同步快速

同步快速（共7篇）

同步快速 篇1

0 引言

所谓高动态环境就是指通信系统中接收机/发射机等信号载体具有非常高的绝对速度 (通常高于3马赫) 、加速度 (通常大于30g) 、加加速度 (通常大于10g/s) 。由此带来的影响就是接收/发射的信号会带有很大的宽带多普勒频移, 且此多普勒频移同时具有很大的一次变化率和二次变化率。值得注意的是, 高动态环境下产生的多普勒频偏和普通多普勒频偏的一个重要区别就是这种频偏是时变的, 在频域的角度来看即多普勒频偏具有一定的带宽。这种宽带多普勒频移会附加到载波上, 对接收机正确解调信号带来很大的挑战。

针对高动态环境下的扩频系统提出了一种快速同步方案, 通过优化接收机的环路结构, 混合使用FLL和PLL;并使用自相关PN序列进行码同步。从而达到快速、精确的捕捉和解调信号。通过仿真发现, 本文设计的同步方案具有较高的动态性能和较好的同步精度。

1 系统描述

1.1 宽带多普勒频移及其影响

多普勒频移是由于发射机和接收机之间存在不为0的相对速度而导致接收信号频率与发射信号频率存在频差。其反映的是发射机与接收机之间相对速度的变化。一般来说, 其计算公式为:

$f{}_d=f{}_r-f{}_s=-\frac{v{}_{s,r}}{c}f{}_0=-\frac{v{}_{s,r}}{\lambda {}_0}$

其中, fd为多普勒频移, vs, r是发射机和接收机之间的速度差, λ0为载波波长。

在高动态环境下, 由于相对速度具有较高的一次变化率和二次变化率, 所以vs, r实际上是时间的函数, 从而fd也是时间的函数, 即

$f{}_d(t)=-\frac{v{}_{s,r}(t)}{c}f{}_0=-\frac{v{}_{s,r}(t)}{\lambda {}_0}$

这样fd (t) 便具有较宽的频谱, 也可以称其为宽带多普勒频移。

宽带多普勒频移会对接收机的频率捕获造成很大影响, 这就对接收机提出了以下的要求:

同步模块中由捕获阶段过渡到跟踪阶段的速度一定要快。

载波提取环路失锁后重新捕获的时间一定要短。

同步模块的高动态性和高精确度不可兼得。因此必须在速度和精度上做出折衷。

1.2 叉积鉴频器

在初始捕获时, 实现频率锁定比实现相位锁定要容易。叉积自动频率跟踪算法CPAFC (Cross Product Auto Frequency Tracking) 为常用的FLL鉴频器算法。作为一种差分跟踪的方法, CPAFC对于同相和正交分量的180度相位反转不敏感。

符号确定的叉积自动频率跟踪算法CPAFC与一般的叉积鉴频器相似, 但消除了输出量的符号模糊。在实际信号中, 数据符号不可能连续不变, 所以在多数设计中采用此种有符号的叉积自动频率跟踪算法。令

Dot (k) =I (k-1) I (k) +Q (k-1) Q (k)

Cross (k) =I (k-1) Q (k) +I (k) Q (k-1)

CPAFC的控制量可以表示为:

Δf (k) =sign[Dot (k) ]·Corss (k) =

sign[Dot (k) ]·A2D (k) ·D (k-1)

sinc2 (Δfd·πT) ·sin (ϕk-ϕk-1) +n (k)

若连续测量的输出量不变, 则D (k) ·D (k-1) =1, Δfd=Δfd[k]-Δfd[k-1]ϕk=Δfd·t+ϕ0

ϕk-ϕk-1=[Δfd[k]-Δfd[k-1]]T=ΔfdT

当$|\text{Δ}f{}_d\cdot \text{π}{\rm T}|＜＜\frac{\text{π}}{2}$时, sinc (Δfd·πT) →1, sin (ϕk-ϕk-1≈ϕk-ϕk-1)

输出与单位时间间隔内相位变化成正比, 可以用此输出量控制载波NCO调整频率产生, 达到频率跟踪的目的。

1.3 四相鉴频器

一般来说, 在码捕获 (时间粗同步) 后, 载波多普勒频移范围被牵引到一个频率搜索单元范围, 而此时频率估计误差仍然较大, 有可能超出叉积鉴频器的线性跟踪范围。因此首先用四相鉴频器将误差降低到叉积鉴频器的可跟踪范围内, 将频率进一步牵引到CPAFC跟踪频带的线性范围内。

鉴频通过比较两个连续时间同相正交分量获得, 若在连续两次积分清洗过程中多普勒频差不变, 则有:

I (k) -I (k-1) =-Fdsin (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) sin (πΔfd[k] (N-1) /2)

Q (k) -Q (k-1) =Fdcos (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) sin (πΔfd[k] (N-1) /2)

Fd=AR[ρ (k) ]sin (πΔfd[k]N)

为保证鉴频结果的符号仅受到鉴频项sin (πΔfd[k] (N-1) /2) 的影响, 需要确保鉴频项之前的部分Fdcos (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) 和-Fdsin (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) 的符号为正。可以观察到:

Fdsin (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) =Fdsin (ϕk-πΔfd[k] (N-1) /2)

因此鉴频项之前部分的符号由ϕk决定。

根据上述讨论, 可将载波相位 (频率) 误差分割成4个区间, 设校正量为β, 则有

$\begin{array}{l}\beta =\{\begin{array}{l}\mathrm{sgn}[{\rm I}(k)]\cdot \text{Δ}Q,|{\rm I}(k)|\ge |Q(k)|\\ -\mathrm{sgn}[Q(k)]\cdot \text{Δ}{\rm I},|{\rm I}(k)|＜|Q(k)|\end{array}\\ \text{Δ}{\rm I}={\rm I}(k)-{\rm I}(k-1)\\ \text{Δ}Q=Q(k)-Q(k-1)\end{array}$

同时也可以得出, 只有当$|\text{π}\text{Δ}f{}_d[k]({\rm N}-1)/2|＜\frac{\text{π}}{4}$时, ϕk-πΔfd[k] (N-1) /2才不会影响鉴频项之前的符号。这也表明了四相鉴频器可以工作的频率范围。

1.4 扩展卡尔曼滤波器

卡尔曼滤波器是一种高效率的递归滤波器, 它能够从一系列包含噪声的测量中估计动态系统的状态。卡尔曼滤波器的一个优点是:由于整个过程是一个递归的估计, 因此不需要记录观测值的历史信息。其另一个优点是, 卡尔曼滤波器是一种纯粹的时域滤波器, 不需要像低通滤波器或频域滤波器一样在频域上设计并转换时域上实现。

在非线性条件下, 同样可以抽象出扩展卡尔曼滤波器的模型, 表征其过程和观测值的方程为非线性随机微分方程

xk=f (xk-1, uk-1, wk-1)

zk=h (xk, vk)

与基本卡尔曼滤波器相同, 扩展卡尔曼滤波器也分成预测过程和校正过程两部分。整个滤波器的运行过程如下。

在本系统中, 卡尔曼滤波器对载波多普勒频移及其一次变化率和二次变化率进行状态预测。

卡尔曼滤波器的整个运行过程可以抽象为:

预测过程

fc[k+1]=Afc[k]+wk

Pk+1=APk+1AT+Q

校正过程

Kk+1=Pk+1H${}_{k+1}^{{\rm T}}$ (Hk+1Pk+1H${}_{k+1}^{{\rm T}}$+R) -1

fc[k+1]=fc[k+1]+Kk+1ak+1

Pk+1=Pk+1-Kk+1Hk+1Pk+1

由于载波多普勒频移的时变特点, 可将其用泰勒公式展开表示为:

$f{}_d(t)=f{}_d({\rm T})+f^{\prime }{}_d({\rm T}){\rm T}+\frac{1}{2}{f}^{″}{}_d({\rm T}){\rm T}{}^2$

同理:f′d (t) ≈f′d (T) +f″d (T) T

则卡尔曼滤波器有下列状态方程:

$\begin{array}{l}\overrightarrow{f}{}_d[k]=[f{}_d[k]f^{\prime }{}_d[k]f^{″}{}_d[k]]{}^{{\rm T}}=\mathit{A}\overrightarrow{f}{}_d[k-1]+\overrightarrow{w}{}_{k-1}\\ \mathit{A}=\left[\begin{array}{ccc}1& {\rm T}& \frac{1}{2}{\rm T}{}^2\\ 0& 1& {\rm T}\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\end{array}$

其中, A为状态转移矩阵, $\overrightarrow{w}{}_k$为过程噪声。

设过程噪声$\overrightarrow{w}{}_k$的协方差矩阵为Q, 可推导出:

$\mathit{Q}=\left[\begin{array}{ccc}\frac{q{\rm T}{}^5}{20}& \frac{q{\rm T}{}^4}{8}& \frac{q{\rm T}{}^3}{6}\\ \frac{q{\rm T}{}^4}{8}& \frac{q{\rm T}{}^3}{3}& \frac{q{\rm T}{}^2}{2}\\ \frac{q{\rm T}{}^3}{6}& \frac{q{\rm T}{}^2}{2}& q{\rm T}\end{array}\right]$

其中, q为过程噪声w3的功率密度。

滤波器运行过程中可以认为观测方程满足:

yk=Hkfc[k]+vk

观测噪声vk是协方差矩阵R=σ2的高斯白噪声, 且Hk=[1 T T2/2]。由于输入到卡尔曼滤波器的是鉴频器观测到的多普勒频差, 可将校正过程中使用fd[k]来代替残差。 记为fd[k]≈yk-Hkfc[k]≜ak。

一般来说, 滤波器状态输出是一个趋于稳定的震荡过程。如果不人为的干预滤波器的初始输出, 则震荡过程稳定过程较为缓慢, 且震荡的峰值幅度较大;而若人为的将状态输出的初始值设置为已知的频率信号fc, 则震荡稳定的较快且震荡围绕在载频fc附近, 震荡峰值幅度较小。这说明如果能实现知道有关频率环路的相关信息, 则可明显提高环路性能。

2 系统方案

本文中所使用的扩频系统为WCDMA下行物理信道, 通过对数字基带信号的处理来实现同步方案。整体方案分为捕获和跟踪两个阶段。

捕获阶段的完成的功能主要为:通过码相关检测使接收码和参考码相位差小于一个码片的长度, 从而对齐WCDMA信号的时隙;之后载波提取环路闭合, 利用四相鉴频器和辅助频率牵引环路将频率牵引到误差在几百赫兹的范围内, 再利用叉积鉴频环路进一步缩小频率误差, 使载波相互对准;同时收发时钟频率基本一致。锁定后转入跟踪阶段。

跟踪阶段完成的主要功能是:利用的辅同步码进一步得到当前的Slot信息;此时鉴频环路转入Costas环路进一步进行载波相位的精确估计。

2.1 方案框图

系统运行时, 接收机的功能框图如图1所示。

当信号刚被捕获时, 系统使用四项鉴频器进行粗频率牵引后, 鉴频环路转入叉积鉴频。最终当频率误差小于叉积鉴频范围时转入PLL鉴相环路进行精细的相位纠正。可以看出, 频率同步的过程对每一对I, Q信号均进行鉴频运算, 因此整个系统的频率校正是实时发生的。这也是本方案有别于一些传统同步方案的地方。

2.2 主同步码结构

在码同步阶段, 所讨论的方案使用主同步码 (PSC) 和辅同步码 (SSC) 来进行信号的时隙同和帧同步。

WCDMA标准的主同步码 (PSC) 为256个码片长度, 由两个已定义的长度为16的矢量求Krone-cker积得到:

$\begin{array}{l}\overrightarrow{a}=<1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1>\\ \overrightarrow{g}=<1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,1,1>\\ C{}_{{\rm P}SC}=\overrightarrow{a}\otimes \overrightarrow{g}\end{array}$

由于WCDMA主同步头的限制, 为了能获得更快速的计算时间, 可以采用互相关的方法来减少相关运算中乘法的次数。因此修改主同步码的结构, 将标准的256个码片取前128个, 复制拼接成新的256长度的码片。

C′PSC=[CPSC (1to128) , CPSC (1to128) ]

接收机同步时采用下面的自相关算法:

时间同步所采用的算法可以分为2个部分:时隙同步和帧同步。

时隙同步阶段, 设时域上接收到的信号是r (n) , 则具体的时隙同步算法如下。

(1) 取一段256点的信号, 将前半段128点与后半段128点分别对应共轭相乘, 即求这两段信号的互相关值。

$R{}_k={\displaystyle \sum _{n=0}^{128}r}(n+k)\cdot r{}^{*}(n+k+128)$

(2) 求此256点信号的能量, 也就是该段信号的自相关值。

$E{}_k={\displaystyle \sum _{n=0}^{256}r}(n+k)\cdot r{}^{*}(n+k)$

(3) 将以上两者相除, 求出互相关系数。

Pk=|Rk|/Ek

(4) 数据分析窗口向后滑动, 不断地接收新的256点的数据段, 重复步骤 (1) - (3) , 求出每段数据的相关系数, 当Pk最大时, 该段数据的起始位置即为所寻找的时隙边界。

在帧同步阶段:利用已知的16组辅同步码 (SSC) 对已经时隙定位的信号进行相关, 找到16个相关运算器中的最大值即可以确定该Slot的序号。

2.3 捕获性能

2.3.1 仿真数据

仿真采用的数据由Matlab生成的WCDMA基带数据, 码片速率3.84Mcps, 残留的多普勒频移由2.4节中描述的方式人为产生。

2.3.2 时间同步结果

图2为仿真的时间同步结果, 左边是时隙同步的结果, 右边是帧同步的结果。

2.4 跟踪性能

跟踪阶段主要对载波多普勒频率进行跟踪校正。

在跟踪测量高动态的目标时, 为了更加精确的跟踪载波多普勒的变化, 本文选择了多普勒频移及其一次变化率, 二次变化率作为环路滤波器最终输出的状态变量。

在仿真时, 假设高动态信号具有如图3的特性。

由卡尔曼滤波器的稳态特征可以知道, 在滤波器运行一段时间后, 即经过若干次预测——更新运算后, 滤波器的输出将达到一个较为稳定的值。于是, 滤波器运算次数的选取会关系到整个滤波器的性能。如果在滤波器输出两次状态之间的过程中迭代运算次数很高, 可以保证滤波器的输出稳定, 且更可能接近真实值, 但这样的代价则是增加了运算上的开销, 更重要的是, 在高动态环境下可能会跟不上真实状态变化的速率;而迭代次数选的较低则滤波器输出不容易稳定, 结果也可能离真实值较远, 但好处则是响应速度更快。

采用的仿真中, 设置卡尔曼滤波器状态更新的时间为2ms, 在此时间间隔内, 当滤波器做1000次预测更新运算和500次预测更新运算时, 在上述高动态信号下, 滤波器输出的结果图4所示。

从图中可以看出, 环路滤波器预测更新次数越高则可以较好的跟踪出信号的多普勒变化, 次数变小了因此跟踪频移变化的精度也相应的减少了。

类似于前面的分析, 若可以添加有关多普勒频移的相关先验信息则可以相应的提高环路的跟踪性能。

从图5可以发现, 本文所设计的频率跟踪环路可以较好的跟踪到环路的动态多普勒频率变化。

一个值得注意的问题是滤波器的稳定性问题:在设计卡尔曼滤波器时, 状态方程和预测方程都是人为设定的, 这种设定可以较为精确的建模, 而观测噪声和状态模型的噪声 (即方差矩阵Q, R) 的统计特性却比较难以实时捕捉。本文在滤波器运行过程中根据前面的推导将其设为常数。但高动态环境下即使Q, R矩阵的初始设置正确, 在运行过程中产生的摄动都有可能导致滤波器不稳定。解决这个问题的一个办法是采用具有自适应能力的卡尔曼滤波器, 在运行过程中根据观测值不断的来修订预测值;另一个办法是可以采用一些先验的有关该高动态环境的辅助信息。但详细的改进方法并不在本文的讨论范围内。

3 结束语

针对高动态环境下的扩频系统提出了一种接收机软件同步方案, 并采用WCDMA下行物理信道作为验证系统。接收机采用数字基带信号。帧同步利用了WCDMA帧结构中PN序列的良好自相关特性;频率同步时, 有别于传统的载波提取环路, 本文采用了一种PLL与FLL并存的环路结构, 根据当前环路的状态灵活的在PLL和FLL之间进行切换, 利用四相鉴频器将较大的多普勒频移牵引至较小的范围, 利用叉积鉴频器进一步缩小频率误差, 而相位误差则由Costas环来校正。同时, 本文提出的同步方案中利用卡尔曼滤波器作为PLL和FLL共用的环路滤波器, 一方面避免了使用多个环路滤波器带来的复杂性, 另一方面卡尔曼滤波器的特性也使得它非常合适在计算机上实现, 不需要耗费过多的储存空间, 某种程度上也能为系统带来良好的实时性。

经过理论分析和仿真验证, 可以看出本文设计的此种同步方案在高动态环境下具有良好的同步性能。

参考文献

[1]Weihua Zhang, James Tranquilla.Modeling and Analysis for theGPS Pseudo-Range Observable[J].IEEE Transactions on Aero-space and Electronic Systems, 1995, 31 (2) :739-751.

[2]杜常林.高动态环境中多进制扩频系统基带同步算法研究[D].电子科技大学, 2008.

[3]Bernard Friedland.OptimumSteady-State Position and Velocity Estima-tion UsingNoisySampled Position Data[J].IEEETransactions on Aero-space and Electronic Systems, 1973, AES-9 (6) :906-911.

[4]Frank R Castella.Tracking Accuracies with Position and Rate Meas-urements[J].IEEETransactions on Aerospace and Electronic Sys-tems, 1981, AES-17 (3) :433-437.

[5]Frank R Castella.An Adaptive Two-Dimensional Kalman TrackingFilter[J].IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 1980, AES-16 (6) :822-829.

[6]程乃平, 任宇飞, 吕金飞.高动态扩频信号的载波跟踪技术研究[J].电子学报, 2003, 31 (12A) :2147-2150.

[7]宫二玲, 王跃科, 杨俊.直接序列扩频码元同步的快速捕获及跟踪[J].国防科技大学学报, 2003, 25 (5) :76-79.

[8]李金海, 巴晓辉, 陈杰.三阶卡尔曼滤波数字锁频环设计及性能分析[J].电子科技大学学报, 2008, 37 (5) :677-681.

同步快速 篇2

关键词：突发模式,非数据辅助(NDA),前向同步技术,内插滤波器

0 引言

突发通信已经广泛应用于微波通信、卫星通信等通信系统。突发传输时通常在每个突发数据包前插入一个特定图案的前导字用于时钟和载波同步,前导字作为系统开销降低了数据传输效率,对于短突发数据包而言传输效率更低。无前导字突发解调器将一个个突发数据包保存在存储器中,不需要同步开销符号,因此可实现突发数据的高效传输。对于短突发信号而言,锁相环等反馈控制结构不是恢复同步时钟和相干载波的有效方法,因为其捕获时间远远超过了最佳相位估计所要求的最小值。前向结构算法具有快速捕获性能,可以满足突发通信要求。

本文提出了一种全数字无前导突发QPSK信号解调方案,时钟恢复和载波恢复都采用前向结构算法,不会出现反馈环结构算法中的“挂起”问题,具有捕获速度快、传输速率高的优点,系统工作时钟仅为符号速率的4倍。

1 符号定时恢复

突发传输时接收机接收到的信号多来自不同发射机,每个突发的同步参数均需要独立估计,处理时间短,因此需采用有效的算法,文献[1]给出了一种前向结构时钟误差检测算法,适合于全数字处理。先对匹配滤波器输出信号进行平方非线性操作,然后在每个长为L*T的观测间隔内(L≤N,N是一个突发中的符号数)通过DFT运算得到符号速率1/T处的频谱分量:

$\stackrel{\sim }{{\displaystyle \epsilon }}{}_m=\frac{1}{2\pi }\times \arg ({\displaystyle \sum _{k=mL{\rm N}}^{(m+1)L{\rm N}-1}|}r{}_k|{}^2\text{e}{}^{-\text{j}2\pi k/{\rm N}})$。 (1)

观察式(1)发现,该算法对于载波频率和相位不敏感,可以先于载波恢复。当N=4时,式(1)括号中的运算可等效为通过传递函数为H(z)=fz-1/(1-jz-1)的IIR滤波器,从而减少了运算量。

提取出的定时误差控制内插滤波器得到最佳采样点,内插滤波器就是从输入的异步采样信号中得到最佳采样点,内插的过程可用式(2)来表示:

$y(k{\rm T}{}_i)={\displaystyle \sum _{i={\rm I}{}_1}^{{\rm I}{}_2}x}[(m{}_k-i){\rm T}{}_s]h{}_{{\rm I}}[(i+u{}_k){\rm T}{}_s]$。 (2)

式中,y(kTi)为输出样点值,x(mk)为输入样点值,h[(i+uk)Ts]为内插滤波器抽头系数,内插基点mk=int[kTi/Ts],分数间隔uk=kTi/Ts-mk。内插时需确定内插基点、分数间隔和内插滤波器响应。

内插滤波器不能直接使用式(1)得到的估计值,需要从估计值中得到内插基点和分数间隔。根据分数间隔的取值范围将整个定时估计值被划分为5个子带,每个子带单独处理,表1给出了定时估计值$\stackrel{\sim }{{\displaystyle \epsilon }}{}_m$与内插基点mk和分数间隔uk的关系。

内插滤波器响应是定时恢复的关键,其性能直接影响整个符号同步系统的同步性能。理想内插器的脉冲响应为h(t)=sin(π/Ts)/(π/Ts),但是不可实现的。在解调器中只要保证在采样点的值就可以了,常见的内插方法有线性内插和多项式内插,而常见的多项式内插是三阶拉格朗日内插与分段抛物内插。分段抛物内插可以通过调整参数α来改变其频谱特性。当α=0时分段抛物内插就简化为线性内插,当α=0.25时其频谱与三阶拉格朗日相似,综合比较后选用三阶立方内插。

2 载波相位恢复

载波相位估计采用式(3)的V&V算法,该算法是一种经典的NDA算法,它为载波相位的无偏估计,被广泛应用于MPSK突发信号的载波相位同步中。先对输入复信号进行非线性操作,然后在每个长为L*T(L≤N,N是一个突发中的符号数)的观测间隔内通过平均得到载波相位的估计值。根据相位估计值得到的$\cos \stackrel{\sim }{{\displaystyle \theta }}$、$\sin \stackrel{\sim }{{\displaystyle \theta }}$两路正交信号与输入的复基带信号进行复数混频去除附加相偏。

$\stackrel{\sim }{{\displaystyle \theta }}{}_m=\frac{1}{4}\arg \left\{\frac{{\displaystyle \sum _0^{L-1}\text{Ι}}\text{m}\{|z(k{\rm T})|{}^l\text{e}{}^{\text{j}4\arg \{z(k{\rm T})\}}\}}{{\displaystyle \sum _0^{L-1}\text{R}}\text{e}\{z(k{\rm T})|{}^l\text{e}{}^{\text{j}4\arg \{z(k{\rm T})\}}\}}\right\}$。 (3)

工程实现时式(3)可以进行简化,即对输入信号进行次方操作用0次方操作来代替,这样既简化了实现,又降低了前端AGC的负担,且当信噪比大于0 dB时,其性能与l次方操作相当。

进行相位估计时不可避免地要考虑剩余频偏的影响。由于剩余频偏的存在,载波相位在一个观测时间段内不是常数而是随时间增加,这就造成一个矛盾,增加观测时间可以减小等效噪声带宽提高系统性能,但过长的观测时间将造成输出相位抖动过大降低系统性能,因此需选择合适的观测时间。

式(3)大括号中的处理可用式(4)来表示。

$v{}_k={\displaystyle \sum _i\text{e}}{}^{\text{j}4\arg (p{}_i)}$, (4)

式中,4arg(pi)=(2πi4f0kTs+4θ+θi),θi为噪声,通过近似化简得到下式,

$v{}_k\approx \text{e}{}^{\text{j}(2\text{π}k4f{}_0+4\theta )}\frac{\sin (\text{π}L4f{}_0{\rm T})}{\sin (\text{π}4f{}_0{\rm T})}+\delta {}_k$, (5)

式中,Eδk|2}=NE{θ${}_k^2$}。

式(6)是式(3)大括号中处理输出信噪比。

$\rho (L,f{}_0{\rm T})=\frac{1}{L}\left(\frac{\sin (\text{π}L4f{}_0{\rm T})}{\sin (\text{π}4f{}_0{\rm T})}\right){}^2$。 (6)

为了使剩余频偏对相位估计的影响最小,也就是相位估计部分输出信噪比最大,可根据式(6)选择合适的观测时间。

3 解调器结构

图1是突发解调器的结构。突发解调器以4倍符号时钟工作,以一个突发为单位存储数字化后的I、Q两路基带信号。两路基带信号首先通过平方根升余弦匹配滤波器完成匹配,然后通过前向时钟恢复单元估计时钟相位、通过相应的插值算法得到最佳采样点。基于估计得到的样值序列,载波相位恢复单元采用前向结构完成载波相位恢复。这些技术使解调器实现一个个相互独立突发数据包的相干解调,同时不需要用于同步的开销符号,帧传输效率提高,传输时延减小。

匹配滤波后的信号可以表示为:

$r(k)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }a}{}_{n}g{}_{{\rm T}}(k{\rm T}s-n{\rm T}-\epsilon {\rm T})\exp (2\text{π}f{}_{0}k{\rm T}{}_s+\theta )+n(k)$, (7)

式中,$a{}_n=(\pm 1\pm j)/\sqrt{2}$是复值QPSK传输信号,Ts为采样周期,T为符号周期,并且Ts=T/4,ε为时钟延迟系数,f0为载波剩余频偏,θ为载波剩余相偏。n(k)=n1(k)+nQ(k)为加性复高斯白噪声,gT是满足Nyquist第一准则的系统升余弦脉冲响应。

4 仿真与实现

为了验证提出方案的工程可行性采用Matlab对提出的算法进行了定点仿真,选取的仿真参数如下:

调制方式:QPSK

滚降系数:0.5

突发长度:256

时钟延时:(-0.5,0.5)内均匀分布

载波相位差:(-π,π)内均匀分布

信道模型:高斯白噪声信道

量化比特数:10

由图2可知,解调器误码性能与理论值相比仅下降0.4 dB左右,验证了本方案的可行性和有效性。

误码性能下降的主要原因是量化噪声,其次是载波相位估计算法的最优都是在高信噪比条件下进行的。

根据本文提出的高速突发解调器方案和Matlab定点仿真结果在FPGA上实现了90 Mbps QPSK突发调制解调器,成形后的2路突发基带信号通过I&Q调制器调制到1.2 GHz中频,收中频信号变频至50 MHz低中频送至FPGA完成突发信号同步与解调。

5 结束语

本文主要研究了高速突发解调器中的快速同步问题,采用NDA估计技术估计同步偏差,前向结构完成同步恢复。设计突发通信系统时需重点考虑同步时间,同步时间与传输效率成反比关系,NDA估计技术从接收数据中估计参量,根据估计参量对接收数据进行补偿,同步时间快。本文提出了突发解调器的设计方案,并对符号定时、载波相位估计中的关键部分进行了分析,仿真结果验证了结构、算法的可行性和有效性,并且根据提出的方案实现了90 Mbps的突发调制解调器。

参考文献

[1]OERDER M,HYER H.Digital filter and square timing recovery[J].IEEE Trans on Communication,1998,36(5):605-612.

[2]GARNDER F M.Interpolation in digital modems-part I:fundamentals[J].IEEE Trans on Communication,1993,41(5):501-507.

同步快速 篇3

关键词：以太网,工业现场总线,时钟同步

0 引言

随着现场总线技术的发展,基于以太网协议的实时现场总线成为主流的发展方向。同步算法是实时以太网现场总线应用于工业控制的关键技术之一。已公布的实时以太网总线多数采用IEEE1588协议[1,2,3](precision clock synchronization protoc-ol for networked measurement and control systems)。

所规定的同步算法。该协议(简称1588协议)适用于网络化测量和控制系统的精确时钟同步,具有适用于多种拓扑结构、同步精度高,占用网络带宽小等优点。但这种方法原理比较复杂,当网络节点较多时,计算网络延迟时间的数据交换量就会很大,导致初始化速度较慢,同时对主站运算和处理数据的要求也比较高。

本文介绍了一种新的实时以太网同步方案,算法简单,同步精度高,初始化速度极快,只发送一个初始化报文就可以完成所有从站的网络延迟时间的计算,同时能够实现亚微秒级的同步精度,特别适用于伺服控制类的以太网现场总线。本文还介绍了这种方法具体的实现方案,采用Altera公司的Cyclone III系列FPGA芯片研制了相关的测试平台,设计了测试用的固件,验证了方案的可行性。

1 实时以太网同步误差分析

实时以太网虽然存在多种网络拓扑结构,但用于运动控制的高实时性以太网现场总线大多采用“直连”的网络结构,即每个从站都有两个网络接口,所有从站都以首尾相连的模式互相连接,当报文在总线上传播,经过每一个从站时,该从站通过“飞读”取得主站发来的信息,通过“飞写”将本站信息发给主站,从而实现高速的数据交换。这种拓扑方式中,造成时钟同步误差的原因主要有以下三点。

1)网络上的传输延时:包括报文在从站间进行传输时,从站设备内部对报文处理所耗费的时间和信号经过站点间的导线所耗费的时间;精确地测量和计算出主站到每个从站的延迟时间,是实现高精度的同步的前提条件;

2)时钟的初始偏移:系统在启动时,从站的本地时钟与参考时钟之间会存在一定的差值;必须设计合理的修正算法,在通信过程中逐步消除该偏移量;

3)系统时钟的漂移:由于制造工艺、温度、湿度和元器件老化等原因使时钟源在运行过程中会产生漂移;这些因素对同步的影响较小,可以忽略不计。

在“直连”式的网络中,连接各从站网线的长度在通信期间是不变的,因此网线导致的延迟时间是常数。从站的延迟则比较复杂。在“直连”式的系统中,每个从站都由2个PHY芯片构成网络接口和一个报文处理器组成(见图1)。

通信时,接收到的信号经过接收口PHY芯片的5B/4B解码,变换成25MHz的MII(media independent interface)总线信号传递给处理器,处理器处理后的报文再经发送口PHY芯片的4B/5B编码发送到下一站。其中处理器处理报文的时间延迟,在“飞读”、“飞写”的模式下是一个固定的常数。但由于传递给发送口的报文必须以本地PHY的MII时钟作为同步基准,而从输入口PHY读取报文时,必须以实际收到报文的节拍,即上一个从站MII时钟为基准(接收端PHY芯片在每个报文的前导段完成接收时钟RXC与上一站发送时钟TXC的锁相同步),本站MII时钟和上一站MII时钟是由不同的晶振产生的,它们的相位不可能完全相同,所以在处理报文的环节中,必须设置缓冲区来使接收到的报文额外延迟一段时间。因为2个MII时钟的相位差,最大不超过一个MII时钟周期,所以这个延迟时间,对100Mbps以太网协议(MII时钟频率为25MHz)来说,应在0到40ns之间,或者说是在-20ns到+20ns之间。

通过实际测试可以证明以上的推论。取两个硬软件完全一致的从站首尾相连,用记忆示波器捕捉接收PHY芯片输出的RXDV信号的下跳沿,观察两个RXDV信号下跳沿的距离即为该类从站的延迟时间。图2是测量的结果,数据显示两个从站信号之间的延迟时间的平均值为611ns,抖动范围为±20ns。图3是以1k Hz的通信频率连续采样128ms的统计结果,显示出在611±20ns的区间,延迟时间呈现均匀分布态势。由此可知一个“直通”式的从站,其延迟时间可以表示为:

其中,是平均延迟时间,ΔT是延迟时间误差,在±20ns区间内均匀分布。

当把许多从站首尾相连时,暂不考虑导线引起的时间延迟,如果以第一站的时钟为基准时钟,则从第1站到第n站的延迟时间(简称第n站总延迟时间)应该为:

式(3)中第一项是常数,是第n站的总平均延迟时间。第二项根据统计学的中心极限定理可知,在n足够大的前提下,近似服从正态分布。其均值为0。方差与间隔的从站数n有关,n越大,方差就越大,同步信号的抖动幅度就越大。

IEEE1588协议的同步算法中[4~7],首先要通过与从站_交换时间信息,测量出第n站的总平均延迟时间TSn。为消除抖动的影响,必须多次测量TSn_的值,用大样本求均值的方法,求出相对准确的TSn。在连接从站的数量很多时,信号抖动幅度很大,需要采集大量样本,并且每一个从站都必须重复完成这个过程,这正是采用IEEE1588协议的以太网总线初始化时间较长的原因。

2 新的实时以太网同步方案

本方案适用于图4所示的拓扑结构的网络。主站与各从站首尾相连构成信息环路。紧邻主站的第1个从站为1号从站,也称为首从站。由于主站通常是较复杂的多任务系统,实时性较差,所以以首从站作为定时基准。同步过程分成两步来完成,第一步计算出每一个从站相对于首从站的总平均延迟时间,第二步完成各从站时钟的校准。

既然从站的平均延迟时间是可以事先测量的,那么在从站设备出厂前,生产商完全可以将其作为设备的一个技术参数写入该设备的固件程序中。在应用现场组成总线时,只要简单的将每个从站的平均延迟时间简单相加_,就可以直接得到第n个从站的总平均延迟时间从而节省了大量的现场测试和计算的时间。具体的做法如下:

根据图4所示,任意一个从站的总平均延迟时间可以按下式求出:

为了实现上述算法,在同步报文中设置一个2字节数据专用于同步延迟时间累加器(以10ns为单位,最大时间为655μs,见图5)。当同步报文从主站发出时,该累加器的值为零。每个从站在接收到同步报文时,首先取出累加器的值作为本站的总平均延迟时间然后将本站平均延迟时间与累加器的值相叠加,重新写入到累加器中,随报文发往下一个从站。这样,只需一次同步报文就可以将所有从站的总平均同步延时时间计算完成(见图6)。

这里有两点需要注意。一是上述方法忽略了导线引起的时间延迟。一般“直连”式的工业现场总线,电缆的长度都不太长,延迟的时间很短,其影响可以忽略不计。如果导线较长不能忽略时,可以将导线的长度作为一个现场参数写入到相应的从站中,在做同步延迟时间累加计算时,按照5ns/m的比例,将其累加到总延迟时间中,即可消除导线延迟的影响。

二是严格地说,只有把时间信号的采样点选在从站电路的以太网报文入口处,上述算法才是

成立的。但在实际实现时,在5B/4B变换前就从报文中识别出MII的相位在技术上是难以实现的。容易实现的方法是将采样点选在接收端PHY芯片的MII总线信号的输出口处。直接利用PHY输出的RXDV信号的下跳沿就可以校准从站的时间(RXDV的上跳沿由于尚未完成锁相同步,抖动比RXDV的下跳沿更大)。采用这种方法时,每个从站的延迟时间可以表示为,

其中是信号从接收PHY入口处传递到报文处理器MII总线入口处所延迟的时间,称为前向平均延迟时间。是信号继续传递到输出PHY以太网报文出口处所延迟的时间,称为后向平均延迟时间。而从站n的总平均延迟时间应该为:

用式(6)算法代替这个公式所引出的误差为:

因为前向延迟时间主要是PHY芯片处理数据的时间,而目前市场上各种PHY的接收信号延迟时间差异不大(约为100ns左右),所以上述误差的值是很小的,并且不会随着连接从站的数量而增加,可以忽略不计。

在确定了各从站的总平均延迟时间之后,进入过程的第二步校准每个从站的时钟。在整个通信过程中,首从站要按一定周期TC不停的发出同步报文。事先约定以同步报文中的一个点(例如RXDV信号的下跳沿)作为对时信号。如果对时信号从首从站发出的时刻对各从站来说都是可知的,则每个从站只要将该时刻加上本站的总平均延迟时间,就可以获得对时信号到达本站的时刻,并可利用它来校准本地时钟。但由于对时信号在传输中也同样会有很大的抖动量,直接用它来校准会引起本地时钟的抖动,与首从站间间隔的从站数量越多抖动的幅度越大,为缩小抖动带来的误差,必须给接收信号设置一个时间常数很大(数秒)的数字惯性滤波器进行滤波。这就使得系统上电时,必须用相当长的时间等待系统稳定下来。

本方案采用一种简单的滤波算法来实现缩小本地时钟抖动幅度的目的。其原理如图7所示。每个从站在每次接收到对时信号时进行如图7所示的计算。图中Tm是首从站发出对时信号的时刻值,TL是本地时钟的当前时刻。е是首从站时钟与本站时钟相比较的偏差值。按照前面的分析,е近似服从正态分布,均值为0。通过数值比较器将其变换为取值为+1和-1的等概率两点分布。为+1是说明本地时钟滞后于首从站时钟,所以将本地时钟调快一个小量TD,反之调慢TD,即

无论TL的初值等于_多少,通过一段时间的调节,总会逐步趋近完成对时操作。

虽然经过校准的本地时钟仍然会有抖动,但由于将е变换为两点分布时,无论е的方差有多大,变换出的两点分布都完全一样,这意味着无论间隔多少从站,同步的抖动幅度都完全一样,不会像е一样随着n的加大而扩大。只要将TD值取得足够小,所有从站的抖动幅度都可以控制在允许的范围。

应用这种方法时有两个问题需要注意。一是当本地时钟与首站时钟初始偏差很大时,由于每次的修正量都是TD,远小于初始偏差,校正过程可能需要相当长的时间。为缩短初始化时间,可先对е的大小做一个判断,当_е大于某给定值(比如1μs)时,直接令则可以大幅缩短校正时间。二是TD的值应尽量取小,但必须保证TD>2εTC。其中,TC是对时信号发送的周期,ε是所有从站的时钟晶振的频率误差。如果TD不满足上述条件,可能造成每个周期的修正量小于时钟频率造成的误差,从而无法实现跟踪。

3 实验与测试

为验证以上方法,我们研制了测试实验系统。系统主站由PC机及其以太网口组成,从站结构如图8所示,其中报文处理器采用Altera公司的Cyclone III系列的FPGA芯片EP3C25E144C8,用VHDL语言编程。PHY采用MICREL公司的KS8721。用一个主站5个从站组成实验测试系统。

全线采用周期为1ms的相对时钟,分辨率为20ns。以同步报文的结尾即接收PHY的RXDV信号的下跳沿作为同步参考点,首从站在每周期的起始点发送一帧同步报文,各从站的对时修正量TD均取40ns。各从站在本站时钟到达600μs时输出一个宽度为100μs的脉冲,由FPGA的输出引脚引出作为测量同步精度的信号。事先测定各从站的本站平均延迟时间为600ns,并作为参数存在从站的固件中。

实验时采用Tektronix示波器测量FPGA输出的同步脉冲的上跳沿间的时间差作为同步误差。测量结果包括误差平均值和抖动量,如表1所示。表格的第一行为被测从站,表格的第一列为参考从站。从表中数据可以看出,无论间隔几个从站,同步脉冲误差的抖动量都是相等的,可观测的值大约为±80ns。远小于1μs的精度要求。平均同步误差有正有负,无规律。造成平均同步误差的原因大概有三个。一是延迟时间的舍入误差。由于本实验系统的时钟分辨率为20ns,在进行延迟时间计算时必定存在舍入误差,该误差不大于10ns,但会在各从站间累计起来。二是,本实验系统忽略了导线造成的误差,全部导线长度大约2米,由此带来的误差不大于10ns。三是各时钟频率之间的误差。由于从对时时刻到同步脉冲上跳沿时刻之间有600μs的间隔,在这个期间2个从站的时钟可能产生的最大误差为:

综合以上误差可知,平均同步误差在目前的实验条件下,最大不应大于50ns。实验结果数据符合分析结果。

4 结论

以太网的硬件结构造成了信号传播延迟的抖动现象,对于一个“直通式”的从站,抖动在±20ns间呈均匀分布,抖动的幅度随连接从站数量的增加而扩大,并近似成正态分布。

实验测试数据表明,新的同步方案可以快速的实现多个从站的时钟同步,同步精度可以控制在1μs以内,并且不随着连接从站数量的增加而变化。该方法编程简单,易于实现,适用于基于以太网的高速现场总线。

由于实验条件的限制,无法获得连接大量从站(200站以上)的测试数据,尚无法全面考核该方法的性能指标。这是下一步要继续完成的工作。

参考文献

[1]IEEE Std.1588-2002.1588 IEEE Standard for a PrecisionClock Synchronization Protocol for Netw-orked Measurementand Control System[s].2002.

[2]Holler R,Sauter T,Kero N.Embedded SynUTC and IEEE1588 Clock Synchronization for Industrial Ethernet[A].Emerging Technologies and Factory Automation.2009,9:422-426.

[3]魏丰,孙文杰.IEEE-1588协议时钟同步报文的精确时间标记方法研究[J].仪器仪表学报.2009,1:162-169.

[4]Mingzhu Qi,Xiaoli Wang,Zhiqiang Yang.Design andimplementation of IEEE1588 time synchronizati-onmessages time stamping based on FPGA[J].Electr-ic UtilityDeregulation and Restruturing and PowerTechnologies(DRPT).2011,8:1566-1570.

[5]Cena G,Bertolotti I C,Scanzio S,Valenzano A,Zunino C.On the Accuracy of the Distributed Clock Mechanism inEtherCAT[J].Factory Communication Systems(WFCS).2010,5:43-52.

[6]Cena G,Scanzio S,Valenzano A,Zunino C.perfo-rmanceevaluation of the EtherCAT distributed clock algorithm[J].Industrial Electronics(ISIE).2010,7:3398-3403.

同步快速 篇4

随着国家智能电网建设规模的稳步推进以及敏感负荷的增加,用户对电网供电的可靠性和电能质量提出了更高要求。真空断路器作为电力一次系统重要的控制、保护设备,对其操动机构的要求也更加苛刻,要求体积小、成本低、故障率低、工艺简单、可靠性高、控制准确等;同时,真空断路器的同步智能操作又是电网调度自动化系统数字化、集成化、网格化、标准化、市场化、智能化的实现条件。目前,电力系统中仍有大量断路器使用弹簧操动机构。这类断路器关合瞬间,因系统电压的初相角是随机、不确定的,而常产生幅值很高的涌流和过电压。这不仅对系统中的设备不利,还会引起保护误动。近10多年来,虽然单、双稳态的永磁真空断路器在国内配、用电网中逐步推广,并在许多特殊场合得以应用,但是该类断路器并没有真正解决传统弹操断路器机械零部件、传动部件过多的问题,还需要借助储能弹簧才能快速分闸,并且不能在1台三相真空断路器中设置3套独立的操动机构,不利于同步控制操作。因而,需开发同步真空断路器,以有效减少合闸涌流和操作过电压,消除分闸重燃过电压,提高真空断路器的开断能力和电力系统稳定性,继而改善用户电能质量。

1 快速电磁推力致动机构特点

应用于真空断路器的快速电磁推力致动机构,通过智能电子控制器控制,将主开关、控制电源、电容器组、电子电路(设计有PLC、CPU单片机)、控制电路(设计有电流、电压相位检测模块)、大功率电力电子器件、电子式电压传感器、电子式电流传感器集为一体,使之具有快速、相控、智能特点。匹配快速电磁推力致动机构的真空断路器分、合闸最大时间误差可达到±0.5ms、±1ms以内,从而使真空断路器同步控制成为现实。

快速电磁推力致动机构上边是静止合闸线圈,下边是静止分闸线圈;与静止线圈做相对运动的是涡流盘,涡流盘被强力永磁体束缚在其强大的磁场中,并通过可动轴连接到真空灭弧室的动触头。当电子控制器控制的静止分闸线圈上流过脉冲电流时,涡流盘中感应出诱发涡流,由于线圈等效电感极小,因此电流上升速度高,电流幅值极高,结果是涡流盘受到电磁推力的作用带动连杆运动,使连接在灭弧室上的触头分断。当电子控制器控制的静止合闸线圈上流过脉冲电流时,涡流盘受到电磁推力的作用带动连杆运动,结果是使连接在灭弧室上的触头关合。由于电磁推力操动机构具有双稳特性,因此在开关的操动机构中可不采用锁闩机构。同时,连杆运动过程中,高速运动的涡流盘磁轭接触到合、分闸保持永磁体后,被永磁体牢牢吸附保持在其强大的磁场中。

根据概率论原理,机构的结构越简单,可靠性就越高,快速电磁推力致动机构就因其简化的结构而具有较多优势(如合、分闸速度快),由此带来的结果是分、合闸时间特别短,从而可抑制电网中因故障而出现的短路电流,缩短了暂态电压持续时间。快速电磁推力致动机构动作原理如图1所示。

2 快速电磁推力致动机构断路器同步控制原理

通过动态建动态建模仿真某型号变压器的空载关合过程,改变断路器的关合时间来改变初相角,可得到不同相角下的关合涌流波形。当初相角为0°时,涌流的最大值最高,达到额定电流的11.4倍;当初相角为45°时,涌流的最大值降至额定电流的7.3倍;当初相角为90°时,理想情况下将不产生涌流,变压器直接进入稳态运行。当初相角在0～90°范围内时,涌流幅值随初相角的增大而减小;当初相角在90～180°范围内时,涌流幅值随初相角的增大而增大。因此,控制初相角在90°或270°附近关合空载变压器,将会大幅降低涌流倍数。切除操作机理亦同。

快速电磁推力致动机构真空断路器同步控制系统基于以上试验,应用快速电磁推力致动机构的优势,由断路器、断路器控制器、智能电子控制器、电子传感器等优化配合而成。同步操作原理:控制分、合闸时的电压或电流的初相角,在电网电压或电流过零或在指定的相角点上时实现分、合闸操作。同步合闸时序原理如图2所示,th为合闸时间,是断路器、断路器控制器、智能电子控制器合闸时间的总和。智能电子控制器通过电子传感器实时获得系统的电压零点。假设把A相的电压零点作为参考零点,把参考零点后的第3个零点或第3个零点后的一个指定的相角点作为A相的目标关合点,也即是参考零点到A相目标关合点的时间是30ms(第3个零点)或是30～40ms内的一个数(第3个零点后的一个指定的相角点)。如果把第3个零点设为A相目标关合点,那么t1=30ms-th,也即从参考零点经时延t1,由智能电子控制器对A相快速电磁推力致动机构发出合闸指令,实现对A相目标关合点(第3个零点)的合闸操作。智能电子控制器对A相快速电磁推力致动机构发出合闸指令后,经5ms延时,给B、C相发出合闸指令,便可实现对B、C相的同步合闸。同理,可实现在指定的任意相角点关合的合闸操作。合闸时间th是可以调整的,把三相的th调成一致,就可以确保三相的t1一致。同步合闸因负荷性质的不同而采用不同的方法,这些方法均可以在智能电子控制器中实现。

同步分闸时序原理如图3所示,t1为分闸时间,是断路器、断路器控制器、智能电子控制器从接受动作指令、零点检测完成、动作完成到电弧熄灭所用时间的总和。智能电子控制器通过电子传感器实时获得系统的负载电流(即流过断路器主触头的电流)零点。假设把A相的电流零点作为参考零点,把参考零点后的第1个零点(12kV系统)或第2个零点(40.5kV系统)作为熄弧点,也即是参考零点到熄弧点的时间是10ms(12kV系统)或20ms(40.5 kV系统)。若把第1个零点设为A相熄弧点,则t1=10ms-tt-ty(12kV系统)或t1=20mst1-ty(40.5kV系统),ty为熄弧时间。从参考零点经时延t1,由智能电子控制器对A相快速电磁推力致动机构发出分闸指令,实现对A相首开。在第1个零点熄弧且不再重燃,断路器主触头的动、静触头间已建立一定的绝缘强度后,智能电子控制器对A相快速电磁推力致动机构发出分闸指令后5ms,给B、C相发出分闸指令,使可实现对B、C相的同步分闸。分闸时间t1可以调整,把三相的t1调成一致,就可以确保三相的t1一致。

3 快速电磁推力致动机构真空断路器同步控制技术优点

同步控制的快速电磁推力致动机构真空断路器与传统的断路器相比具有以下显著优点。

(1)运动部件在目前所有操动机构中是最少的,而且完全为直线运动,因此可将机械部件的磨损减到最小,故障率降到最低。

(2)同步控制的12kV系统快速电磁推力致动机构真空断路器在10ms内分闸完成,20ms内短路电流衰减到零,故障完全被切除,而传统的断路器保护方式完全切除故障最快需要75ms。

(3)由于具有同步控制能力,因此实际开断电流完全可控制在短路故障峰值电流的40%以下,开断更可靠。根据开断容量,理论计算得其电寿命是普通开关的16倍。

(4)优化了配电设备联网过程的解决方案。

(5)电力设备可免受强大的短路电流的冲击,机械强度不必很大。开断快、截流小,电力设备无须考虑热稳定问题。

(6)降低了电网瞬态过电流和过电压,提高了电力系统的稳定性。

4 结束语

同步快速 篇5

1 转型前企业的业务模式

安徽电信工程公司作为一家长期为各类客户提供通信服务的施工企业, 在本次运营商重组前, 由于移动业务从中国电信剥离、中国电信迟迟不能获得移动牌照、移动对我公司这样具有电信背景施工企业的排斥以及各省 (市) 运营商的下游服务商价值链基本形成, 造成我公司在设备业务难以直接与运营商洽谈并为对方提供高端设备业务服务。于是在设备业务上, 我们只能寻求与华为、中心、西门子等设备厂商合作。管线业务则主要从运营商合作, 以运营商为主要客户。这样的业务结构也行成了管线业务基本为运营商业务、设备业务基本为厂商业务的格局, 如2008年, 完成合同收入共3.77亿元, 设备业务完成合同收入1.38亿元, 其中来自厂商业务达到了1.25亿, 占比90.9%;管线业务完成合同收入2.39亿元, 其中来自运营商业务1.74亿元, 占比72.6%。可见设备业务基本依赖通过从厂商分包的模式来获取收入。

2 企业转型的必要性

2.1 业务发展均衡性的需要

公司设备业务主要来自厂商, 也造成在业务发展上过渡依赖华为、中兴等厂商, 尤其是过渡的依赖华为公司, 如2008年设备业务中, 来自华为业务达到了8000余万, 占比达58.5%之多, 这样的业务结构造成了客户群和业务结构的过于单一, 为企业健康发展带来潜在风险, 当厂商自身遇到困难时, 往往会将来自厂商上游的风险转嫁, 给公司生存和发展带来冲击, 如近年来随着各运营商要求华为等厂商各种设备降价, 他们也随之降低了我们服务分包的单价, 造成了我们毛利润的下降, 给我们的运营带来了很大压力;另外, 在单一客户群的业务发展模式下, 当客户稍微改变一下管理方式, 我们便显得十分被动, 如2007年底华为单方面终止了与中方合作单位在海外的合作, 一度对我公司刚步入快速发展的海外业务带来了较大冲击。我们唯有采取多客户、多业务的立体式、均衡性的业务发展模式, 公司才能更为主动, 业务发展也才能更为健康。

2.2 客户新要求的需要

随着人们需求水平的不断提高, 各运营商也逐渐转向综合性信息服务提供商, 这对作为向各运营商、厂商提供通信 (信息) 服务的我们提出了更高的要求, 客户已不仅是要求我们提供单一产品服务, 而是要求我们提供产品的一揽子解决方案, 既要求我们从以往的单一技术服务向全方位的“管家服务”转型, 让客户安心成为真正的“甩手掌柜”。这就要求我们需要将各类零散的业务、服务捏合成各类综合服务方案, 形成一整套的“组合拳”, 真正为客户提供一整套服务。

2.3 企业全业务发展的需要

企业要想长久健康发展下去, 必须具备综合性、全业务服务能力。公司在转型前, 从产品结构上看, 基本涵盖了无线、有线、传输等各主要产品;从业务板块看, 既有网络建设, 也有外包服务;从客户群看, 既有运营商, 也有厂商, 应该说具备转型的基本条件;但是各产品结构发展不尽合理;各板块发展不够均衡;各交付单元各自作战, 未形成合力, 难以体现更强的市场竞争力, 唯有真正提高我公司自身的综合业务服务能力和产品交付能力, 科学有效的利用企业自有资源, 真正做到一个完整的、协调作战的服务集体, 才能在当今激烈竞争的市场环境下平稳的走下去。

3 企业转型中遇到的问题

公司在提出快速向全业务的服务模式转型后, 经过公司上下的团结努力, 效果显著;但是在转型过程中, 也同样遇到了一些问题, 需要我们在摸索中不断总结改进:

(1) 员工思想观念未能及时跟进;

(2) 项目管理能力亟需提高;

(3) 交付资源有待进一步增强。

4 企业转型应采取的措施

4.1 主动引导广大员工转变思想观念和改进工作思路

通过一系列培训、座谈会、帮带和谈心等方式, 引导广大员工快速进行思想观念的转变, 让广大员工深知, 企业唯有转型, 实施全业务发展, 企业才能健康的、可持续的发展下去。在项目交付中, 员工要有主动为客户排忧解难的意识, 特别是在与运营商的服务中, 要主动承担起一些本不属于我合同范畴内的工作, 提高客户感知, 一方面工程能顺利开展, 并进而降低成本;另一方面因为以上工作还能产生“增值”收入;最重要的, 因为我们做到了主动帮客户解决问题, 也加深了客户对我们的感知和信任, 并进而做稳和扩大市场。

4.2 加强项目经理项目管理能力的培养

(1) 引导项目经理加强项目管理理论知识的学习。、通过将项目经理培训、认证和岗位任职相结合的方式, 、最终使全体项目经理的理论水准上一个新台阶。此外, 引导全体项目经理参加注册建造师的考试, 努力通过注册、持证上岗, 提高全体项目经理的项目管理水平。

(2) 加强广大项目经理的实战锻炼。通过一些大型项目的实战来锻炼和提高项目经理的项目管理水平。可以通过以老带新的帮带方式提高一些年轻项目经理的项目管理水平。将一些年轻的项目经理作为培养目标, 放到各类大型项目上进行综合锻炼, 最终成为既懂技术、又懂管理的优秀项目经理。

(3) 推广成功的项目管理案例。通过将一些成功的项目管理案例, 总结、整理后作为蓝本在公司内部广为宣传、推广, 供公司全体项目经理学习, 并在实际的项目管理工作中借鉴或采纳这些成功的项目管理经验, 整体提高公司的项目管理水平。

(4) 定期召开项目经理交流会。通过分别选取一定数量的老中青项目经理, 进行项目管理座谈会, 通过这种头脑风暴, 进一步拓宽自己的管理思路, 提高自身的项目管理水平, 最终实现1+1>2的 (良好效应。

4.3 加大对交付资源的采购和培养力度

(1) 内部加大培养核心施工队伍。通过举行专业技术培训、岗位认证和自我学习, 提高内部核心队伍的整体专业技术和交付能力, 并通过与优秀的核心施工队长签订劳动合同, 将其纳入公司统一管理的方式, 形成关键时候能有效支撑公司交付的核心施工队伍。

(2) 采购认证一定数量的合格分包队伍。通过认证入围一批分包单位, 分包队伍涵盖各产品, 作为公司核心施工队伍的有效补充。当公司大量承接业务或者遇到大型项目出现交付缺口或短板时, 作为有效补充及时顶上去, 及时支撑公司的交付。

(3) 按需采购、租赁各类仪表、装备。基本的仪表、装备也是公司各项业务正常开展的基础, 因此可以根据每年业务发展的情况, 配备基本数量的各专业仪表、装备。对于因业务井喷而对仪表需求的增加, 可以采取租赁为主、适当采购相结合的方式最终满足业务发展需要。

摘要：本文着重分析基层通信企业转型中实现员工思想观念和工作思路的快速同步转型, 从管理学角度, 阐述其意义、方案等, 为基层通信劳动企业提供参考。

同步快速 篇6

1 资料与方法

1.1 一般资料

选取我院NICU 2010年3月—2013年3月的14例重症高胆红素血症患儿, 其中男9例, 女5例;足月儿12例, 早产儿2例 (胎龄35~36周) ;血清胆红素441.8~750.8μmol/L, 均有急性胆红素脑病警告期表现, 7例磁共振成像 (MRI) 提示符合急性胆红素脑病表现。败血症6例, ABO溶血4例, 病因不明4例。换血指征均按照实用新生儿学第4版的指征[1]。

1.2 方法

1.2.1 血源准备

按照实用新生儿学第4版的要求准备血源。患儿均采用O型红细胞和AB型血浆混合液作为血源, 红细胞悬液和血浆之比为2∶1, 血源贮存时间不超过3d, 时间愈短愈好, 同时要准确血型配型, 确保用血安全。要输入的血液在恒温水箱中水浴至35~37℃。

1.2.2 换血量

对新生儿ABO溶血病、败血症等采用双倍量换血, 所需血量=80ml×体质量 (kg) ×2;400~540ml/次, 平均158.4kg/次, 患儿均一次换血成功, 未进行第二次换血。

1.2.3 人员准备

手术在严格消毒的场地进行, 且应具有多功能监护仪、氧源、吸引源、辐射抢救台、复苏设备等设备, 环境温度维持在25~26℃, 最好是具有生命支持功能的场地-生命岛。手术应由4~5人组成, 操作熟练, 由手术者、助手、巡回护士、记录者和手术护士组成。

1.2.4 其余准备

(1) 患儿准备:换血前禁食4~6h, 准备阶段可先照蓝光, 静脉用苯巴比妥钠10mg/kg镇静, 5%碳酸氢钠3~5ml/kg碱化血液, 5%静脉用人血白蛋白1g/kg提高胆红素与白蛋白联结率。连接多功能监测仪, 监测呼吸、心率、血氧饱和度、血压, 严密观察呼吸、面色等重要体征变化。 (2) 器械准备:辐射性抢救台, 静脉滴注泵 (1台) , 推注泵 (1台) , 多功能监护仪, 经皮胆红素测定仪, 无菌手套 (数副) , 各种规格注射器 (数副) , 盛有消毒液的小桶。 (3) 药物准备:500ml 0.9%氯化钠溶液3瓶, 肝素1支, 10%葡萄糖酸钙液2支, 10ml 0.9%氯化钠溶液5支, 硫酸鱼精蛋白1支, 急救备用药品等。 (4) 血管准备:建立换血输血通路, 采用较粗腋静脉、肱静脉、大隐静脉等穿刺两处备用。排血通路选用桡动脉、肱动脉、颞浅动脉等常规穿刺置入 (24G) 留置针, 构成换血回路的外周动、静脉的必须为非同侧肢体或头部的血管, 否则, 进入患儿体内的血液可经侧支循环换出, 降低换血疗法的效果。 (5) 知情告知:告知家长换血术风险和换血的必要性, 沟通到位后请家长在换血术知情告知书上签字。

1.3 操作

1.3.1准备就绪后即开通2条静脉留置针通路 (24G) , 1条动脉留置针通路 (20~22G) 。2路周围静脉, 一路用于输血, 另一路用于换血过程中输入药物。选择易于穿刺且易固定的周围动脉 (如颞动脉、桡动脉、股动脉、肱动脉) 用于放血;构成换血回路的外周动、静脉的必须为非同侧肢体或头部的血管。详细记录患儿出入血量, 记录各监护测量数据。

1.3.2换血前后由同一动脉通路留取血标本, 检查项目包括总胆红素 (TBS) 、间接胆红素 (IBILI) 、直接胆红素 (DBILI) 、K+、Na+、Cl-、Ca2+、血常规等, 根据病情检测血气分析、血培养。

1.3.3严格按无菌操作规程进行操作, 动脉留置针处连接20ml注射器均匀放血, 速度3~4ml/min, 抽出的血液盛入有消毒液的小桶。一路静脉留置针处用推注泵控制输血, 换血速度200ml/h左右。出入量差≤10ml。换血每至100ml时, 由另一路静脉输入钙剂, 剂量为每输入100ml库血以10%葡萄糖酸2ml加入10%葡萄糖液10~20ml中滴注, 维持至换血结束。术中每换100ml记录心率、动脉血氧分压、呼吸、血压1次, 每换血100ml测经皮胆红素1次。密切观察患儿尿量。

1.3.4术后常规速度输入浓缩红细胞10ml/kg以防贫血, 并继续予光疗, 24h监测生命体征。监测胆红素值、血红蛋白, 纠正电解质紊乱。ABO溶血者输入丙种球蛋白1g/kg, 预防性使用抗生素3d, 换血后6h开使。

1.4 观察指标

换血前后胆红素水平、电解质、血压、心率、动脉血氧分压、呼吸等, 并根据换血前后血胆红素浓度变化, 计算出TSB、IBILI换出率, 胆红素换出率= (换血前胆红素浓度-换血后胆红素浓度) /换血前胆红素浓度×100%。

1.5 统计学分析

应用SPSS 17.0软件进行统计学分析, 计数资料采用χ2检验, 以P<0.05为差异有统计学意义。

2 结果

换血前后胆红素对比显著降低, 血清TBS、IBILI换出率分别为45.7%、45.3%, 置换出的主要是IBILI, 且差异有统计学意义 (P<0.05) 。换血前2例血培养阳性者, 换血后转为阴性。心电监护在换血过程中保持稳定, Na+、K+、Cl-、Ca2+等电解质换血前后均无明显变化。除1例入院时胆红素高达734.6μmol/L且已为核黄疸警告期和1例换血前已有痉挛期表现者有神经系统后遗症外, 其余生长发育良好。

3 讨论

换血术是降低新生儿重症高胆红素血症患者胆红素水平最有效的措施。对溶血病换血还可快速换出抗体或有缺陷的红细胞, 同时可纠正贫血, 提供白蛋白, 防止心力衰竭, 亦可换出致病菌及毒素, 尤其是降低胆红素水平, 防止高胆红脑素病的效果立竿见影。采用外周动静脉同步换血疗法相对操作简单、安全, 选择构成换血回路的外周动、静脉的为非同侧肢体或头部的血管, 通过体循环后, 患儿血清胆红素水平迅速下降, 防止胆红素脑病的发生[2]。脐静脉插管由于换血过程中注射血液时门静脉系统产生反压, 破坏血流到肠道引起缺血和坏死, 甚至导致肠穿孔的后果, 同时放血过快亦可引起脑室出血。而外周动静脉同步换血术, 抽血和输血不在同侧且同步等量进行, 避免血压波动, 对血流动力学影响不大, 避免了上述并发症的发生。

我科换血术均采用成分输血换血, 换血术后再输注浓缩红细胞10ml/kg以防术后发生贫血。本研究采用枸橼酸钠抗凝血为换血源, 而枸橼酸盐保养液可结合游离钙, 引起低钙血症, 故应及时补充;一般每换100ml血应静脉滴注10%葡萄糖酸钙1ml, 换血结束时再缓慢静脉滴注2~3ml。如库存血超过3d, 换血可发生高钾血症, 同时库存时间越长, 血小板含量越低, 可造成出血, 因此尽量使用库存时间短的血。

胆红素脑病警告期时间短, 有时不典型, 而且手术准备和备血也要数小时, 医护人员应该高度重视, 及时换血治疗, 以免错失换血时机, 否则胆红素一旦透过血脑屏障引起核黄疸, 将是不可逆的, 换血亦无效, 将会给患儿造成永久性损害。

本研究采用的外周动静脉同步, 动脉端的血液只出不进, 静脉端的血液只进不出, 血清TBS、IBILI换出率分别为:45.7%、45.3%, 换血效果明显, 患者内环境稳定;手术方法简单、安全有效, 而且不受太多条件限制, 适合在基层医院推广应用。但由于换血偶有血栓、空气栓塞、继发感染等可能, 仍要掌握指征, 早产儿和病情严重者需适当放宽换血指征。

摘要：目的 为提高外周动静脉快速同步换血的有效性和安全性, 给重症高胆红素血症提供安全可靠、简单方便的治疗方法。方法 选取我院NICU 2010年3月—2013年3月的14例重症高胆红素血症患儿, 均采用外周动静脉快速同步换血, 比较换血前后胆红素水平、电解质、血压、心率、动脉血氧分压、呼吸等。结果 换血前后胆红素对比显著降低, 血清总胆红素 (TBS) 、间接胆红素 (IBILI) 换出率分别为45.7%、45.3%, 置换出的主要是IBILI, 且差异有统计学意义 (P<0.05) 。换血前2例血培养阳性者, 换血后转为阴性。心电监护在换血过程中保持稳定, Na+、K+、Cl-、Ca2+等电解质换血前后均无明显变化。除1例入院时胆红素高达734.6μmol/L且已为核黄疸警告期和1例换血前已有痉挛期表现者有神经系统后遗症外, 其余生长发育良好。结论 外动静脉快速同步换血疗法胆红素置换率高, 且操作简单、安全有效, 适合在基层医院推广。

关键词：高胆红素血症, 新生儿,外周动静脉,换血术,治疗结果

参考文献

[1] 邵肖梅, 叶鸿瑁, 丘小汕.实用新生儿学[M].4版.北京:人民卫生出版社, 2011:303.

同步快速 篇7

超薄磨耗层在2002年开始引入中国,在广东省铺筑了第一条试验路,并取得了成功。随后在广花高速、成贯高速、京珠高速、连霍高速等多条高速公路上得到了很好的应用。无论是高速公路还是市政道路,无论是道路还是桥面,超薄磨耗层在其上都得到了很好的性能发挥。截止到2007年年底,超薄磨耗层已经在我国铺筑了约320万平方米,2007年我公司在连霍高速公路郑开段一次性摊铺面积约为52万平方米,并且联合壳牌中国公司,通过合作及授权的方式利用其先进技术和自购的进口专用设备,在连霍高速共摊铺面积约为86万平方米,位居全国之首。

2 快速同步型技术特点

快速同步施工型改性沥青超薄磨耗层是一种针对交通负载大、路面性能要求高的高等级路面解决方案。其主要应用于高等级沥青路面或水泥路面的预防性养护和轻微病害的矫正性养护,特别是对基层较为稳定的老路面平整度和外观改善效果极为突出,也可以作为新建道路的表面磨耗层。超薄磨耗层是将15-25mm厚的断级配改性热沥青混合料摊铺在一层聚合物改性乳化沥青粘层膜上,使用专用的同步摊铺设备进行施工,即粘结层特种改性乳化沥青喷洒与改性热沥青混合料摊铺同时进行,经压路机压实以后一次成型。

3 材料要求

3.1 粗集料。

所选粗集料应为典型高等级公路路面使用集料,满足我国关于抗滑表层的使用质量要求标准或在高等级路面表面层有成功应用的先例。

32细集料。

直径小于2.36mm的细集料必须是机制砂(100%破碎加工而成),应该洁净、干燥、无风化、无杂质,与沥青有良好的粘结能力。

3.3 填料。

沥青混合料的填料宜采用石灰岩等憎水性石料经磨细得到的矿粉,矿粉要求干燥、洁净。

3.4 NovaBinder(沥青粘结料)。

NovaBinder性能必须满足NovaChip系统整体设计要求,以实现系统的路用性能。

3.5 NovaBond(聚合物改性乳化沥青)

NovaBond性能必须满足NovaChip系统整体设计要求,以实现系统的路用性能。

4 施工过程简介及施工质量控制

4.1 路面条件。

路面病害彻底处理后方可施工超薄磨耗层。路表面可采用清水清洗,保证路面完全干燥并晾晒至少24小时后施工下道工序;或采用压风机清扫路面及缝隙内的灰尘和杂物;原路面拉毛处理,拉毛后必须彻底清洗,达到路面没有任何杂物、灰尘、松散和不稳定颗粒、粘结的粉浆。

4.2 天气。

NovaChip系统施工过程现场气温不得低于10℃,路面不能有积水。

4.3 设备。

NovaChip系统采用专用设备NovaPaver进行施工。NovaPaver必须包含受料斗、传送带、乳化沥青储罐、NovaBond喷洒和计量系统、宽度可调节的振动熨平板等部分。设备能够一次性完成NovaBond喷洒、热沥青混合料摊铺及熨平。可在NovaBond喷洒后5秒钟内进行热沥青混合料摊铺。在热沥青混合料摊铺之前,NovaPaver履带或其它部位不能接触喷洒在路面上的NovaBond。NovaPaver摊铺宽度可调,从而达到理想的路面效果。

4.4 Novachip混合料生产

4.4.1 拌和机标定和调整。

施工前必须对拌和机的计量系统进行校准,保证计量的准确;对机械传动和传送部分进行检修和润滑,保证生产的稳定和连续;对除尘设备进行检修及对需要更换的耗件进行更换;根据生产计划及生产的混合料类型对热料仓上的筛网调整及更换,但必须保证具有2.5mm～3.0mm、5～6mm和10～11mm各一片。

4.4.2 施工配合比调整。

首先在冷料仓取料进行筛分试验(水筛法),根据筛分结果以目标级配为基准调整冷料上料比例,同时根据使用拌和机的实际情况确定冷料上料器的转速、振幅及料门角度;分别从热料仓取料,进行筛分试验(水筛法),根据筛分结果以目标级配为目标调整热料仓下料比例。

4.4.3 NovaChip混合料生产。

石料加热温度180℃～190℃;沥青加热温度165℃～175℃;拌和温度170℃～180℃;拌和时间30s～45s。

4.4.4 Novachip混合料运输。

采用大于15t的自卸汽车运输,车厢底板和侧板必须涂抹防粘剂,而且车厢必须遮盖,防止温度降低过快。

4.4.5 Novachip混合料摊铺。

(1)NovaBond在60～80℃的温度下喷洒,喷洒量必须精确计量,以保证路面摊铺均匀。(2)C型混合料,NovaBond理想喷洒量约为1.00L/m2,由专业实验室设计喷洒量,并结合现场由具体路面情况进行调整。(3)热沥青混合料摊铺温度约为150～170℃,在NovaBond喷洒后摊铺;热沥青混合料摊铺在所有NovaBond喷洒表面上,并由电加热的振动熨平板进行熨平。(4)NovaChip系统摊铺必须提前确定摊铺宽度及厚度,以便于工程量统计。

45 Novachip混合料碾压

NovaChip系统碾压必须在路面温度降至90℃之前进行。用9～12吨的双钢轮压路机碾压三次。压路机不能静止停留在刚刚摊铺好热沥青混合料表面上。必须在NovaChip摊铺后立刻进行压实。压路机必须维护良好,具备可靠操作稳定性,装备有皂液水添加系统和刮板,从而防止新摊铺热沥青混合料粘在碾压辊上。碾压通常以静态方式进行。根据现场实际情况确定碾压操作宽度,新的路面在碾压完成、路面温度冷却到50℃之前不能开放交通。

4.6 质量控制

需要随时对新铺路面外观进行目测,表面必须平整密实,不得有轮迹、裂缝、推挤、油斑、油包、离析等现象。接缝必须紧密平顺,无跳车。此外,沥青混合料的拌和、摊铺、碾压、开放交通温度均符合要求。

5 超薄磨耗层的优点及应用性质

5.1 施工时间短。超薄磨耗层在施工时不仅摊铺速度快(15-25m/min,较普通摊铺机提高了5-8倍),在连霍高速中牟段曾经一天完成13公里超薄磨耗层摊铺,而且碾压结束后30分钟即可开放交通,符合高速公路的快速养护、及时养护的特点,适合于高速公路的养护。

5.2 改性乳化沥青封层能有效的封闭路面裂缝,对路面裂缝有防治作用。

53按照正常的设计寿命8-10年计算,从改善路面使用性能的角度看,性价比优于传统的路面铣刨摊铺及路面微表处的养护手段。

5.4 超薄磨耗层有着抗滑、耐磨、降噪、排水等优良的路用性能。断级配混合料结构,优秀的路面安全使用性能,确保路面行驶安全;高排水能力,减少雨天行车水雾。是一种超常耐久的预防性养护与矫正性养护措施。

55以最低的施工成本,最短的施工时间提高高速公路的平整度和外观。

6 超薄磨耗层的工程应用范围

通常超薄磨耗层系统主要可以解决如下路面问题:(1)路面出现轻微到中等病害,需要经济有效的养护,以改善路用性能,延长使用寿命。(2)路面光滑,摩擦系数不够或路面纹理深度不足,需要改善行驶质量。(3)路面出现轻度裂缝,轻微剥落等情况,需校正表面缺陷。(4)行驶过程中路面噪音过大,需要减少路面摩擦轮胎的噪音。(5)路表面横向排水不畅,需要改善表面排水等。(6)在短时间内高质量的完成路面罩面工程。

7 参与完成河南省内超薄磨耗层施工路段的后期评价

连霍高速郑州至开封段2007年6月完成罩面工程,现已通车两年半,截至目前路面使用状况良好,路面平整度均方差指数由原有1.5以上提高到0.8,路面摩擦系数增加,路面平整度、外观得到有效的改善。

结论

快速同步施工型改性沥青超薄磨耗层施工技术相对传统方式处治路面病害的铣刨罩面施工方法,具有交通封闭时间短、对周边环境污染低、费用低、加大了施工期间的安全保障。因此,超薄磨耗层技术的应用是落实节能减排、低碳环保的一项重要举措,值得大力推广。

参考文献

[1]勇芳.高速公路应用快速同步施工型超薄磨耗层技术进行预防性养护的分析[J].黑龙江交通科技2011(02).