精密同步（共6篇）
精密同步 篇1
0 引言
表面加工质量的保证, 通常由精密制造设备和合适的制造工艺来实现, 其前提是制造系统必须具有良好的稳定性和可靠性。然而, 高精密加工时, 表面加工质量极易受到制造系统及其单元在静力学、动力学和热力学方面运行状态的影响[1,2]。为保证表面质量, 现有的高精密表面加工 (如表面精密磨削、金刚石单点加工等) 不得不采取经常性的加工表面离线检测, 以便于可能需要的工艺调整或补偿。如此质量控制方式将因为加工表面离线检测和重新置位的过程, 工艺连续性、加工环境和状态的一致性受到破坏而降低工艺调整和补偿的可靠性, 同时也降低效率。表面在线测量能保持工艺连续性, 保持测量前后加工环境和状态的一致性, 从而保证由表面检测所获得的工艺调整和质量控制的依据可靠, 实现更为可靠的质量保证, 并提高加工效率, 因而受到高度重视。然而, 一般精密表面测量方法 (如激光波面干涉测量方法) 由于对外界环境极度敏感, 易受到在线环境下振动干扰的限制, 难以用于在线测量。因此, 表面在线精密测量是高精密制造领域的一个难题。
微电子、微机电系统 (MEMS) 、光电子信息技术和航空航天技术等的快速发展, 对表面质量要求正稳步提高[3], 表面在线精密测量及质量控制问题因而变得更为突出, 需开发适用于在线条件下表面精密测量和有效质量控制的方法[3,4]。
为此, 本文基于激光波面干涉表面测量原理[5,6,7], 提出以偏振相移[5]为基础的同步相移技术, 研究在线在机表面精密测量的解决方案——同步相移干涉精密表面在线测量系统。该系统在传统泰兰-格林激光波面干涉仪[7]基础上, 利用偏振干涉[8], 采用偏振的同步相移技术, 有效地抑制在线环境对波面干涉测量精度和可靠性的影响, 从而实现精密加工平面和球面的表面形状在线测量。
1 测量原理
1.1系统原理
提出的同步相移激光干涉表面精密在线测量系统原理如图1所示。图中, L1为准直透镜;L2、L3为扩束透镜;BS为消偏振分光棱镜;P1、P2、P3为检偏器;M1、M2为反射镜;Q1、Q2、Q3为1/4波片。He-Ne激光器发出的光经空间滤波器、偏振片和准直镜L1后, 成为准直平面波进入偏振分光棱镜, 偏振方向垂直纸面的分量经分光面反射, 经过1/4波片Q1到达参考表面, 并被反射回来穿过分光棱镜成为参考光波, 该光波由于两次通过Q1使偏振方向变为平行于纸面, 从而穿过偏振分光棱镜分光面进入干涉光路;偏振方向平行于纸面的偏振分量穿过分光面, 经过1/4波片Q2后入射到被测表面, 反射回来的光波为带有被测表面偏离信息的准平面波。该准平面波再经过Q2, 偏振方向变为垂直纸面并由偏振分光棱镜分光面反射进入干涉光路。这两束偏振方向正交的光波在干涉光路中共路经过1/4波片Q3后变成旋转方向相反的圆偏振光, 它们一同经过L2和L3组成的扩束镜扩束或收束至合适于后面CCD的孔径后, 进入同步相移干涉单元。在同步相移单元, 多步相移同时发生并被同步采集送入计算机进行分析和干涉相位恢复[9,10], 得到从被测表面返回的波面波前形状, 从而得到被测表面面形。用于球面测量时, 则在偏振分光棱镜后置放一适当聚焦镜, 产生标准球面波入射到被测表面, 返回的波带有被测表面偏离信息, 随后进入测量系统, 得到测量结果。
1.2同步相移原理
相移干涉技术是激光波面干涉实现表面高分辨率高精度测量的重要技术, 其测量不确定度达到λ/100[5,6,9,10] (λ为激光波长) 。
常见的相移干涉技术大多采用参考镜的步进驱动来实现相移, 是分时相移, 以获得多步相移干涉图, 进而基于相移算法进行干涉相位的分析和恢复。分时相移中, 诸如振动等时域变化的环境因素影响将在相移过程中引入额外的相移, 成为相移误差, 从而引入干涉相位的恢复误差, 进而造成测量误差。
为此, 本系统基于偏振干涉原理[5], 提出同步相移技术, 建立同步相移单元, 同时获得产生不同相移的多幅相移干涉特征, 以避免环境振动等时域因素引入相移误差进而引起测量结果误差。
采用的同步相移原理如图2所示。进入的旋转方向相反的两共路相干光波被消偏振分光棱镜BS1、BS2和BS3分为光强相等的三组相干光束 (其中光路中使用的消偏振分光棱镜可以将入射光分为能量相等的两束出射光, 而且对偏振态不影响) , 分别通过检偏器P1、P2、P3后发生三路偏振干涉[8], 偏振干涉相位对应被测表面形状误差及检偏器的检偏角度。
以穿过BS1的一组相干光波为例。在图1中, 假设由参考表面和被测表面反射回来的出射到1/4波片Q3、偏振态分别沿平行于纸面的x向和垂直于纸面的y向正交的两光波电场分量表示为琼斯向量:
式中, E1、E2分别为两光波的电场分量幅值;wck (x, y) 、wbc (x, y) 分别为两光波的波前相位。
1/4波片的琼斯矩阵为
检偏器的琼斯矩阵为
Jp=[cos θ sin θ] (3)
式中, θ为检偏器的检偏角。
这两相干光波穿过Q3、BS2、BS1和检偏器P1后, 幅度减少为原来的1/4, 出射的光波总的电场分量可表示为
那么, 在CCD上接受到的干涉光强分布为
可以看出, 两束相干光的相位差不仅与被测相位有关, 而且还与检偏器的检偏角成线性关系。因此, 三路偏振干涉相位分别受到2倍于P1、P2、P3检偏角度的相位调制。于是, 通过设置检偏器P1、P2、P3合适的检偏角, 使得三路相干光波偏振干涉分别产生相位值为0、2π/3、4π/3的相移, 三步相移干涉特征得以同时获得。
三步相移干涉特征由同步控制采集卡控制的同步CCD1、CCD2、CCD3同时获取, 实现同步相移干涉测量。
1.3抗振特性分析
采用偏振相移的方法获得的三步相移干涉特征分布为
Ii (x, y) =Ia+Ibsin[Δw (x, y) +αi]} i=0, 1, 2 (6)
式中, αi为第i步相移量;wbc (x, y) 、wck (x, y) 为对应被测表面和参考表面的相干波面相位分布;Δw (x, y) 为被测表面和参考表面对应点的相位差。
采用同步偏振相移, 获取α0=0、α1=2π/3、α2=4π/3三步相移干涉特征I0、I1、I2:
由于环境振动干扰, 被测表面在测量过程中存在振动, 每时刻除偏振相移产生的相移外, 还会由于振动引入相位变化, 从而产生一定的相移误差。设被测表面存在振动, V (t) =Vmsin ω t (Vm为最大振幅, ω为振动频率) , 图3为振动引起相移误差示意图。
若采用一般的分时相移, 设相移在时间上间隔为td, 开始相移时间ts是随机的, 每步相移采样时振动引起的相移误差φi等于该时刻振动量Vmsin (ω t) , 即
以三步相移为例, 三步获得的相移分别为
由于时间ts的随机性, 采样间隔td的不一致, 每步的相移误差φi都是不确定的, 可导致大的测量误差。
而采用同步相移技术, α′0=Vmsin ω ts, α′1=2π/3+Vmsin ω ts, α′2=4π/3+Vmsin ω ts。同步采集获得干涉特征为
即由于相移时间上的同步, 使振动引入的相移误差都是Vmsin ω ts。采用相移算法得到干涉相位为[10]
得到表面被测点高度为
由于每个被测点高度都包含相同的误差项λ (Vmsin ω ts) / (4π) , 即由于振动引入的相移误差只是将被测表面的每个点提升了同样的高度, 而对最后被测表面面形误差测量结果没有影响, 故同步相移技术消除了振动引入的测量误差。
2 实验装置与实验结果
为了验证理论分析结果, 模拟了在现场振动情况下的同步相移测量和普通分时相移测量实验, 实验装置如图4所示。其中, 图4a所示为模拟被测样品振动的装置。样品固定于压电陶瓷的一端, 压电陶瓷的另一端固定。压电陶瓷电压输入端接入PZT驱动器, 由PZT驱动器产生一定频率、幅值和波形的电压信号, 驱动压电陶瓷产生动态位移, 带动被测样品做振动, 以模拟现场振动。图4b为同步相移测量系统装置图, 其光源采用5mW He-Ne激光源, CCD为敏通公司的MTV-1881EX黑白CCD, 能实现同步控制, 同步采集卡为西安微视公司生产。
将一个边长为20.0mm的被测Wafer样品固定于压电陶瓷上, 压电陶瓷电压输入端由PZT驱动器输入频率为50Hz、电压值30～110V变化的锯齿波信号, 驱动压电陶瓷产生频率为50Hz、峰值为4.1μm、呈锯齿波变化的动态位移, 带动样品振动。在振动的情况下, 由测量系统分别进行同步和分时相移测量, 同步相移按上述同步相移原理实现, 分时相移由另一PZT在被测表面振动的同时步进驱动参考表面实现。得到的相移干涉图见图5。
将图5中的相移干涉图分别取截面灰度显示, 如图6所示, 图中, 3条曲线之间的错位量对应实际相对相移量。可以看出, 图6a中错位量不均等, 实际相移量远离名义相移量;而在图6b中, 错位量均等, 实际相移量近似等于名义相移量。因此, 在确定的名义相移量情况下, 由于分时采样时刻相对被测表面振动引起相移周期的随机性, 三幅相移干涉图间的实际相移量存在不确定的误差;而同步相移中, 三幅相移干涉图在被测表面振动周期中的同一时刻获取, 实际相移量只与偏振相移产生的准确性有关, 不受振动影响。
将分时和同步采集的干涉图分别送入计算机进行处理, 完成相位信息提取, 计算表面形貌, 得到表面形貌结果分别如图7a和图7b所示。
结果显示, 在振动干扰情况下, 相对于分时相移, 同步相移测量方法较好抑制了振动影响, 取得了理想的测量结果, 而分时相移则由于振动引起相移混乱, 得到不可信的测量结果。
3 结论
针对精密表面加工中的在线在机质量监测问题, 基于波面干涉表面形貌精密测量原理, 结合提出的以偏振相移为基础的同步相移技术, 研究了具有抗振特性的精密表面激光波面干涉测量方案。介绍了偏振干涉同步相移表面测量原理, 分析了其抗振特性, 建构了测量系统实验装置, 并完成了测试实验。分析和测试结果验证了研究的同步相移激光波面干涉测量系统用于在线表面精密测量的适应性。
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微电网精密时钟同步技术 篇2
微电网作为一种将分布式能源、负荷、储能以及控制装置等有机结合在一起的小型发配送电系统,被普遍认为是利用分布式能源的有效方式之一[1,2]。微电网的稳定运行对微电网中的测量、控制设备提出了新的要求,特别是时钟同步。这些设备在运行时实时采样、监测、记录各类电能质量数据(如电压、电流、频率、有功),如果没有一个统一的时序和时钟标准将难以满足微电网系统实时数据采样、系统稳定性判别、线路故障定位、故障录波、故障分析、事件顺序记录(SOE)等时间一致性的要求[3]。随着微电网规模的增大和设备数量的增加,微电网系统结构也将趋于复杂。在微电网公共连接点(PCC)接入的智能网关断路器不仅需要快速接受微电网控制中心的调度实现并离网切换,还需要对电网侧与微电网侧的电能质量数据进行实时采集。快速傅里叶变换(FFT)算法采样在工频周期20 ms内采集128个数据,需要快速实时的以太网通信和统一的时序以满足在采集端和微电网控制器端的数据有效性。微电网中逆变器采集数据并上传到微元控制器,由微元控制器下发调度控制指令,如果没有统一的时序和实时的以太网功能,数据采集到控制指令的下发将严重滞后数个工频周期,将给调压、调频等控制算法带来问题[4,5]。采用分层控制的微电网系统,不同层级的自动化设备对微电网系统时钟同步的精度要求也不一致。目前国内微电网技术的研究还处于实验、示范阶段,微电网时钟同步没有统一的技术规范和精度要求,在实际工程中并没有有效解决时钟同步问题。
传统电力系统中主要采用3种方式实现时钟同步:利用全球定位系统(GPS)同步、编码同步、报文同步[6,7]。前两者需要设备添加接收机装置,并且需要单独的硬接线来支持时钟同步的时间数据传输。随着以太网通信在工业现场总线中的应用,基于以太网通信实现的数据报文同步成为应用最广的时钟同步技术。IEC61850中引入了简单网络时间协议(SNTP)作为网络报文对时协议,SNTP是互联网网络时间协议NTP(Network Time Protocol)的简化标准,在局域网中的同步精度在1 ms左右。为满足更高同步精度的要求,网络精密时钟同步委员会在2002年提出第1版精密时钟同步标准IEEE1588标准,2008年提出第2版IEEE1588标准[8,9,10,11,12]。传统电力系统中需要进行时钟同步的智能设备功能简单,主要设备是智能开关与合并单元,而微电网中的设备种类较多、功能复杂。如逆变器、智能网关断路器需要进行针对性的以太网通信功能设计和基于以太网通信的IEEE1588功能设计以满足高精度时钟同步实现的要求。将IEEE1588协议应用于微电网能够很好地解决微电网时钟同步问题,一方面基于以太网的通信方式无需单独的硬接线,更易在工程中应用,另一方面高达亚微秒的时钟同步精度满足对同步精度的要求。
针对微电网一体化的通信网络和高同步精度的需求,本文提出一种基于IEEE1588协议的时钟同步方案。搭建时钟同步平台测试了所提方案下系统的时钟同步精度,并且通过在PCC的智能网关断路器添加事件时序记录功能实现时钟同步技术在微电网中的实际应用。
1 IEEE1588精密时钟同步协议机理
1.1 时钟同步原理
IEEE1588是应用于工业控制和测量领域的具有亚微秒级同步功能的精确时钟同步协议PTP(Precise Time Protocol)。核心算法包括最佳主时钟(BMC)算法和本地时钟同步(LCS)算法[13]。PTP网络中包括普通时钟、边界时钟和透明时钟:定义仅有1个PTP端口的时钟为普通时钟,有多个PTP端口的时钟为边界时钟和透明时钟,网络中的每个节点均被认为是1个时钟。网络中的源时钟称为超主时钟GC(Grandmaster Clock)。每个时钟的工作状态由BMC算法决定,包括主时钟MC(Master Clock)、从时钟SC(Slave Clock)和无源时钟PC(Passive Clock)3种状态。BMC算法完成选举主时钟和生成拓扑结构,通过比较时钟的属性等参数来确定哪一个时钟节点会工作在主时钟状态,进而生成拓扑结构。LCS算法完成本地时钟节点与主时钟的校准[14],如图1所示。
a.在Tm1时刻,主时钟发送Sync报文,当Sync报文到达从时钟时,从时钟记录下报文到达的时刻Ts1。Sync报文的发送时刻会通过Follow Up报文发送给从时钟,这样从时钟就获取了Sync报文从主时钟发送的时刻Tm1和在从时钟接收的时刻Ts1。
b.在Ts3时刻,从时钟向主时钟发送Delay Req报文,并且记录Delay Req报文发送的时刻Ts3,主时钟接收到该Delay Req报文的同时记录该报文的到达时刻Tm3。主时钟将Tm3时刻通过Delay Resp报文发送给从时钟。
c.从时钟接收到Delay Resp报文,至此完成一次同步过程,共获取4个时间信息,分别是Tm1、Ts1、Ts3、Tm3。从时钟根据这4个时间戳信息,计算主从时钟间的时钟偏移(TOffset)和路径延时(TDelay),如式(1)所示。
IEEE1588协议中假定报文的往返路径延时对称,根据式(1)可以推导出时钟偏移和路径延时,如式(2)所示。根据计算的时钟偏移,从时钟可以调节自身时间与主时钟同步。
1.2 硬件时间戳获取
精确的设备发送和接收PTP报文的时刻直接影响同步的精度。在IEC61850通信协议中将记录PTP同步报文离开或到达设备的时刻称为打时间戳,时间戳位置不同,得到的同步精度差别很大。软件时间戳网络时钟同步协议在局域网网络中的对时精度仅为1000μs,而IEC61850标准对电力系统中智能设备的时钟精度按功能要求划分为5个等级(T1—T5),其中用于计量的T5等级精度达到±1μs[15,16]。具备打硬件时间戳功能的IEEE1588协议能实现亚微秒的对时精度,完全能够满足IEC61850标准中的T3等级精度(25μs)。如图2所示,IEEE1588协议利用以太网媒体访问控制(MAC)层打硬件时间戳技术[17],消除了设备响应PTP同步报文的不确定延时,从而极大地提高了时间同步精度。
2 微电网精密时钟同步应用方案
从微电网分层结构特点、具体设备功能和对时钟同步高精度的要求出发,将IEEE1588协议引入微电网系统应综合考虑可靠性、稳定性、冗余性和易维护性[18]。微电网中微电网中央控制器与电网调度中心对数据同步精度的要求仅为毫秒级,逆变器和智能网关断路器由于需要传输采样值信息和并离网切换控制,其需要达到微秒级的同步精度。逆变器采用双核心(DSP与ARM芯片)的设计方案,DSP芯片TMS-320F28335用于实现数据采集与运算,ARM芯片用于实现以太网通信功能及IEEE1588功能。逆变器与智能网关断路器均采用ARM芯片STM32F407,该芯片支持IEEE1588功能。将逆变器和智能网关断路器定义为从时钟设备,将通信网络中的交换设备定义为边界时钟参与整个对时过程,根主时钟作为系统的时钟源,提供北斗卫星时间。由以上定义可以配置如图3所示的微电网精密时钟同步系统。
图3中,微电网中央控制器与电网调度中心由IEC61850协议实现1 ms的时钟同步。设计一台根主时钟作为系统时钟源,通过北斗卫星系统向根主时钟提供标准卫星时间,然后根主时钟将该时间转换成64位格式的IEEE1588时间以UDP/IP数据报文的形式向从时钟设备发送,与从时钟设备完成PTP报文的交换,实现亚微秒级别的时钟同步。当根主时钟不可用时,备用根主时钟将作为系统时钟源代替根主时钟实现系统授时。
根主时钟不仅是微电网系统精确时间来源,同时也是时钟同步系统的监控设备,通过根主时钟可以监控时钟同步系统的从时钟设备数量、北斗卫星时间是否可用等。具体的功能设计如图4所示。
根主时钟能够保证为系统提供精确的卫星时间,而底层从时钟设备采用IEEE1588协议也能保证时钟同步的高精度,但是在实际网络中数据报文通过交换机时会因为网络流量大小出现冲突、丢包等情况,无法确定报文在交换机中的驻留时间。当网络中有多级交换设备时,网络延时的不确定性会使测量的路径延时和时钟偏移与实际情况产生很大偏差。
3 实验验证
3.1 时钟同步精度的验证
为了测试微电网系统时钟同步方案的可行性,搭建了由根主时钟、子微电网控制器、智能网关断路器、逆变器、计算机和示波器组成的时钟同步测试平台。测试实验平台如图5所示。对系统内以太网通信功能进行验证后测量了系统的时钟同步的精度。
根主时钟每隔1 s(可设置)以多播方式向2台从时钟设备发送同步报文,同步报文经过根主时钟和从时钟设备的MAC层与物理(PHY)层之间的介质独立接口(MII)时,直接内存访问(DMA)中断将报文离开或到达设备的精确时间通过以太网描述符的方式发送到应用层中。从时钟设备得到4个时间戳,计算出时钟偏移和路径延时并在下一个CPU时钟周期内将时间调整与主时钟同步,同时从时钟设备的时钟频率相对主时钟的偏移将在数个时钟周期内进行校准,校准时间越长越有助于保持线性时间。
从时钟设备将路径延时和时钟偏移输出显示到计算机上,记录统计了121个数据,时钟偏移维持在4μs内,路径延时维持在14~16μs,如图6所示。
根主时钟和从时钟设备输出自身系统时间的秒脉冲信号,比较两者脉冲信号上升沿间的时间差值可以精确地测量设备之间的同步误差。示波器测量得到主从时钟的同步精度误差约为10μs,2台从时钟设备之间的同步精度误差约为8μs,实验结果如图7所示。图7各子图中,下面的波形为秒脉冲信号的局部(虚线框内波形)放大图。
对比以上2种不同的验证实验结果可以看出,经过同步后的测试系统内时钟同步精度可以维持在10μs以下,2种验证方法都能很好地验证该时钟同步方案应用于微电网中具备高同步精度,并且可以互为佐证。
3.2 微电网时钟同步技术应用
微电网时钟同步技术仅为微电网添加统一时序没有太大的实际工程应用价值,需要将时钟同步以具体的如同步采样、事件时序记录等功能在微电网中应用才能体现时钟同步的意义。智能网关断路器作为微电网接入电网的并离网切换设备,实时采集电网侧和微电网侧的电能质量数据。在数据采集中断中加入电网侧电压故障记录,当出现过电压的情况时,智能网关断路器断开电网并且记录故障时刻,实现微电网PCC故障事件时序记录。
在500 k W微电网工程中将2台经过时钟同步后的智能网关断路器过压值设为200 V后同时接入220 V电网交流母线,2台智能网关断路器出现过压故障,记录下的过压故障时刻发送到子微电网控制器后显示相差约为30μs,由此可以判断2台智能网关断路器在同一时刻发生故障。将故障信息清除,按先后顺序将2台智能网关断路器再接入交流母线,记录的故障时刻与故障发生的先后顺序一致。通过上述对比实验验证和实现了事件时序记录功能,将时钟同步技术以事件时序记录功能的形式初步应用于微电网中。
4 时钟同步系统分析
实验验证发现影响微电网时钟同步精度的因素主要有网络延时的不对称性和时钟的时钟源稳定性两方面。
(1)网络延时不对称。网络延时分为数据报文在传输线路上的延时和数据报文通过交换设备产生的延时,传输线路上的延时在实际网络中可以忽略不计。实验中采用的是普通的交换机,无法确定报文在交换机中的驻留时间。对实验中使用的交换机网络延时测量发现,在一级交换机的网络中路径延时约为14μs,而使用两级交换机时路径延时会高达160μs。解决网络延时不对称的方法主要有运用数字信号处理手段在计算网络延时中加入滤波平滑算法和使用IEEE1588协议定义的透明时钟功能的交换设备。
(2)时钟源稳定性。微电网中根主时钟和从时钟设备采用的是50 MHz外部晶振,晶振的稳定性良好。时钟频率偏差很小,但采用倍频和分频的方式会使频率偏差增大。根主时钟作为时钟源,其稳定性和安全性还需要进行压力测试、冗余测试和实际工业网络环境测试才能保证其作为系统时钟源的安全可靠。
5 结论
精密同步 篇3
1 电视精密同步广播的技术原理以及工程发展现状
电视同频干扰是一种较为普遍的现象, 在分析的过程中, 需要结合信号资源的实际传输情况, 对信号接收环境进行观察, 做好资源整合与分析工作, 只有结合电视同频干扰对图像清晰度的影响, 了解叠加效应以及凸显情况, 才能找到合理的解决方法。在对频率信号进行追加时, 应保证电视节目接收的质量, 有的用户反映, 在观看电视节目时, 经常会出现雪花或者百叶窗的情况, 在处理时, 相关技术人员一般采用的是降低信号偏差水准的方法, 但是还是无法彻底的消除运动鬼影现象, 技术人员需要采取同频台信号、场频校正处理的方法, 这可以有效的减少重影。结合信号作用环境, 观察作用效果, 深入的分析与研究, 才能提高电视节目的质量。由于传输过程中信号覆盖现象是不可避免的, 所以在处理的过程中, 应结合信号作用的环境, 制定出有效的解决措施。下面笔者对电视精密覆盖信号的校准方法进行简单的介绍, 以供参考。
2 电视精密同步广播覆盖技术及发展趋势
2.1 改进技术工程的内容
在传统的观念下, 技术人员主要是对服务器接收性能进行优化, 增加覆盖区域内发射机的公路, 这种方式可以增强整体信号, 消除系统传输中产生的损耗, 达到馈线效能增益的效果。在当前广播电视行业发展形势下, 需要保证企业长期的经济效益, 做好电力维护, 避免出现过度损耗的问题。技术人员应严格控制内部细节, 还要对降低线损的价值进行客观的评价, 保证系统内部结构的稳固性。技术人员应有效的改善外部环境, 还要提高系统运行的效率, 实现广播网络覆盖面积的扩大。
2.2 电磁波电线理论的应用策略
在对电视节目信号质量不高的原因进行分析后发现, 建筑行业的发展, 使得电波信号收到了遮挡, 影响了信号的正常发射, 相关人员需要做好天线模式的分量对换工作, 这样才能保证电视节目信号的质量。为了提高近地接收效果, 相关工作人员需要做好结构的优化, 利用动态定位分析方法, 对广播覆盖网络以及电视信号效果进行测验, 界定信号发射与接收的格式, 达到良好的回应效果。在实际分析的过程中, 还需要考虑波形以及接收媒介的呼应标准, 判断电磁波极化方向, 制定出科学合理的策略。由于在实际接收的过程中, 受到较多建筑的干扰, 所以信号场强值会缩小, 内部会出现极化效应, 这会造成损失, 影响了电磁波的传输。
实际进行广播信号覆盖过程中, 需要建立一定创新思路的基础格式, 同时结合实际接收的群体方式内容进行技术方案的总结, 保证关于传统水平极化方式的消除, 借助垂直极化波的发射创新手段进行接收效应的保障体系结构建设, 实现关于随后的调频天线在整个电视信号内容的转移。在整个应用拓展过程中, 具体结合移动通讯结构相对于天线的内部系统部件的规整格局分析。今后数字信号的普及使得具体质量标准得以具体维护, 因此必须结合无线数字校准模式进行极化标准的校正优化, 全面保证关于稳定的数字信号应用方案的实效价值意义。
3 电视精密同步广播专用设备与电视
发射机改造电视精密同步广播专用设备包括:GPS精密时频基准源和电视同步广播适配器。目前。电视发射机的主流制造商均能够提供相关设备的配套。GPS精密时频基准源内置人工智能溯源同步引擎.能够根据GPS接收模块实时解析UTC国际标准时间的秒脉冲 (1PPS) 信号对内置的智慧型高稳定度晶体振荡器模块进行驯服控制.实现高精度的溯源跟踪和训练同步。当GPS系统因受到人为加扰或其他因素而中断溯源时.双槽恒温型高稳定度晶体振荡器.在人工智能溯源同步引擎的测控伺服下, 可以高精度地保持 (holdover) 输出时间与频率的准确度, 并且能够根据自身的溯源修正历史记录。预测高稳定度晶体振荡器的老化漂移趋势.并自动补偿未来的老化漂移误差。经过溯源同步的10 MHz频率基准精度优于5×10q2量级, 1PPS时间基准的准确度优于士20 ns.完全能够满足电视精密同步广播对定时精度和频率准确度的要求。电视精密同步广播图像信号的时统同步是在电视同步广播适配器中完成的。通过不同路径传输至各同步发射台的图像节目信号。
在电视同步广播适配器中, 还可以进行同定延时调整设定.以满足不等功率发射台间等场强区偏置情况下的时延均衡修正。发射机改造主要涉及提高电视激励器相位噪声指标。普通的模拟电视广播对相位噪声指标并不敏感, 所以也没有对发射机的相位噪声提出特别要求。发射机的相位噪声却直接影响着电视精密同步广播等场强交叠覆盖区中同步驻波的相位稳定。也就直接决定着等场强交叠覆盖区的收视质量。发射机的相位噪声主要由本振的相位噪声决定。为此, 需要对发射机的本机振荡器进行改造。以提升相位噪声指标。
结束语
电视精密同步广播覆盖技术是一项新型的技术, 其对电视广播行业的发展有着促进作用, 本文这些技术的发展情况进行了介绍, 希望对广播电视行业的技术人员提供一定借鉴经验, 增强信号发射与接收的质量, 从而对图像质量进行合理的修复, 保证用户收看电视节目的质量, 满足用户对高清节目的要求。广播电视行业受到信息时代高新技术的冲击, 用户的数量有所减少, 为了吸引更多的用户, 技术人员必须保证电视信号的正常传输, 这样可以收到较高的社会回应价值, 从而保证广播电视行业在信息时代更好的发展。
摘要：当前社会, 国民经济发展水平有了较大的提升, 人们的生活水平有了较大的提高, 精神文化生活也得到了较大的改善。对电视精密同步广播覆盖技术工程进行了介绍, 很多市民反映电视信号接收不强, 在观看电视节目时存在较多的问题, 通过调查发现, 可能是由于有线电视在信息传输的过程中出现了问题。对电视精密同步广播的技术原理进行了分析, 还对广播覆盖后电视节目收看效果进行了评价, 以供参考。
关键词：电视,精密同步,广播,覆盖,技术
参考文献
[1]郭南, 鲁方林, 薛文, 王振宇.电视精密同步广播覆盖技术的工程实践[J].电视技术, 2011 (2) .
[2]威武, 杨明, 李锦文.电视同步广播技术研究[J].广播电视信息, 2009 (3) .
精密同步 篇4
电视同频干扰的研究证明, 电视同频干扰对接收图像的损伤来自两个方面[1]:1) 同频台之间图像载波频差形成的差拍干扰, 即接收图像上的“百叶窗”滚动条纹干扰 (图1a) ;2) 同频台之间的图像内容相互叠加, 因图像信号的行/场频率与相位的不同步, 形成运动的“鬼影” (图1b) 。
人眼对“百叶窗”滚动条纹干扰最为敏感。通常情况下, “百叶窗”滚动条纹干扰的同频道射频保护率需要52 dB。通过控制同频台间的图像载频[2], 使同频发射台间图像载频的相对偏差Δfv≤0.1 Hz时, “百叶窗”干扰即可完全消除。但由于运动“鬼影”的存在, 此时的同频道射频保护率为22 dB。进一步同步同频台之间图像信号的行频与场频, 运动“鬼影”则静止下来, 变成“重影”。静止的“重影”相对于运动的“鬼影”而言, 其接收图像的质量会得到很大程度的改善。此时, 随着图像内容的差异和行/场相位的不同, 同频道射频保护率约为10~15 dB。民用电视接收天线的方向选择性能够得到8~16 dB的射频保护率增益。所以, 即使在ED/EU=0 dB的完全等场强交叠覆盖区域, 也能够提供良好的覆盖, 如图2所示。据此, 可以认为电视精密同步广播技术已具备构建模拟电视单频网的技术条件。
电视精密同步广播的核心技术[1]包括:1) 精密锁定各同步发射机的图像载频, 消除图像载频差拍形成的“百叶窗”条纹干扰;2) 精确同步各发射台节目图像的行/场频率, 使运动的“鬼影”静止下来变成“重影”。并且通过时统均衡控制, 让各发射台节目图像的行/场相位在完全等场强交叠覆盖区一致, 将接收的图像信号与干扰“鬼影”完全重合。
电视精密同步广播原理如图3所示, 同步发射机的图像载频和节目图像的时统均衡控制, 需要高精度时间与频率的同步。在工程实践中, 是通过GPS授时系统[3]的溯源获得10 MHz频率基准和1PPS (1 Pulse Per Second, 秒脉冲) 时间基准。
10 MHz频率基准和1PPS时间基准在电视同步信号序列发生器中, 合成出各发射台严格同步的电视复合同步信号。该电视复合同步信号再在时统同步机中重新构建节目视频信号的时基, 从而实现各同步发射台图像信号的时统同步。
电视发射机载频的锁定同步对于电视精密同步广播的实现至关重要。因此, 电视发射机激励器的图像中频和上变频本振必须具备外锁相同步功能。为保证等场强交叠覆盖区同步驻波的相位稳定, 电视发射机激励器的相位噪声指标必须满足单边带相位噪声Np, SSB≤-90 dBc/Hz@10 kHz offset。
2 工程技术方案及实现
荆州电视台建有DS-27荆州发射台, 发射机 (北广) 功率10 kW, 天线基础海拔37 m, 天线挂高170 m, 天线增益10 dBi。为解决荆州南部地区的无线电视覆盖, 拟在荆州以南80 km的黄山头设立同步发射台进行延伸覆盖。新建的黄山头同步发射台, 发射机 (吉兆) 功率5 kW, 天线基础海拔和挂高分别为265 m和70 m, 天线增益10 dBi。根据国家广电总局科技委《关于加快实施电视精密同步广播》建议书 (第7-4-7号) [4]和广播科学研究院推荐的技术参数, 电视精密同步广播所需的射频同频保护率为10 dB (电视接收机天线端口电平的保护率) 。而实际的覆盖中, 在ED/EU=0 dB的完全等场强区, 计及接收天线的方向选择性 (F/B≈8~16 dB) 后, 能够获得LD/LU→10 dB的等效同频道射频保护率。因此, 电视精密同步广播的等场强交叠覆盖区能够提供有效覆盖。
频率规划软件LS Chirplus依据ITU-R P.370 delta H模型进行覆盖分析, 接收场强的门限取58 dBμV/m, 接收天线高度按4 m计算, 并计及接收天线的方向性。计算的结果显示, 电视精密同步广播的覆盖预期非常理想 (图4) 。
如采用传统的技术扩展覆盖, 则必须启用新的频道资源或提高发射天线高度和发射功率。目前, 根本就没有新的频道资源可供启用。而提高发射天线高度和发射功率, 将会严重地扩大同频干扰的范围。就一般情况而言, 同频干扰的距离约为有效覆盖距离的6倍。由此可见, 天线拔高和发射机扩功都将极大地增加频率协调的难度, 甚至根本不允许。而电视精密同步广播则既不需要启用新的频道资源, 也没有将同频干扰的范围随覆盖距离的增加而放大6倍的弊端。按照目前的频率协调规则, 对当前台的覆盖进行同步广播扩展延伸, 其覆盖距离的增加与同频干扰范围的扩大是等值变化的, 基本不用考虑再进行新的频率规划协调。
荆州同步覆盖网的节目信号传输可以基于目前的模拟光纤传输、SDH网络、数字微波链路等平台, 没有特别要求。当然, 也可以通过卫星、MMDS等其他链路进行传输。
3 电视精密同步广播专用设备与电视发射机改造
电视精密同步广播专用设备包括:GPS精密时频基准源和电视同步广播适配器。目前, 电视发射机的主流制造商均能够提供相关设备的配套[5]。
GPS精密时频基准源内置人工智能溯源同步引擎, 能够根据GPS接收模块实时解析UTC国际标准时间的秒脉冲 (1PPS) 信号对内置的智慧型高稳定度晶体振荡器模块进行驯服控制, 实现高精度的溯源跟踪和训练同步 (precision tracking/discipline) , 如图6所示。当GPS系统因受到人为加扰或其他因素而中断溯源时, 双槽恒温型高稳定度晶体振荡器, 在人工智能溯源同步引擎的测控伺服下, 可以高精度地保持 (holdover) 输出时间与频率的准确度, 并且能够根据自身的溯源修正历史记录, 预测高稳定度晶体振荡器的老化漂移趋势, 并自动补偿未来的老化漂移误差。经过溯源同步的10 MHz频率基准精度优于5×10-12量级, 1PPS时间基准的准确度优于±20 ns, 完全能够满足电视精密同步广播对定时精度和频率准确度的要求。
电视精密同步广播图像信号的时统同步是在电视同步广播适配器中完成的。通过不同路径传输至各同步发射台的图像节目信号, 经由电视同步广播适配器的数字化处理和存储, 将图像信号的帧相位和行相位与1PPS和10 MHz时钟进行严格的粘滞同步, 从而实现各同步发射台之间图像节目信号的时统同步, 如图7所示。
在电视同步广播适配器中, 还可以进行固定延时调整设定, 以满足不等功率发射台间等场强区偏置情况下的时延均衡修正。
发射机改造主要涉及提高电视激励器相位噪声指标。普通的模拟电视广播对相位噪声指标并不敏感, 所以也没有对发射机的相位噪声提出特别要求, 一般在-70 dBc/Hz@10 kHz offset量级。但是, 发射机的相位噪声却直接影响着电视精密同步广播等场强交叠覆盖区中同步驻波的相位稳定, 也就直接决定着等场强交叠覆盖区的收视质量。发射机的相位噪声主要由本振的相位噪声决定。为此, 需要对发射机的本机振荡器进行改造, 以提升相位噪声指标。通过对本振VCO进行防震悬浮处理, 能够有效降低风机振动产生的影响。同时, 辅以改变本振锁相环的时间参数, 可以将相位噪声指标改善为-90 dBc/Hz@10 kHz offset量级。
4 覆盖效果现场测试
本次覆盖测试使用天津德力DS1283B电视场强仪配900E型对数周期标准天线进行场强收测。接收电视图像的主观评价使用康佳LC-TM2011S电视机, 使用001型定向电视天线 (F/B→8 dB) 进行接收。
测试的重点是等场强交叠覆盖区的收视主观评价。根据场强预测, 收测地点选择在ΔE≤1 dB的预测等场强区 (图8中“葫芦”形的腰部) 。收测结果如表1所示。
5 小结
荆州电视台基于电视精密同步广播技术构建了我国第一个模拟电视单频网, 为城市地区延伸无线电视覆盖, 进行了重要的探索性实践, 并取得了理想的覆盖效果。未来, 将电视精密同步广播技术用于中央台节目或省台节目, 在一个地区、省际范围或更大区域的覆盖, 以单频组网来释放现已占用的频道资源, 这将为地面数字电视的发展带来极其重要的意义。
摘要：荆州电视台为扩展延伸目前DS-27的覆盖区域, 基于国家广电总局广播科学研究院的《电视精密同步广播技术白皮书》和国家广电总局科技委7-4-7号《关于加快实施电视精密同步广播》的建议书, 建立了我国第一个电视精密同步广播覆盖网工程。工程实践证明, 电视精密同步广播技术是解决同频干扰, 实现电视广播高效联网覆盖的全新技术手段。本文介绍了电视精密同步广播的技术原理、工程实施方案, 以及覆盖效果的实测。
关键词：电视同步,无线覆盖,同步广播
参考文献
[1]戚武, 杨明, 李锦文, 等.电视同步广播技术研究[J].广播电视信息, 2009 (3) :136-140.
[2]叶为文, 洪雷, 姜纪祥, 等.用精密偏置技术抑制多个电视台的同频干扰[J].电视技术, 2002, 26 (5) :83-85.
[3]陈孟元, 凌有铸, 王冠凌.北斗卫星导航系统与GPS互备的广播电视授时单元[J].电视技术, 2010, 34 (6) :60-63.
[4]国家广播电影电视总局科学技术委员会.关于加快实施电视精密同步广播的建议[EB/OL].[2010-04-05].http://www.gt-tek.com/7-4-7.html.
精密同步 篇5
在100nm步进扫描光刻机中,涉及空间六自由度运动的硅片台和掩膜台,需要控制多达15个轴,且要求在1.5g的最大加速度、1.2m/s的运动速度下,硅片台和掩膜台的定位精度小于10nm,其同步扫描平均误差小于5nm,标准差小于12nm,该运动要求已近物理极限,仅靠提高机械部件与电气执行部件精度已无法实现,必须依靠先进的运动控制架构和控制算法。
针对多轴精密同步运动,运动控制单元必须完成激光测量模型解算[1]、位置-加速度反馈、精密轨迹插补[2,3]、洛伦兹作用力解耦[4]、多轴同步控制[5,6]等复杂的控制算法;而工作台的响应频率、控制精度等因素又要求较高的伺服带宽,意味着必须在较短的伺服周期中完成针对所有轴的上述算法。
对运动控制架构提出以下要求:
(1)控制算法的复杂度要求运动控制计算单元拥有较强的计算能力,故需采用多运动控制器(7块DSP)并行计算架构。
(2)高精度的测量和控制计算数据都是32位字长,数据传输的实时性要求采用高带宽的数据传输通道。
(3)不仅工作台的微动轴之间存在运动耦合关系[4],而且工作台之间也存在精密同步扫描运动需求[7],运动控制架构需要提供额外的同步机制来保障软件算法的有效[8]。
在多轴同步运动控制系统中,多轴的运动控制由多个运动控制器节点完成,控制网络实现多个运动控制器之间的控制、反馈数据的高频率、无抖动的交换,这对网络通信的实时性和节点之间的时间同步特性提出了严格要求[9,10]。专用的数字伺服现场总线协议一般速率较低,如SERCOS[11]、PROFIBUS、CC-Link[12]等通信速率都不超过20Mbit/s。文献[13]采用环形数据传输结构的并行计算架构,但随着节点数的增多,特定数据帧传输时间会增大,而同步控制性能会因为不稳定的同步广播数据传输延迟而不可靠。文献[14,15]采用同样思路设计了共享内存模型,分别实现3个和4个处理器之间的高速数据传输,但基于该思路的共享内存结构在处理器数目增多时会异常复杂。
由于上层协议带来的不确定性(如路由、数据阻塞和错误处理机制等),基于以太网链路的TCP通信服务架构[16,17]的同步控制性能难以保证。可采用时间戳信息传递的方式,来实现主节点和从节点时钟同步,如NTP和SNTP方法能够在局域网范围内实现毫秒级同步;而PTP定义了分布式网络中进行亚微秒级时钟同步的方法[18]。但上述基于时间戳的同步算法假设传输链路双向对称,其同步性能会受到网络负载的影响。文献[19]介绍基于实时以太网EtherCNC协议,实现了基于工业以太网的多轴同步控制系统,该系统采用时分复用方式轮询各运动控制器节点,但其同步帧的时序抖动在200ns级别。FPDP(front panel data port)能达到较高的传输带宽,但其数据传输源和目的地址定义必须在传输开始之前完成,而多处理器并行伺服计算过程中,会涉及非常复杂的数据传输需求,数据源和目的地址频繁切换,且需要非常精确的数据传输延迟,因此FPDP协议并不适合[20]。
并行计算架构的关键在于计算任务的合理分配、节点间高效的数据传输以及精密的同步控制性能,而对于并行伺服运动控制,通过对工作台动力学模型的分析和作用力的合理解耦[4],简化了计算任务的分配。本文主要着眼于并行计算架构中的数据传输和同步控制的性能,提出了一种适用于多轴纳米级同步运动控制的并行计算架构。本文方法采用7块运动控制卡(含300MHz主频,浮点型DSP),实现15轴并行伺服计算;基于内部总线的高性能数据传输通道,能达到320Mbit/s数据传输带宽和纳米级数据传输延迟误差,且传输性能不受处理器数目增多的影响;设计扫描运动同步和并行计算周期同步机制,保证了精密运动控制算法的有效性。
1 运动控制系统并行计算架构
多轴同步运动控制系统基于VME总线构建,分为系统控制层、并行计算层、IO接口层和传感器执行器层,如图1所示。上位机处于系统控制层,是唯一的VME主机,管理参与并行计算的各模块。
在VME总线部分保留引脚上,定义了内部总线(internal bus,IB),作为服务于并行计算架构的实时数据传输通道。VME总线并不具备精密的同步控制性能,因此设计内部总线来完成高速数据传输和精密同步控制功能,所有的内部总线设备都属于VME从机,由上位机(VME主机)进行配置管理。
并行计算层包含有内部总线、内部总线主控(internal bus master controller,IBMC)、激光计数卡(laser axis board,LAB)和运动控制卡(motion controller,MC)。内部总线主控产生总线时序控制信号,并提供同步控制时序。激光计数卡产生工作台位置的激光测量数据,而运动控制卡执行并行计算,在总线控制信号作用下,激光测量数据通过内部总线传输到运动控制卡。运动控制算法在不同的运动控制卡中并行执行,但遵循同步控制时序。在IO接口层中实现上层逻辑控制信号到传感器执行器层物理信号之间的转换,设计了双向高速光纤链路作为IO接口层和并行计算层之间的数据传输桥梁。
通过合理的动力学模型分析和作用力的解耦[4]以及交叉耦合同步控制[5,6]算法,使针对各轴的运动控制相互独立,每个运动控制卡负责2~3个耦合紧密轴的运动控制。板卡间通过同步触发时序,使得各并行处理器同步进入伺服运算,板卡内针对各轴的伺服控制是顺序进行的,但针对不同轴的伺服运算的结果在同一个时刻输出。
本文研究的对象,是位于并行计算层,由内部总线主控、激光计数卡、运动控制卡以及内部总线构成的并行计算架构,主要针对高性能数据传输和同步控制机制,解决精密同步运动控制中的以下问题:
(1)激光测量位置数据的同步采样。激光测量位置数据用于完成工作台位置闭环控制,其精度是工作台定位精度的基础,但针对各个轴的精密激光位置信号由不同的LAB测量,无法同步读取。而当工作台以最大速度1.2m/s运行的时候,微秒级同步采样误差将带来微米级位置测量误差,这对于控制对象的模型将是毁灭性的影响。
(2)高效、低传输延迟抖动的数据传输通道。数据传输过程中,数据发送方和接收方会频繁切换,将涉及总线控制权的更迭及数据传输优先级、数据传输抢占方式、握手及仲裁等诸多问题,但并行计算架构要求较小且稳定的数据传输延迟,因为要依照传输延迟值来确定伺服控制算法的时间,传输延迟的较大波动会导致伺服控制算法失败。
(3)多轴运动控制中的同步机制。多轴运动控制卡并行完成对应轴的运动控制算法,简化了计算任务流水分配,但忽略了控制对象之间的紧密运动耦合关系。并行计算架构提供扫描运动同步和并行计算周期的同步规划,前者使各运动控制卡获取一致的加速、匀速扫描和减速时刻,后者则保证了并行计算(插补)周期内运动控制卡的同步动作。
2 分布式存储器结构与数据传输
2.1 内部总线规则
内部总线需避免任何影响传输延迟的不确定因素,另外,还需考虑到各总线模块处于不同的时钟域,相互之间的时钟相位抖动对于实现高速、精密传输延迟的数据传输是一个障碍。内部总线基于以下规则定义:
(1)运动控制卡和激光计数卡都作为从节点,内部总线主控是唯一的主节点。
(2)主节点提供总线控制信号,而从节点在控制信号作用下执行数据传输。虽然总线上未传输同步时钟,但总线控制信号基于同一内部时钟触发,数据传输过程中不涉及握手。
(3)通过地址线来寻找数据发送方。每个总线周期中,如果地址线高4位和从节点所处的VME槽号相符,则该节点被选中作为数据发送方,而余下节点作为数据接收方。
基于以上规则,内部总线数据传输完全根据总线主控提供的时序进行,地址线包含了对数据发送和接收方的定义。每个周期中,总线节点身份由地址线确定,避免了总线控制权更迭时的握手,以及数据传输优先级或传输抢占等问题。总线控制信号来自同一个时钟域,从节点仅响应控制信号,可忽略节点间时钟相位差影响。
2.2 分布式数据交互
采用分布式数据存储结构来实现并行架构中的数据存储和交互,图2所示为分布式存储区地址映射。存储区组织规则如下:
(1)每个MC持有一个私有的存储区间,且区间的基地址与其所在的VME槽号相关。如安装在第2槽的MC持有0x2000~0x2fff的存储空间,而激光技术卡持有0x0000~0x0fff空间,则16个存储空间分别被分配给了激光计数卡、MC及IBMC。
(2)每个MC能在私有空间执行读或者写操作,也可以对其他空间仅执行读操作。
(3)所有板卡上的分布式存储区拥有一致的地址映射关系。
根据内部总线的地址线寻址规则,由存储区地址映射来确定各板卡在VME机箱中的安装位置。内部总线主控处于第15槽,而激光计数卡被安装在第0槽,运动控制卡从第1槽开始按顺序安装。如果存在多块激光计数卡,则采用虚拟地址的方式,通过设定锁存(LAB_Latch)和输出使能(OEn)信号与地址线(Addr)的逻辑关系,使安装在其他槽的激光计数卡也能被正确访问。
下面以对激光计数卡的访问为例,说明基于内部总线的数据交互方式。如图3所示,BTC(bus timing ctrl)模块完成内部总线对分布式存储区的访问,每个运动控制卡内部有着同样地址映射存储区。激光测量数据被配置在0x0000~0x0fff地址区间,当总线周期中寻址地址符合时,激光计数卡的地址选择器(addr selector)确认当前访问有效,则对应的激光测量数据被输出到总线,而各运动控制卡将数据存储到各自存储区0x0000~0x0fff中的对应地址空间。图4a、图4b所示为第1运动控制卡和第2激光计数卡被选中时的内部总线传输周期时序。
每个并行计算周期仅仅需要一次数据交换,通过数据传输序列来实现。数据传输序列由若干个内部总线周期构成,每个周期完成32bit的数据传输。当数据传输序列中总线地址被遍历,则当前并行周期数据传输已完成,所有分布式存储区中的数据已被刷新,整个过程不需要DSP软件参与。
(a) (b)
3 并行计算周期规划与同步机制
3.1 扫描运动同步
同步扫描运动要求硅片台和掩模台在同一设定时刻,以严格稳定的比例扫描速度到达预先定义的扫描开始位置。由于采用并行计算架构,控制算法在不同的运动控制卡中运行,相互之间并不能保证时间上的同步,因此,采用了状态同步的控制策略,使运动控制卡基于同一个隐性时间轴基准同步动作。
典型的单次扫描运动状态同步如图5所示,将工作台运行的状态划分成Start(对应轨迹加速段)、Scan(对应匀速扫描段)和Stop(扫描结束减速段),该同步状态由内部总线主控输出,每个并行计算周期在内部总线上广播一次,以同步所有的运动控制卡运行状态。Tp1、Tp2分别为硅片台、掩模台从静止加速到扫描速度的时间,考虑到工作台不一致的物理特性,加速时间并不一致。Tp为系统谈判所确定的同步扫描运动最小准备时间,则硅片台、掩模台的等待时间分别为(Tp-Tp1)和(Tp-Tp2)。同步时刻S1,运动开始,工作台执行内部定时(内部定时时间以并行计算周期为最小时间粒度),以渡过各自的等待时间,而后执行加速运动,并在U1时刻同步达到扫描速度,系统同步状态切换成Scan,工作台执行同步扫描运动,到T1时刻,工作台同步减速,至整个运动结束。
扫描状态的同步以并行计算周期的时间为最小时间粒度,其时间计算以并行计算周期的整数倍进行。基于以上同步扫描机制,使得分布式运行的多轴扫描运动算法取得了时间轴同步基准。
3.2 并行计算周期内同步规划
并行计算周期分为数据传输段和并行计算段。数据传输段将执行数据传输序列,按照先后顺序分别传输运动控制卡错误信息、运动控制卡间的交互数据、激光位置测量数据和同步状态;而后,并行计算段开始,如图6所示。
针对激光测量数据的同步采样需求,采用的策略是同步锁存,顺序读取。如图6所示,当内部总线地址寻址0x0000~0xffff中的有效空间时,同步锁存信号(LAB_Latch)有效,所有轴的测量数据在采样时间中保持锁存。随着数据传输序列的进行,各轴的激光位置测量数据虽然依次输出,但都来自同一时刻,同步锁存的误差仅仅来自于VME底板的信号传输抖动。
同步触发信号保证了运动控制卡中的并行计算周期按照同一规划进行。如图6所示,同步触发1产生于数据传输序列开始时刻,上个周期的计算结果被同步输出,处理器仅能进行非数据敏感计算;同步触发2产生于数据传输序列结束时,并行计算被同步启动。同步触发1和2交替出现,使得每个并行计算周期内处理器有了严格的同步时序基准。在内部总线数据传输序列中,激光测量数据采样和传输同时实现,为了保证当前为最新的测量数据,该数据被序列最末传输,最接近并行计算的启动时刻。
4 实验及分析
4.1 数据传输和同步触发测试
实验平台如图7所示,运动控制卡和内部总线主控(IBMC)为自制板卡,上位机采用PowerPC(GE VG5 Dual PowerPC-7457),示波器为安捷伦MSO7032A,采样率2×109次/s。VME底板为VME64ex 6U底板,原底板对P2口保留引脚,无连接关系,自定义了内部总线底板,安装在VMEVME64ex 6U底板背后,以建立IB总线信号连接,设定IB周期为100ns(图4中t9)。
图8a所示为线性拟合的总数据传输延迟(Ttl_all)与数据传输序列长度(Ld)曲线,处理器数目为5,单个数据传输延迟(Ttl)为100ns。拟合结果如下:误差平方和(sum of squared error,SSE)为1.19×10-5,均方差(root mean square error,RMSE)为0.001 992,R2为1。图8b所示为不同处理器数量下的Ttl测量值曲线。Ttl_all与Ttl分别是完成整个数据帧传输和完成一个32bit数据传输所耗费的时间。从测试结果可知,Ttl值足够精确,在恒定的Ld下,数据传输序列延迟可精确计算。内部总线数据传输能达到的稳定带宽为320Mbit/s,速度瓶颈在于VME底板的电信号传输性能,数据传输性能并不受处理器数目增多的影响。
(b)Ttl与N的关系曲线
图9所示为同步触发信号时序误差,图9中信号1和2分别是位于第2槽和第4槽的运动控制卡所产生的同步周期触发波形,同步误差约为950ps,和总线信号在底板不同的传输距离相关,进一步的测试中,该同步误差随着板卡安装距离的增大而增大,但总体误差不超过3ns。当然,实际的同步误差应该包含各处理器对中断信号的响应不一致带来的误差。即便如此,同步触发时序误差依旧在纳秒级别,满足系统同步要求。
4.2 应用实例
采用本文讨论的并行计算架构,实现硅片台和掩膜台的同步扫描运动。两个工作台都采用大行程直线电机和微动洛伦兹电机构成的双层台结构,空间六自由度精密运动。直线电机安装在与大理石平台振动隔离的基座上,采用气浮轴承导向支撑及单边气浮导轨驱动,短行程洛仑兹电机则安装在微动承片台上,微动承片台也采用气浮支撑结构,安装在高平面度的大理石平面上。采用激光干涉测量系统测量构成超精密的闭环反馈控制。表1所示为工作台的同步运动实验结果。图10所示为工作台位置误差曲线。
(b)
5 结论
(1)多DSP并行计算架构适用于多轴精密同步运动控制。
(2)基于内部总线的数据传输服务能到达到320Mbit/s的稳定带宽,数据传输延迟误差在纳秒级,且传输性能不受处理器数量影响。
(3)针对多轴精密同步需求,设计扫描运动同步和并行计算周期同步规划,确保了精密运动控制算法的有效运行。
(4)基于内部总线的同步触发信号误差限制在纳秒级,是整体同步机制的实现基础。
(5)不足。此并行架构建立在以下假设之上:数据传输需求明确,在伺服计算周期中仅需进行静态源和目的地址的数据传输;另外,受制于标准VME机箱的槽数,无法支持更多数量的并行处理器。
精密同步 篇6
近年来, 随着TD-SCDMA技术的逐步成熟, TD-SCDMA网络开始大规模建设。由于TD-SCDMA标准采用的是TDD模式, 对现网的时钟同步和时间同步提出了较高的要求。
因此, 中国移动将在全国范围内, 以本地网为单位, 新建TD时间同步系统的高精度时间服务器, 通过城域传送网PTN网络将1588V2时间传送至TD基站, 用以解决TD基站安装GPS卫星接收天线的困难, 提供满足TD基站切换要求的1.5us精度的时间同步信号。时间服务器的时间源采用北斗/GPS双模, 以北斗卫星作为主用, GPS作为备用。
2 我国时间同步网现状
目前中国移动已经在全国31个省的省会城市分别建设有1台时间同步服务器, 通过GPS来获取UTC基准时间信号;通过NTP接口, 经IP承载网向业务网元提供UTC基准时间信号, 主要为彩信、WAP、IT、支撑等系统等提供基准时间信号;目前各点独立运行, 未成网, 对GPS依赖性高。在城域范围内可提供100毫秒 (0.1秒) 级的时
间同步精度, 无法满足TD-SCDMA对高精度时间同步要求。
TD基站现有时间同步方案存在的问题:
目前TD基站采用GPS卫星接收系统作为时间同步源的方式, 这种方式存在以下几方面问题:
(1) 安装选址困难:TD基站的安装位置千差万别, 望空角度不足, 室内站更加突出;
(2) 施工难度大:GPS天线对安装环境有特殊要求, 长距离下GPS需要增加放大器或天线馈线较粗;
(3) 失效率高, 维护困难, GPS故障率超过1%;
(4) 可维护性差:GPS失效无法远程维护需要现场硬件更换;
(5) 有安全隐患:战争情况下GPS可能被关掉, 从而造成整网的瘫痪。
由于现有的TD基站时间同步解决方案存在上面阐述的诸多问题, 为解决上述工程困难, 急需采用替代的解决方案, 满足基站的时间同步需求。
3 基于IEEE 1588V2精密时间协议的时间同步方案
3.1 IEEE 1588V2精密时间协议概述
IEEE 1588v2是网络测量和控制系统的精密时钟同步协议标准, 基本功能是使分布式网络内的最精确时钟与其他时钟保持同步, 它定义了一种精确时间协议PTP (Precision Time Protocol) , 用于对标准以太网或其他采用多播技术的分布式总线系统中的传感器、执行器以及其他终端设备中的时钟进行亚微秒级同步, 可实现频率同步和时间 (相位) 同步。
3.2 IEEE 1588V2精密时间协议原理
1588V2通过记录主从设备之间事件报文交换时产生的时间戳, 计算出主从设备之间的路径延迟和时间偏移, 实现主从设备之间的时间同步。
1588V2报文分为两类:事件报文和通用信息。事件报文是时间概念报文, 进出设备端口时需要打上精确的时戳, 而通用报文则是非时间概念报文, 进出设备不会产生时戳。1588V2协议实现过程如图1所示。
1588V2协议实现过程主要分为四步:
(1) 主端发Sync消息给从端, 从端接收后记录该消息到达时间t2, Sync中同时包括其离开主端时的大约时间t1';
(2) 主端发起Follow_Up消息, 其包含前一个Sync消息离开主时的精确时间t1, 从端收到Follow_Up消息之后记下t1;
(3) 从端的PTP协议应用层发Delay_Req消息给Master, 从端记录Delay_Req的离开时刻t3, 主端记录其到达时间t4;
(4) 主端通过Delay_Resp消息把t4发给从端。此时从端知道Delay_Req消息的发送时刻t3和接收时刻t4, 及Sync消息的发送与接收时间t1 (t1') 、t2。
经过上述时间戳消息应答过程之后, 可得到如下的计算公式:主从时间差=A=Offset+MS_Delay=t2-t1 (t1') (1)
从主时间差=B=SM_Delay-Offset=t4-t3 (2)
假设主从之间链路时延MS_Delay等于从主之间链路时延SM_Delay, 则在从可以得出:
主端和从端间不断发送PTP协议, Slave端根据Offset修正本地时间值, 使之同步主端时间。
1588V2协议在时间同步过程中支持一步法和两步法, 一步法无Follow_Up信息, 计算时采用Sync中的t1';而两步法采用Follow_Up信息中的t1信息, 相对一步法的t1', 该t1更精准。
3.3 组网方案
由于传统的SDH传输网络已经不能够适应TD-SCDMA这种高带宽、高速率的需求, 以分组传送网PTN实现这种多业务突发模式是移动传输网的一个主要方案, 并已经开始在移动城域传输网络中大规模的建设。
而利用PTN网络的开放性, 在该网络中运行的1588V2协议不仅可以实现业务传输, 还能实现网络时间同步信号的传递, 满足中国移动不同制式无线网络对时间同步的要求, 有效地降低了系统设备投资和工程的安装维护费用。
对于支持1588V2协议的时钟节点设备, 根据其对时间包的处理方式不同分为三种主要类型:
仅有一个物理接口同网络通信, 既可作为Grandmaster Clock (用作整个网络的时间源) , 也可作Slave Clock (作为时间终端, 恢复时间和频率) ;
相当于时间的中继器, 是OC两种类型的混合体, 既可以恢复时间和频率 (端口状态为Slave, 每个BC只能有1个) , 又可以作为时间源往下游传递时间 (端口状态为Master, 可以有多个) ;
透传模式, 它转发所有PTP消息, 并测量PTP事件消息经过该设备的驻留时间, 并进行修正。
综上所述, 对于具有1588V2协议的传输设备来说, 其组网模式就有以下三种:分别是OC、BC、TC。
对于OC组网模式:OC适应于首末端节点, BC是中间节点, 原理基本一致, 需要频率和时间同步。
对于BC组网模式:每节点设备均对1588V2协议进行解析, 恢复出时间, 将其继续传到其他节点, 同步效果好;BC设备支持BMC算法, 时间链路可靠性较好;但此模式下需要逐级恢复时间, 设备实现比较复杂。
对于TC组网模式:中间网元为TC模式, 首末节点需要为OC或者BC
(1) 每设备节点均不解析1588v2协议, 不用恢复时间, 只需要计算每站点驻留时间。
(2) TC不支持BMC算法, 每站点不做时间更新, 时间路径可靠性较差, 同步效果一般;
(3) TC设备需要处理来自上下游BC、OC设备的报文, 占用一定开销;
因此, 当1588V2应用在PTN网络中时, 应综合考虑本地区网络现状, 选择最佳组网方式, 因地制宜。
3.4 网络构成
TD时间同步系统由四个部分组成:时间源、高精度时间服务器、PTN传送网络和TD基站。其连接关系如图2所示。
该时间同步系统输入为两路, 一路是从北斗接收机或GPS接收时间及频率信号, 另一路从BITS引入频率信号输入高精度时间服务器, 作为备用。高精度时间服务器输出时间信号至PTN设备, 接口采用1588V2接口和1PPS+TOD接口。通过时间服务器1588V2接口、1PPS+TOD接口向本地支持1588V2协议的PTN网络注入高精度时间信号, 向TD基站传送高精度时间同步信号, 以满足TD基站的时间同步要求。
4 工程应用中的注意事项
(1) 1588V2时间同步前提是首先完成频率同步, 目前PTN设备实现频率同步现在有两种方式, 同步以太和1588V2 PTP频率同步。
同步以太网频率同步方案成熟可靠, 但如果要求设备既支持同步以太网, 又要支持1588V2, 和时间同步方案分别使用两个管理平面;而采用1588V2 PTP频率同步方案, 虽然和时间同步方案使用同一管理平面, 但对设备的要求完全依赖1588V2协议的支持能力, 可靠性差, 应首选以太网同步方案。
(2) 由于1588V2协议本身要求双向系统的光纤是对称的, 为了保证时间精度, 故在实际PTN网络传递时间同步信号时, 需逐段进行光纤对称性测试, 如果传递时间同步的链路双向光纤不对称, 需在PTN设备内设置光纤补偿模块以保证时间同步的精度。在时间服务器和PTN设备之间, 采用1PPS+TOD相连的端口, 需在PTN端口上对此段连接进行时延补偿。
(3) 由于现有时间服务器接口限制, 时间服务器仅能提供有限套数PTN设备使用, 对于多于指定套数的PTN设备的节点, 工程上建议可选用主要组环用的PTN引接, 对于其它的可采用PTN之间串接方式。
结束语
IEEE1588V2源自于工控与测量领域, 在该领域已得到了广泛的应用。利用1588V2协议实现PTN网络的时间同步是1588V2技术的一种应用移植, 也是未来中国移动承载网研究和发展的一个重要方向。除了1588V2技术所要达到的时间传递精度外, 还有许多诸如网络支持的节点范围、非对称光纤链路的时延计算与补偿、网络OAM等问题需要解决。