有源箝位

有源箝位（精选5篇）

有源箝位 篇1

近年来,有源功率因数校正(APFC)技术作为减少谐波污染、提高电能质量的主要手段之一,已成为电力电子领域的热门研究方向[1,2,3,4]。

单级功率因数校正(PFC)变换器采用开关管共用技术,使用一级主电路、一套控制电路,同时实现PFC与DC/DC变换,电路结构简单,效率较高[5,6,7,8]。传统的单级桥式PFC电路适用于大功率场合,但是由于桥臂两端存在较高的电压尖峰,增大了开关管的电压应力。本文提出的变换器在全桥结构的基础上,通过增加有源箝位电路解决了桥臂存在电压尖峰的问题,同时能辅助桥臂开关管实现软开关。因为变换器所有开关管均能够实现软开关,所以能够降低开关管的开关损耗,提高系统的效率[9,10]。为了提高电路效率,变换器的输入电感工作于电流断续模式[11],此时输入电流自动跟随输入电压变化,因此只要电压闭环即可实现PFC功能与DC/DC变换,控制电路设计较简单。

1 变换器工作原理

1.1 变换器主电路结构

本文提出的PFC变换器在Boost电路的基础上,利用全桥移相技术来实现PFC及DC/DC变换[12,13]。通过增加有源箝位电路,消除变压器漏感在电路换流过程中产生的电压尖峰,开关管的电压应力显著降低,主、辅开关管均能实现零电压开通,开关损耗显著减小,变换器能以更高的转换效率实现功率变换[14]。箝位电路由1个开关管和1个无感电容组成。输入、输出之间使用高频变压器进行隔离,输出端采用传统的LC滤波。变换器主电路结构如图1所示。

变换器的输入电感工作在不连续导电模式(DCM),开关周期为常数。当变换器全桥桥臂直通时(VT1、VT2同时导通或VT3、VT4同时导通),全桥的开关管将输入整流桥的输出端短路。此时的输入电源电压直接加在输入电感L上,电感储存能量,电感电流的绝对值从零开始线性增加(因为电感工作在电流断续模式),其增大的幅度与输入电压整流后的瞬时值成正比,电感电流峰值正比于输入电压。当变换器全桥对臂导通时(VT1、VT4同时导通或VT2、VT3同时导通),输入电感和交流电源通过桥臂开关管及高频变压器向负载释放能量,输入电感电流近似地线性下降,直至下降为零,波形如图2(a)所示。图中,uL、iL为输入电感的电压、电流,u′o为输出电压反射到变压器原边的电压值,TC为箝位开关管的开关周期,ton为1个箝位开关管开关周期内电感的充电时间,toff为1个箝位开关管开关周期内电感的放电时间。由此可见,输入电感的工作过程与DC/DC变换中的Boost电路的升压电感的工作过程相似[15]。1个工频周期内的输入电压与输入电感电流波形如图2(b)所示。在每个开关周期内,输入电流的平均值近似地正比于输入电压;所以在整个工频周期内,输入电感电流峰值的包络线为正弦波,使用滤波器将输入电流中的高频谐波滤除,电流波形将变为正弦波。由于在工频周期各时刻输入电流平均值与输入电压近似成比例,输入电流波形自动地跟随输入电压波形,从而实现了PFC功能。

1.2 变换器工作模态分析

为便于分析做以下假设及定义:桥臂开关管的开关周期设为T,箝位开关管的开关周期设为TC(TC=0.5 T);系统占空比D为1个开关周期内全桥电路上下桥臂直通时间与1个开关周期时间的比值;tz1为箝位开关管开通时刻滞后于桥臂开关管对臂导通时刻的时间;tz2为箝位开关管关断时刻超前于桥臂开关管上下桥臂直通时刻的时间。uG1~uG4为桥臂开关管控制信号,uGC为箝位开关管控制信号;iin为全桥变换器的输入电流,即输入整流桥的输出电流,iCc为流过箝位电容的电流,ip为变压器原边电流,UMN为桥臂母线电压,UCc为箝位电容的电压;Uo为系统输出电压,n为高频变压器原副边匝数比。

在1个开关周期(桥臂开关管开关周期)内,升压电感完成2次充放电过程。在这2个过程中,变压器原边电流的变化过程相似,方向相反。依据变换器的工作过程,可以将电路工作情况划分为14个工作模态,其中前7个工作模态与后7个工作模态工作过程相似。

在1个开关周期内,变换器开关管的驱动信号及其他主要波形如图3所示。

1.2.1 模态1(t0~t1)

输入电感储能阶段。开关管VT1开通(超前臂开通),此前开关管VT2已导通,变换器全桥上下桥臂直通,相当于输入整流桥的输出端短路,此时交流电源为输入电感充电,该阶段输入电感电流从零开始线性增加。VT1开通前,开关管两端电压为零,开关管VT1零电压开通。该模态,桥臂母线电压UMN为零。

变压器原边电流降低,变压器漏感中的能量向副边传递,该阶段由输出滤波电感及输出滤波电容向负载提供能量。变压器原边电流ip为

该模态的持续时间为t0-1=DTC。

1.2.2 模态2(t1~t2)

t1时刻开关管VT2关断,VT4开通(滞后臂开通)。此时,开关管VT1、VT4导通,VT2、VT3关断,变换器对臂导通。交流输入电源和输入电感通过整流桥、开关管VT1、开关管VT4、变压器向负载提供能量。该时间段内,输入电感电流开始降低,桥臂母线电压UMN升高。由于箝位开关管及桥臂开关管存在结电容,母线电压由零开始升高。由于此时间段内,母线电压低于箝位电容电压,箝位开关管处于关断状态,箝位开关管的结电容上的电压值逐渐下降;因为开关管结电容电容量较小,因此该模态的时间极短。VT4开通前桥臂母线电压UMN为零,VT4两端电压为零,VT4实现零电压开通。

由于该模态持续时间较短,因此该模态期间可以近似认为全桥变换器的输入电流iin保持不变,即iin=iin(t1)。该阶段持续时间为

其中,CVTC为箝位开关管的结电容,C2、C3为开关管VT2、VT3的结电容。

1.2.3 模态3(t2~t3)

输入电感中的电流通过整流桥向变压器及开关管结电容放电,全桥母线电压逐渐升高,t2时刻全桥母线电压高于箝位电容电压,箝位开关管VTC的反并联二极管导通,箝位电路开始工作,箝位电容吸收变压器漏感产生的电压尖峰,限制了母线电压的进一步升高,将直流母线电压箝位在相对较低的数值。

桥臂开关管对臂导通,交流输入电源和输入电感通过整流桥、VT1、VT4、变压器向负载提供能量。此时变压器原边电流ip为

该期间箝位开关管VTC给出了开通信号,但由于此时VTC的漏极电位低于源极电位,反并联二极管导通,箝位电容处于充电阶段,VTC正向截止。

1.2.4 模态4(t3~t4)

随着输入电感电流的减小以及箝位电容电压的逐渐升高,箝位电容的充电电流逐渐减小。当输入电流减小到不足以为负载提供能量时,箝位电容开始向负载提供能量,t3时刻箝位电容由充电模式转换为放电模式,箝位开关管VTC正向导通,箝位电容在模态3中储存的能量开始通过开关管VT1、开关管VT4、变压器向负载释放。

箝位开关管VTC开通前其两端的电压为零,因此VTC零电压开通。

1.2.5 模态5(t4~t5)

输入电流线性降低,t4时刻输入电流降低到零。此时输入侧所有的整流二极管均处于截止状态。此模态期间电流iin=0。

虽然电流iin降低为零,箝位电容中仍存有一定的能量,箝位电容继续向负载提供能量。此时箝位电容流出的电流等于变压器原边电流。

1.2.6 模态6(t5~t6)

t5时刻箝位开关管VTC关断,桥臂开关管VT1、VT4继续保持开通状态。变压器漏感将开关管VT2、VT3结电容以及VTC结电容上的电荷抽走,桥臂母线电压降为零。此阶段利用变压器漏感与开关管VT2、VT3、VTC的结电容谐振,为开关管VT2、VT3的零电压开通做准备。该模态的持续时间可近似等于:

1.2.7 模态7(t6~t7)

t6时刻VT2、VT3结电容上的电荷全部被抽走,开关管VT1、VT4继续保持开通状态,由于变压器漏感中的电流没有完全降低为零,此时VT2的反并联二极管、开关管VT4及变压器原边构成回路,VT3的反并联二极管、开关管VT1及变压器原边构成另一条回路,同时为变压器的原边环流提供路径。该模态期间开关管VT2、VT3两端的电压为零。

1.2.8 模态8(t7~t8)

t7时刻开关管VT3开通,开关管VT1关断,由于开关管VT4处于导通状态,全桥上下桥臂直通,输入电感储能。

t7时刻开关管VT3源漏极间的电压为零,VT3零电压开通。

1.2.9 模态9~模态14(t8~t14)

开关管VT2、VT3处于导通状态,交流电源及输入电感通过VT2、VT3向负载释放能量,该阶段输入电感、箝位开关管VTC和箝位电容的工作方式与模态2~模态7相同。

模态9~模态14的系统工作方式与模态2~模态7的工作方式相似,区别主要是:模态2~模态7对臂VT1、VT4导通,而模态9~模态14对臂VT2、VT3导通;变压器原边电流方向相反。各阶段的变化情况基本一致,本文不再赘述。

通过对变换器工作模态的分析可以得到,输入电感工作于断续模式,变换器能够实现自动PFC和DC/DC变换。箝位电路可以将直流母线电压箝位在较低的范围内,避免了由于变压器漏感所造成的开关管的大电压应力问题,提高了变换器工作的稳定性与可靠性。

2 软开关实现设计

本文提出的变换器利用箝位电路来吸收变压器漏感在电路换流过程中产生的电压尖峰,同时将箝位电路作为辅助电路,辅助桥臂开关管实现零电压开通。只要合理设置箝位开关管通断时间,利用变压器漏感及开关管的结电容,变换器的桥臂开关管以及箝位开关管自身都可以实现零电压开通。

2.1 箝位开关管零电压开通

由模态分析可知,在模态2期间,箝位开关管应处于关断状态,即箝位开关管的开通滞后于全桥桥臂对臂导通,从而确保箝位开关管零电压开通。VT2关断,VT4开启,输入电感通过变压器向负载释放能量,导致直流母线电压升高,由于开关管存在结电容,直流母线电压升高需要一段时间。虽然时间较短,但是在该段时间内,直流母线电压是由零开始升高的,如果此时箝位开关管给出开通信号,箝位开关管正向开通且硬开通,开关管结电容上的电压突变,会产生较大的电流尖峰。因此,箝位开关管应该在母线电压高于箝位电容上的电压时给出开通信号,此时由于母线电压高于箝位电容电压,箝位开关管的反并联二极管开通,箝位电容吸收母线电压尖峰。随着输入电流的减小,当箝位电容由充电模式转换为放电模式时,箝位开关管便正向导通,从而实现了零电压开通。因此箝位开关管实现零电压开通的条件为:箝位开关管开通时刻滞后于桥臂开关管对臂导通时刻的时间tz2应大于模态2持续的时间。即

t1时刻的输入电流值即为开关周期内输入电流的峰值,因此可得:

其中,U为输入电压uin的瞬时值的绝对值,当U较小时,t12较大,此时箝位开关管难以实现零电压开通。然而,只要合理设计电路参数,箝位开关管在1个工频周期的绝大部分时间内可工作在软开关状态。

2.2 超前臂开关管零电压开通

由模态分析可知,箝位开关管关断时刻应超前于桥臂开关管上下桥臂开始直通的时刻,其主要作用是辅助超前臂开关管实现零电压开通。

超前臂开关管VT3的零电压开通原理,可以通过对模态6~8的分析得到。箝位开关管关断后,箝位电容将不能通过箝位开关管向负载提供能量。变压器原边漏感与开关管VT2、VT3、VTC的结电容谐振,将结电容中的能量释放给负载,当结电容上的电荷被全部抽走后,开关管VT2、VT3的体二极管开通。当开关管VT3给出开通信号时,其漏源极的电压为零,超前臂开关管VT3实现零电压开通。因此要求在VT3开通前开关管结电容上的电荷全部被变压器漏感抽走。超前臂开关管VT1的零电压开通条件与VT3的情况相同,即箝位开关管断开后变压器漏感需要有足够的时间将VT1、VT4、VTC的结电容上的电荷抽走。

因此桥臂开关管中超前臂实现零电压开通的条件为:箝位开关管关断时刻超前于桥臂开关管上下桥臂直通时刻的时间tz2应大于模态6持续的时间,即

2.3 滞后臂开关管零电压开通

滞后臂开关管开通前,全桥桥臂处于上下直通状态(VT4开通前,VT1、VT2处于导通状态;VT2开通前,VT3、VT4处于导通状态),开关管两端的电压为零,因此滞后臂能够实现零电压开通。

综上所述,箝位电路能够辅助桥臂开关管实现零电压开通。箝位开关管与桥臂开关管之间设置合适的死区时间,就能够确保变换器的所有开关管实现零电压开通。

3 输入电流分析

PFC的目的是使输入电流跟随输入电压的变化,使输入电流成为与输入电压同相位的正弦波,因此变换器输入电流的状况对PFC效果有明显的影响,应对变换器的输入电流进行详细分析。

由模态分析可知,输入电感在1个开关周期内完成储存能量与释放能量的过程。储存能量过程中,电感电流线性上升;释放能量过程中,电感电流线性下降。电流变化示意图如图4所示。

3.1 输入电流瞬时值分析

由图4可知在0~t1时间段内,输入电感处于储能状态,电感电流线性增加,此时输入电流满足如下微分方程:

所以:

因为输入电感工作在电流断续模式,所以在1个工作周期内,输入电流从零开始线性增加,电流峰值为:iin,max=UDTC/L。由此可知,在1个开关周期内输入电流的峰值正比于输入电压。该阶段持续的时间为t0-1=DTC。

t1~t4时间段内,输入电感开始向外释放能量,电感处于放电状态,电感电流线性减小。此时输入电压、电流满足:

所以:

该阶段电感向负载释放能量,电感电流线性降低,最终在t4时刻输入电感的电流降低为零。

该阶段持续的时间为

t4~t7时间段内,输入电感中的电流为零,这说明电感工作在电流断续模式下,这是实现PFC功能的最基本的保证。

该阶段持续时间为

3.2 输入电流平均值分析

上面的分析得到了输入电流在1个开关周期内不同时刻的瞬时值,由此可以计算输入电流的平均值。所以,在1个开关周期内输入电流的平均值为

由式(14)可知,当输入电感工作于断续模式时,输入电流在1个开关周期内的平均值近似与输入电压、系统占空比、开关周期成正比。由于开关周期远小于工频周期,输入电流在1个开关周期内的平均值近似正比于工频周期下的输入电压的瞬时值。由此可见,该变换器实现了PFC功能。

4 实验验证

设计实验电路对理论分析进行验证,电路的主要参数为:输入交流170 V/50 Hz,输出电压70 V,开关频率(箝位开关管)40 k Hz,额定功率100 W,输入电感300μH,变压器原副边匝数比4.7:1,变压器原边漏感10μH,箝位电容4μF,输出滤波电感210μH,输出滤波电容2200μF/100 V。

4.1 软开关验证

额定条件下,测得桥臂开关管的驱动波形及漏源极电压波形。在此仅给出超前臂开关管VT1和滞后臂开关管VT2的波形,如图5所示。图中,uG1、uG2和uDS1、uDS2分别为开关管VT1、VT2驱动电压波形和漏源极电压波形。

由实验波形可知全桥开关管均能实现零电压开通,开关管两端不存在较大的电压尖峰,箝位电路工作正常。

箝位开关管VTC的驱动电压uGC波形及漏源极电压uDSC波形如图6所示,由图可以看出,箝位开关管能够实现零电压开通。

4.2 PFC功能验证

输入电感工作在电流断续模式是变换器能够实现PFC的基础。电感电流iL在开关周期内的波形如图7所示。从图中可以看出,电感工作于电流断续模式,电感电流的上升、下降过程基本按线性规律变化。

在工频周期内,电感电流的包络线为正弦波,电感电流中含有较多的高频谐波,高频谐波的存在会给电网带来污染,造成不良后果,因此需要在电网与变换器之间使用滤波器,滤除高频谐波。系统的输入电压uin、输入电流iin波形(滤除高频谐波后)如图8所示。

由uin和iL波形的对比可以看出,系统的输入电流近似为正弦波,相位与输入电压基本一致,输入电流中高频谐波的含量较低,系统的功率因数约为0.95,实现了PFC功能。

5 结论

本文提出的有源箝位ZVS单级PFC变换器,利用一级电路实现PFC及DC/DC变换,利用箝位电路消除变压器漏感在电路换流过程中产生的电压尖峰,降低了开关管的电压应力。文中详细分析了变换器实现PFC的原理以及软开关的实现条件。实验结果表明,该变换器能够较好地实现近似单位PFC及DC/DC变换,所有开关管均能实现软开关。同时,变换器控制简单,工作稳定可靠,开关管电压应力低;具有一定的应用价值,对电网电能质量和电能利用率的提高有重要意义。

有源箝位 篇2

关键词：Boost,交错并联,软开关,有源箝位,反向恢复

0 引言

新能源和锂电池技术由于无污染,绿色环保得到广泛关注和运用[1]。但新能源和锂电池的输出电压一般都比较低,而且新能源电压变换范围较宽,一般需要经过升压DC/DC变换器之后,才适合输入后级逆变器。Boost电路有着输入电流连续,拓扑精简、效率高的特点,通常运用在PFC电路中[2],是一个合适的拓扑选择。而随着越来越高的功率等级需求,通常采用多路Boost电路交错并联的技术。该技术每路电流仅有原来的几分之一,即可以减小输出电流纹波,保护了电源和负载,又可以降低开关损耗和减小电感体积[3]。交错并联技术虽然可以降低开关损耗,但是开关管仍工作在硬开关状态,开关损耗较大,引起严重的EMI问题[4]。文献[5]实现了零电流开通,但是主开关管仍然是硬关断。

文中将两个Boost电路交错并联,再附加辅助电感和有源箝位电路,提出了一种新型的交错并联Boost拓扑。与传统Boost电路相比,该变换器的所有功率开关管在整个开关周期都处于软开关工作状态,减少了开关损耗,提高了变换器的效率。箝位电路的存在,消除了二极管反向恢复电流问题,也提高了这部分的关断损耗。整体上提升了整个变换器的效率。

1 电路拓扑及工作原理

1.1 变换器拓扑结构

有源交错并联Boost电路如图1所示,图中Q1、Q3是主开关管,L1和L2是完全相同的两个电感,Ls是辅助电感,Q2和Q3是实现软开关的辅助开关管,C1和C2是辅助电容。

1.2 工作模态分析

交错并联Boost电路的开关过程如图2所示,波形如图3所示。分析之前假设:(1)所有器件为理想器件;(2)L1=L2;3.输出电压恒定不变。另外由于电路的对称特点,因此本文仅分析Q1一路的换流过程,具体分析如下:

(1)阶段1(t0~t1),在t0-时,所有开关管均关断,整流二极管D2导通。t0时刻,Q1导通,L1两端为输入电压,故电流上升,由于而L1、Ls上的电路均不能突变,因此Q1的电流缓慢上升,实现了零电流开通。此时各电感电流中iL1上升,iL2下降,iLs下降,电流变化率为:

(2)阶段2(t1~t2),Ls的电压下降到零并在输出电压的作用下,开始反向增长。当增长到二极管D2截至。电容C2开始与Ls谐振,将C2的能量经过Q4的体二极管转移到Ls上,Ls上的电流继续上升。

(3)阶段3(t2~t3),t2时刻,C2的电压降低为0,Q4体二极管关断,Q3体二极管导通,使得C2的电压被箝位在0。L2和Ls串联,电流开始上升,上升速率为:

(4)阶段4(t3~t4),t3时刻辅助开关管Q2导通,导通前两端电压被导通的主开关管Q1箝位在零,实现了零电压开通。Q2开通不影响主电路。

(5)阶段5(t4~t5),t4时刻,开关管Q1关断,L1和Ls上的电流对C1充电,因此Q1两端的电压从零开始缓慢增长,实现了零电压关断。其中:

(6)阶段6(t5~t6)t5时刻,C1的电压上升到输出电压,二极管D1导通,并将C1箝位在输出电压Ubus。电感L1、Ls的电流开始下降,L2继续上升,变化率为:

(7)阶段7(t6~t7)t6时刻,iL2=iLs,Q3的体二极管关断,L1、L2、Ls电流均下降,变化率为:

(8)阶段8(t7~t8)t7时刻,开关Q2关断,因为C1箝位在输出电压,实现零电压关断。该过程不影响主电路。

t8时刻,Q3导通,电路的对称性可推断过程与Q1相似,这里不再具体分析。波形图如图3所示。

2 关键参数设计与讨论

2.1 辅助电感Ls设计

电路中L1、L2、Cbus都可依据纹波要求按照传统规则设计,而辅助电感Ls成为变换器设计的核心部分。辅助电感取决于主开关管开通时间,保证开关频率达100 k Hz不影响正常电路工作以及交错换流。综合L1上伏秒平衡公式[6]:

其中Δt1、Δt2、Δt3、Δt4是L1上电流在Q1开通时依次上升下降时间。由此综合考虑,L1=L2=22μH,Ls=4μH。

2.2 辅助管脉冲宽度设计

辅助开关管Q2、Q4的脉宽设计,取决于主开关管Q1和Q2实现零电压关断需要的时间,又要在对称主开关管开通前关闭。本设计中辅助管先于主开关管开通Δt1=0.5μs,后于主开关管关断Δt2=1.0μs。

2.3 辅助电容设计

由上述模态分析可知,辅助电容C1、C2越大,可以减少关断损耗,但是同时储存的能量(1/2CU2)越多,和电感Ls谐振时的电流峰值越大,会造成导通损耗的增加,因此需要综合考虑。最终选取2.2 n F。

3 实验验证

为验证原理,研制了一台原理样机,参数为:四个开关管为型号IRFP4468PBF的MOSFET(100 V,95 A),二极管选用STPS60150C的肖特基二极管(150 V,60 A),其他参数是输入12 V,输出15 V,开关频率100 k Hz。实验结果如下:

如图4(a)所示,主开关管实现了零电流开通,关断过程只有一个很小的重叠区域,验证了实验原理,实现了软开关的功能。

如图4(b)所示,辅助开关管在开通和关断时刻都实现了ZVS,因此辅助开关管的使用并未带来过多的开关损耗,与原理相符合,验证了前文的分析,肯定了拓扑的价值。

4 结束语

本文提出了一种新型的交错并联软开关Boost电路,实现了零电流开通和零电压关断,消除了二极管反向恢复问题,极大的改善了硬开关具有的EMI等问题。辅助开关管也实现了ZVS,整体上提高了拓扑效率。

参考文献

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[2]王山山,柳绪丹,胡长生.峰值控制交错并联Boost PFC的设计[J].机电工程,2010,27(08):88-90.

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[4]姚源.基于副边移相控制的软开关DC/DC变流器研究[D].杭州:浙江大学,2014.

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有源箝位 篇3

有源箝位谐振直流环节逆变器 (ACRDCLI) 实现了逆变元件的软开关, 具有结构简单、效率高等优点[1]。但电路存在2个主要问题:①直流环节损耗过大, 使得ACRDCLI在大功率场合的应用受到限制;②由于逆变开关只能在母线电压过零时换流, 控制方案只能采用离散脉冲调制 (DPM) 模式[2,3]。该模式动态响应好, 稳定性高, 但是输出波形中含有丰富的低次谐波, 严重影响波形的精度, 造成很大的谐波损耗。传统的PWM控制技术, 能够使逆变器获得最优的输出频谱:谐波能量集中于开关频率处, 很容易被高频滤波器滤除;滤波器体积小, 易于设计, 而且所获得的输出波形精度高。如果能在谐振直流环节逆变器中采用PWM控制方案, 就能从根本上解决低次谐波问题。文献[4]提出了“双幅”控制方案, 其原理是:直流环节的母线振荡分为大幅振荡与小幅振荡两种。当逆变器需要换流时, 控制谐振直流环节实现大幅振荡, 此时母线电压可振荡到零, 逆变开关在零电压条件下换流;否则只在直流环节维持一个小幅振荡, 确保箝位开关实现软开关。小幅振荡的幅度非常小, 与大幅振荡相比损耗可以忽略。而且小幅振荡频率很高, 当其振荡频率大大高于逆变器的开关频率时, 可以使逆变器获得很高的调制精度, 从而实现PWM控制。

本研究选取两种传统的PWM控制方案 (电压平均值反馈的SPWM方案和电压、电流双环反馈的PWM方案) 为研究对象, 对其在ACRDCLI中的适用性进行仿真分析, 并与经典的DPM方案进行对比研究。

1 逆变控制方案

逆变控制系统结构框图, 如图1所示。主电路采用单相电压型有源箝位谐振直流环节逆变器拓扑, 控制电路由直流环节控制和逆变控制两部分组成。

直流环节控制结构框图, 如图2所示。其主要作用是:

(1) 采用箝位电压平均值反馈调节Icbq, 使箝位电压得以稳定[5];

(2) 接收逆变控制产生的换流信号, 选择箝位开关在大幅关断电流下关断, 实现直流环节的大幅振荡;

(3) 在母线电压fz过零时产生逆变驱动信号, 通过逆变驱动电路驱动逆变开关;

(4) 在无换流信号时维持直流环节的小幅振荡。

逆变控制部分的功能是根据所采用的逆变调制方案, 产生逆变开关信号。由于逆变控制和直流环节控制部分相互独立, 可采用多种不同的方式产生逆变开关信号。

(1) DPM控制方案。

DPM控制策略采用滞环电流控制 (HCC) 模式, 其控制原理图, 如图3 (a) 所示, 这种控制策略具有动态响应性能好、稳定性高等优势。其工作原理为:负载电流采样信号il与电流参考信号ir相比较产生电流误差信号ie=ir-il, ie 被送入对称的、宽度为2△的滞环比较器, 比较结果送入采样保持器后等待母线电压过零信号。一旦母线电压过零, 即产生逆变驱动信号使逆变器换流。若电流误差超过差带上限, 即ie>△时, S1、S3导通, 负载电流增大;若电流误差低于差带下限, 即ie<△时, S2、S4导通, 负载电流减小。通过S1、S3和S2、S4的交替工作, 将误差电流限于差带范围内, 以达到跟踪参考电流的目的。

(2) 电压平均值反馈的SPWM方案[6]。

控制原理图, 如图3 (b) 所示。输出电压反馈量Vo与电压参考信号Vref相比较, 产生的误差电压经PI电压调节器, 其输出信号与恒幅正弦调制信号相乘用以调节正弦调制信号的幅值, 再将该调制信号与三角波载波信号进行比较, 产生SPWM信号VG。

(3) 电压电流双环反馈的PWM方案。

控制原理图, 如图3 (c) 所示。控制外环为电压平均值反馈, 用于稳定输出电压。输出电压反馈量Vo与正弦参考信号Vref相比较, 产生的误差电压经PI调节后产生电流参考信号Iref。内环为电流瞬时值控制。电感电流的反馈信号il与Iref相比较后经比例环节P产生误差信号Ver, Ver与三角波信号Vt相比较产生SPWM信号VG, 当Vt>Ver时, VG=1, S1、S3导通, 当Vt<Ver时, VG=0, S2、S4导通。

2 三种控制方案控制时序的比较

DPM控制方案采用滞环电流控制 (HCC) 模式。其典型工作波形, 如图4 (a) 所示。电压平均值反馈的SPWM方案和电压电流双环反馈的PWM方案的时序, 如图4 (b) 所示。实际控制信号产生过程中必须考虑到从产生换流控制信号到母线电压过零之间的逆变开关预测等待时间td。在td时间内, 输出电流将继续沿原来的方向和斜率变化, 使电流纹波增大。同时在td时间内, 逆变器不接受其他换流信号, 也不产生开关动作, 造成占空比丢失。占空比丢失时间td的范围:TF≤td≤Ts+TF (其中, Ts表示一个小幅振荡周期, TF表示大幅振荡至零所需时间, 约为半个大幅振荡周期) 。

3 三种控制方案的仿真波形

主电路参数:输出功率Po=3 kW, 直流电压Ud=400 V, 输出电压Uo=220 V (有效值) , 输出电压频率f=50 Hz, 输出电感Lf=10 mH, 滤波电容Cf=35 μF, 箝位比K=1.2, 谐振回路特征阻抗Zo=20 Ω, 直流环节谐振频率fr=500 kHz。

通过仿真可以发现, 在主电路参数均相同的情况下, SPWM控制下输出波形的性能相对DPM控制有较大的改善, PWM双闭环控制下输出波形性能最好。其输出电流频谱, 如图5所示。

从图5中可以发现:在DPM控制模式下, 低频段集中了大量低次谐波, 这不但造成了很大的谐波损耗, 也给滤波器的设计带来了困难。相比之下PWM模式下的电流频谱在低频段的频谱特性要好得多, 谐波分量也集中于开关频率10 kHz的整数倍附近, 很容易被高频滤波器滤除。

逆变输出电压 (滤波前) 的仿真波形, 如图6所示, 从图6中可以看到, 小幅振荡的幅度很小, 与母线电压相比可以忽略, 而且小幅振荡频率大大高于逆变器的开关频率, 获得了很高的调制精度, 达到了连续脉宽调制的要求, 在谐振直流环节逆变器输出端获得了类似PWM的输出波形。

4 结束语

通过仿真实验可以看出:对谐振直流环节逆变器采用DPM模式时, 逆变开关离散性大, 使输出波形频谱变差, 逆变的输出波形精度低, 影响逆变器的输出性能。而在PWM模式下, 由于箝位开关的损耗较小, 其开关频率可以达到500 kHz, 控制精度大大提高, 从而也大大降低了逆变开关的离散性, 减少了输出低次谐波的含量。另外, 输出电流频谱中谐波分量主要集中于开关频率10 kHz的整数倍附近, 很容易被高频滤波器滤除, 从而大大提高逆变器输出波形的精度。

电压、电流双闭环PWM逆变控制方案具有良好的输出动、静态性能, 而且, 对比三种控制方案下输出电流的THD可以发现, 采用电压、电流双闭环PWM控制方案的ACRDCLI输出波形精度最高, 因此该控制方案在三种方案中是最优的。

摘要：选取了两种逆变器的脉宽调制 (PWM) 控制方案, 并对其在有源箝位谐振直流环节逆变器 (ACRDCLI) 中的适用性进行了仿真分析, 并与典型的离散脉冲调制 (DPM) 控制方案进行了对比研究。实验结果表明, 采用“双幅”控制技术的ACRDCLI PWM控制方案, 可以得到离散输出频谱, 并改善了逆变输出性能, 验证了电压电流双环反馈的PWM控制方案的优越性。

关键词：双幅控制,谐振直流环节,逆变器,脉宽调制,离散脉冲调制

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有源箝位 篇4

反激变换器具有电路拓扑简单、 成本低、 电磁干扰小等优点, 但是没有对变压器的漏感能量进行处理,从而导致开关管承受的电压应力增大、开关管损耗增加和变换器效率降低, 针对反激变换器存在的这些问题,有效的解决方法是引进箝位技术[1,2], 将变压器漏感储能输送到变换器输出端, 减小功率管漏源级的电压应力。通常采用的箝位方式有:LCD箝位技术、RCD箝位技术和有源箝位技术, 其中反激变换器采用有源箝位技术时,综合性能最优[3]。

1 反激变换器工作原理和工作模式

图1 所示的拓扑结构为反激变换器电路, 其中变压器T不仅起到隔离的作用, 还可以等效为电感, 具有储能的作用。 功率管Q1在驱动信号为高电平时导通, 此时,有电流通过变压器原边绕组Np, 输出二极管Do反向截止,变压器原边磁感应强度增强,储存能量;副边绕组Ns中无电流流过, 输入端的能量不能传送到负载, 输出滤波电容Co为负载提供能量。 当功率管Q1为关断状态时, 变压器释放储能, 输出整流二极管Do导通, 原边绕组中储存的能量通过副边绕组给负载提供能量,同时为负载侧输出滤波电容Co充电[4]。

根据变压器磁通的连续性, 反激变换器主要有两个工作模式:连续电流模式(CCM)和断续电流模式(DCM)[5]。

反激变换器工作在连续电流模式(CCM) 时, 功率管在下一次导通时刻, 变压器的副边电流还没有减少到零,因此变压器的原副边两个绕组中总有一个绕组是有电流流过的。

反激变换器工作在断续电流模式(DCM) 时, 可以实现变压器能量的完全传递。 DCM模式下反激变换器的响应会更快,而且负载电流突变或者输入电压突变时引起的输出电压的尖峰会降低。 在下一次开通时,变压器副边输出整流二极管中流过的电流已经降到零,所以整流二极管实现零电流关断,其损耗降低。 但是当传递的功率相等时,DCM模式下, 其尖峰电流会更大, 变压器原副边的损耗也会增大。

2 有源箝位反激电路工作过程分析

在反激电路中引入有源箝位技术, 可以抑制功率管漏源级的尖峰电压,回收利用变压器的漏感能量[6,7]。 有源箝位反激变换器的主电路如图2 所示。

该箝位电路采用PMOS对地箝位方式, 所需元器件少,电路结构简单。 整体箝位电压。 有源箝位电路一个开关周期内有6 个阶段, 波形如图3, 按等效电路图法对有源箝位电路工作过程进行分析。

第一阶段[t0- t1] : 在t0时刻, 主功率管Q1处于开通状态, 辅助功率管Q2处于关断状态。 变压器谐振电感Lk和激磁电感Lm开始储存能量,Lk中的电流开始线性上升。 输出二极管Do反向偏置, 输出电容Co为负载提供能量。

第二阶段[t1- t2] : 辅助功率管Q2保持关断状态, 在t1时刻,关断主功率管Q1。 变压器原边励磁电流通过谐振的方式给Q1的结电容Cr充电,Lk中的电流开始下降。 Q1漏源级电压Vds_Q1快速上升,Q2漏源极电压Vds_Q2下降。当Vds_Q1达到最大值时,该阶段结束。

第三阶段[t2-t3]:在t2时刻,Vds_Q1被箝位在,Q2体二极管导通。 变压器原边能量通过反激输出二极管Do向副边传递, 给负载供电。 由于箝位电容Cc的大小远大于Q1结电容大小, 所以励磁电流几乎全部流过Cc, 给Cc充电,Cc电流迅速达到最大值, 然后缓慢下降。Lk电流继续下降。 Lk与Cc形成谐振。

第四阶段[t3- t4] : 在t3时刻,Q2开通, 由于其体二极管已经是导通状态,故Q2可以实现零电压开通。 随着充电的进行,Lk电流下降,Cc电流下降,当ICc= ILk=0 时, 该过程结束。

第五阶段[t4- t5] : 在t4时刻,Cc中电流为零,Q2的反向并联二极管截止,Q2导通,Cc中电流( 谐振电流) 开始反向增加。 Cc释放能量,此时Do仍处于导通状态,所以实现了漏感能量的回收利用。

第六阶段[t5- t6] : 在t5时刻,Q2关断,强迫电流换流,流经Q1结电容Cr, Lk与Cr谐振,Cr放电,Q1漏源极电压迅速下降, 此期间Do导通, 原边能量继续传给副边。 t6时刻,Vds_Q1减小到零,Q1零电压开通,重复上述过程[8,9]。

3 有源箝位反激电路参数设计

电路设计规格如下:最大输入电压Uin max= 375 V , 最小占空比Dmin= 0 . 2 , 开关频率fs= 50 k Hz , 输出电压Uo= 24 V ,输出功率Po= 100 W 。

3 . 1 变压器参数设计

变压器副边电感L两端的电压UL( 副边电压的纹波系数按10%考虑):

其中,Ts为开关周期。

变压器副边电压Us:

其中,UDo为输出二极管Do管压降。

变压器一次侧电压Up( 变压器漏抗和谐振电抗之和按10%激磁电抗考虑):

变压器匝数比N:

3 . 2 激磁电感Lm与谐振电感Lk

根据能量守恒法, 激磁电感Lm中流过的电流ILm等于变压器原边电流Ip, 则:

式中Is为变压器副边电流。

3 . 3 箝位电容Cc与主功率管结电容Cr

箝位电容Cc的取值原则:Cc与Lk的半个谐振周期应大于主功率管Q1截止时间,即:

为了使主功率管Q1实现零电压开通, 要求谐振电感Lk与主功率管结电容Cr谐振周期的四分之一大于或等于辅助功率管Q2关断时间与主功率管Q1开通时间的时间间隔Td, 即:

3 . 4 输出滤波电容Co

其中,△Uo为输出电压纹波。

4 仿真验证

Saber是美国Analogy公司开发的一款功能强大的系统仿真软件,兼容模拟、数字、控制量的混合仿真。 本文在分析有源箝位反激变换器工作原理的基础上, 使用Saber软件进行仿真验证。鉴于本文仅对有源箝位反激变换器主拓扑电路进行分析研究,所以为了叙述简单,仅搭建了一个开环控制电路,但不影响对电路特性的分析和判断。

主电路设计参数如下:Lm= 253 μH , Cc= 360 n F , Cr=16 n F , Co= 140 μF , L = 9 . 6 μF , Rz= 4 . 8 Ω 。

基于Saber分别对反激电路和有源箝位反激电路进行仿真。 反激电路的仿真结果如图4 所示。 从图中可以得知: 主功率管Q1承受的电压应力较大, 最大值为Vds_Q1= 698 V 。 主功率管Q1不是零电压开通,其漏源极电压的尖峰很大而且高频振荡比较严重。 主功率管Q1的瞬时损耗为Ploss_Q1= 98 W 。

有源箝位反激电路仿真结果如图5 、 图6 所示。 从图5 中可以得知: 相比于反激电路, 有源箝位反激电路中, 变压器漏感引起的关断电压尖峰被消除了, 功率管电压应力明显降低。 最大值为Vds_Q1= 570 V 。 主功率管Q1的瞬时损耗为Ploss_Q1= 1 . 84 W , 而且主开关Q1实现了零电压开通和关断,主功率管损耗明显降低。

图6 显示: 辅助功率管Q2的瞬时损耗为Ploss_Q2=2 . 54 W 。 辅助功率管Q2也实现了零电压开通(ZVS)。

5 结论

本文通过对有源箝位反激电路工作过程的分析, 设计了该电路关键器件的参数,最后通过Saber软件进行仿真比较并验证分析结果, 仿真结果表明: 针对传统反激变换器存在的缺点,把有源箝位技术应用于反激变换器中, 可以实现功率管的零电压开关(ZVS); 抑制功率管的电压尖峰, 在375 V的直流供电回路中, 主功率管Q1漏源级电压降低了128 V,主功率管Q1的瞬时损耗降低了96.16 W。 仿真结果与分析结果一致: 有源箝位技术可以降低反激变换器的损耗,提高反激变换器的效率。

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有源箝位 篇5

低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。模块电源的高效率和功率密度是业界追逐的重要目标，而次级同步整流被认为是减小损耗、提高效率的有效途径。

有源箝位正激变换器不仅具有效率高、MOS管承受电压和电流应力小等特点，还可以与自驱动同步整流技术相结合，有源箝位同步整流正激变换器在实际工业中得到了广泛的应用。将同步整流技术应用于有源箝位正激变换器时，传统的同步整流管的驱动特别是续流同步整流管存在死区问题，也就是MOS管体二极管的正向导通压降大，反向恢复性能差，增加了电路的整流损耗，因此降低了变换器的效率。

介绍了一种有源箝位同步整流驱动电路，该电路采用栅极电荷保持技术，不仅结构简单，能较好解决同步整流管的死区问题，降低了同步整流管的整流损耗，提高了整个变换器的效率。详细分析了变压器副边电路的工作原理，并在原理样机上进行了实验验证。

2 有源箝位同步整流正激变换器驱动电路的分析

2.1 栅极电荷保持技术的原理[1,2,3]

栅极电荷保持技术原理如图1所示。

在正激变换器中，图1中开关管S通常为续流同步整流管，Cgs为其栅-源电容，Sa为辅助开关管。

在t1时刻以前，辅助开关管是导通的，Cgs上的电荷通过辅助管Sa释放掉，开关管S上没有驱动电压。t1时刻，辅助管Sa关断，开关管S上出现正的驱动电压，Cgs这个电压通过二极管D1对Cgs充电，开关管S导通。在t2时刻，开关管S上的驱动电压消失(比如正激变换器中变压器磁复位结束)，此时，辅助开关管仍然处于关断状态，二极管D1由于承受反向电压而截止，储存在Cgs的电荷由于没有放电回路而得以保持，因此，在没有驱动电压的情况下，开关管Sa仍然导通。在t2时刻，辅助开关管Sa导通，栅-源电容Cgs通过Sa放电，开关管S关断。

2.2 栅极电荷保持技术在有源箝位同步整流正激变换器中的应用

在有源箝位同步整流正激变换器中[4]、[5]，为了实现原边主开关管和辅助开关管的零电压开关，需要设定一定的延迟，这就给副边的同步整流管不可避免地带来了死区。栅极电荷保持技术可以很好地解决有源箝位同步整流正激变换器为实现主开关管和辅助开关管零电压开通而带来的死区问题。同时，考虑到变压器漏感对整流同步整流管的开通影响，一般采用一个附加绕组驱动。电路原理图如图2所示。

在图2中，辅助开关管Sa一般采用小功率MOSFET管，也可以用三极管。D6的作用是当同步整流管Q3关断后使其电压箝位在D6的反向截止电压,这样可以降低Q3的驱动损耗。从图2可以看出，把栅极电荷保持技术应用于有源箝位技术只需要增加一个小功率MOSFET、三个二极管、一个附加绕组，电路实现起来和栅极电荷转换技术一样简单。该电路的工作原理和传统的有源箝位同步整流正激变换器相似，原边电路的工作过程在很多文献中有分析，下面着重介绍变压器副边的工作原理。

在进行讨论之前，作如下几点假设：(1)所有元器件都是理想的;(2)输出滤波电感足够大，故在一个开关周期中，输出滤波电感Lf和电容Cf可用一恒值电流源I0代替。

变压器副边电路的7个工作模态如图3所示。

比如模态(a)中，原边的变压器复位已经结束，主开关管还没有开通，变压器副边绕组上的电压为零,但是由于采用了栅极电荷保持技术，开关管Q4仍然导通。

当Q3的栅源电压达到其门槛电压以前，Q3的二极管导通，如模态(b)所示，这为Q3提供了零电压开通，从而减少了Q3的开关损耗。

当原边主开关管Q1开通以后,输入电压加在变压器的原边绕组上,变压器副边电路从模态(b)变换到模态(c)，输出电流开始从Q4换流到Q3。

模态(d)中，换流过程结束以后，Q3导通，Q4关断，输出电流完全流过整流管Q3。对于附加驱动绕组支路，附加驱动绕组的感应电压通过二极管D7对Q3和Sa的栅源电容充电，二极管D6和D5由于承受反向电压而截止。

当原边主开关管关断以后，辅助开关管导通，变压器其开始磁复位。变压器副边电路从模态(e)变换到模态(f)，输出电流从Q3流向Q4，开始新的换流过程。在主开关管关断时,由于Q4的二极管导通，Q4也是零电压开通，如模态(e)所示。

模态(g)中，换流过程结束以后，Q3完全关断，Q4完全导通，输出电流流过Q4。在变压器磁复位结束以后，Q4的栅源电容储存的电荷由于没有放电回路而得以保持，因此Q4的栅源之间仍然有驱动电压而保持导通，即实现了栅极电荷的保持功能。

2.3 栅极电荷保持技术的问题

当栅极电荷保持技术应用于正激变换器时，它不仅适用于有源箝位复位方式，而且对其它复位方式也一样适用，但是在实际应用中，栅极电荷保持技术存在两个问题。

一是栅极电荷保持时间。在栅极电荷保持期间，续流管Q4的栅极电荷可以通过三条路径缓慢放电：D5的PN结的少子漂移电流;Q4自身的栅源漏电流，如果辅助开关管Sa采用的是MOSFET，则是Sa漏源漏电流;通常Q4自身栅源漏电流相对于其它两部分来说很小，可以忽略不计。肖特基二极管的漂移电流为1mA左右，当采用快恢复二极管时，该电流的为1μA，漏源之间的漏电流大约为100μA，为此，虽然理论上，辅助开关管Sa可以是任何一个功率MOSFET,D5、D6和D7可以是普通的二极管，但是从栅极电荷保持的角度来讲，这些开关管的选取并不是任意的。通常D5、D6和D7选取小信号二极管，例如BAS16，而辅助开关管选取小功率、小信号的MOSFET，在解决栅极电荷保持时间的问题上，也可以通过提高变换器的开关频率来实现。

第二个问题是变压器副边由于两个同步整流管的共同导通而出现的短路问题。从对主开关管开通和关断过程中两个同步整流管的换流过程分析可知：两个同步整流管的关断速度很重要，尤其是Q3开通时，Q4的关断速度更为突出，因为只有当辅助开关管Sa导通以后，Q4的栅源电压降低到其门槛电压以下才能关断。这包含了两个过程，其一，辅助开关管Sa的栅源电压建立达到其门槛电压而导通的时间;其二，辅助开关管Sa导通以后，Q4的栅源电压下降到门槛电压的时间。

3 实验结果

如图4所示为50W(2.5V/20A)实验主电路。为了加速同步整流管Q4的关断，加了一个加速关断电路，控制芯片采用有源箝位专用芯片UCC3580。

实验主要参数为：输入电压为48V(36-75V);输出电压为2.5V;输出电流为20A;开关频率fs=100kHz;滤波电感为5.72μH;变压器磁芯采用EC系列的EER28，变压器的匝比为9:1:2，原边励磁电感为36μH,副边漏感为910nH,,附加绕组的漏感为723nH。

电路满载时的实验波形如图5所示。图5(a)为原边电流波形，主开关管驱动和漏源之间电压的波形，图5(b)为副边同步整流管的驱动波形。

从图5(a)可以看出，主开关管的漏源电压可以降低到零，主开关管实现了零电压开通;从图5(b)可以看出，副边同步整流管的驱动波形互补，与上述分析基本一致，则栅极电荷保持驱动方式解决了死区问题，减小了整流损耗，提高了整流效率。当输入电压为48V，整机在满载的效率可达到89%。

4 结论

本文介绍了一种应用于有源箝位同步整流正激变换器的驱动电路-栅极电荷保持驱动电路，该驱动电路解决了传统电压驱动存在的死区问题和有源箝位正激变换器为实现主开关管和辅助开关管零电压开通而带来的死区问题，因此降低了整流损耗，提高了变换器的整机效率。最后，制作了实验样机，在满载时，整机效率可达到89%，实验结果验证了该驱动电路的正确性和可行性。

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