号同时采样,在变换过程中延迟很小,并且无需CPU干预,从而有效地减少了由于采样时间不同而产生的相位误差。每个通道可以允许从直流到4 k Hz的模拟信号通过,且能提供77 d B的信噪比。由于其采样率和输入信号增益都是可编程的,当输入时钟频率为16.384 MHz时,采样频率可分别设置为64 k Hz、32 k Hz、16 k Hz和8 k Hz;增益可在0~38 d B之间选择,因而它既适合于大信号的应用,也适合于小信号的应用。73360还可以多片级联使用,从而扩充模拟输入的通道数,最多可级联8片即48个通道。
RESET为73360硬件复位信号,用于对73360进行硬件复位;SE为串口使能信号,当SE为高电平时,73360正常工作,当SE为低电平时,73360被禁止,此时所有的输出为三态,所有的输入信号无效,同时73360进入节电状态。MCLK为外部时钟输入信号,通常由外部时钟驱动,既可以用独立的晶振产生,也可以由DSP芯片的PWM产生。MCLK进入73360之后,首先被分频产生DMCLK内部主时钟信号,然后由DMCLK分频产生串口时钟信号SCLK,它们的分频因子都是可编程的;SCLK为串口时钟信号,通常作为DSP的同步串口的输入时钟信号;SDI和SDIFS为数据输入和输入帧同步信号,通常用于接收初始化控制字;SDO和SDOFS为数据输出和输出帧同步信号,通常用于输出转换的数据;其余的引脚分别为6路模拟输入、模拟电源和数字电源。
73360内部共有8个控制寄存器,分别是CRA~CRH,它们所占用的地址为0~7,每个的长度为8位。73360的同步串行接口能够识别长度为16位的来自DSP的控制字。其控制字格式如图1所示。
1.2 F2812的Mc BSP口介绍[2,3]
F2812的Mc BSP主要特点是:多通道缓冲串行口(Mc BSP)是一种同步串行接口,支持多种通信方式和串行外围接口SPI(Serial Peripheral Interface)方式,可以比较灵活地进行配置,使用方便,尤其可贵的是用2个16级、32位的先入先出FIFO(First In First Out)代替直接存储器存储DMA(Direct Memory Access)方式;全双工通信方式;二级缓冲传送与三级缓冲接收,适用于连续的数据流,接收和发送采用独立的时钟和帧同步,多通道模块允许;可采用外部时钟信号和帧同步信号或都由内部的采样率产生器产生;数据位的大小可以选择8、12、16、20、24、32位。
Mc BSP接收操作为三级缓冲操作,信息长度为16位时,每个数据传输路径需1个16位寄存器,数据引脚到达DR,并移入到接收转换寄存器RSR1,当整字被接收后,寄存器RSR1的内容会被复制到接收缓冲寄存器RBR1,只要CPU读取数据接收寄存器DRR1先前的内容,RBR1的内容会被复制到DRR1中。当Mc BSP的FIFO有效时,来自DR接收通道的数据将被进行栈式存储。最多可存储16字的数据。Mc BSP的发送操作为二级缓冲操作,由CPU写入发送寄存器DXR1,随后DXR1的值被复制到XSR1,当帧同步信号到来时,发送器开始将XSR1的内容移到DX引脚,完成数据的发送操作。
2 采样系统的硬件设计
三相电压、三相电流分别经过电压互感器TV、电流互感器TA[4,5]变换、电阻取样和电容滤波变换为适合采集的交流信号,然后以差分方式输入A/D转换芯片内进行采样转换。73360与F2812的硬件接口电路[6,7]如图2所示。图中4个帧同步信号连接成帧同步返回环方式,即让73360的输出帧同步信号SDOFS输出到73360的输入帧同步信号SDIFS,而让F2812的发送帧同步信号FSX输出到接收帧同步信号FSR。这样,无论是发送帧同步信号还是接收帧同步信号,都被强制与SDOFS保持同步。
3 采样系统的软件设计
F2812为定点DSP,为了提高运算的精度和速度,软件设计中充分利用TI公司提供的IQmath Library以实现浮点运算与定点程序代码的无缝接口(1),简化了程序的开发,并大幅提高了程序运行的实时性。程序采用C语言编写,使用TI公司的集成开发环境CCS(Code Composer Studio)。主程序流程如图3所示。
3.1 Mc BSP初始化[8,9,10,11]
初始化Mc BSP时,由于在接收或发送帧同步信号正跳变或负跳变时,开始接收或发送1个字的第1位,而发送和接收的帧同步信号均取自于73360,所以发送和接收都应该设置1位延时,以满足时序要求(2)。初始化过程如图4所示。
3.2 73360初始化[12,13,14]
当程序把DSP的Mc BSP与FIFO配置完毕后,开始初始化73360。初始化时,先进入程序模式,这样73360只接收控制字,而同步输出数据为无效采样数据,但这些数据仍具有一定意义,它是F2812从73360读回的相应指令寄存器内容,如写入0x8000时,同步输出为0x B080;写入0x810E时,同步输出为0x B10E。本次实验设置采样频率为32 k Hz,SCLK=MCLK=16.384 MHz。下面的程序为发送控制字:
3.3 采样接收中断
在FIFO接收中断服务程序中值得注意是:
a.由于中断时间间隔极短,为了确保能完全接收采样数据,应尽量避免浮点运算、除法等占时间较长的运算;
b.在中断服务程序中可以很方便地求出电压、电流采样值的平方和,以求出相应的有效值,同时也可以很方便地求出电压、电流采样值的乘积再做累加,以求出有功功率P;
c.当采样信号较大时,对采样值的平方或乘积应先移位再做累加,以防止数据溢出;
d.对采样值进行静态修正,即无信号输入时的采样值,const int static_adjust[6]={110,275,-50,485,101,275}∥静态修正常数;
e.在CCS环境下,可以用View->Graph->Time/Frequency查看采样波形,用观察窗查看数组中的采样数据,但值得注意的是由于DSP实时接收采样数据,所以在CCS环境下刷新查看数据时会带来数据存放顺序错乱。
中断接收程序架构如下:
4 基于时域的电力参数计算
4.1 电力参数的时域算法
在时域采用均方根法[15]求取电压和电流有效值、有功、无功。均方根算法能避免高次谐波的影响,并且随着每周采样点的增多,可以提高采集精度。
电压有效值:,un为时域采样点的电压瞬时值,N为采样点数。
电流有效值:,in为时域采样点的
有功功率:,un、in为时域采样的电压、电流瞬时值。
无功功率:,in+T/4为滞后电压un90°的电流。
视在功率:S=UI或。
功率因数:λ=cosΦ=P/S。
4.2 时域采样数据处理
a.系统输入电压频率50 Hz,AD采样后用均方根法测得的值与理论值的比较,如表1所示。
b.不同采样率获得的采样波形,如图5所示(图中横坐标为一个周期的采样点数N,纵坐标为采样信号经AD转换后其幅值的量化值U′m,无量纲)。
c.输入信号U=220 V,频率f=50 Hz,相位Φ=0°(取自标准三相源),有功的测量值与标准值比较见表2。
d.输入信号U=220 V,电流I=1.5 A,频率f=50 Hz(取自标准三相源),无功及功率因数的测量值与标准值比较见表3。
注:Us为系统输入电压;UAD为AD电压;Um为测量值、Uth为理论值,它们为AD转换后的量化值,无量纲;ε为相对误差。
注:i为电流;Pn、Pm为有功功率标准值和测量值。
注:Φ为三相源相位;Qn为无功标准值;Qm为无功测量值;εp为相对误差;λn为功率因数标准值;λm为功率因数测量值;ελ为相对误差。
5 结语
同步交流采样 篇3
关键词：频率波动,谐波分析,准同步采样,频谱泄露,Nuttall窗
0引言
随着传统能源的不断减少, 太阳能发电得到了人们的追捧,而光伏发电是太阳能发电的主要方面,所以光伏发电产业日益蓬勃。 但由于光伏系统中的逆变器引入大量的谐波, 谐波的存在会给现有谐波补偿装置带来严重影响,因此掌握电网中谐波的成分含量,对有效地防止谐波造成的危害,维护电网中用电设备具有重大意义。
FFT具有采样精度高、 速度快等优点, 被广泛应用在光伏发电系统谐波分析中。 但是由于光伏发电系统易受外界因素影响, 造成了电网的频率波动现象, 从而导致采用FFT进行谐波分析时, 很难保证同步采样, 出现了频谱泄露和栅栏效应。 针对这种现象,现在相关文献对FFT算法都有改进。 文献[1]采用IEC方法,可以在一定程度上减少频谱泄露的影响,但是无法获得频率的相位信息,而且可能发生误检和漏检现象; 文献[2] 采用基于加窗值FFT的二级算法可以提高测量精度,但是对谐波参数要求较高, 不宜适用光伏发电系统的谐波分析; 文献[3] 采用加窗插值FFT算法, 在一定程度上能够抑制频谱泄露和栅栏效应,但是应用在光伏发电系统中,仍存在精度不够的缺陷。 针对以上问题,本文主要采用基于准同步采样的分析方法,首先利用时域插值的方法将非同步序列同步化[4], 然后对准同步化后的采样序列采用基于4项3阶Nuttall窗改进的FFT算法进行运算[5]。 通过对采用此种算法的光伏发电综合测量装置进行检测对比可知, 该方法能有效地抑制频谱泄露和栅栏效应, 快速准确地提取出光伏发电系统的谐波参数, 并且抗干扰能力比较强。
1频谱泄露问题
当FFT处理信号时,首先应该对时域上的连续信号进行截断, 但是当信号被截断后, 在截断点处频率为fh的谱线就不再是单一谱线,而是以fh为中心的相邻范围内都会出现谱线。 在非同步采样的情况下,谐波频率和信号的基波很难达到频率分辨率的整数倍,即基波和谐波频率会落在相邻两个频率点上,通过FFT计算得出的结果只是基波和谐波相邻频率点的值,这种情况就导致了频谱泄露的现象,最终导致FFT分析结果不够准确。
图1为非同步采样后的频谱图, 从图中可以看出, 非同步采样因为频谱泄露问题使计算结果存在较大的误差。
2基于准同步采样的谐波检测方法
在光伏发电系统中, 由于其本身性质, 容易受到光照等外界条件的干扰,使得转化的电信号变成非稳态信号,基于传统的锁相环等仍很难做到同步采样。
2 . 1非同步序列的准同步化
在同步采样情况下,采样序列满足下式:
其中N、Ts、 P 、 T0分别表示采样序列个数、 采样周期、非零整数、基波周期。
当在非同步采样的情况下,式(1)中的P显然不为整数,若是P仍然为整数,应当调整采样周期使得:
Tsh、 L分别表示调整后的采样周期、 一个非零整数。
式(2) 中, 若要求出准采样周期Tsh需要准确地求出T0。
具体步骤如下:
( 1 ) 对满足奈奎斯特采样条件的电力信号以一个固定采样频率进行等间隔采样;(2) 对采样信号进行滤波预处理;(3)对预处理后的信号进行插值处理, 求出基波周期; (4) 根据式(2) 求出Tsh, 以Tsh为间隔进行插值运算, 由此得到准同步采样序列; (5) 将式(4) 得到的准同步采样序列采用改进的FFT算法进行运算;(6) 求出谐波参数。
2 . 2基于Nuttall窗的改进FFT谐波分析算法
2 . 2 . 1双谱线插值算法
用窗函数W(n) 对经采样 频率为fs均匀采样 的信号进行加窗 处理后 , 可得到信 号加窗后的离散傅里叶变换,即:
在非同步采样下, 频率f0= k0·△f不处于离散谱线的频率点上, 而是如图1中所示, 频率f0的能量分散在相邻两个频率点上, 设在点k0左右峰值最大和次大的点为k1和k2, 显然, k1≤k0≤k2( k1+ 1 ) , 两条谱线对应的幅值分别为, 设参数, 可得 α 的取值范 围为 [ - 0 . 5 , + 0 . 5 ] , 由式( 3 ) 可得 :
y1和y2可以通过FFT计算获得, 通过式(4) 的反函数 α=f-1(β)可得到参数 α 的值,则频率的修正式为:
幅值则通过对k1和k2两条谱线的幅值进行加权平均求得,公式为:
通过式(3)可得相位 φ0的修正公式为:
2 . 2 . 2基于Nuttall窗的FFT谐波参数求解
在选用加窗插值法中, 窗函数的选择至关重要, 因为它会影响后期整个结果的精度。 在选择窗函数时, 应选择旁瓣峰值电平小和衰减速率大的窗函数, 4项3阶Nuttall窗[6]相对来说是个不错的选择, 其时域表示为:
式中:M为窗函数的项数;n =0,1, … ,N -1,aM应满足带入式 ( 8 ) 可得 :
将式 (9) 带入式 (4) 求取拟合 多项式可 得到 α 的逼近式 :
同理 ,将式(9)带入式(6)可得幅值 修正公式 为 :
3对标准谐波源进行测试
本实验使用自主研制的LJPV—100光伏发电系统综合测量装置,在非同步采样模式下对自主研制的谐波源生成的信号进行测量,测量装置采用的是本文所述算法。
LJPV — 100光伏发电系统综合测量装置总体分为三部分:在信号模拟量输入模块中,主要实现三相电流、电压的大信号经过调理电路后, 使信号转换到适合AD采样的小信号;在数据采集模块中,实现信号的数模转换, 通过FPGA控制利用高速PCI总线将数据传输至上位机;在显示模块中,通过上位机软件编程,完成了信号波形、谐波分析的结果以及一些电能参数的显示及数据的管理。 系统结构如图2。
谐波源输出的参数如下:基波频率50 Hz, 基波电压有效值176.7 V,同时加入2、13、22、25、34、39次谐波,谐波含量分别为10%、5%、7%、8%、8%,10%,采样数据个数为1 024个。 测量装置测量结果的上位机界面如图3。
从图中可以看出:整个装置可以准确地测量出谐波的含有率、基波频率以及电压幅值等参数。 具体谐波含有率的测试结果和误差分析如表1。
由表中可以看出谐波电压幅值误差在4.45% 左右, 符合I类测试仪准确度要求。 根据文献[3-5],直接采用FFT测量谐波电压幅值误差可达到27 % ; IEC分群方法测量谐波电压幅值的误差在8%左右; 采用基于加窗值FFT的二级算法测量谐波电压幅值的误差大约在5 % 左右。 综上所述,在非同步采样的情况下,采用本文所述方法可以有效减少频谱泄露问题,提高计算的准确度。
4结论
本文根据光伏发电系统的性质, 在非同步采样的情况下, 针对FFT以及改进FFT算法的缺陷, 提出了基于准同步采样方法的谐波检测方法。 该方法主要利用在时域将非同步采样情况下得到的序列根重构得到准同步化序列,然后采用基于Nuttall窗改进的FFT算法对准同步化后的序列运算,求取谐波参数。 该方法已经应用于LTPV - 100光伏发电系统综合测量装置中, 测得准确度符合I类分析仪的标准,并根据以往文献中采用各类算法测得后的误差做比较,显然基于准同步采样的谐波分析方法, 通过有效地抑制频谱泄露和栅栏效应, 能够准确地计算出谐波参数, 并且整个装置的抗干扰能力较强,可靠性较高。 因此,基于准同步采样的谐波分析方法比较适合应用在光伏发电系统中,能够有效地减少光伏发电系统中频率波动等现象造成的影响。
参考文献
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同步交流采样 篇4
随着智能变电站技术的日益成熟, 智能变电站的建设也逐渐规模化、常规化。点对点传输与采样值组网传输是现阶段智能变电站采样值的两种主要传输方式。点对点传输方式的主要优点是不存在中间节、无需进行全局同步、传输的可靠性与稳定性较高;但也存在光纤布线和单元合并结构复杂、接送和发送采样值的接口数量过多等问题。相对于点对点传输方式, 采样值组网传输方式的系统结构更简化、接口数量更少, 更易于标准化和扩展应用;但也存在过于依赖同步系统, 易导致保护动作出现错误的缺点。现阶段, 两种技术方案的应用存在着较大争议, 因而针对现阶段两种采样值传输方式存在的问题与不足, 本文探讨了分布式同步采样值组网技术的设计与实现, 以利于智能变电站规划建设的发展及完善。
1 智能变电站现阶段采样传输技术
1.1 点对点传输技术分析
智能变电站模拟量的采集是在传输系统中的合并单元内完成的, 智能变电站模拟量的处理则是在保护测控装置内完成的。如果传输路径延迟不固定, 那么各合并单元的同步采样需通过外部同步系统完成, 以保证采样值数据能同步用于保护测控计算。若同步系统出现问题或故障, 则保护装置可能出现不正确的动作。为此, 相关规范标准中明确指出继电保护装置保护功能的实现不能依赖于外部对时系统。
采样值点对点传输技术 (如图1所示) 可不使用外部同步系统实现采样值的同步传输。该技术主要采用点对点的直接采集方法, 通过光纤对测控装置、合并单元的保护与输出进行直接连接, 中间延迟都是专用通道、单路径、不存在资源竞争, 以此保证整个传输路径上的延迟都是固定的, 不需要外部同步系统, 并通过补偿各延迟输入, 实现保护测控装置内各数据输入间的采样值同步。
现阶段, 点对点传输技术比较成熟, 但在实际应用工程中仍存在以下缺陷和不足。
(1) 需要通过合并单元进行级联来实现保护测控装置接口的简化, 增加了采样值传输阶段的延迟和复杂度。
(2) 当多台设备需要采样值数据时, 需在合并单元内增加专用的点对点采样值输出插件, 并且点对点传输技术对于合并单元与输出接口的性能要求较高。
(3) 保护装置接口数量过多, 同时需将每个接口与合并单元进行一一连接对应, 增加了维修的工作量与难度。
(4) 保护装置需补偿采样值延时, 保护处理的计算方法较复杂、繁琐, 不易掌握。
1.2 采样值组网传输技术分析
相对于点对点传输技术, 采样值组网传输技术更具优势, 在智能变电站中的应用更为普遍。采样值组网传输技术 (如图2所示) 主要通过交换机连接保护测控装置、合并单元, 使三者构成一个相互关联的整体。由交换机将合并单元的输出进行多波交换后, 采样值数据被转发至各保护测控装置内。由于交换机数据的交换转发存在不确定性延迟, 以及合并单元存在着发送时抖动引起的延迟, 使测控保护装置在接收采样值数据时受到很大影响, 因此采样值组网传输系统必须配备相应的外部全局同步系统, 以保证合并单元、测控保护装置严格、精确的同步传输, 并使采样值组网传输系统在同一时刻发出的采样值报文能与采样值包序号保持一致。保护测控装置通过接收相同序号采样值包, 利用同步系统触发并延时等待同步脉冲, 来实现各采样值输入数据的同步输入。目前, B码、光纤脉冲脉、IEEE 1588等是主要的外同步系统的同步方式, 但存在二次系统在同步系统发生故障时会自动退出运行的问题。
2 分布式同步采样值组网技术探析
如图3所示, 分布式同步采样值组网传输系统主要由保护测控装置 (具有分布式同步功能) 、工业以太网交换机 (支持IEEE 1588功能) 、合并单元 (具有分布式同步功能) 所构建的网络组成, 主要依赖于多个独立IEEE 1588从钟 (单个保护测控装置内) 进行操作运行。该系统合并单元设为局部主钟, 保护测控装置设为从钟, 同时在每个测控保护装置内实现多个独立从钟, 分别与合并单元的局部主钟进行局部同步传输, 通过优化IEEE 1588跟踪机制与时钟选择, 利用插值法实现数据同步采集。
每个合并单元 (具有分布式同步功能) 在分布式同步采样网络系统内都有一个IEEE 1588主钟。这个主钟的运行可从一个任意随机的起始时间点开始, 其同步控制不受外部时间的条件限制, 仅需简单地依靠装置晶振频率就能实现自主计时功能;在每个秒周期内, 采样值包的发送和数据的采集都是按照采样率等间隔进行的。同时, 所有采样值包内的采样序号值设为主钟秒周期内的包索引号, 因此主钟每个秒周期内一个精确时刻都可由采样值包的采样序号表示, 而该时刻的采样值为采样包内的数据。
根据合并单元输入的数量, 每个保护测控装置可配置并实现若干个IEEE 1588从钟, 同时每个合并单元都被相应的从钟所对应, 合并单元内的每个从钟仅跟踪单元内唯一主钟, 无需按照标准IEEE 1588完整的执行最佳时钟逻辑 (BMC) 来选择主钟。
系统采用支持IEEE 1588的以太网交换机, 传输路径的延迟可被从钟精确补偿。稳定跟踪后, 从钟与主钟时间误差在100ns以内, 为便于分析探讨, 可将该误差忽略不计, 从钟时间可视作与主钟时间完全同步。
将一个全局独立的同步脉冲 (同步采样脉冲) 设于保护测控装置内, 每个同步脉冲到来时, 可得到该脉冲时刻每个从钟的精确时间值。由于合并单元的主钟时间与从钟时间实现同步, 且合并单元主钟的秒内时刻由采样值包的采样序号表示, 因此采样值序号与从钟时间存在着互相对应的关系, 保护测控装置内的同步脉冲时刻对应的采样序号可设为:
式中, Ts1v为同步脉冲时刻从钟的秒内时间 (s) , 0≤Tslv≤1;N为采样速率, 每秒内采样序号从0到N (-1) 变化。合并单元同步脉冲时刻对应的采样序号n为非整数时, 表示n取整采样序号时刻到下个采样序号中间的某时刻, 可通过这两个时刻的采样值插值得到对应于n的采样值。
由于系统传输的延迟, 可能导致采样序号对应的数据包在同步脉冲时刻未被传输至测控装置。为实现数据内插, 以及丢包时也能正确的插值, 必须回溯一个固定的时间TB, 同时根据采样值插值方式、丢包的允许次数及传输最大延迟来确定TB的时间长度。TB设置可由配置工具完成, 可按照当前IEC 61850-9-2传输规约中80点/周波的标准进行, 最大延迟通常考虑为1ms延迟时间 (4个包间隔) , 允许丢包次数为1次, 根据线性插值方式, 设置的TB约为5个包间隔。由此可得插值采样值的实际序号为:
采样值的插值可采用样条、拉格朗日、线性插值的方式, 具体由插值精度决定。如图4所示, 线性插值为:
式中, int (n) 为取整后的插值采样值序号;为对应于int (n) 采样序号的采样值原始值。
每个保护测控装置内的从钟对应的合并单元采样数据的处理都可通过上述方式进行, 即可得出不同合并单元同步脉冲时刻之间同步后的采样值。
由以上分析可知, 分布式同步采样值组网技术不需要全局同步, 只需合并单元与单个从钟之间进行同步。当单个合并单元故障时, 只有使用这个合并单元的设备才会受到影响, 而不会对整个系统功能造成影响。
3 结束语
智能变电站分布式同步采样值组网技术解决了采样值同步传输环节对外部全局同步系统的依赖问题, 使得采样值同步传输的稳定性、安全性和可靠性得到大幅提升。在智能变电站的建设过程中应加大对分布式同步采样值组网技术的研发力度并积极推广, 以促进智能电网事业的发展。
摘要：针对现阶段采样传输技术存在的不足和缺陷进行分析, 并探讨了智能变电站分布式同步采样组网技术方案的设计与实现方法。
关键词：智能变电站,分布式,同步采样,组网
参考文献
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同步交流采样 篇5
随着无线通信的发展, 数字信号传输已成为当今信号研究的热点。采样判决方法是数字信号传输系统中的一个重点问题, 选取不同的采样值将直接影响到判决的结果, 即直接影响解调系统的性能。文献[1]提出在数字信号传输过程中, 若仅对接收信号的直接鉴相输出进行简单的门限判决或积分判决, 在一定程度上限制了系统整体性能的提升。
利用全采样判决法可得到系统的最优性能, 但该方法需要对系统的每个样值点进行判决分析, 计算量及可行性很差。针对全采样判决算法存在的不足, 提出了一种样值同步采样判决简化算法寻找最佳采样点, 利用同步序列优先确定采样位置进而对信号采样判决, 在不降低系统性能的前提下尽可能降低算法实现的计算复杂度以及硬件设计的繁琐度, 提高采样判决算法的实用性。
1 星载 AIS 信号分析
根据GB /T 20068 - 2006标准规定, AIS系统采用帧概念, 即采用帧结构传输数据信息[2]。
每帧信息由256 bit信息组成, 其中上升阶段8 bit, 同步序列24 bit, 开始标志8 bit, 数据168 bit, 循环冗余码校验16 bit, 结束标志8 bit, 缓冲24 bit。
针对星载AIS数字信号在无线信道中传输时会受到噪声以及干扰的特点, 系统采用带外辐射小、频谱利用率高的GMSK ( 高斯最小频移键控) 调制[3], 同时在接收端采用1 bit差分解调[4]。根据文献[5]可知, 星载AIS信号采用4样值取样为数字信号并经NRZI变换、GMSK调制后进行发送, 利用改进简化的1 bit差分解调, 将IQ两路分别延时和另一路未延时的信号相乘再相减, 得到相角差分的近似值, 公式如下:
文献[5]提出的改进算法由于没有arctan函数的值域限制不会产生毛刺, 得到的波形更有利于判决, 以下所阐述的采样判决方法均在此基础上进行验证说明。
2 采样方法
与模拟调制技术相比, 数字调制技术有更好的抗噪声能力、更强的抗信道损耗、更容易复用各种不同形式的信息 ( 如语音、数据和视频图像等) 以及具有更好的安全性[6], 因此系统采用4倍采样将AIS模拟信号转换为数字信号进行处理。由于每比特信号采用4个样值表示, 采样时采取不同位置的样值点对判决产生直接的影响[7], 为了减小误码率与误帧率, 选取合适的样值点至关重要。
星载AIS是指将船舶发送信号经卫星天线接收后在卫星上进行解调显示的过程, 船舶产生的AIS调制信号经上变频后通过船舶天线发送, 卫星天线将接收到的AIS调制信号下变频至基带信号进行处理[6,8,9]。因此待处理AIS基带信号[10]中包含高频噪声, 在差分解调后, 需通过低通滤波器滤除高频噪声。经过低通滤波器的信号波形如图1所示。
图1中利用不同的标识代表1 ~ 4号样值点, 当样值点大于0时判决为1, 当样值点小于0时判决为0, 虚线表示原信号序列波形。由图1可以明显地看出, 解调后的样值点分布与原序列相比, 存在样值错位的问题。
2. 1 全采样判决法
全采样判决法是指将每比特中的4个样值分别进行采样判决, 选择误码率最小的信号作为最终判决结果, 而不是仅选取其中一个采样点进行判决, 因此该方法能得到最优判决结果, 其流程图如图2所示。
由图2可以看出, 全采样判决法对每比特信号的所有样值点都进行判决, 然后对所有判决出的序列进行CRC校验, 选取其中误码率最低的序列作为判决输出信号。
全采样判决法原理简单, 由于样值点全部进行采样判决, 不存在因为选取采样点错误造成的误码问题, 性能最佳。但是操作繁琐, 增加了硬件设计的复杂度, 实用性不强。
2. 2 样值同步法
基于全采样判决法提出了一种基于帧同步序列的样值同步采样法, 在全采样判决法的基础上, 增加了一个样值同步模块, 通过该模块可优先确定采样点位置进而对信号进行判决, 如图3所示。
解调信号经LPF滤除噪声后, 利用全采样判决法对前32 bit位 ( 24bit同步序列 + 8 bit开始标志) 采样判决, 锁定误码数最少的采样位置, 选取该采样位置的样值点对全部256 bit信号进行判决。
样值同步采样判决法与全采样判决法的不同点在于该算法利用32 bit位进行全采样判决寻找最佳采样点, 而不是直接对256 bit信号进行全采样判决。因此该方法使系统的判决次数大幅度减少, 硬件设计简单, 系统性能较优。
3 仿真结果及性能分析
卫星信道影响因子中, 多普勒频偏 ( Doppler) 及时延 ( Delay) 对星载AIS系统影响最大[8]。在仿真中, 信道采用随机产生0 ~ 4 k Hz的频偏及0 ~ 80 bi的时延, 根据GB /T20068 - 2006规定的数据分组格式随机产生500 000个AIS帧信号[2,11]。
在简化差分算法上验证全采样判决法与样值同步采样法的性能。仿真信噪比设置为0∶2∶20 d B, 实际AIS系统要求信号信噪比应大于15 d B[12]。
全采样判决法与样值同步采样判决法的误码率和误帧率曲线对比如图4和图5所示。在不同信噪比下, 2种算法判决得到一帧信号所需的平均判决次数如图6所示。
由图4和图5可以看出, 样值同步法与全采样判决法相比, 误码率性能不会降低, 在信噪比大于15 d B情况下, 系统误帧率能达到10- 2。由图6可以看出, 利用样值同步算法, 在信噪比大于15 d B的情况下, 只需1 ~ 2次就能找到最佳采样点, 大大减低了运算量, 提升硬件解调速度。
4 结束语
基于同步序列的AIS信号简化采样判决算法利用AIS信号同步序列优先确定采样点位置, 在不降低误码率的前提下减少了对信号的判决次数。设计方法简单, 易于硬件实现, 大大降低了硬件复杂度。该算法适用于对数据信号前有训练序列的数字信号进行判决。?
参考文献
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同步交流采样 篇6
输电线路两端采样的同步精度影响线路纵差保护的性能,特别是严重影响线路故障测距的精度[1,2]。目前,常用的输电线路采样同步方法主要有:基于GPS卫星基准时钟的同步方法[3,4],基于数据通道的同步方法[3,5,6,7,8,9,10,11]和基于输电线路模型的同步方法[3,12]。由于安全上的原因,电网一般不主张采用基于GPS卫星基准时钟的同步方法。虽然基于数据通道的同步方法现已普遍采用,但也存在影响同步精度的因素(如数据通道传输时间不一致等)。基于输电线路模型的同步精度受输电线路模型精度的影响,传输线长线路模型和贝瑞隆模型是精度较高的两种输电线路模型,但其实现的同步精度仍不理想(详见本文的仿真结果)。
文献[13]提出了一种输电线路的分布参数电路模型,其模型构建精度相比长线路模型和贝瑞隆模型要高。基于文献[13]提出的输电线路分布参数电路模型,本文就输电线路的采样同步方法进行研究。
输电线路采样同步方法在实现方法上可分为采样数据修正法和采样时钟校准法。就输电线路模型而言,采样时钟校准法可避免线路故障对采样同步的影响,但随着线路两端采样时钟误差的增加,将产生采样同步偏差,影响采样的同步精度。由此,需要对输电线路两端的采样时钟进行同步校准,本文将提出一种基于输电线路分布参数电路模型的采样同步校准方法。
1 输电线路两端的采样同步与同步偏差
1.1 采样同步与同步偏差
线路两端的采样需同频同步进行。采样脉冲由装置自身晶振分频产生,若线路两端的每个采样脉冲在同一时间轴上严格对齐,则采样是同步的。
由于产生采样脉冲的晶振随着工作老化会引起累计误差[14],导致输出频率的漂移。晶振偏移必然会引起分频的采样脉冲偏移,由此线路两端的采样会错位。图1为两端不同步采样的示意图,其中Δt为线路两端采样错位的时间,即采样偏差时间。
在同步端超前基准端采样时,若将同步端的第1个采样脉冲在时间轴上推迟Δt,之后保持原有采样频率,则实现了两端数据的同步采样。在采样偏差存在时,同步端根据基准端的采样调整自身采样脉冲输出,即可实现线路两端同步采样。
1.2 基于输电线路模型的采样同步校准原理
依据给定的输电线路模型,由线路一端(基准端)的电压电流采样值计算线路另一端(同步端)的电压电流值,将同步端的电压电流采样值与电压电流计算值(由基准端计算的)进行对比分析。若二者相同,则线路两端的采样同步;若二者不相同,则线路两端的采样存在同步偏差[3,12]。将计算的采样偏差时间用于同步端采样脉冲校正,就可实现输电线路的采样同步校准。
该采样同步校准方法的准确性依赖于线路模型的准确性。现有的输电线路模型主要有长线路模型、贝瑞隆模型等。长线路模型在建立线路微元的微分方程时忽略了二阶无穷小项,贝瑞隆模型在无损线模型中串联集中电阻来替代线路有损分布模型[15],故长线路模型和贝瑞隆模型存在构建误差,文中稍后的仿真给出了长线路模型和贝瑞隆模型的计算误差,其误差尚不能满足高精度的线路同步采样需求。由此,有必要寻找更精确的线路模型,进行输电线路的同步采样校准方法研究。
2 基于分布参数电路模型的采样同步校准
2.1 线路分布参数电路模型
文献[13]提出了一种输电线路的分布参数电路模型,输电线路由无穷的微元级联构成(见图2),模型算式如下。
式中:inj(t)是由线路M端t时刻的电压电流采样值计算出的N端电流计算值;r、l、c和g分别是输电线路单位长度的等效电阻、电感、电容和电导;x是输电线路的长度;um(i)和im(i)分别表示M端采样电压和采样电流对时间的i阶导数。
在线路正常时,由线路M端t时刻的电压电流采样值计算出的N端电流计算值inj(t)与N端t时刻的电流采样值in(t)相差甚小[13]。
2.2 基于分布参数电路模型的采样同步校准方法
在线路两端采样装置正常运行期间,线路两端的采样序列同步。在线路两端出现采样偏差时,其基于分布参数电路模型的采样同步校准方法如下(在以下的分析中,t表示采样序列点)。
依据线路分布参数电路模型算式(1),由线路基准端(M端)电压电流采样值im(t)和um(t),计算同步端(N端)的计算电流inj(t),并将计算结果传送到N端,在系统正常运行时,inj(t)应与N端相同采样序列点的电流采样值in(t)几乎相等。将两个几乎相等的in(t)和inj(t)进行相位比较,根据二者的相位差计算出采样偏差时间。由此同步端调整其采样脉冲输出,实现采样的同步校准。
在稳态运行情况下,线路电流可表达为:,其中I为电流有效值,ω为电流角频率,ϕ0为初相位,Ts为采样间隔。对于两相邻采样序列点t0和t1有
展开后有
整理式(4)和式(5)得到电流在采样序列点t1的相位
因为之间的相位差表征了线路两端的采样错位情况,所以由式(6)计算出电流在采样序列点t1的相位ϕn(t1)和ϕnj(t 1),并根据ϕn(t1)和ϕnj(t 1)计算线路两端的采样偏差时间。因2π相位对应了一个工频周期的时间,所以线路两端采样偏差时间计算式为
在线路两端采样装置初始化阶段,由于尚未建立采样同步基准,线路两端的采样序列不同步,N端的采样电流in(t)与接收的计算电流inj(t)之间可能出现一个较大的随机偏差。图3中in(t)与inj(t)之间存在Δt1的偏差。
为实现此随机偏差的采样同步校准,需要找到采样电流in(t)与计算电流inj(t)尽量相等的序列点,再按前面的方法进行采样同步校准。由于正弦函数值具有双值性,不能由单点的in(t)和inj(t)值确定相等的序列点,此时可使用多点in(t)、inj(t)信息,找到两序列的变化趋势,确定相等的序列点,并依据式(6)和式(7)计算出偏移时间。
3 仿真试验分析
本文参照实际电网参数,建立一长度为500 km的750 kV超高压输电线路仿真模型,如图4所示。采用ATP仿真系统获取线路两端的采样数据,仿真中设置的采样率为4 kHz。
计算中采用函数拟合方法处理式(1)中的电压电流微分项。为作比较,文中分别采用长线路模型、贝瑞隆模型和分布参数电路模型按式(6)计算N端的计算电流inj(t)和采样电流ni(t)的相位,依据式(7)计算出线路两端的采样偏差时间。计算了线路N端超前M端1～125μs采样的125组算例,表1列举了部分计算结果。
对于N端采样电流序列in(t)与计算值序列inj(t)存在的大偏移的情况,计算了in(t)超前inj(t)1ms到19 ms大偏移情况,表2列出了部分偏移计算结果。
由于输电线路参数会随线路所处环境、气候等因素发生改变,为分析线路各种参数变化对采样偏差时间计算结果的影响,文中计算了线路电阻、电抗、电容在±15%变化时的情况。表3总结了线路N端超前M端125μs采样时,各种试验条件下的采样偏差时间计算结果。
仿真结果分析:
1)三种模型中,分布参数模型的计算精度最高,在元件参数准确时,采样偏差时间计算能够达到1μs的精度,且计算结果不随采样偏差时间大小改变;
2)线路元件参数改变对三种线路模型的采样偏差时间计算结果均有影响。电阻和电感变化对计算结果影响较小,在±15%变化下,分布参数电路模型计算的误差不超过4μs。线路电容变化对计算结果影响较大。在此情况下,若能采用在线辨识输电线路分布参数的方法,则可减小线路参数变化引入的计算误差。
4 结语
针对输电线路的采样同步问题,本文提出了一种基于输电线路分布参数电路模型的采样同步校准方法。该方法具有如下的特点:
1)该方法可在系统正常运行情况下实现采样同步校准,不受系统故障状况的影响;
2)该方法可在线路两端出现任意采样偏差情况下进行采样同步校准,不需其他方法辅助;
3)该方法不受制于数据通道传输时间的一致性,可在光纤自愈环网中应用;
4)该方法的采样同步精度高,可应用于输电线路光纤纵差保护,特别适用于线路故障测距。
摘要：针对输电线路存在的采样不同步问题,总结了现有处理方法的特点,提出了一种基于输电线路分布参数电路模型的采样同步校准方法。在系统正常运行时,线路基准端根据其电压电流采样序列,通过线路分布参数电路模型计算出线路同步端的电流,并将计算结果发送给同步端。线路同步端通过比较其采样电流序列与基准端传来的计算电流序列之间的相位,计算出同步端相对于基准端的采样偏差时间。此后同步端调整其采样脉冲输出,完成采样同步校准。仿真分析表明该方法能准确计算线路两端的采样偏差时间,验证了该方法的可行性。
同步交流采样 篇7
影响称重精度的因素有很多, 其中最重要的有三类: (1) 称重传感器一致性不理想, 加之现场环境及安装手段限制, 给多个传感器并联组秤带来了不平衡问题。 (2) 称重传感器离称重仪表距离过远, 信号传输中参杂了干扰信号。 (3) 机械结构存在一定缺陷, 称重仓同其他机械结构存在机械耦合。
本文研究了基于现场工业总线的称重信号同步采样系统, 对每个传感器都设计了一个精密的采样与滤波模块, 就近安装在传感器最近的地方, 每个模块均具有独立完成称重数据采集的功能和现场工业总线接口, 将所有的传感器信息通过总线的方式发送给远程仪表。
本文研究的称重数据采集模块具有先进的滤波机理和20位的采样精度, 将模拟量信号转换为数字信号传输, 有效避免了信号传输过程中的干扰, 大大提高了称重精度。
称重传感器为应变片构成的电阻桥, 传感器获得的信号为差模小信号, 并含有较大共模部分, 其数值有时远大于差模信号。应变电阻表现为电阻特性, 为了保证放大器对不同幅值信号具有稳定的放大倍数, 要求放大器构成的电路具有高输入阻抗, 其阻抗应远大于电桥的等效电阻, 才能保证采样的精度。
仪表用放大器电路通常为双运放桥式差分放大电路, 其电路图如图1所示。根据运算电路的基本分析方法可得出:
当V+IN=V-IN时, OV=0;可见电路可放大差模信号, 抑制共模信号。
1 模拟信号硬件采样电路
本文中设计的模拟信号采样芯片为ADS1210, 该芯片具有高精度、宽动态特性的Δ-Σ型模拟/数字转换器。它的差动输入端可以直接与传感器或微小的电压信号相连。其内部的Δ-Σ结构可确保它的宽动态特性和24位的分辨率。
由于采用了低噪声的输入放大器, 可以在转换速度为10 Hz时获得23位的有效分辨率;借助于其内部独特的调制器加速操作模式, 在转换速度为1 kHz时仍可达到20位的有效分辨率。本文中将模拟量转换速度设定在1 kHz, 此时信号具有20位的有效分辨率。本文MCU为STM32F103RBT6, 通过SPI总线对ADS1210进行实时数据采集。采集数据进行在MCU中做软件滤波后, 将最终数据通过CAN总线发送给模块网关。
2 基于CAN总线同步采样策略
STM32F103系列CPU支持CAN协议2.0A和2.0B主动模式, 波特率最高可达到1兆位/秒, 大大简化系统的硬件设计难度。本文采样模块中AD芯片模拟量的转换速度为1kHz, 考虑到每个采样模块要对采集数据进行低通滤波, 网关CAN总线模块每隔3 ms以广播的形式向所有的采样模块发送数据请求帧, 采样模块对CAN总线接收中断具有最高的优先级, 进入中断后, 立即发送当前的采集数据, 以保证所有数据的采集时间同步。网关模块将所有的采集模块发送的数据相加得到装车站称重仓里煤炭的总重量。
3 实验结果
为了验证系统的效果, 本文对系统进行了模拟实验, 实验方法为用4个模拟器分布接入采样模块, 上位机空载标定后面对话框内输入0, 将所有的模拟器刻度旋转至0, 点击空载标定按钮。上位机定点标定对话框内输入8000, 将所有的模拟器刻度旋转至刻度6, 点击定点标定按钮。
图2实验结果为模拟器1、2、4均在刻度3位置, 模拟器3在刻度4位置时的采样结果。
通过实验可在, 这种方法可反应每一个传感器的采样结果, 通过采样结果可以观察应变电桥的应力大小变化, 可根据结果调节现场的安装工艺。
4 结论
本文研究了基于现场工业总线的称重信号同步采样系统, 实验结果表明, 这种系统有助于反应每一个传感器的应力变化, 克服了目前称重仪表只显示求和称结果的弊端。通过每个传感器的采样结果, 可以便于我们分析现场传感器的安装工艺是否达到要求, 有利于我们提高称重精度。
摘要：称重精度是煤炭快速定量装车系统中的重要参数, 目前称重系统称重仪表显示结果多为求和称结果, 不能直观反应每个传感器的应力变化, 当误差较大时很难分析装车站结构或调试问题。本文研究了基于现场工业总线的称重信号同步采样系统, 对每个传感器的采样, 通过软硬件滤波将结果记录下来。这有助于分析称重系统误差原因, 改善安装工艺, 提高称重精度。
关键词：快速定量装车,称重,工艺,干扰,称重精度
参考文献
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