时间同步信号（精选7篇）
时间同步信号 篇1
1 引言
中国移动多媒体广播(China Mobile Multimedia Broadcasting,CMMB)是我国研发的具有自主知识产权的数字多媒体广播标准。CMMB通过卫星和地面转发系统,实现天地一体的大面积广播覆盖,即通过卫星进行大面积广播覆盖。而对于卫星覆盖的阴影区,则采用地面转发系统对信号进行增补,并采用独立的分发信道向地面转发系统分发广播信道数据。用户可以通过移动终端接收多路音、视频广播业务。
在地面转发系统与卫星的组网中,最关键的问题就是时间同步。为此,CMMB在卫星分发信道中采用了将时间同步信号以扩频弱信号的形式叠加在数据信号上的方案[1]。地面转发系统通过与同步信号进行同步,在指定的时间对数据进行OFDM调制和转发[2],实现与卫星广播信号的时间同步。
为了避免影响对数据信号的解调,叠加在其上的时间同步信号的功率仅为数据信号的1%。然而对于时间同步信号来说,数据信号是一个强度超过20 dB的干扰。如何在强干扰的环境下完成与同步信号的同步,并解调出时间信息,是地面转发系统实现的关键。
2 CMMB卫星分发信道
在CMMB的卫星分发信道中,数据信号承载的是广播信道OFDM调制之前的数据。数据按照逐时隙、逐频点的顺序组成分发数据包,并按照GB/T 17700-1999标准进行调制[3]。数据信号的2个支路X,Y与系统时钟同步,且速率值与系统时钟的频率值相同。
时间同步信号的2个支路TX,TY为两路扩频信号,所使用的扩频序列为二进制伪随机序列PN1和PN2。PN1由图1所示的伪随机序列生成器产生,生成多项式为x13+x4+x3+x+1,移位寄存器初始值为0110101010010,循环周期为P1=213-1。类似的,PN2的生成多项式为x18+x17+x16+x13+x12+x10+x8+x6+x3+x+1,移位寄存器初始值为011010101001010101,循环周期为P2=218-1。PN1和PN2序列生成器的移位时钟与系统时钟同步,且频率值相同。
扩频信号通过异或的方式产生。PN1与编码后的时间信息异或生成TX,每个PN1循环周期调制1 bit时间信息。PN2上的调制信息保留,PN2与比特“1”异或生成TY。从系统零时刻开始(对应PN1和PN2移位寄存器状态均为初始值的时刻),每个系统时间循环周期内调制(218-1)bit时间信息,共分为1 024个时间信息编码帧。
同步信号(TX,TY)叠加在数据信号(X,Y)上进行星座映射,生成分发信道的基带I,Q信号,如图2所示,其中比特顺序为X Y TXTY。
3 时间同步信号解调
时间同步信号的解调结构如图3所示。其中最关键的模块有同步捕获、整数频偏估计、分数频偏估计、同步跟踪和频偏跟踪。
3.1 同步捕获与初始频偏估计
系统启动后,由于输入的采样信号可能位于信号的任何位置,而不是扩频序列的起始位置,因此需要进行同步捕获。
对采样信号进行频偏预补偿
其中,△fsys为系统时钟频率,频偏预补偿值△fpre可以任意选取。
以2P1点为窗长,在频偏预补偿后的采样信号中滑动,抽取出1个采样信号序列ri(k),k=0,1,…,P1-1,i=0,1,…,P1-1。将ri(k)与本地同步序列PN1(k)相乘
并对其末尾补零后进行(P1+1)点的快速傅里叶变换
计算Si(j)的峰值功率Ppeak(i)和平均功率Paverage(i),检测是否有频域相关峰存在。设定合适的门限,若最大峰均功率比大于门限,则认为捕获到采样信号的同步位置[4]。
否则更换一个频偏预补偿值,重新进行同步捕获。
由于信号的载波频率和系统的下变频频率之间可能存在着偏差,因此还需要进行频偏估计和补偿。
整数频偏值可以由同步捕获中SI(j)的峰值位置得到[5]
根据整数频偏估计的结果,对同步后的采样信号序列rI(k)进行整数频偏补偿得到rI′(k)。将其末尾补零后分成2段,分别与截短的本地同步序列PN1(k)进行互相关
对相关值进行前后自相关,分数频偏值可以由自相关值的相位得到[6]
初始频偏值为频偏预补偿值、整数频偏值、分数频偏值之和。根据初始频偏值,对采样信号进行频偏补偿。
3.2 同步跟踪与频偏跟踪
在系统工作过程中,由于受到A/D采样频率偏差等因素的影响,采样信号的同步位置可能发生漂移,因此需要进行同步跟踪。
以2P1点为窗长,在采样信号的同步位置前后m(t)点滑动,抽取出1个采样信号序列ri(k),k=0,1,…,P1-1,-m(t)≤i≤m(t)。m(t)与距离上一次同步跟踪或同步捕获的时间间隔t成正比。将ri(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关
计算s(i)的峰值功率和除峰值以外的平均功率,检测是否有时域互相关峰存在。设定合适的门限,若峰均功率比大于门限,则认为跟踪到采样信号同步位置的偏移[4]
根据同步位置的偏移,对A/D采样时钟的频率进行动态调整,实现与系统时钟的精确同步。对PN2序列的同步跟踪与此类似。根据同步位置,可以找到系统零时刻,并对采样信号进行解扩、均衡、解码等处理,解调出时间信息。
由于受到温度变化等因素的影响,载波频率的偏差也可能发生变化,因此还需要进行频偏跟踪。
根据同步跟踪的结果,将2个相邻的同步后的采样信号序列rI0(k)和rI1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关
对互相关值进行前后自相关,并计算自相关值的相位θ,频偏跟踪值可以由相限翻转后的相位得到[6]
根据频偏跟踪值,对频偏补偿值进行动态调整。
4 实验性能与分析
在不同信噪比的卫星信道环境下,同步捕获和同步跟踪的峰均功率比如图4所示。考虑到噪声和干扰的峰均功率比通常在11 dB以下,设定同步捕获和同步跟踪的门限为11 dB和12 dB。该条件下同步捕获和同步跟踪的错误概率如表1所示。可以看出,同步捕获和同步跟踪具有较强的可靠性。当信噪比大于6 dB(低于数据信号的解调门限)时,同步的错误概率已经可以趋近于零。
初始频偏估计和频偏跟踪的方差如图5所示。可以看出,初始频偏估计的方差落在频偏跟踪的范围内。且频偏跟踪具有较高的准确性,当信噪比大于6 d B时,频偏跟踪的方差可以控制在40 Hz以内。该量级的载波频偏可以完全由均衡来对抗,从而保证时间信息的正确解调。
5 小结
提出了一种用于CMMB地面转发系统的时间同步信号解调方法,并对其中同步捕获、同步跟踪和载波频偏估计等关键算法进行了详细阐述。实验结果表明,该方法具有较高的可靠性和准确性,可以很好地满足系统的需求。
摘要：提出了一种用于CMMB地面转发系统的时间同步信号解调方法,并详细阐述了同步捕获、同步跟踪和载波频偏估计等关键算法。实验结果表明,该方法具有较高的可靠性和准确性,可以很好地满足系统需求。
关键词：移动多媒体广播,地面转发系统,时间同步信号,扩频
参考文献
[1]GY/T220.9-2008,广播电影电视行业标准移动多媒体广播第9部分:卫星分发信道帧结构、信道编码和调制[S].2008.
[2]GY/T220.1-2006,广播电影电视行业标准移动多媒体广播第1部分:广播信道帧结构、信道编码和调制[S].2006.
[3]GB/T17700-1999,卫星数字电视广播信道编码和调制标准[S].1999.
[4]SIMON M,OMURA J,SCHOLTZ R,et al.Spread spectrum communications handbook(revised edition)[M].New York:McGraw-Hill,1994.
[5]LUISE M,REGGIANNINI R.Carrier frequency acquisition and tracking for OFDM system[J].IEEE Trans.Communications,1996,44(11):1590-1598.
[6]KELLER T,PIAZZO L,MANDARINI P,et al.Orthogonal frequency division multiplex synchronization techniques for frequency-selective fading channels[J].IEEE Journal on Selected Area in Communications,2001,19(6):999-1008.
时间同步信号 篇2
由于变电站的设备非常多,运行程序比较复杂,因而对时间的同步性要求较高,任何一个节点出现时间不同步的情况,都对电力系统的整体运行造成影响,甚至是引起电力系统的瘫痪。所以,电力系统的时间同步系统成为了研究热点。目前,大多数的时间同步系统的同步时钟源都为GPS,它是当前技术最成熟和应用最广泛的授时定位系统,其授时应用的研究也很成熟。但是如果单一使用GPS授时也存在一定的问题。因为GPS是美国研制的,所以它受美国的国防部控制,在遇到干扰时,不能正常接收信号,导致其工作受阻,因此,如果单一使用GPS作为时间同步的标准,一旦出现上面的情况,不能实现系统的时间同步,所以,结合电力系统时间同步的技术规范,我们在电力系统的时间同步系统中引入了北斗星系统和IRIG-B信号,解决电力系统存在的时间同步问题。
1时间同步系统的整体设计
目前变电站和电力系统对时间同步系统的要求很高,所以为了提高时间同步系统的可靠性,本文设计了基于GPS/ 北斗卫星 /IRIG-B的多信号源的时间同步系统。以GPS和北斗卫星作为无线时间的基准信号输入,以IRIG-B作为有线时间的基准信号输入的冗余切换时间同步系统,这样可以在确保系统的可靠性和安全性的同时,实现了整个系统的时间同步。基于GPS/ 北斗卫星 /IRIG-B的多信号源的时间同步系统的整体结构图如图1所示。
如图1所示,GPS、北斗和IRIG-B都作为时间信号,并将它们进行解码,转换成标准的时间格式,然后将这些时间进行比较,选取最优的信号作为时间信号源,显示和输出系统中授时设备需要的时间信号。因此,在设计时,一定要确定系统的运行速度。GPS信号和北斗星信号的格式相差不多,其接收模块输出的信号为串行时间信号和脉冲信号。串行信号中的卫星状态标志和时间数据被设计的时间同步系统提取,然后根据设定的格式对时间数据进行相应处理,并输出到相应的设备上 ;外部按键设置及卫星状态标志均选择冗余信号源作为输入信号和报警信号。B码信号因为和以上两种信号的格式不同,所以,需要对其另外进行设计,采用单独的开关门信号及计数脉冲来提取脉冲信号、状态信号及时间数据。
当设备在无法获取某一个或多个时间信号时,能够按照事先确定的切换逻辑,选择一个可用的、当前最佳的时间信号作为基准时间源,当装置获取到质量更好的时间信号时,自动将基准时间源切换到质量好的时间信号上,从而保证设备始终工作于时间质量最好的信号源上,完成冗余授时的切换。
2系统硬件设计
2.1芯片与模块的选型
当前很多卫星同步钟的处理芯片为FPGA和单片机,处理信号源数据。因此在本系统中也选用FPGA作为主控芯片,可以同时分析三个信号输入的时间数据,并且还能提高响应速度,输出信号接口利于扩展。选用选用Altera公司Cyclone IIEP2C35F672C8型号的FPGA作为系统主控芯片。
2.2双模接收天线
由于本系统需要接收北斗信号和GPS信号,所以为了节约成本,减少工作量,所以采用北斗GPS双模接收天线,在一个天线罩内同时安装两个天线头,接收双频信号,接收的频率分别为1575.42MHz和2491.75MHz。信号合路之后通过馈线和设备相连,传输至FPGA芯片进行信号处理,确保授时精度。
2.3时间同步系统主时钟
本系统中的时间同步时钟选取西安骊天电 子科技有 限责任公 司MH—200GPS/ 北斗 /B码标准同步时钟 . 其技术指标如下 :
电源 :直流 / 交流自适应(110 ~ 250V直流 ;95 ~ 265V交流)。
1“北斗”卫星 特性 :首捕时间≤2s ;失锁重捕时间≤1s ; 定时准确度≤100ns ;“北斗”天线的馈线长30m(可定制到40 ~ 180m)。2 GPS卫星特性 :可同时跟踪12颗GPS卫星 ;数据重现时间 :冷启动≤40min,热启动≤20s ;接收频率1575.42MHZ ; 阻抗50欧 ; 天线射频灵敏度 -166dbw ;1PPS秒脉冲定时准确度≤50ns ;定位精度10m ; GPS天线的馈线长30m(可定制到40 ~ 180m)。IRIG B时间码:B(DC)码RS422接口;B(AC) 码,调制比3:1, 幅度0 ~ 10VP-P可调,阻抗600Ω, 典型值8VP-P, 平衡输出 :B(DC)码同步准确度小于1μS ;B(AC)码同步准确度小于8μS。
PTP校时 :主时钟 / 从时钟 :1微妙。NTP授时 : 城域网 :≤50m S ;局域网 :≤1-10m S。
3系统软件设计
3.1 GPS/ 北斗授时功能模块设计
主要实现GPS和北斗的授时功能,用VHDL语言在FPGA中实现各个功能模块的编写、测试。
1 UART串口模块
模块中输出的GPS和北斗信息主要是秒脉冲和串行信息两种。在使用FPGA时,需要编写一个串口通信的模块,将有用的时间数据提取出来。
2 GPS数据提取模块
GPS导航设备的行业内统一的RTCM标准协议。此协议使用ASCII码,其串行通信默认参数为 :数据位8bit,波特率4800bps,停止位1bit,开始位1bit,无奇偶校验。$GPRMC格式如下 :
$GPRMC,<1>,<2>,<3>,<4>,<5>,<6>,<7>,<8>,<9>,<10>,<11>,<12>*<13>
其中,语句 <1>---- 为时分秒信息 ;语句 <2>---- 为定位的状态信息 ;语句<9>---- 为日月年等。以上信息为UTC时间,我国使用东八区时间,需加8小时才能成为北京时间。
3 GPS数据提取模块设计
根据上述分析,我们只需提取其中的<1><2><9> 即可,而其它数据无需关注。本模块输入为ASCII码,输出的数据为并口的二进制数。
4数据处理模块
数据处理主要包括三个方面 :时区转换处理、秒加1修正处理和PPM、PPH处理。首先时区处理 :在UTC时间上加8小时成为北京时间 ;秒 +1处理 :GPS接收机输出的时间是NMEA0183格式的UTC时间,而经串行接收处理的是前面时刻发生的数据,需要以此时间为基础进行 +1秒处理,得到下一个要输出的时刻 ;最后是1PPM、1PPS、1PPH处理 :电力系统脉冲校时是一个重要的手段,需要响应的同步处理。
3.2 IRIG-B授时相关功能模块设计
1 IRIG-B数据提取模块
对B码解码提取相应报文,其关键问题是如何识别对码元。首先是识别脉冲基准码元的识别,提供基准脉冲,然后再根据不同的码元宽度比如5ms或2ms,提取出相应的编码时间信息。
2 IRIG-B数据处理模块
B码授时对数据进行处理主要是将数据转换成年月日时分秒的格式。在B码中,没有直接给出月份,因此,只需时间修正和日期转换的处理。B码中时间修正和上述的GPS、北斗授时类似 ;此外,天数转换成日期后,数据将使用高低两个BCD码表示。
4时间同步系统的冗余配置
为了实现时间同步系统同步网冗余方案,需先对PTP网络进行配置。本系统定义了Master状态、Standby状态、Backup状态、Substitute状态的配置,方案如下 :(1)Master状态 :当时钟对时主机服务器的GPS/ 北斗 /B码接收机工作正常时,选择主机服务器作为PTP系统根时钟对全站进行精确时钟同步。(2)Standby状态 :如果根时钟的授时出现问题,监控中心就会迅速启动PTP时钟同步网冗余系统,切换到时间同步系统的备用根时钟,实现全网时间同步,根时钟恢复后,继续采用根时钟精密授时。(3)Backup状态 :该状态下,如果根时钟和冗余备用根时钟同时出现问题,监控系统发出警报。利用冗余网络实现电力系统的时间同步,直到恢复正常。(4)Substitute状态 :主通信网络不能正常工作,启动备用网络,也就是Substitute状态,利用备用网络实现电力系统的时钟同步,同时发出警报。
5结束语
和传统的时钟同步系统,本系统的稳定可靠性较高,本系统处于初步设计阶段,需要对系统不断进行维护,强化系统功能。
摘要：随着科学技术的发展,变电站也逐渐向智能化发展,开发时间同步系统,可以有效避免系统时钟偏差所造成的损失,提高了变电站运行的可靠性,从而促进了智能电网的发展。本文设计了基于GPS/北斗卫星/IRIG-B的多信号源的时间同步系统。
时间同步信号 篇3
基带视频信号占据了电视制作领域的核心, 在这里我们所追求的是信号质量和低延时量。从黑白信号和彩色复合视频到今天的多种多样的SDI信号, 这些格式组成了电视系统的基础。即便随着为了存储和分发而生的压缩系统的出现, 基带信号仍然成为现场电视制作运营传输的首选。
基带电视系统天生就是与同步锁相分不开的。因此, 一个主同步信号需要分配给系统内的设备从而使它们的输出同步。每个设备都被“同步”到与整体系统一致, 如此才能保证诸如切换、混合、键控等操作正确无虞。模拟黑场信号作为系统同步信号已长达50年之久。甚至SDI信号的诞生也无法改变其作为同步基准的主导地位——因为它功能丰富、容易部署、价格低廉, 实在是不二之选。
在早期的电视系统, 很显然需要将信号源如摄像机进行同步从而保证下游设备在它们之中切换时不会导致画面被破坏。为了实现这一点, 一个演播室需要一个主脉冲信号发生器为每台摄像机提供同步脉冲信号。这些信号是很基本的电视驱动脉冲信号如H和V同步、H和V消隐等等。这样同步后的摄像机的输出就可以进行切换和混合了, 也促进了特效、键控等功能的出现和发展。
然而在演播室之间进行信号切换成为了问题, 因为缺乏演播室间的信号同步。解决方案很简单, 就是送一路主同步信号到每个演播室去把所有信号进行锁定。接下来的问题就是台内信号和台外信号之间的切换, 比如转播车信号, 也需要进行同步。这样就需要传送大量同步信号给每个台内设备, 使得同步系统变得昂贵且复杂。同时, 设备电路的发展让台内系统与原来的摄像机切换台系统比起来变得越来越复杂和庞大, 因此我们需要更简单的同步解决方案。
大家知道NTSC或PAL制模拟波形信号包含所有的同步信息可用于信号的同步, 实际上也被作为同步信号而使用。它由高质量的信号发生器产生, 并且通过同轴电缆和模拟视频分配放大器进行传输与分发。当一个设备收到它时, 同步沿被分解加以锁定并驱动信号最后的生成。这种从设备去锁主同步信号发生器的方式意味着“主-从”同步锁相的时代的来临。
再看今天的视频设备, 信号由逻辑状态机产生。这些复杂的逻辑电路被用来计算像素、行、场等, 并提供给设备自用的计时信号 (如摄像机的成像器驱动信号和内存控制) 以及根据SMPTE标准输出信号。它们由一个基础频率晶振提供时钟, 这是一个视频格式的根本所在——比如SD信号的27MHz。一旦被这个时钟驱动, 系统将开始源源不断地生成信号。这个信号的相位是不确定的, 由系统初始启动时决定。
要把这样的设备锁定在外同步上, 需要两件事情——一个时钟 (时基) 和一个相位基准, 它们都可以从一个同步波形里获得。时钟实际上存在于每一个同步脉冲沿, 并且可以通过一个锁相环从波形中恢复出来。通常来说H同步用来锁定从设备的基础振荡器;当彩色电视信号时代来临时, 色同步常被用来进一步解决锁相问题, 使得一个从设备实现与主同步的锁定而不受噪波干扰。有了锁定的基础时钟, 从设备就可以输出与主同步一致的信号了, 但相位是不确定的。当然, 在SDI世界里这种被模拟复合彩色电视所要求的锁定已经不再需要, 因为同步信号接收端已经从复杂的同步头锁定转向简单的H锁定, 它已经提供了足够的功能。
为了让从设备输出与主系统相同相位的信号 (也与其他设备相同) , 这些信号发生器状态机必须互相锁定。这通常由简单地从相应同步信号垂直同步的时钟沿分解得出, 并用于重置信号发生器的逻辑。设计上通常让输出信号的时钟与基准信号的H和V一致, 并且提供了可调整的功能, 以像素 (最多一行) 和行 (最多一帧) 为步进, 来进行系统设置。
这套方案被使用长达数十年, 因为它成本低、稳定可靠、易于使用。即便是HD的到来带来了三电平同步, 黑场仍然是当今同步信号的统治者。同时, 系统还包含了其他的同步基准, 比如SMPTE 12M的时码和DARS, 每个都需要类似的树状分发结构。还有, 技术的发展和设备将电视系统与IT系统结合在了一起。典型的例子就是视频服务器和编解码器。这些设备连接了两个世界——且不仅限于这两大高端设备, 任何设备只要带有以太网口即便用于监控也利用了IT的架构——所有的报警、控制与管理都依赖于此。采用IT架构进行基准信号的分发将大大缓和系统的复杂性并带来网络系统的灵活性。
二同步信号与IT架构
随着IT技术在广播电视系统里的广泛应用, 寻找一个传统同步技术的替代者的意愿变得强烈。IT技术被人们熟悉因为它已经在我们身边无处不在。在一个被良好管理的媒体网络中, 包含上千个实时流是可能的, 但在显微镜下, 这些流是不稳定的, 并且不能传输一个所需要的高精度同步信号。一旦网络拥堵, 抖动将变得很大。因此这远不能满足广播电视系统对同步的要求。守时服务如NTP确实存在, 通过时间信息可以推算系统延时并且允许一定程度的守时精度 (ms级) 传输到从设备, 但对于视频来说精度还是不够。
基于NTP理论, 新的协议出现了, 为广播电视系统提供了需要的性能。IEEE1588标准定义的精确守时协议 (PTP) 就是这样一项技术用来通过以太网络将精确时间从主时钟系统传送到大量的从设备。主时钟发生器与网络设备以及最终的从设备交换时间信息。标准还提供了网络交换机与主设备和从设备交互的功能——这样主设备能与最近的设备交互 (从设备或者交换机) , 然后这些交换机再与下级设备交互, 依次下去。交互的功能是测量发送和停留的时间允许接收端进行校正。一个支持1588的交换机能够既被当做主设备也可以当做从设备。它可以被上游的主设备锁定时间, 利用它来锁定下游设备的时间。采用这种技术, 让交换机参与到守时中来, 精确时间的大型网络就可以搭建起来了。
采用守时方式作为信号基准成不是一个新理论了。至少有些设备制造商已经在内部结构上基于类似守时方式来设计了。这个结构的一个立竿见影的好处是采用GPS同步成为了简单明了的方式, 因为GPS的守时方式是相同的。GPS接收机携带不仅仅时间输出 (通常是在串口上有时间信息和逻辑信号“datum”此时之前发送的数据是有效的) , 还提供了源于GPS频率的基准。GPS时间, datum以及可选的时钟基准就可被信号发生器用来进行内部时间计数器的同步。同样, 时间计数器被用来生成信号。IEEE1588可以被认为是网络分发的GPS。实际上, 当系统主同步锁定在GPS上, 从设备将可以认为它们工作在直接锁定在主同步上。这实际上是一个比GPS更可靠地系统方案, 因为有多个主系统和不止一个网络可以使用。而GPS, 需要天空、气候的限制、无备份的空间因素都给这个系统带来了限制和风险。
写到这里, 一个系统由主时钟、多层的交换机和大量的从设备能够达到精确守时到数百ns, 这样的系统广泛用于机扑工程学和设备控制。但这种表现是不足以支持传统复合视频世界的, 那里需要亚纳秒的级别, 但足够应付SDI系统了 (ns级) ——精度够用且可以忍受微小的偏移。如果IEEE1588用于SDI同步设备并用于合成需要的时钟频率, 这种功能很容易被实现。如果1588中的时间数据翻译成视频信号项目, 那么就能成为基准同步系统。
三IEEE-1588与同步锁相
IEEE1588标准基于TAI守时技术。这项技术于1958年1月1日午夜开始计时 (TAI纪元) 。开始时TAI与UTC同步, 一段时间后由于地球自转闰秒被用来进行校正, 但UTC支持闰秒跳变而TAI则持续不断以线性方式计时下去。
IEEE1588守时协议由两个主要计数元素组成。其中一个是32bit整秒计时, 另一个是32bit的1GHz时钟计时, 即达到1ns精度的计时。当计数器达到10的9次方-1时, 归零, 整秒计时器增加1。两部分组成了一个跨度为136年以1ns为单位的计时方式。
实现精确守时的过程实际就是建立一个精确时基的过程。虽然协议里不包含频率的传递, 周期性的时间信息传到从设备后与本地时钟进行比较, 不仅仅是对本地时间进行校对, 还基于误差调整本地晶振。结果是随着时间的同步, 从设备的晶振也与主钟紧密锁在一起。
以此为基础, 如传统同步一样, 需要为信号同步提供两个主要的元素——频率和相位基准。1588的基准频率可以认为是1GHz, 但它无需为了守时而运行在某个特定的频率下, 只需要用在计时器保持与主钟的计时步调一致。现代科技支持任何所需要的频率都可以合成出来, 即使是直接使用1588的1GHz频率。
时钟锁定从设备只是同步任务的一部分, 建立一个绝对的相位基准同样很重要。这可以通过一项技术叫做“基准点对齐”来完成。这个概念的基础是建立一个“基准点”——这个时间上的一点决定了信号的相位。IEEE1588采用TAI基准点, 任何时间和日期都可以使用, 只要符合规范即可。比如, 可以定义第一场第一行的同步头的下降沿为基准点, 此时, 计时的数值是已知的。相应地, 对于下一个V同步, 该计数值是可以计算出来的。在从设备中, 包含对进行中的时间计数和计算出的下一个V (或任意感兴趣的事件) 事件值加以对比, 如果同时出现即生成一个定时边沿。此时, 信号发生器便重置到这个已知的状态, 即例子中的第一场第一行。因此, 如传统同步锁相一样, 输出信号的相位就确定了。系统如传统的blackburst同步锁相方式一样, 通过从主钟时基获取到的频率和通过计算得到的相位即可对信号进行同步锁相。
除了视频, 还有其他基准信号可能要用到, 比如DARS和时码。产生DARS与产生视频基准没什么区别。信号的相位所在基准点已经被定义, 持续地计算下一事件 (根据DARS波形的周期) 用来驱动信号发生器的重置。这里周期不再是视频的场频, 而是DARS的。如视频一样, 信号与基准点对齐, 在之后的任何时间只要相位确定, 就可以输出正确的信号了。
时码则有所不同。时码首先是精确的帧标记系统, 其次是被用作守时的工具。人们想出通过对视频帧使用特定的类似时间的标签加以标记来简化cue和编辑应用。
在50/25Hz系统里, 因为视频的场频和时码的运作与秒的关系为整数倍, 因此不存在错误积累问题。视频帧与时间戳能够准确对应。而在59.94/29.97Hz系统里, 视频和时码频率不是秒的整数倍关系, 而是运行在1.001 NTSC速率下, 这意味着时码和真实时间之间存在误差。通过NTSC的丢帧方式, 这个误差可以被尽量减小, 但不会被消除。在24小时后, 时码和真实时间仍然存在一个差量。因此, 在视频与真实时间对齐的时候, 时码并不是与真实时间一致。因此在NTSC环境里, 有一个非标准的操作即“每日定时方式”来消除每天的错误积累使其与真实时间一致, 通常是在午夜完成。这导致了时码的不连续性, 但经过40多年的使用, NTSC系统设备已经很好地处理并接受了这种方式。
从1588中生成时码很直接, 与合成视频的过程很像。时码值由1588中的时间计算得出, 包括闰秒值 (用来得出UTC) 和本地的时区偏置。另外, 某些地方强制的夏令时规则必须要考虑。这些变化都要根据不同的帧率系统进行相应处理。对于NTSC系统而言, 有必要让从设备知道“每日定时方式”的校对从而针对丢帧规则进行恰当的同步和锁相。
IEEE1588包含最基本的时间分发元素, 但某些广播电视特有的元数据, 如1001系统中的每日同步时间, 需要传送到从设备。1588中有一个机制, 允许制作根据应用的“profiles范本”。这些扩展数据与主数据一起作为协议的一部分来进行守时运转。这种机制可以用来传输其他应用的元数据而无需增加额外的传输协议。
从系统角度来看, 采用网络化的同步锁相带来很多好处。从成本与架构复杂度出发, 不再需要专用的树状分配系统给每个信号类型, 也就意味着节省了大量的电缆和用于安装分配器的机柜 (同时也减少了链路的崩溃点) 。更多地网络设备供应商则将1588加入到设备当中, 在用于媒体传送或控制外, 还能透传同步锁相信号而无需特殊的网络。通过网络提供和管理同步锁相架构, 还可以无缝管理其他的IP设备。冗余性则通过传统的网络保护技术:多台主钟可同时存在, 内部商定哪一台作为活动主钟而哪些是备份。
将会有一段过渡时期传统同步锁相与1588同时存在。而将新技术引入是可行的, 因为无需改变现有系统。但在新系统里, 两种同步锁相都会存在。我们希望看到设备生产商在设计新产品时将两种同步锁相都考虑进去, 而不仅提供一种。这种混合型产品将可以在两种方式中任选, 不管是传统同步还是网络同步。H和V定时控制在两个方式里没有区别, 使得信号能够与系统同步。
实现一个完美的解决方案还需要做几件事。现有的同步锁相系统正如它的连接方式一样, 内部是安全可靠的, 而网络传送的同步锁相则相对脆弱易受其他通信流量影响。需要引入安全性测量机制来确保不受干扰。冗余性管理技术需要进一步开发研究来确保同步锁相系统的稳定如同“板上钉钉”。闰秒也是一个问题。很多的经验还需来自媒体、控制、管理、报告和同步锁相在一起的网络, 了解它们是否以及如何对同步锁相信号造成影响是成功的关键。
我们在传统同步基准信号上已经走了很久, 也许比技术允许使用它们的时间更久, 不过确实使用一个现有的要比重新定义新的要简单。其他领域技术的发展为广电的改革提供了新的解决方案, 而我们的厂商则仅需要进行一点点改进, 距离新的时代只有一步之遥。新的替代同步锁相信号所基于的网络代表了材质上的进步, 并且不像过去的方法, 它自身的属性让未来支持新的格式、标准和信号变得更容易。或许更重要的是, 它带来了网络与基带领域的融合, 这是一个不可阻挡的趋势。是否今天的所有基带信号都会在未来变为网络的应用?或许现在没有人敢立刻下赌注, 但网络化的同步锁相信号或许就是一个开端。如果设备同时具有两种同步接口, 系统设计者就可以根据行业发展和技术发展的趋势构建更好的平台而无需背负传统同步的高成本、多限制的负担。随着基带向网络转化, 新的同步锁相将随时融入新的行业体系。
时间同步信号 篇4
目前的播出系统一般均以硬盘播出服务器为核心,在实际播出中,考虑到应急播出、外来信号转播等情况,末级还要采用信号切换方式,把各种播出信号接到矩阵或播出切换台。而采用播出矩阵的方式,后面还需要依次串入二选一和键混。
虽然送到播出系统的各路信号都是受同一个同步源同步的,但由于经过的线路距离较长,一般都会产生时基延迟,为了让各路信号到达播出系统播出矩阵时,相位同步到播出矩阵的同步信号,需要调整播出矩阵输入端的各路信号的时基,使其与矩阵同步的相位差落在允许的范围内,避免矩阵切换后的输出信号出现相位跳变。
本文所描述的相位调整适用于以下情形:
1)数字视频系统,视频信号以SDI形式传输,在模拟系统中,只要各系统已主从同步,同步相位的延迟对系统影响不明显。
2)采用播出矩阵,而不是播出切换台,播出切换台自带时基校正,主从同步之后,信号的同步相位误差一般不会超过切换台的锁定窗口,输入信号的相位延时进入切换台后会立即得到校正。
3)播出信号经过播出矩阵后还需要经过数字键混等设备,而数字键混有可能对输入信号的相位抖动敏感,信号切换瞬间出现画面拉丝,严重时无法进行台标、字幕等播出元素的叠加。
播出系统涉及设备较多,笔者选取了一些比较常用的设备说明相位调整的步骤。
1 测量方法
1.1 测试仪器的连接
这里使用泰克公司的WVR611A[1]作为测试仪器,测试仪的外同步输入接播出系统的同步,再把播出矩阵上空余的输出接一路到测试仪的SDI A输入,如图1所示。
注意该同步源的取得应参考播出矩阵的同步源,让这两个同步来自于同一个点,并尽量使这两根线有同样长度,同时播出矩阵输出到测试仪的视频线要尽量短,以减少人为引入的测量误差。
1.2 测试仪器的设置
可以选择WVR611A的区域“4”,将该区域选择显示“MEAS”,然后切换到全屏,如图2所示。
使用WVR611A进行时基测量很方便,上图中心的十字心代表基准信号的时基,圆圈表示输入信号的时基,当圆圈和十字心重合时,表示输入信号和基准信号时基一致。右边是垂直偏置和水平偏置的数值显示。在调整中,垂直偏置一定要调到0 Lines delayed,即时基误差不超过1行,水平偏置越小越好,但在实际应用中不是一定要到0μs delayed,在有些设备配置情况下,相位是无法调到精确一致的。
2 调整方法
下面按照信号来源分别进行同步相位调整的说明,对已经投入使用的系统进行调整时一定要注意安全,首先要确保安全播出,不能在设备使用时进行操作,可以选择当天节目播出结束后进行。最好在每一个信号调整完成后,记录一下改动的参数及数值。
2.1 硬盘播出信号的同步相位调整
生活资讯频道使用的是AVID的MediaStream播出服务器,该款服务器由MediaStream Server播出服务器、FSC文件系统控制器、Palladium 1000存储阵列和MSI接口系统组成。服务器安装完成后,大多数日常操作都可以在MSI操作界面上完成。下面介绍这种服务器解码板的相位调整步骤,以Play 1为例说明:
1)在MSI控制软件界面上窗口选择按扭区点击“Play1”,打开Play1解码通道的播放窗口,这一步操作会夺取Play1解码通道的控制权,也就是说,自动播控软件会因丢失该通道的联系而告警。
2)点击工具条上的“Insert”图标,打开文件选择窗口,选择几个服务器上的素材文件,确定退出后,回到Play1解码通道的播放窗口界面,解码通道当前状态是“Idle”,点击“Play”,当前选中的文件会开始播放,在调试时一直令该解码通道播放视频。
3)点击主选单上的“Cal”→“Horizontal Line Timing”,打开相位调整窗口,如图3所示。
4)先左右拖动“Coarse”滑块进行粗调,让WVR611A时基测量界面里的“水平偏置”一项显示最小,然后左右拖动“Fine”滑块进行微调,让WVR611A时基测量界面里的“水平偏置”一项显示更小。
这样,一个解码通道的同步相位就调整完成了,按照同样的方法调整其他解码通道,调整完成后,一定要记得关闭解码通道窗口以释放通道控制权,以免影响自动播控程序的正常运行。
K2 SUMMIT CLIENT服务器[2]的同步相位调整方法的步骤是:
1)在APPCenter软件界面上部选单条区域点击“System”→“Configuration”打开配置管理器(登录AppCenter软件时注意用户权限),如图4所示。
2)点击左侧的“Channel”,并选择一个通道。
3)适当下拉右侧滚动条,直到出现“Video Outpu Timing”,其中“Line offset(coarse)”的调整范围是0～624行,这个参数一般不需要调整,“Sample offset(fine)”的调整范围是0～1 727个时钟周期,调整“Sample offset(fine)”的数值,到WVR611A测试仪水平偏置数值到或最接近“0μs delayed”。
2.2 演播室信号的同步和相位调整
演播室信号产生延时的主要原因是:1)上一级同步发生器送到演播室同步发生器经过了较长线路;2)演播室信号送到播出系统也经过了较长线路,而且这两个延迟量是累加的关系。从这个原因分析可以得出结论,一般情况下,演播室信号的相位都是要迟于播出系统的相位基准,因此,需要将演播室信号调整到超前于它所收到用来受控锁相的同步信号,在本身带有同步发生器的演播室系统内,调整同步机同步超前量就能很好地解决这个问题。以泰克公司的SPG600(SPG300的操作相同)[3]为例,具体操作步骤是:
1)检查同步状态
先观察主从同步指示灯,保证“EXT REF”点亮,否则检查上一级同步发生器送过来的同步信号是否正常,以及本同步机是否已经设置成从外同步锁相。
2)进行相位调整
(1)按一下“GENLOCK”选单键,在LCD显示屏显示锁相选项,如果按键无反应,先长按面板使能键“PANEL ENABLE”,点亮屏幕后再行操作。
(2)按选单控制键向下键多次,到LCD屏显示“GENLOCK TIMING”,按选单控制键“ENTER”进入“TIMING:XXXXX”锁相时基子选单,该选单有3个调整参数。
(3)调整锁相时基子选单里第1个调整参数“TIM-ING:VERTICAL”,这个选项相当于WVR611A时基测量界面里的“垂直偏置”一项,以行为调整单位,调整范围是-1 250～+1 250(PAL电视制式),按左右箭头调整到WVR611A时基测量界面里的“垂直偏置”一项显示“0Lines delayed”,在系统已主从同步的情况下,这个选项一般不用调整。
(4)调整锁相时基子选单里第2个调整参数“TIM-ING:HORIZONTAL”,这个选项相当于WVR611A时基测量界面里的“水平偏置”一项,以固定步长调整,调整范围是-64.000～+63.963μs,按左右箭头改变该参数,调整原则是:选取一个数,该数值可以让WVR611A时基测量界面里的“水平偏置”一项显示最小。
(5)调整锁相时基子选单里第3个调整参数“TIM-ING:FINE”,这个参数是对“水平偏置”一项的微调,步长为0.1 ns,调整范围是-18.5～+18.5 ns,调整原则是:如果经过步骤(4)调整后WVR611A时基测量界面里的“水平偏置”一项显示还不是“0μs delayed”,则左右调整该参数,选取一个让“水平偏置”一项显示最小的那个数。
(6)此时,演播室信号的时基调整完毕,按“CAN-CEL”键退回“GENLOCK TIMING”。
3)把参数保存为开机默认值
(1)调整完成后必须保存为开机配置,这样下次开机时同步机才能正确调用刚才设置好的参数,按面板上选单键区的“SYSTEM”键进入系统选单,按上下箭头,待出现“PRESET”时“ENTER”进入预置文件子选单。
(2)按上下箭头,待出现“PRESET:SAVE”时,按左右箭头选择“Power On Default”,然后按“ENTER”键保存。
(3)按“CANCEL”退到SYSTEM选单,长按“PANEL ENABLE”至灯亮,锁定操作面板。
这样,演播室信号的时基就调整好了,如果演播室系统没有同步发生器,则可以参照下面一种方式,作为外来数字信号处理。但不管从技术上讲还是从经济上讲,都不如在演播室放置同步发生器。
2.3 外来SDI信号的同步相位调整
有时频道需要转播来自外部的信号,比如现场直播信号和上级电视台信号等,这些信号的特点是不受台内同步机的同步,对于这类信号,通常使用帧同步板来处理,以HARRIS(Leitch)的VFS6800+卡[4]为例,同步信号可以取接到卡上的同步输入端的信号,也可以直接取机箱同步信号。按照板卡说明书的介绍,可以通过卡边按钮进行参数设置,但不如通过计算机调整来得方便和直观。先介绍计算机与机箱的连接,按照机箱的不同生产日期,机箱与计算机的连接方式有3种:
1)早期的Leitch机箱通过RS-232串口与计算机通信,需要准备一根串口电缆,两端分别插入Leitch机箱和计算机的串行接口,这个电缆也可以自制,接法是一端的2,3,5脚分别对应接到另一端的3,2,5脚。
2)后来的Leitch机箱增加了USB接口,方便了连接线的取得,采用一根一端大扁口一端方口的USB电缆即可,这种方式连接需要安装机箱驱动程序。
3)最近新出的HARRIS机箱采用了网口连接,如果是QFXE型号有6800+Eth卡,可以通过网线连接,访问内置的Web网页,机箱的默认IP地址是192.168.100.250,子网掩码是255.255.255.0。
下面以Pilot Lite软件为例说明,软件可以从随机箱附送的光盘上取得,也可以从Leitch网站下载。调整界面如图5所示。
调整步骤如下:
1)打开软件后会自动搜索连接的机箱和机箱内安装的板卡,如果无法自动搜索到,先确定串口线或USB线连接正确,USB连接时驱动程序是否安装好,再确认连接端口是否正确:依次选择“File”→“Comm Settings...”,打开“Communications Settings”窗口,在“COM Port”页面中的“Select COM Port:”处选择所使用的电脑串口,点击“OK”回到软件窗口,再依次点击“File”→“Refresh”刷新设备列表。
2)点击选单条上的“Frame 1”,按照VFS6800+卡实际安装的槽位选择该同步板,打开“Control”界面,然后依次选择左侧“Function”下“Synchronization Delay”项目,在右侧窗口内调整“V Phase(Ln)”和“H Phase(us)”。
3)所做的参数调整会及时发生作用,调整完毕后可以直接退出软件。
注意,软件关闭需要几秒钟时间,软件退出后才能拆除控制线。
如果用的是新近生产的HARRIS机箱(QFXE系列),可以用Web方式,把计算机IP地址设置成与机箱在同一个网段内后,打开IE浏览器,地址栏输入http:/192.168.100.250,点击需要调整的板卡,打开配置选项,调整步骤与上面方式类似。
2.4 AJ-D930BMC数字录像机的同步相位调整
首先确认录像机已接好同步信号,然后打开录像机选单进行调整:
1)设置“系统选单”18(SYS H OFFSET),0000～0006分别代表-13.4～+13.4μs,分7档调整,选取一个值,该数值可以让WVR611A时基测量界面里的“水平偏置”一项显示最小;
2)设置“系统选单”13(SYS H),-128～127,每加1或减1代表相位滞后或超前74 ns,选取一个值,该数值可以让WVR611A时基测量界面里的“水平偏置”一项显示最小。
其他使用选单方式调整相位的录像机可以参照说明书按照上述方法调整,比如蓝光录像机PDW-1500可以调整“719:SYSTEM PHASE SYNC”。
2.5 Sony PVW 2600模拟放像机的同步相位调整
Sony BetaCAM的相位调整采用旋钮方式,翻起放像机的操作面板,可以看到录像机的控制面板。
为了节约成本,模拟放像机接入系统时,可以采用不带帧同步的数模转换板,比如DEC6800+卡[5],这时需要通过调整放像机来实现相位的校正。对于Sony的PVW2600来说,通过旋转“SYNC”旋钮来调整放像机输出视频的同步相位,该旋钮的调整范围是-1～+3μs,旋转该旋钮,让WVR611A时基测量界面里的“水平偏置”一项显示最小。
其他使用旋钮方式调整相位的录像机可以参照说明书按照上述方法调整。
如果模拟放像机通过带帧同步的模数转换板(比如DES6800+卡)接入系统,调整方法参照下面一种情况,作为外来模拟信号处理。
2.6 外来模拟信号的同步相位调整
对于外部的模拟信号,这些信号的特点是不受台内同步机的同步,并且还要进行模数转换,对于这类信号,通常使用带帧同步板的模数转换板来处理,以DES6800+卡为例,同步信号可以取接到卡上的同步输入端的信号,也可以直接取机箱同步信号,同步信号的选择由Reference Select参数和卡上的J28跳线配合控制。与第二种情况一样,为了调整时比较便利和直观,还是采用计算机连接调整的办法,计算机与机箱的连接上面已经介绍过,软件界面同VFS6800+卡的调整界面类似,下面简单介绍Pilot Lite软件对DES6800+卡进行调整的步骤:
1)参照前面的描述定位到“Synchronization Delay”项目;
2)在右侧窗口内调整“V Phase(Ln)”和“H Phase(us)”。
3 小结
各路信号的相位调整完毕后,记得要在播出矩阵上进行测试,确认各路信号之间切换时最后一级送出的播出信号在切换瞬间没有拉丝等现象。对调整过的同步发生器,要进行关机重开机,以确认参数已被正确设置成开机配置,并在开机时能正确调用。
摘要：在播出系统中,虽然各种信号到达播出切换开关前已经被同步,但还是会有相位跳变的现象出现。以几种常用信号来源为例,详细介绍了相位误差的测量方法和调整步骤。
关键词：播出信号,同步相位,相位延时,SDI
参考文献
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[2]Grass Valley.K2 AppCenter application software user manual softwareVersion 7.2[EB/OL].[2010-05-20].http://www.grassvalley.com/docs/Manuals/servers/k2_appcenter/071-8723-01.pdf.
[3]Tektronix.SPG600&SPG300 sync pulse generators user manual[EB/OL].[2010-05-20].http://www.abacantodigital.com/docs/manuales/SPG600-SPG300%20User%20Manual.pdf.
[4]HARRIS.VFS6800 video frame synchronizer installation and operationmanual[EB/OL].[2010-05-20].ftp://ftp.spaceitalia.it/Pub/Luciano%20IESTV/pilot/ProductDocs/Manuals/6800/vfs6800_d.pdf.
时间同步信号 篇5
全数字定时同步方案可分为反馈式和前馈式两种。反馈方案具有较好的跟踪性能但是需要相对较长的捕获时间;而前馈方案因为捕获时间短, 适合于在较短的符号内实现定时同步。针对窄带突发信号, 特别是在短波信道下的长突发信号, 既要求定时同步算法有最短的捕获时间, 同时也要求定时同步算法具有跟踪能力。本文将前馈估计和反馈环路相结合, 设计一种针对短波突发信号的定时同步结构。
本文主要研究非数据辅助的定时同步算法。非数据辅助的前馈式定时同步算法采用基于最大似然 (ML) [1]的算法, 该算法估计精度高, 对载波相位偏差不敏感、实现简单。非数据辅助的反馈式算法采用Gardner算法[2], 该算法需要的数据量小, 对载波相位偏差不敏感。但对于带限基带数字信号, Gardner算法存在自噪声, 因此要在定时误差检测之前进行预滤波, 使信号在码元转换点处的值为零。卡尔曼滤波器是基于状态空间模型的线性最优滤波器, 对检测出的定时误差进行卡尔曼滤波, 从而得到定时误差的最佳估计。
1 前馈式ML算法
假设输入信号x (kTs) , 关于延时μ的最大似然函数为[1]:
其中
将F傅氏展开:
其中
当基带信号的频带限制在±1/T之内时, 文献[1]中证明
因为
所以有:
图1所示为前馈式ML算法的处理流程。g (k) 为根升余弦滚降滤波器, Ts为采样间隔, T为符号间隔, L0为前向估计符号数, N为每符号的采样数, D为延迟的符号数, (·) *为取复共轭。
2 预滤波
本文基于实现的复杂度和整体结构设计的考虑, 直接利用成形滤波器来设计预滤波器[7]Hp (ω) :
其中Gs (ω) 为发送端的成形滤波器, Gr (ω) 为与发送端相同的接收端匹配滤波器。经过预滤波后的信号等效滤波器P (ω) 有下面的形式:
成形滤波器采用平方根升余弦滚降滤波器[3]:
可以得出预滤波器为[7]:
3 Gardner定时误差检测
Gardner算法的定时误差提取公式[2]为:
T为码元持续时间, τ 为估计的最佳定时时刻, 由泊松求和公式可得[1]:
C为基带波形能量, 其中
其中G为环路增益。
当误差检测的输入信号经过预滤波, 即H (w) =P (w) , 可得到[7]:
4 综合仿真和性能分析
设计如图2所示前馈和反馈相结合的定时同步结构。内插滤波器采用三阶的多项式插值[4]。当接收到突发信号r (n) , 首先由前向的ML算法估计出时延
仿真条件如下:输入信号为8PSK调制的窄带信号, 符号速率2400波特, 载波频率1800Hz, 采样率12k, 采用根升余弦滚降滤波器, 滚降系数0.35。首先对单独采样前馈式ML算法的估计性能进行仿真, 取L0=100。如图3所示, 在高斯信道下, 算法的估计性能比较稳定, 在5dB时估计的方差已达到10-3。
图4、图5所示为理想情况下预滤波前后的信号眼图。预滤波前的信号在最佳采样点处张开眼图, 信号波形在码元转换点不归零。预滤波后的信号波形正好相反, 在码元转换点处归零, 在最佳采样点处引入码间干扰。预滤波达到了增强信号波形的归零特性和消除定时抖动的目的。
单独采用Gardner反馈定时同步算法进行仿真。如图6、图7所示, 两图的信噪比均为15dB, 信号时延为0.4T, 两次仿真的反馈环路增益不同。图6中仿真采用较大的环路增益, 图中曲线的收敛速度较快, 但是曲线在收敛状态下的起伏即稳态误差也比较大;图7中仿真采用的环路增益比较小, 图中曲线的收敛速度比较慢, 但是收敛状态的稳态误差比较小。由此可见, Gardner定时同步算法的收敛速度和稳态误差是相互矛盾的两个方面。
由于时钟的偏差和时延的偏差变化不会太剧烈, 因此可以在Gardner算法中使用较小的环路增益来确保收敛状态的稳态误差。而由前馈的ML估计值作为Gardner算法的初始值, 保证环路快速进入锁定。对联合结构进行仿真, 分三种情况:①在0.2T的初始时延, 采样时钟无偏差 (本地时钟与12k的差) 下的时延估计;②在0.2T的初始时延和1Hz的采样时钟偏差下的时延估计;③在0.2T的初始时延和-1Hz的采样时钟偏差下的时延估计。图8所示的曲线1、2、3分别是这三种情况, 15dB高斯信道下的时延估计曲线, 初始时延估计和Gardner定时跟踪环路都有较好的估计和跟踪性能。图9中的曲线1、2、3分别是这三种情况, 15dB短波信道[5]下的时延估计曲线, 短波信道的多普勒扩展为0.1Hz, 多径时延为0.5ms, 且两径等增益, 由图可见短波信道下估计曲线的稳态误差只是略有恶化, 但是前馈定时估计和曲线1的收敛状态却偏离了初始值0.2T, 这是因为0.5ms时延的等增益两径信道使得非数据辅助的算法收敛于两径迭加的峰值点位置。理论上最佳采样时刻应为为满足奈奎斯特准则的时刻即无码间干扰的时刻, 但是在短波信道下, 由于多条路径的相互迭加, 几乎不存在无码间干扰的时刻, 因此最佳的采样时刻也迭加上了多径传播带来的码间串扰, 但它是综合码间干扰相对最小、输出信噪比最大的时刻。
5 结 论
本文设计出一种前馈和反馈联合的定时同步结构。前馈采用基于ML的算法, 反馈采用Gardner定时同步算法。该联合同步结构能够克服Gardner定时同步算法中收敛速度和稳态误差的矛盾, 既具有前馈算法收敛迅速的特点, 也具有反馈算法稳态误差小、跟踪能力强的特点, 适合于短波突发信号的定时同步。
摘要：基于ML前馈定时算法和Gardner反馈定时算法, 设计一种适用于短波突发信号的全数字联合定时同步结构。该联合定时同步结构既具有前馈算法收敛迅速的特点, 也具有反馈算法稳态误差小、跟踪能力强的特点。不同信道环境下的仿真实验表明, 该联合结构算法的收敛和跟踪性能优良。
关键词：短波,突发,定时同步,联合结构
参考文献
[1]Umberto Mengali, Aldo N D’Andrea.Synchronization Techniques forDigital Receivers[M].New York:Plenum Press, 1997.
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[4]Floyd MGardner.Interpolation in Digital Modems-Part I:Fundamentals[J].IEEE transactions on communication, 1993, 41 (3) :501-507.
[5]ITU-R Recommendation 520-2, Use of high frequency ionosphericchannel simulators[R];1994-F series, Part2.ISBN92-61-05411-0.ITU, Geneva, 1994.
[6]张贤达.现代信号处理 (第二版) [M].清华大学出版社, 2002.
时间同步信号 篇6
关键词：TD-LTE系统,定时同步,频域快速同步,频偏补偿
随着人们生活质量的提高和互联网业务的不断发展,用户对于移动网络的需求不断的增加,为了满足市场的需求,LTE移动通信系统应运而生。LTE通信系统具有更高的数据速率和支持高速移动终端等优势[1,2]。PSS定时同步作为TD-LTE系统小区搜索中关键的模块,其算法的性能具有重要的研究意义。
PSS定时同步常用的算法就是利用PSS序列的自相关性和互相关性。文献[3]通过主同步序列时域滑动互相关运算实现符号同步; 文献[4]通过利用主同步序列的自相关性和降采样等方式降低算法的复杂度。这种改进方法只能减少部分计算量,并没有从根本上降低算法的复杂度,并且降采样处理还会影响算法的抗频偏和抗噪声性能。文献[3]和[4]提出的同步算法在频偏较小时,符号定时同步效果较好,当用户终端的高速移动以及终端设备的时钟误差导致的设备接收信号出现较大的频偏时,其同步性能将会严重恶化。文献[5]和[6]对传统的算法进行了改进,分段相关同步算法减小频偏的积累从而提高PSS同步算法的抗频偏性能。该算法在一定程度上增强了抗频偏的性能,但是频偏很大时效果依然不是很理想。
针对上述存在的问题,本文提出来一种基于快速卷积与重叠相加法结合的频域快速同步算法,该算法的最大特点是把时域相关变换到频域进行相乘,通过分段处理降低了FFT变换的长度,实现了长序列与短序列的相关,从根本上降低算法的时间复杂度,提高了算法的效率。频域快速同步算法结合频偏补偿处理,粗略的估计出信号的频偏,并修正信号频偏增强抗频偏性能,从而准确快速的进行符号定时同步。
1 主同步序列
3GPP协议规定TD-LTE系统的PSS序列由Zadoff-Chu ( ZC) 序列生成。ZC具有良好的自相关和互相关等特性[7]。ZC的表达式为:
式( 1) 中,u表示根序号。3 组主同步序列由根序号u分别为25,29,34 确定,分别对应扇区标识为0,1,2 。
图1 为PSS序列的资源的映射关系[8,9]。由式( 1) 可知,映射前PSS序列的长度为62,将PSS序列分别映射到中心两边对称的31 个子载波上,两边各有5 个子载波作为保护间隔。在一个无线帧内,每个半帧的第一个子帧的第三个OFDM符号上都映射了一个PSS序列,因此只需在半帧的长度内进行同步即可以捕获到PSS序列。
2 主同步序列同步算法
2. 1 传统同步算法
文献[3]利用PSS序列良好的互相关特性,通过接收序列与本地PSS序列时域滑动实现符号定时同步。由根序列u = 25,29,34 产生3 组不同的频域主同步序列,经过资源映射后进行OFDM调制变为三组长度2 048 的时序PSS序列p( n) 。相关表达式为:
式( 2) 中,s( n) 表示接收的无线帧数据,半帧的长度为M ,p*( k) 表示p( n) 的共轭,N本地PSS序列长度。通过式( 2) 得到三组相关结果r( n) ,根据三组相关结果r( n) 的最大值确定PSS的位置和的值。由于s( n) 序列长度较长,时域滑动相关算法的实现需要大量的存储资源和时间,并且算法的鲁棒性不高。
2. 2 分段相关同步算法
传统的时域滑动相关算法没有做任何的抗频偏处理,其同步性能将会受到很大影响。文献[5]和[6]对传统的算法进行了改进,对接收无线帧数据s( n) 和本地PSS序列p( n) 分段进行分段相关同步。分段相关同步可表示为:
式( 3) 中,D为总分段数。对数据的分段处理可以减小频偏的积累,增强算法的抗频偏性能。但是频偏很大时,分段相关同步效果依然不是很理想。
2. 3 频域快速相关同步
本文基于预频偏补偿方法,提出结合快速卷积与重叠相加法的频域快速同步算法,通过分段FFT变换,实现长序列和短序列的快速线性相关,从而降低算法的时间复杂度和提高抗频偏性能。
2. 3. 1 预频偏补偿法
分段相关法是从减小频偏积累的角度提高抗频偏性能,忽略了数据本身,若可以对数据进行一定的频偏校正,使得频偏落在PSS序列可以承受的频偏范围内,就可以达到很好的抗频偏效果。本文通过时频二维搜索的方式,粗略估计数据的频偏,对接收的数据进行频偏补偿,从而增加系统的抗频偏性能。对接收数据s( n) 作预频偏补偿处理后的信号可表示为:
式( 4) 中,Δf为预频偏补偿间隔。当接收的无线帧数据的实际频偏值与预频偏补偿wΔf最接近时,同步结果得到最大相关峰值,从而精确捕获到PSS位置。
2. 3. 2 快速卷积与重叠相加法
PSS序列的时域滑动相关算法如式( 2) 所示,对式( 2) 进行变换得到:
式( 5) 建立了互相关与线性卷积的等效关系,表明可以通过计算线性卷积的方法计算两个序列的互相关,前提是对PSS序列p( n) 进行翻转。令表示p*( n) 的翻转,式( 4) 可以表示为:
由圆周卷积定理可知,线性卷积可以通过对s( n) 和做补零处理等效为圆周卷积。具体实现方法如式( 7) 和式( 8) 。
式中,L = 2γ≥ M + N - 1,γ 是正整数。因此,可以建立圆周卷积与线性卷积的关系:
式( 9 ) 中,表示圆周卷积。 若,其中S( k) 、分别是s( n) 与FFT变换,则可以得到:
由式( 10) 可知,快速卷积法可以实现序列的互相关运算。具体过程为: 对s( n) 与做补零处理和FFT变换得到S( k) 和,计算S( k) 和的频域乘积得到R( k) ,对R( k) 做IFFT变换后取结果的前M + N - 1 个数据即可得到r( n) 。
由于M的长度较长,PSS序列需要补许多零再进行计算,计算量有很大的浪费,并且那么长的FFT变换很难实现。为了解决快速卷积存在的问题,通过重叠相加法可将s( n) 分为许多段,进行分段FFT相关运算,每段的长度与本地PSS序列的长度接近。
将s( n) 分为长度为m的多段序列,si( n) 表示s( n) 序列的第i段序列。
通过分段后,式( 2) 可表示为:
式( 12) 中,ri( n) 与ri +1( n) 结果之间有N - 1 项重叠,ri( n) 的后N - 1 与ri +1( n) 前N - 1 点的重叠相加才能构成最后的输出序列r( n) 。
由上述可知,式( 10) 与式( 12) 的结合可以实现长序列与短序列的快速相关。因此,PSS符号同步可以通过快速卷积和重叠相加法实现频域快速同步。频域快速同步结合预频偏处理进行符号同步和频偏估计,从而提高算法的正确性和减小算法的时间复杂度。
3 仿真结果与性能分析
图2 表示PSS频域快速同步的处理流程。接收无线帧数据与本地PSS序列经过一系列的处理之后,通过频域相乘和IFFT变换得到每段的相关结果,再把每段结果重叠部分相加,即可得到最终的相关结果。做完一次相关后调整补偿频率重复上述步骤,遍历所有补偿频率后调整本地PSS序列。
PSS序列的长度N为2 048,半帧长度M为153 600,分段长度m为2 048,L的长度为4 096,总的频偏估计次数W为5。表1 为本文的仿真系统环境。
3. 1 时间复杂度分析
传统时域滑动相关算法与分段相关算法的复数乘法与复数加法次数都是3NM 。频域快速同步算法每段相关需要经过2 次FFT和1 次IFFT运算,每段相关的总的复数乘法和加法次数分别( 3L/2) lg L + L和3Llg L + N 。频域快速同步算法的分段次数为M / m ,频偏补偿次数为W和本地PSS序列的组数为3。频域快速同步算法的复数乘法和加法次数分别为3W( M/m) [( 3L/2) lg L + L]和3W( M/m) ( 3Llg L +N) 。
可以计算得到,频域快速同步算法复数乘法次数占传统算法和分段相关算法的9.27%,复数加法次数占传统算法和分段相关算法的17.8%。结果表明,频域并行同步算法在很大程度上降低了算法计算量,缩短了同步的时间。
3. 2 算法的正确性
图3( a) 是在零频偏、0 d B信噪比和u为29 的环境情况下,通过频域快速同步算法得出的3 组相关结果。图3( a) 中p0、p1和p2分别代表u为25,29,34 的符号定时同步相关结果。可以明显的看出相关结果p0和p2没有出现良好的相关峰值,并且最高峰都不超过0. 2。而p1的相关结果有很明显的峰值,图3( b) 为p1相关峰值的放大,峰值很高接近2,并且峰值下降很快,峰值所在位置正是接收数据PSS的位置。通过频域快速相关法可以快速准确的确定PSS的位置和的值,验证了频域快速同步算法正确性。
3. 3 抗频偏性能分析
图4 在信噪比为0 d B条件下,对传统同步算法、分段同步算法和频域快速同步算法在多径信道下抗频偏性能仿真。图中可知,传统算法在没有噪声干扰的情况下的抗频偏范围9 k Hz,而分段相关算法的抗频偏范围15 k Hz,分段处理确实改善了算法的抗频偏性能。但是在频偏超过18 k Hz,其他算法的同步正确率接近零,而频域快速同步算法仍然可以精确的同步。因此,域快速同步算法很好的改善了同步的抗频偏性能。
如图5 所示,在10 k Hz频偏和不同信噪比的情况下,采用多种符号同步算法得到的成功率仿真图。传统的同步算法同步效果很差,而分段相关算法和频域快速同步算法同步的成功率较好。在- 20 ~- 10 d B信噪比下,频域快速同步算法的正确率高于分段相关算法。
4 结束语
针对目前符号同步算法存在的不足,本文给出了一种基于快速卷积与重叠相加法的频域快速同步算法,实现了长序列和短序列的快速相关,该算法在很大程度上降低了算法的时间复杂度,缩短了PSS同步的时间。频域快速同步算法结合预频偏处理对接收的无线帧数据进行时频二维搜索,提高算法的抗频偏性能。通过理论分析,频域快速同步算法的计算量为其他算法的9. 27% ,降低了PSS定时同步算法的时间复杂度。仿真结果验证了频域快速同步算法的正确性和较强的抗频偏性能。本文算法具有高效性、鲁棒性和可行性,能够满足LTE系统对同步性能的要求。
参考文献
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时间同步信号 篇7
AIS (船舶自动识别系统) 是一种海上无线通信系统, 它能够自动地连续发射本船静态、动态等相关信息, 同时也自动地接收周围船舶发射的类似信息, 并与海岸AIS基站进行信息交互, 从而实现船舶之间、船岸之间的通信。传统AIS监测受到了距离的限制, 星载AIS接收系统应用而生, 它通过卫星接收AIS终端的消息, 同时将信息反馈给岸上的监测中心, 以达到在更大范围内监测船舶的目的。然而星载AIS系统中, 发射机与接收机之间存在大范围时间延迟、卫星的相对运动引起的大范围的多普勒频移等问题, 会导致接收到的AIS信号判决错误, 因此, 必须进行帧同步。
AIS信号是通过GMSK调制的, 从船台到卫星的无线信道可近似为AWGN信道。针对GMSK信号的帧同步问题, Barker[1]最早提出相关识别器, 在接收信号中寻找已知的同步序列信息, Choi Z Y和Lee Y H针对其鲁棒性不强、适用范围太窄提出了双相关算法[2], 但是仍没有解决抗频偏范围小的问题, 无法满足星载AIS信号的要求。1999年, Huang Yung Liang提出快速FFT转换器[3], 即将连续相位频移键控信号CPFSK (GMSK是其中一种形式) 经过基带频率鉴别器, 对鉴别器输出的信号做FFT运算, 根据频谱峰值点判断同步序列的有无, 但它存在的缺点是判断不够准确, 只能作为一种粗略的判定。2005年, James E.Hicks, 针对GMSK/AIS信号检测在FPGA硬件中的实现, 提出了差分卷积法[4]来定位帧头的位置, 该方法有较好的抗频偏特性, 但是在低信噪比下性能不佳。
为了提高低信噪比下帧同步性能, 本文在以连续序列作帧同步码的帧同步方法[5,6]如传统相关法[1]、基于最大似然法则[7,8,9,10]、似然比检验[11,12]的基础上, 提出了以间隔式序列作帧同步码, 通过差分相关来定位帧头位置的方法, 并给出了仿真实验结果。
1 AIS消息帧结构与同步码
AIS信号主要使用自组织时分多址 (SO-TDMA) 协议工作。该协议根据GB/T7496-1978分组结构定义中所规定的HDLC高级数据链路控制规程, 采用信息分组结构, 每帧信息256 bit, AIS消息帧结构如图1所示[13]。
训练序列长度为24比特, 是由0、1交替的数码组成的序列。开始标志和结束标志长度均为8比特, 其位模式相同且为01111110, 有6个连续的1, 但不需要进行插0位填充, 分别表示传输数据信息的开始和结束。AIS信号的传输速率为9 600 bps。
对于传统的AIS接收机, 信号质量比较好, 训练序列作同步码估计出的准确度已经能够满足要求, 当接收机检测到训练序列到来时, 很快就能建立帧同步。
对于星载AIS接收机来说, 由于信号的时延范围大, 多普勒频移较严重, 多用户信号冲突等, 需要信号分离、频移估计、信道估计等, 而且这些参数之间又有相互依赖, 本文的方案是先进行帧同步, 再进行后面的处理。由于问题的复杂性, 用传统的训练序列估计精度不能满足要求, 为此将AIS帧结构中训练序列、开始标志和结束标志联合起来定义为特征序列, 以此作为同步码。其中训练序列和开始标志相连, 与结束标志是不连续的, 它们以分散 (间隔) 的形式插入在AIS帧中, 中间隔了一定数量的信息码元 (一般是184个码元) 。将特征序列也称为间隔式[6]同步码。
星载AIS接收系统[14]主要用于接收AIS信号, 高效地完成对船舶的检测, 并将接收到的船舶信息下发到地面相关接收系统。其对信号的检测可设计如图2所示。
2 差分相关同步算法
由AIS帧结构组成的二进制消息序列, 通过NRZI编码后按GMSK调制, 对应的复包络信号可以表示为:
其中:
其中, g (t) 为高斯滤波器的矩形脉冲响应, 其取值区间为: (0, LT) , q (t) 为相位脉冲响应。L为高斯滤波器持续码元个数, a={an}为信息序列, 取值为{1, -1}, 调制指数h=0.5。
星载AIS接收机收到的信号 (暂时不考虑多用户信号冲突) 可以表示为:
其中, Eb是码元能量, Tb为码元周期, Δf为频偏, θ为相移, τ为时延, w (t) 为复值白高斯噪声。
设由同步码产生的本地调制信号为s (t) , 不连续的同步码之间的信号值补零。s (t) 与r (t) 的码元周期Tb相同。为方便公式推导, r (t) 忽略噪声。差分相关算法具体流程如图3所示。
在AIS基带信号的处理中, 处理的信号都要经过接收机采样, 处理的都是数字信号, 因此, s (t) 、r (t) 以Ts为间隔采样得到s (n) 、r (n) , 且Tb=QTs, Q为过采样因子。
s (n) , r (n) 经过1比特差分处理后的结果分别表示为:
假设Δs (n) 包含的码元数为N, 其中训练序列和开始标志含码元数为N1, 结束标志含码元数为N2, 数据和帧校验序列含码元数为N0, Δr (n) 包含的码元数为M。
定义1互相关表示如下:
其中, m为可能的帧起始时刻采样序号, 变化范围最大为0到 (M-N+1) Q-1, 实际取值范围可由卫星的高度来决定, 通过最大时延来确定其具体范围。
由于s (t) 中不连续的同步码之间信号值补零, 则:
所以式 (9) 化简为:
其中:
其中, 即为估计的相应采样率下的帧起始时刻。此时, 还可以通过下式得频偏的粗略估计:
算法中部分程序设计如下:
GMSK基带调制部分程序:
差分相关算法抗噪性能的部分程序:
3 仿真结果
按照ITU-R M.1371.1998AIS国际标准, AIS帧结构和码元长度固定, 时隙为26.67 ms, 星载AIS信号时延范围为0~71Tb, 频偏的范围是-3.8~+3.8 KHz, 噪声可近似为高斯白噪声, 发射端信号调制时各参数值一般情况下是特定的。仿真实验中, 接收到的星载AIS信号, 各参数值须与发射端一致, 即GMSK调制中, 归一化3 d B带宽BT=0.4, 码元速率Rb=9 600 bps, 高斯滤波器持续码元个数L=3。Matlab编程模拟的加频偏和噪声的接收信号r (t) 是由含时延的AIS帧构成的, 码元长度为M取327。其中, AIS帧包含256个码元, 时延τ在0~71Tb范围内取值, 余下部分由随机码元填充。由图1中AIS帧结构可知, 由训练序列、开始标志和结束标志组成的同步码是间隔的, 码元长度N为40, 仅有训练序列和开始标志组成的同步码是连续的, 码长为32。仿真结果如图4-图7, 各图中纵轴为时延估计均方误差, 计算方法为, 其中K为实验中重复估计的次数。
以间隔式序列作同步码, 分别用本文提出的差分相关和差分卷积法[4]在不同信噪比下的时延估计如图4所示, 从中可以看出当信噪比小于7 d B时, 本文的差分相关法抗噪性能明显好于差分卷积法[4];图5是同步算法的抗频偏性能, 差分相关法和差分卷积法[4]的抗频偏性能接近, 均比较好;由图6可以看出, 差分相关法采用间隔式同步码估计误差明显小于连续式同步码;不同采样率的情况下, 差分相关法的估计性能如图7所示, 采样率越高, 实验估计的误差越小。
综上实验结果可得, 在低信噪比下, 本文提出的差分相关法抗噪性优于差分卷积法[4], 且有较好的抗频偏性。随着采样率提高及同步码长度增加, 本文所提方法抗噪性能进一步提高。但是, 此方法的稳定性稍差一些, 这也是今后研究需要进一步提高的地方。
4 结语
本文首先对AIS消息帧结构和星载AIS信号检测结构进行了简单的阐述, 指出帧同步是AIS信号检测端所有工作的开始, 直接影响后面的检测性能。针对帧同步过程中, 遇到的AIS信号信噪比较低, 频偏范围比较大等问题, 提出了差分相关的帧同步方法, 该方法应用于星载AIS相干接收机中的AIS信号检测时, 能很好地消除频偏对帧同步的影响, 且在低信噪比下, 误差更小, 帧同步性能优于差分卷积法。
摘要：在星载AIS接收机中, 船舶信号在传输过程中产生的大范围时延和多普勒频移, 给正确解码带来了困难。针对这一问题, 基于AIS帧结构特点, 提出一种差分相关帧同步算法。算法中将AIS帧结构中训练序列、开始标志和结束标志设计为间隔式特征序列作为同步码, 通过差分相关函数来实现帧同步。仿真实验结果表明, 该算法有较好的抗频偏特性, 且在低信噪比下, 性能要优于差分卷积法。