大电流有源滤波器

大电流有源滤波器（共7篇）

大电流有源滤波器 篇1

1 引言

并联有源滤波器通过检测负载电流il的谐波含量得到补偿电流ic的指令信号ic*。然通过控制开关器件实现ic=ic*。其本质就是可控电流源, 而控制开关器件输出可控电流的方法就是本文提到的谐波电流补偿控制策略。

2 两种常见的谐波电流补偿控制策略

2.1 滞环比较电流控制

滞环比较电流控制方式把补偿电流的指令信号ic*与实际的补偿电流信号ic进行比较。两者的偏差作为滞环比较器的输入, 通过滞环比较器产生控制主电路中开关器件通断的PWM信号, 该PWM信号经驱动电路来控制开关器件的通断, 从而控制补偿电流ic的变化。如此开关器件反复通断, 迫使ic在ic*-H和ic*+H之间的范围内呈锯齿波状地跟随ic*变化,

2.2 三角波比较PWM电流控制

这种方式并不直接将指令信号ic*与三角波比较, 而是通过闭环来进行控制的。把补偿电流指令ic*和实际补偿电流ic进行比较, 求出偏差电流, 通过放大器A后得到调制波, 再把该调制波和高频三角波进行比较, 产生PWM波形, 作为功率开关器件的控制信号, 从而获得所需的补偿电流。

3 新的控制方法

通常的在三角波比较方式中三角波的峰峰值大于调制波的峰峰值的, 在新的控制方法中, 允许调制波的峰峰值超过三角波即过调制。这样通过过调制来实现开关器件长时间开通的情况;在输出电流较小的时候采用固定的三角波生成方式, 当需要快速提升电流或者快速降低电流的时候采用类似滞环比较的办法, 使开关器件长时间处于开通或者关断状态来提供最大的电流上升或下降速度;这样就能有效控制开关器件的开关频率, 对快速的电流变化的响应速度也有明显提升, 因为开关器件是一直开着的, 最大化的改变电流, 下面结合进行仿真进行验证;

4 仿真对比

在相同直流电压与电网电压以及负载的前提下, 为了说明问题, 采用了较大的串联电抗器。故意提高补偿后的电流的THD。三种控制方法的开关器件驱动信号, 输出电流与指令电流差的有效值, 负载电流经过补偿后的THD。

4.1 PWM波形 (如图1)

4.2 输出补偿电流与指令电流电流差 (ic-ic*) 的有效值对比

4.3 有源滤波器补偿后电流的THD对比

5 总结

从电流跟踪能力上看;滞环比较最好, 三角波比较最差, 三角波过调制居中。但是三角波过采样能够在控制开关频率的前提下提高大电流的补偿跟踪能力, 此方法的意义还在于:对于已经应用三角波比较生成PWM的产品来说, 只需要很小的改动就能得到输出波形跟踪能力的提升, 提高有源滤波器的性能。

摘要：分析了两种主流补偿电流跟踪控制技术 (固定环宽的滞环比较电流控制和三角波比较PWM电流控制) 的原理, 提出了一种三角波过调制的电流跟踪控制新方法, 该方法能够有效控制开关频率, 提高了大电流的跟踪能力, 减小系统的跟踪误差。采用PSIM软件, 搭建器件模型进行了仿真实验, 并对其开关信号和跟踪误差的结果进行了分析比较, 理论分析和仿真实验结果表明了所提出的新的补偿电流跟踪控制方法的可行性和有效性。

关键词：有源电力滤波器,补偿电流,三角波滞环控制

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低功耗电流模有源复数滤波器设计 篇2

当前无线通信发展的趋势是集成多协议、多标准的无线收发机,而且随着CMOS工艺发展到深亚微米时代,无线收发机的射频前端和基带集成的多模多协议RF-SOC系统也是将来的主流发展趋势。软件无线电(SDR,Software Define Radio)是基于数字信号处理(DSP,Digital Signal Processing)等硬件为通用无线收发平台,在开放可扩展的硬件上构建可升级、可替换的软件系统,将尽可能多的通信功能用软件实现[1,2]。软件无线电以软件为核心体系,在射频或者中频对模拟信号进行数字化,通过软件完成上下变频、调制解调、编解码、频率合成等功能。基于DSP或FPGA的软件无线电收发机对应不同的新协议、新标准,软件模块配置不同的参数来实现相关功能。对于新协议、新标准的引入,软件无线电收发机的实现十分方便、经济,因此得到了广泛的应用。

在软件无线电收发机中,连续时间滤波器作为重要的电路模块,可以将需要的信号与谐波和干扰分离。应用于接收机的信道选择复数滤波器能够有效滤除谐波和干扰分量,保证输出信号具有足够的信噪比。传统的信道选择滤波器采用电压模电路实现,即电路输入的是电压信号,输出的也是电压信号。随着电源电压逐步降低,电压模滤波器的线性度和动态范围严重受限。在低电源电压下,电流模电路具有高线性和高动态范围,因此具有较为突出的优点[3]。因此,研究低功耗的电流模滤波器,能够有效降低功耗,对于便携低功耗的软件无线电接收机的实现有重要的意义。

本文提出了一种基于互逆网络理论,采用电流传输器实现的低功耗和高线性度有源电流模滤波器。电路采用中芯国际提供的0.18µm RF CMOS工艺设计,仿真结果表明滤波器满足电路指标要求,验证了基于可逆网络的电流模滤波器的可行性。

2 基于电流模滤波器的无线接收机

当选择电流而不是电压作为电路中的信号变量,并通过电流的处理从而实现电路功能,称为电流模电路。与电压模电路不同,电流模电流中处理的信号为电流。电流信号的大小与过驱动电压和电源电压基本无关,因此电流模电路的线性度不会随着电源电压下降而受限。电流模电路只有低阻节点,因此电流模电路比电压模电路在同样功耗下具有更好高频特性。

对于接收通道的电流驱动无源混频器,传统的做法是混频器后的跨阻放大器将电流信号转换为电压信号,经过电压模滤波器后由电压模模数转换器(ADC,Analog to Digital Converters转换为数字信号,如图1所示。电流信号到电压信号的转换一方面增加了功耗,另外一方面也引入了更多的非线性,增加了系统的复杂性。

由于电流模ADC电路提出并实现[4,5],我们引入电流模滤波器跨接在混频器之后,构成了电流模接收机链路如图2所示。电流模滤波器能够直接处理混频器输出的电流信号,并由后级的电流模ADC转换为数字信号。由于接收通道中而不需要格外的电流-电压转换,因此在功耗和线性度上具有更强的优势。

由于电流模电路具有电路节点阻抗低和信号摆幅低的优势,因此可以在低电源电压高线性度的射频接收电路中得到广泛应用。因此,在高工作频率,高线性度信号的处理领域,基于电流模式电路设计方法比传统的电压模式电路设计方法,具有越来越多优势和吸引力。

3 电流模滤波器原理及分析

常用的电压模复数滤波器基于gm-c或者有源-RC结构实现[6,7],而电流模滤波器基于电流传输器(CC,Current Conveyor)实现[8]。由于电压模器件一般具有恒定的增益带宽积,增益和带宽成反比。电流模电路通过处理电流信号决定电路功能,能过工作在很高的频率。在相同的电源电压和频率响应条件下。电流传输器结构电流模滤波器比有源-RC结构的电压模滤波器功耗更低,比gm-c结构的电压模滤波器的线性度更高。

在具备同样器件敏感度情况,能够用电流模电路替换电压模电路,实现相同滤波功能的有源电路。对于这种电流模电路和电压模电路之间的转换方法,通常称为基于互逆网络理论的伴随单元法[9]。

3.1 互逆网络及伴随单元

具有相同输入输出功能,激励和响应互换的互逆网络如图3所示。

图3所示的网络的对应关系如(1)所示。

满足公式(1)条件的任意网络N和对应网络Na为互逆网络,对于给定的网络N,对应的互逆网络Na称为伴随网络。当网络N的激励和响应互换,并用伴随网络Na代替网络N,输入输出传输函数保持不变。网络N和网络Na称为相互互逆。对于给定的网络,构建伴随网络是比较容易的。因此可以基于常见的电压模电路,根据伴随网络原理构建电流模电路。如图5所示基本单元及其对应的伴随单元,伴随网络可以通过网络中的基本单元更换为伴随单元得到。

图4所示的基本单元和伴随单元提供了电压模和电流模电路互相转换的途径。因为原电路网络以电压为变量,其伴随网络以电流为变量,但二者的传输函数相同。所以我们可以利用图4的关系,首先得到基本电压模有源-RC滤波器电路,并利用伴随理论得到电流模的有源-RC滤波器电路,从而实现同样的功能。

3.2 低压全平衡电流传输器

电流传输器(Current Conveyor,CC)作为一个三端口器件,是电流模电路的基本单元[10]。电流传输器CC在电流模电路中的作用,类似于运算放大器(Operation Amplifier,Op-amp)在电压模电路中的作用。因此,电压模中基于运算放大器的复杂电路,基于伴随原理,可以用电流传输器替换并实现相同的功能。低压全平衡电流传输器(Lower Voltage Fully Balanced Current Conveyor II,LVFBCCII)是一种五端口有源器件,低压全平衡电流传输器电路符号如图5所示。

低压全平衡电流传输器其端口输入输出特性如(2)所示。

其中X和Z端口都是差分形式,而Y端口为单端形式,k代表输出电流idz是输入电流idx的k倍。

基于如图6所示的低压单端电流传输器电路,实现低压全平衡电流传输器如图7所示。图6中M1~M9构成单端输出CCII电路,M10~M15构成电流镜完成反向输出,实现带同相和反相输出的低电压CCII电路。图7中集成两个CCII电路,将同相和反相端交叉连接,实现低电压全平衡电流传输器单元。

对于共模输出电流Idz和差模输出电流Icz,分别可以表示为:

从式(3)和(4)可以得知,低压全平衡电流传输器同时实现了电流信号差模放大和共模抑制。

4 电流模滤波器实现及仿真

4.1 电压模有源-RC复数滤波器

有源RC多相滤波器设计方法是在两个低通滤波器每级之间加入频率变换电阻,对实数的低通滤波器进行频率搬移,得到输入正交差分信号的复数带通滤波器[11]。因此首先基于信号流图及蛙跳法(Leapfrog),实现带宽为800k Hz,通道纹波为0.2d B的三阶Chebyshev I型低通滤波器,有源低通滤波器如图8所示。无源滤波器原型的电容和电感被正负积分器所替换,每个积分器的输出都对应一个反馈和前馈电阻,前后两个积分器都有电阻和电容并联来模拟负阻抗。利用Leapfrog法,元件值变化和运放非理想特性导致的滤波器误差分散于整个滤波器。

为了便于调谐,并考虑到RC器件最大20%的误差,将C1~C3调整为相同大小的电容C,这样需要重新调节电阻的大小,但需要保持三级的极点大小不变。

4.2 电流模有源-RC复数滤波器实现及仿真

在得到基于图8的有源低通滤波器实现的电压模复数滤波器,利用运算放大器的伴随单元电流传输器(CC),得到如图9所示的有源复数电流模滤波器。三级复数滤波器从低通滤波器搬移到复数滤波器同样需要频率搬移电阻Ry,每一级均需要搬移。

与电压模复数滤波器不同的是,电流模复数滤波器的输入信号为电流,输出信号也同样为电流信号。电流模复数滤波器采用CMOS 0.18μm工艺实现,其幅度频率响应如图10所示。复数滤波器中心频率为2MHz,带宽为1.5MHz,增益为0d B,带外-2MHz频率处的抑制为40d B,满足电路设计要求。

群延时定义为相频特性的微分。群延时表示了一个载频信号的包络的延迟,包络是包含着一定的带宽的,所以群延时表示了一定带宽的一组频率成分的延迟。在没有产生相位失真的条件下,系统的群时延特性为常数。图11为电流模滤波器的群时延仿真结果,在通带频率范围内群延时Group Delay=352n S,群延时恒定,满足无失真的要求。

5 结束语

本文设计了应用于软件无线接收机的信道选择滤波器电路,通过伴随单元低压全平衡电流传输器的应用,实现了低功耗下的电流模复数滤波器电路,从而减小了芯片面积并节约了功耗。电路采用CMOS 0.18μm工艺设计并仿真验证,仿真结果表明,电路达到设计指标,满足系统进行复数选择滤波的要求。该设计满足低功耗、低电压芯片要求,可以应用于多模多协议的软件无线电收发机系统。

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大电流有源滤波器 篇3

随着电网中大量非线性负荷特别是电力电子装置投入运行,使得电网的谐波污染问题日趋严重[1]。有源电力滤波器(APF)能够对频率和幅度都变化的谐波进行跟踪补偿,且补偿特性不受电网阻抗的影响,因而受到了广泛的关注[2,3,4]。

有源电力滤波器的性能很大程度上取决于电流跟踪控制电路采用的电流控制方法的好坏。它既要快速响应,又要选择最优的开关控制矢量以提高控制精度及效率,避免不必要的开关,减小损耗。目前跟踪型PWM控制主要有三角波电流控制方法和滞环电流控制方法两种[5]。前者可以获得恒定的开关频率,装置安全性较高,但响应速度受闭环稳定性要求影响,即便是在稳态也可能出现明显的滞后误差[6]。后者可以获得较好的控制性能,精度较高且响应快,但由于三相滞环是各自独立的,缺乏协调可能引起较大的开关噪声和电流脉动。

本文采用一种基于电压空间矢量的双滞环电流控制技术(double hysteresis current control based on voltage space vector modulation,DHCC-SVM),该方法根据误差电流的大小不同采取不同的电流控制策略来控制逆变器输出电流与指令电流的误差在误差电流复平面的圆点附近,从而使有源电力滤波器输出电流实时跟踪指令电流的目的。引入电压空间矢量来改善滞环控制方法的性能,已成为一种趋势[7,8]。电压空间矢量控制方法把三相变流器件作为一个整体来考虑,每个状态同时给出三个PWM控制信号,提高了电压效率,降低了开关频率,减少了系统损耗,既有较好的电流响应速度,又能有效限制误差电流。

1 有源电力滤波器电压空间矢量控制原理

典型的并联有源电力滤波器系统如图1所示。

并联有源电力滤波器系统单相等效电路如图2所示。

若uc为APF的输出电压,us为系统电压,根据基尔霍夫电压定律可得系统的三相瞬值电压方程为:

下标x代表a、b、c三相,假定APF直流侧电压Udc大小不变,设三相系统对称,引入开关函数Sa、Sb、Sc,则APF系统中三相逆变器相应的输出电压又可表示为:

由上式可看出APF各相输出电压取决于三相桥臂的开关状态组合。而三相逆变器共有8种开关组合模式,同时对应着8组基本输出电压空间矢量,结合上式可得电压源型逆变器(VSI)的输出电压如表1所示(各相电压以Udc为基准)。

表1开关模式与VSI输出电压

由式(2)可知,每相输出电压都同时与三相桥臂的总体状态相关,即三相桥臂之间存在相互干扰。为了消除相间影响,引入静止正交α-β坐标。当α轴与A轴重合时,两坐标系的变换关系为:

根据表1,8个开关模式对应的电压空间矢量可方便地表示为α-β平面中的复数:

根据式(1),有源电力滤波器的输出端对应的矢量方程可表示为[9]:

式中uc、ic、us分别为(uca,ucb,ucc)、(ica,icb,icc)、(usa,usb,usc)对应的空间矢量。

当得到参考指令电流矢量ic*时,可由式(5)求得参考电压矢量uc*,即:

定义误差电流矢量Δi为:

由式(5)和式(6)相减可得:

式中忽略了VSI交流侧的电阻R,Uk表示VSI可输出的基本电压空间矢量。

该式说明,对于给定的参考电压空间矢量uc*,可以选择合适的APF输出电压矢量Uk,以控制电流误差矢量的变化率,从而间接控制电流误差矢量Δi,也就间接控制了ic。

2 基于电压空间矢量的双滞环电流控制方法

2.1 控制原理

参考文献[10]中采用的是电压空间矢量单滞环控制误差电流的方法。然而,当didtc*较大时,由于所选的Uk对应的矢量L ddtΔi的模值较小,即Δi变化较慢,因而无法使矢量ic快速跟踪变化较快的矢量ic*,为此本文采用了一种基于电压空间矢量的双滞环电流控制方法。由式(8)分析,一旦参考电压矢量uc*和电流误差矢量Δi确定之后,两矢量的空间区域位置也随之确定,为实现电流跟踪控制,必须选择一个合适的电压空间矢量Uk,使电流误差矢量

dΔi

变化率始终具有与电流误差矢量Δi方向相反

dt

的分量,当开关频率足够高时,电流误差矢量的模|Δi|被限制在一定的滞环宽度内,从而实现APF的电流跟踪控制。设外滞环的宽度为hM,内滞环的宽度为hm(hm

规则1:当|Δi|>hM时,选择Uk,使其对应的

dtdΔi具有与Δi方向相反的最大分量,从而使补偿电

流ic以最快的速度跟踪指令电流ic*。

规则2:当hm≤|Δi|≤hM时,应采取更精确的控制策略,选择Uk,使其对应的具有与Δi方向相反的最小分量,从而使补偿电流ic跟踪指令电流ic*的同时,限制电流变化率,以抑制电流谐波和功率开关器件的开关频率。

规则3:当|Δi|

2.2 uc*和Δi的区域划分

8种开关模式所对应的APF输出电压矢量Uk(k=0,1,…,7)将矢量空间划分为6个三角形区域,即为uc*所在区域,记为Ⅰ~Ⅵ,如图3 a)所示。考虑到Δi空间区域划分应有利于ΔiA、ΔiB、ΔiC的正、负极性判别,因而将uc*空间坐标系顺时针旋转π/6,可得Δi空间的区域划分,如图3 b)所示,Δi空间区域划分为12个区域,记为1~12区,内环部分分为区域1~6,内环滞环宽度为hm,外环部分分为区域7~12,外环滞环宽度为hM。

两坐标系之间的转换关系如下:

2.3 电流误差矢量Δi所在区域的判定

通过指令电流值与检测到的逆变器各相输出电流的实际值之间的差,可以非常容易的得到Δi在坐标轴A、B、C上的分量ΔiA、ΔiB、ΔiC。再通过式(9)计算可以得到Δi在坐标轴x、y、z上的分量Δix、Δiy、Δiz。由式(9)的数学特性可知,Δix、Δiy、Δiz三个值中必有两个正值和一个负值[11]。假设Δix>0和Δiz>0,则Δi一定处于5、11或者6、12区域;再通过比较Δix和Δiz大小,若Δix>Δiz,则Δi处于6或12区;若Δix<Δiz,则Δi处于5或11区。再用|Δi|的大小来判断Δi是在内环还是外环。归纳所有Δi所在区域与Δix、Δiy、Δiz极性关系可得如下的表格,如表2所示。

2.4 参考电压矢量uc*所在区域的判定

当式(1)中电流量取指令电流i*ca、i*cb、i*cc时,可得APF输出的参考相电压分别为u*ca、u*cb、u*cc。通过u*ca、u*cb、u*cc相关极性判别,可确定矢量uc*的区域,即:

式中u、v、w为判据参数,sign函数的定义见式(10)。则矢量uc*区域检测判据如表3所示。

3 最佳电压空间矢量的判定

如图4所示,图中虚线所表示的矢量即为Uk所对应的矢量

由2.1节提出的控制规则1,当电流误差矢量超出外环时,即|Δi|>hM,应使其快速回复,即应该获得与电流误差矢量方向相反的最大分量。由图4可以看出,无论uc*在何区域,Δi所在区域包含的Uk对应的与矢量-Δi夹角始终最小,从而使得方向具有最大分量。

由2.1节提出的控制规则2,当误差电流矢量Δi处于两环之间,即hm≤|Δi|≤hM时。首先,优先考虑模值较小矢量对应的Uk,如图4所示,当Δi处于4区,uc*处于Ⅰ区时,显然只有矢量所在区域对应的三角形边界矢量U0、U1、U2、U7满足此条件;另外,选定的Uk所对应的矢量L dΔdti必须始终与矢量Δi方向相反,因此只有矢量U0、U7满足上面2个条件。

按照上述分析方法,可得矢量Uk的输出判据表,如表4所示。

4 仿真与分析

本文利用MATLAB/Simulink中的电力系统模块(sim power systems)对三相APF系统进行了建模和仿真分析。主电路结构如图1所示,采用了基于三相瞬时无功功率理论的ip-iq法来从负荷电流中分离出谐波分量。仿真参数为:电源线电压为380 V/50 Hz,系统阻抗忽略不计;负载为三相不可控整流桥,Ld=2 m H,Rd=1.5Ω;直流侧电压Udc为1 000 V;平波电感为1 m H;注入电感为1.5 m H。内环和外环半径约为系统电流峰值的2%和5%。

三相APF系统仿真波形和谐波分析如图5所示,其中iLa和isa分别为负载侧a相电流和电网侧a相电流。

由图5可知,当系统电流得到补偿进入稳态后(大约0.01 s以后),电流谐波总畸变率由20.36%变为1.60%,系统中的谐波电流大大降低。

另外,当APF滤波装置起动时,由于直流侧电压突然由未投入装置时的稳定值在极短的时间内上升至设定值,从而造成了较大的ΔUdc。由此可知变流器直流侧电压较大的变化值将导致isa发生突然的跃变,图5 c)中isa的冲击量可达到稳定值的两倍以上;显然,这样一个起动过程将影响系统的稳定,或者降低系统的稳定裕量,导致装置不能正常投入或变流器器件发生故障。通常情况下,大功率的电力电子装置都需要软起动过程。

为验证基于DHCC-SVM在减少开关次数方面的效果,本文与普通滞环电流控制(HCC)的开关次数做了对比分析。在补偿效果基本一致的前提下,其中一路PWM脉冲在一个周期内的开关情况如图6所示。

由图6可知,与普通滞环电流控制相比,电压空间矢量的双滞环电流控制的开关频率明显降低,从而能降低开关损耗并且防止开关频率过高导致功率器件过热损坏。

5 结语

本文提出的有源电力滤波器的电压空间矢量双滞环电流控制方法使用参考电压矢量uc*和电流误差矢量Δi的区域来选择最佳电压空间矢量,实现了APF的三相桥臂间的关联控制,避免了普通滞环电流控制中的无效开关过程及电流失控现象,从而可以有效限制误差电流,降低开关频率,电流跟踪性能良好,该方法控制简单,运算量小,易于在DSP上数字实现,仿真结果证明了该方法的正确性和有效性。

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大电流有源滤波器 篇4

近年来,配电网中以电力电子设备为主的各种非线性装置的应用不断增加,对电能质量造成了严重的污染。有源电力滤波器(APF)由于能够同时对谐波、无功和负序电流进行动态补偿,需求的贮能元件容量小,不易与电网阻抗发生谐振等优点受到广泛关注。特别是自文献[1]提出瞬时无功功率理论以来,APF得到了极大发展,基于瞬时无功功率理论进行谐波检测的APF目前已经成功应用于工业现场[2,3,4,5,6]。

传统的APF控制方法都是首先提取负载谐波电流取反后作为控制器的参考电流,然后控制器控制APF发出与负载谐波电流大小相等、方向相反的谐波电流注入电网中来达到谐波补偿目的。由于负载谐波电流具有频率高、变化迅速的特点,一般控制器很难对其做到无静差跟踪,再加上参考谐波电流提取过程中低通滤波器会带来控制延时,因此,APF的控制是一个研究热点和难点。近年来提出的电源电流直接控制的APF控制方法因其不需要检测负载谐波电流和无功电流而引起广泛关注。文献[7]提出一种不需要检测负载电流的控制方法,只对电源电流进行检测和控制。文献[8-9]在文献[7]的基础上指出,负载谐波电流和无功电流只是电容电压的一个前馈信号,指出了负载谐波电流检测的不必要性。文献[10]对不检测负载谐波电流的方法与传统的APF控制方法进行了详细的对比研究。虽然以上文献提到不检测负载电流的电源电流直接控制方法相对于传统的APF控制方法的优势是系统跟踪目标为直流量,同时节省了一套传感器,但是APF的电源电流直接控制方法仍然有待改善。

1)目前尚未有文献推导出电源电流直接控制的APF数学模型,只是笼统地描述了控制思想。

2)在不检测负载电流的电源电流直接控制方法中虽然系统跟踪目标为直流量,但是负载电流此时变为系统的可测量干扰,如果不对负载电流进行检测,会导致无法对其进行前馈补偿校正。由于负载电流包含大量谐波电流,普通控制器难以对此干扰做到很好抑制,因此,同跟踪负载电流控制方式一样,设计一个无静差跟踪的控制器难度很大。

3)电网提供的有功电流绝大部分提供给电网中的非线性负载消耗,只有极小一部分被APF损耗和用于维持直流侧电压稳定。在不检测负载电流的电源电流直接控制方法中,不能提取负载消耗的有功电流参考值,只能靠APF电压外环控制器调整输出使电源提供的有功电流达到期望值,这会导致控制器动态响应速度较慢。

4)不检测负载谐波电流意味着无法提取负载电流中的无功电流,因此,不检测负载电流的电源电流直接控制方法只能对负载的无功电流和谐波电流同时补偿,实用性比较差。

为此,本文提出一种改进的电源电流直接控制方法。首先,对电源电流直接控制的APF进行了数学建模;然后,对建立的数学模型进行了电源电压前馈校正和系统解耦处理,再根据处理后的数学模型建立电压外环和电流内环双闭环比例—积分(PI)控制器,并根据测量到的负载电流干扰,设立前馈补偿通道,实现对负载干扰电流的误差全补偿;最后,对所提方法进行了仿真和实验对比研究。

1 电源电流直接控制的APF数学模型

图1为三相并联型APF系统结构图。图中:Sa1,Sa2,Sb1,Sb2,Sc1,Sc2为每相桥臂的开关管;L为每相的输出电感;R为输出电感内阻和每相桥臂上、下管互锁死区压降等效阻抗之和;C为直流母线上的滤波电容;RL为APF开关损耗所引起的负载效应;Vdc为APF直流侧电容电压;iSi,iLi,iCi(i取a,b,c)分别为电源电流、负载电流和APF控制电流;O为三相电网的中性点;N为直流侧的接地点。

APF的结构图与电压型脉宽调制(PWM)整流器的结构图类似,其状态空间平均法下的数学模型如式(1)所示[1,2,3,4,5]。

式中:Si∈[0,1](i取a,b,c)为图1中开关管的占空比;uSi(i取a,b,c)为电网三相电压。

由于电源电流直接控制的APF的控制目标为电源电流,因此,需要对式(1)所示数学模型进行变换。由图1可知:

式中:i取a,b,c。

把式(2)代入式(1)并进行dq变换,得到dq坐标系下电源电流直接控制的APF数学模型如下:烄LdtdiSd-LdtdiLd=uSd-R(iSd-iLd)+

式中:iSd和iSq分别为电源电流的d,q轴分量;iLd和iLq分别为负载电流的d,q轴分量;uSd和uSq分别为uSi经过dq变换后的d,q轴分量;ω为电网角频率;Sd和Sq分别为Si经过dq变换后的d,q轴分量。

2 电源电流直接控制的APF控制器设计

2.1 电源电流直接控制的APF电流环控制器设计

2.1.1 系统解耦和前馈补偿设计

由式(3)可知,dq坐标系下APF的d轴和q轴存在严重的耦合,这种由dq变换引起的耦合会影响系统的动态性能,解决这种问题的方法有许多,本文采用基于dq旋转坐标系的状态反馈解耦控制[11]。在旋转坐标系下通过引入d轴和q轴的电流状态,通过状态反馈矩阵实时实现d轴与q轴间的解耦。

从式(3)同时可以看出,以iSd和iSq为控制目标的APF数学模型中存在干扰输入,分别为系统电压uSd和uSq及负载电流iLd和iLq,它们都属于系统的可测量干扰。在不检测负载电流的控制方式中,需要对系统电压进行检测,因此,一般通过增加系统电压单位前馈通道,实现对电网电压干扰输入的补偿。

由于负载电流iLd和iLq含有多次谐波,普通PI控制器很难对这个干扰做到完全抑制,因此,本文通过检测负载电流,提出一种负载电流前馈补偿方法,实现对负载电流干扰的误差全补偿。APF的数学模型在dq坐标系下经过解耦后为一阶惯性环节1/(Ls+R)。为实现对负载电流干扰的误差全补偿,以d轴为例,进行如图2所示的前馈补偿设计。

图2中:i*Sd(s)为电源电流的d轴参考值;Gn(s)为前馈补偿装置传递函数;G(s)为经过解耦后的系统传递函数;G1(s)为控制器传递函数。由于系统前向通道中存在负号,要实现对iLd(s)的误差全补偿,只要令:

则负载电流干扰作用下的系统输出为:

带有电源电压前馈补偿、负载电流前馈补偿,以及输出电流交叉解耦的电流环控制框图如图3所示。图中:虚线右侧为控制对象,左侧为控制器;(1)为系统解耦;(2)为电压前馈;(3)为负载电流前馈;i*Sq为电源电流的q轴参考值;vrd和vrq分别为控制器输出电压的d,q轴分量。

2.1.2 系统电流环控制律求解

从图3可以得到经过解耦和前馈补偿校正后的控制器输出为:

将式(6)代入式(3)得:

从式(7)可见,引入电网电压前馈、负载电流前馈和输出电流交叉解耦项后被控对象为一阶模型,通过控制vrd和vrq可独立控制iSd和iSq。图3所示框图可简化成图4所示框图。此系统中电源提供的有功电流主要分为2个部分,其中,绝大部分被非线性负载消耗,小部分用来维持APF直流侧电压恒定。在不检测负载电流的控制方法中,无法提取负载消耗的有功电流作为控制器的参考值,只能通过电压外环控制器调节来实现APF直流侧电压恒定。

在本文中,由于为了实现对负载电流干扰的抑制,已经对负载电流进行了检测,因此,为了提高系统的动态性能,对于非线性负载消耗的有功电流,可以通过低通滤波器提取负载电流中的有功部分作为电源电流控制器的参考输入。电源电流控制器的参考输入分别为:

式中:为dq坐标系下通过低通滤波器提取出的负载有功电流。

由于负载有功电流iLd在dq旋转坐标系下为直流量,根据自动控制理论相关知识可知,凭借积分控制器就能对其做到无静差跟踪,再经过系统电压和负载电流前馈及系统解耦控制后,APF的数学模型简化成为一阶模型。因此,本文所提的电源电流直接控制改进方法中,为了实现对负载谐波电流的完全抑制,APF双闭环控制策略中的电流环控制器选择PI控制器进行控制。令KIp和KIi分别为电流内环PI控制器的比例和积分系数,则电流环控制器输出vrd和vrq分别为:

把式(9)代入式(6),得到将PI控制器作为电流环的电源电流直接控制的APF的系统控制律为:

2.2 电源电流直接控制的APF电压环控制器设计

由于电源提供的有功电流一部分被APF吸收,用来维持APF直流侧电压稳定,为了稳定APF直流侧电压,一般采用电压外环PI控制[12,13],图5为电压外环控制器的控制框图。

从图5可以得到:

式中:V*dc为APF直流侧电压设定值;KVp和KVi分别为电压外环PI控制器的比例和积分系数。

把APF电压环控制器输出引入电流环,实现APF的双闭环控制,控制框图如图6所示。

电源电流参考值分别为:

考虑到实际应用中APF的容量限制,如果APF只需要对负载谐波进行抑制,则只需要令:

式中:为dq坐标系下通过低通滤波器提取出的负载无功电流。

因此,本文所提出的APF电源电流直接控制改进方法能够单独进行谐波电流补偿或者无功和谐波电流同时补偿,相对于改进之前的控制方案灵活性大大增加。

3 仿真和实验

为验证本文所提方法的正确性和优越性,进行了MATLAB/Simulink下的仿真和实验。限于篇幅,仿真参数和波形详见附录A。仿真结果表明,所提出的APF电源电流直接控制改进方法相对于不检测负载电流的方法具有更好的动态特性,直流侧电压波动小,恢复时间快,补偿精度更高。

同时,对所提出的APF电源电流直接控制改进方法在APF(66kVA)实验系统上进行了实验。APF功率电路的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)采用了富士的2MBI400U4H-120,IGBT驱动芯片采用了瑞士CONCEPT公司的2SD315AI,控制芯片为德州仪器的数字信号处理器(DSP)芯片TMS320F2812,直流侧电容及其电压为20 mF/900V,输出电抗器电感为0.5 mH,非线性负载为三相不控整流桥带纯阻性负载。采用不检测负载电流的电源电流直接控制方法和本文所提出的改进方法时,APF的补偿实验波形图分别如图7和图8所示。

2种控制方法都采用基于PI控制的双闭环控制。从图7可以看出,由于负载电流含有多次谐波电流,传统PI控制器无法对其进行完全抑制,因此,导致此种方法控制的APF补偿后的电源电流仍然有比较大的畸变。从图8可以看出,基于本文提出的改进方法控制的APF补偿后的系统电源电流接近理想正弦波,电源电流畸变明显变小,相对于不检测负载电流的电源电流直接控制方法大大提高了APF的谐波抑制效果。实验结果说明,在APF的电源电流直接控制方法中,利用负载电流的可检测特性,对负载电流检测,进行按扰动补偿的前馈校正后,利用传统的PI控制器就可以实现负载谐波电流的无静差抑制,达到很好的谐波抑制效果。

4 结语

本文通过电源电压前馈、负载电流前馈,以及系统解耦将系统简化成一阶模型,并推导了电源电流直接控制方式的PI控制规律,利用普通的PI控制器实现对电网谐波电流的无静差控制。仿真和实验证明,本文方法相对于不检测负载电流的方法具有更好的动态性能和控制效果。虽然理论上本文方法对负载谐波能做到无静差控制,但是仿真和实验结果表明,由于无法精确获得系统相关参数,导致系统前馈补偿传递函数存在一定偏差,同时,数字控制会带来滞后一拍。因此,实际中对负载电流带来的误差实现全补偿存在一定困难,补偿后的电源电流仍然存在一定畸变。下一步工作需要对控制器进行进一步改进,从而减少相关不利因素对控制效果的影响。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

大电流有源滤波器 篇5

关键词：有源电力滤波器,数字PI控制,重复控制,复合控制,电流补偿

为在供配电系统中快速有效地消除谐波电流，本文对有源电力滤波器(APF)[1,2]进行了研究，取研究对象为三相并联电压源型APF。在APF中，关键部分是电流环，而电流环中，最重要的是电流控制器的设计。APF通常要求滤除50次以内的谐波，单独的数字PI控制器带宽远远不够，即使增大比例参数，效果也不明显，另外，比例参数的增大还可能导致系统不稳定，因此需要考虑新的控制方法提高系统的稳态精度。重复控制实施容易、成本低、效果好，但无法实现短于1个周期的动态响应[3]。

综上所述，无论是单独的PI控制还是单独的重复控制，各自都有优点和缺点，将二者有机结合、取长补短，形成复合控制方案将是控制系统设计的最优选择。利用数字PI控制的快速性保证APF的动态性能，利用重复控制无静差跟踪来提高APF的稳态性能，这种复合结构的电流控制器，理论分析和实验结果证明了其可行性和有效性。

1 APF结构及数学模型

1.1 APF结构

三相并联APF结构如图1所示。APF主电路采用PWM电压型逆变器，为了实现控制电流的全补偿，直流侧电压高于网侧线电压的峰值，属于Boost型拓扑结构[1]。逆变器开关器件采用自带驱动的IGBT模块。补偿对象为一个RL三相不控整流负载。图中，usa、usb、usc和isa、isb、isc分别为电网a、b、c三相相电压和相电流，iLa、iLb、iLc为负载三相相电流，ura、urb、urc为PWM逆变器输出三相相电压，ica、icb、icc为三相相补偿电流，udc、idc分别为直流侧电压和电流。

1.2 APF数学模型

按图1定义的电压、电流参考正方向，忽略线路电阻和电源侧的线路电抗，对APF交流侧电路，可列出静止abc坐标系下的关系式，将此式变换至d-q坐标系下，可得式(1)[3,4,5,6,7]，式中R代表滤波电感的内阻和由每相桥臂上、下管互锁死区而引起的电压损失所对应的等效电阻之和，L代表滤波电感。显然，d轴与q轴电流之间存在交叉耦合项。

2 数字PI控制

2.1 数字PI控制器在电流环中的作用

首先，考虑电网电压不平衡以及为了给PI控制器提供一稳态运行工作点，引入电网电压前馈;其次，由于d、q轴电流控制回路存在相互耦合项，为了在阶跃响应下也可独立控制，采用状态反馈交叉解耦法以抵消耦合项的影响;再次，为了减小电流跟踪误差，用数字PI控制器进行控制。

为得到d、q轴解耦电流，控制器输出应消除输出电感影响，于是得式(2)。根据式(1)(2)可得式(3)。

因此，通过控制vrd、vrq可独立控制id、iq。带电压前馈和输出电流交叉解耦项的PI控制器结构见图2。

其中，虚线右边为控制对象，左边为控制器，id*、iq*为在d、q坐标系下计算所得谐波指令，它们是基于瞬时无功功率理论或其他理论的谐波提取环节产生的。usd、usq为系统电压在d、q坐标系下的值，引入电网电压前馈和输出电流交叉解耦项，则图2所示电流环控制框图可简化成图3所示框图。

d轴与q轴分析相同，此只分析d轴。采用零阶保持及滞后一拍控制后控制对象模型(如图4所示)。

系统开环脉冲传递函数为

系统的特征方程为

通过朱利判据可知数字PI控制器保持系统稳定的KP及KI取值范围如下式所示：

式(6)是数字PI控制下保持系统稳定的KP及KI取值范围。如图5中实曲线、横轴与纵轴所包围的范围。范围相当小，意味数字PI控制的APF系统稳定性较差，其主要原因是离散时间控制只在采样时刻是闭环反馈控制，而在其他时间是开环控制，控制指令在一个更新周期内保持不变。采样周期的大小直接影响系统性能，采样周期越小，KP范围越大，KI范围相应越小，数字控制系统越接近于连续控制系统。

如取比例参数为KP=1.0，积分参数为KI=0.021，则系统闭环和电流环误差脉冲传递函数分别为

电流环开环、闭环传递函数频率特性幅值裕度分别为7.54、2.87 dB，相角裕度分别为55°、42°。

图6为数字PI控制电流误差频率特性，输入指令信号频率小于10 Hz时，输出完全跟踪指令信号，误差小于1%;输入频率10～67 Hz时，输出基本跟踪输入，误差1%～10%;输入频率大于613 Hz时，输出基本不能跟踪指令信号，误差达46.3%。

2.2 数字PI控制器补偿性能分析

综上，对于APF电流环数字PI控制，由于采样频率、零阶保持器及滞后一拍控制的影响，在系统稳定的前提下，其比例及积分参数的取值有限，APF的补偿性能有限。通过其闭环频率特性曲线可知，随频率的上升其补偿能力下降，如图7所示。

电流环闭环传递函数的相频特性当低频增益接近0时，相位滞后很小，中高频增益相位明显滞后。因APF控制的是谐波电流，在dq轴上给定的指令相对于基波而言是频率较高的许多不同次数分量的叠加，生成的电流指令已超出可控带宽，即单独的电流环数字PI控制器有很大局限性。

3 重复控制

3.1 内模原理

内模原理指出：系统稳定状态下精确跟踪任意参考输入信号的前提条件是闭环控制系统稳定且包含有输入信号保持器[8]。

重复控制是一种基于内模原理的控制策略。设计重复控制系统，必须找到一个周期信号保持器[6,7,9,10]，将其引入到反馈控制系统内并通过补偿环节使系统稳定，就有可能在1个周期内跟踪给定和消除扰动。

3.2 重复控制器结构

完整的重复控制器结构见图8。其中，Q(z)是一个低通滤波器或小于1的常数，它与z-N一起构成重复控制器的内模部分。这样，可消除位于单位圆圆周上的N个开环极点，使开环系统不呈现临界振荡状态。

前向通道上串联的周期延迟环节z-N使控制动作延迟1个基波周期。由于已经假定指令和扰动都是重复性的，故这样做将使系统下一周期的控制作用具有一定超前性。补偿器S(z)是针对对象GP(z)的特性而设置的，在获知了上一周期的误差信息后，到了下一周期给出合适的、相位正确、幅值恰当的控制量，以迅速有效地抵消误差。

4 基于数字PI控制和重复控制的复合控制

4.1 复合控制结构和性能

4.1.1 复合控制结构

固定非线性负载都遵从一个基本特征，即几乎每个基波周期都以完全相同的波形重复出现[3,4,5,6,7,9,10,11]。基于内模原理的重复控制技术正是解决周期性跟踪误差的一种方法，但其作用滞后1个基波周期，在非线性负载突变动态过程中，输出补偿电流有1个基波周期基本处于失控状态，出现大幅度波动和畸变，系统补偿性能变差。于是本文提出了基于数字PI控制和数字重复控制的复合控制策略。

复合控制的结构框图如图9所示。主要由2部分组成：一是数字PI控制器，对输出谐波指令误差进行实时调整，改善APF系统的动态性能;二是数字重复控制器，用来消除系统的周期性跟踪误差，改善APF系统的稳态补偿精度。

在复合控制中，PI控制器和重复控制器并联在控制系统的前向通道，互相协调，互相补充，共同对系统的输出产生影响：当系统稳定运行时，系统的跟踪误差小，PI控制器的作用很小，大多由重复控制器提供;当负载出现大的扰动，跟踪误差突然变大，重复控制器输出不产生变化，但PI控制器却感受到跟踪误差的突变并立即产生调节作用。1个周期过后，重复控制器产生调节作用按衰减因子使跟踪误差迅速减小，PI调节器的作用逐渐减弱，直至系统达到新的稳定运行状态。

4.1.2 复合控制性能分析

在图9中，复合控制系统的PI控制器表示为

跟踪误差与给定的关系：

特征方程为

复合控制系统特征方程中1+z-1D(z)GP(z)=0，即是系统只含PI控制时的特征方程。即复合控制系统稳定的前提条件之一是系统只在数字PI控制下是稳定的。

复合控制系统特征方程中z N-[Q(z)-zk KrS(z)×CP(z)]=0，即是系统采用重复控制后的特征方程。即复合控制系统稳定的前提条件之二是经反馈通道PI控制后的系统在重复控制下是稳定的。

可见，在复合控制系统中，PI控制与重复控制相互配合、相互作用、缺一不可，共同完成系统控制，实现理想的控制性能。

4.2 复合控制系统设计

4.2.1 数字PI控制器设计

数字PI控制器的参数整定应使设计的系统有较大的幅值裕度和相位裕度，以保证在有一拍延时的情况下PI控制系统仍然保持稳定。所设计的数字PI控制器如下：

控制系统单独PI控制下其闭环传递函数为

闭环传递函数的特征方程为

4.2.2 重复控制器设计

数字PI控制器设计好后，按图9设计闭环反馈控制系统，对CP(z)设计重复控制器。考虑到低通滤波器补偿器本身相位滞后，令：

其中，zk即补偿滤波器S(z)和控制对象CP(z)总的相位滞后用的超前环节。比例项Kr为重复控制增益。而滤波器S(z)起的作用一是将对象中低频增益校正为1，使Kr调整范围归一化;二是增强前向通道的高频衰减特性，提高稳定性和抗高频干扰能力。

重复控制器控制对象为CP(z)(反馈通道PI控制的闭环传函)：

引入低通滤波器之后，要确定合适的截止频率。截止频率过高会削弱带宽限制的作用，影响系统的稳定性，过低又会削弱对谐波的抑制能力。因此要求滤波环节能够限制高频段，同时对中低频段的影响尽可能小;从频谱上看，APF要求控制器带宽较宽，可对25次以下谐波精确跟踪。为了达到最好的消除谐波效果，低通环节的最低截止频率不应小于25次谐波。综上，设计低通滤波器S(z)为

补偿器C(z)是重复控制器最重要的部分，对重复控制系统的稳定性及性能好坏有决定性影响。

补偿器C(z)可以采用低通滤波器对控制对象进行改造。为了增强前向通道的高频衰减特性，同时考虑到CP(z)的幅频特性在中高频段的衰减斜率不足，在高频段加快衰减，本文取一转折频率为1.25 kHz的2阶巴特沃斯数字滤波器，保证系统的稳定。

4.2.3 复合控制系统设计

采用低通滤波器改造后的控制对象的频率特性曲线如图10所示，CP(z)中幅频特性低频增益基本上校正为1。

考虑超前拍k=2，复合控制系统误差传递函数和特征方程分别为

通过Matlab得1到的特征根全部位于单位圆内,如图11所示,因此复合控制系统是稳定的。

图12为仅PI控制(曲线1)和复合控制(曲线2)的频率特性曲线对比。可见在这些频率点上,复合控制较PI控制得到了较大的改善。在中低频段曲线拟合保持较高的精度，所以在此频段仍能保持较好的零相移、零增益特性。在频率特性曲线的高频段和控制对象仅做超前拍相比，虽然幅值补偿、相位补偿的效果稍许变差，但由于幅值增益很快衰减到-15 dB以下，可以避免因相位补偿出现较大偏差而破坏系统稳定。图13为PI控制(曲线1)和复合控制(曲线2)的电流误差频率特性曲线，可见APF复合控制补偿性能远好于单独数字PI控制。

5 系统仿真研究

5.1 复合控制系统补偿性能稳态仿真分析

利用Matlab器件模块建立模型，在离散域中对复合控制系统进行仿真。

图14、15是投入APF前后的波形(n为谐波次数)。从仿真结果可以明显看出，相对于单纯数字PI控制器而言，采用复合控制器后，系统侧电流的畸变率大幅降低。单纯数字PI控制器在系统稳定前提下系统侧的电流畸变率THD为16.56%，而同样的非线性负载条件下，采用复合控制器后，系统侧电流畸变率THD降低到3.06%，波形的正弦度明显改善。从仿真结果可以看出采用复合控制后，系统的稳态精度大幅提高。

5.2 复合控制系统补偿性能动态仿真分析

图16为负载突加、突卸时，复合控制系统的动态响应过程。图16中，从上至下依次为负载电流、APF输出电流、补偿后电流(即网侧电流)。从图16中可以看出，负载在0.05 s投入后，输出的谐波恰好和突加负载时的谐波指令相吻合，数字PI控制器实现了快速响应。但是因为低通滤波器采用半周期滑窗平均滤波，当负载突加后，在半周期内产生的谐波指令本身就不正确，而使其输出谐波和稳态值并不相同。此时系统侧电流并非完全补偿为正弦而是逐渐正弦化，说明重复控制作用速度比较慢，几个周期以后才能到达稳态，即PI控制改善了系统的动态性能。0.3 s时突卸负载，此时由于滑窗平均滤波器的影响在负载突卸后半个周期指令不准确，但是PI控制器快速响应了指令变化，负载突卸后，输出指令波形在一段时间仍然存在且逐渐减小，这是因为复合控制中重复控制的影响，即重复控制旨在改善系统的稳态性能。

6 实验研究

为了验证上述分析，在实验室研制的APF系统中进行了实验。谐波源为RL型三相不控整流电路，如图17所示。

6.1 数字PI控制

图18中波形1是单纯数字PI控制器作用时网侧电流波形，波形2为三相不控整流波形，即APF没有投入时负载侧的电流波形。图19和图20是APF投入前和投入后电网侧电流频谱(n为谐波次数)，从图中可看出电网侧电流的THD从28.6%下降到15%。5次、7次、11次、13次谐波的THD有了明显的下降，17次、19次谐波下降不多。可见，在保证系统稳定条件下单纯数字PI控制器补偿性能有限。

6.2 复合控制

为了验证复合控制的稳态性能，在系统稳定运行情况下进行实验。APF投入时电网侧和负载电流波形如图21所示。和单纯数字PI控制器作用相比，电网侧电流接近于正弦波。图22所示为电网侧电流频谱，网侧电流THD降至为2.68%。相对于只有PI控制器作用而言，PI控制器和重复控制器并联作用使谐波补偿效果有很大改善，频谱中几乎所有谐波电流都被抑制。

为了验证复合控制动态性能，对APF系统进行了突加、突卸负载实验，如图23、24所示。突加负载时，从图23波形2可以看出，数字PI控制器快速响应了指令的突变，但因在谐波提取环节中用到了一个低通滤波器，算法上造成半周期指令失真。从第2个周期开始，重复控制的作用逐渐明显，从第5个周期开始逼近稳态。

图24波形2所示为负载突卸时动态过程，除了谐波提取中低通滤波器造成的半周期指令失真影响外，控制器的响应速度很快。当负载突卸后，由于重复控制的恢复周期较长，所以在一段时间内，补偿量慢慢减少，不像PI控制器那样快速响应。由此说明了重复控制器旨在改善APF的稳态性能。

7 结论

大电流有源滤波器 篇6

1 谐波电流检测

谐波检测是有源电力滤波器非常关键的一环, 因为只有检测到了谐波才能进行合理的补偿。为了快速检测电流波形中的谐波, 人们已经发展出了很多方法, 如基于快速傅立叶变 (FFT) 的数字分析法和基于瞬时无功功率的各种快速谐波检测方法及其衍生的方法, 这些方法的核心思想基本上可以归结为以下两类。

(1) 如何从电流中提取基波分量或者同时提取基波分量和谐波分量, 快速FFT方法就是基于该思想的谐波检测法。

(2) 利用系统电压和电流的关系快速提取电流中的谐波分量, 基于瞬时功率理论的检测方法都属于这类。

以下将对几种谐波检测方法进行简述。

2 基于频域分析的模拟带通或带阻滤波器检测法

用模拟带通 (或带阻) 滤波器检测谐波电流的方法, 其原理是在检测的信号中提取出基波分量, 它与原信号之差就是电网中的畸变电流, 即所需补偿的谐波电流。该检测方法的优点在于电路结构简单、造价低廉、输出阻抗低、品质因数易于控制。但是该方法误差大、对电网频率波动较敏感。

3 基于FFT的数字分析法

其原理是将检测到的一个周期的谐波信号用FFT分解, 得到各次谐波的幅值和相位, 从而也得到了各次谐波的表达式。采用FFT快速算法可以很快检测到测量波形中的各次谐波, 但这种方法的缺点是需要一个周期的采样数据, 所以具有较大的延时, 不能称为快速检测法。

目前通用的方法是采用移动窗口方法, 即每采样得到一个新的数据, 则剔除一个时间最早的数据, 将新数据与其它数据一起构成新的数据窗, 进行FFT分析得到各次谐波。这样每个采样点即可计算得到各次谐波。看起来似乎是快速检测谐波的方法, 但由于新的采样点是逐步加入进来的, 当系统谐波含量发生突变时, 必须经过一个周期的测量, FFT分析得到的基波及谐波才能完全跟上系统谐波的变化。该方法思路比较简明, 对所补偿的谐波可以进行有目的地选择, 适用于各种情况。但缺点是由于需要对误差信号进行重构, 运算较为复杂, 并要求被补偿的波形是周期性变化的, 所以限制了其适用范围。

4 基于瞬时无功理论的谐波快速检测法

基于瞬时无功理论的谐波检测法 (Instantaneous Reactive Power Theory) , 是日本学者Akagi H.于1984年提出的, 其目的是为了解决其研制的并联型有源滤波器谐波与无功功率的快速检测, 从而为有源滤波器提供参考的补偿电流。后来发展的很多谐波快速检测的方法都是基于该方法的思想。这一检测方法在有源电力滤波器的发展过程中具有划时代的意义, 是目前有源电力滤波器中应用最广的一种检测方法。

该方法将三相电气矢量变换到α、β坐标, 并重新定义瞬时有功、瞬时无功等再将这些功率逆变为三相补偿电流。主要有ip、iq运算方式和p-q运算方式。p-q方法参与运算的量为三相瞬时相电压和瞬时线电流, 而ip、iq方法参与运算的不是三相瞬时相电压本身, 而是与它们同步的三相对称检测出基波电流有功分量、无功分量和谐波电流分量。当电源电压和负载电流均畸变时, ip、iq运算方式仍能准确检测出谐波电流, 而p-q运算方式就存在误差。但是, 当三相电压或三相电流不对称时, 直接应用ip、iq运算方式或p-q运算方式都存在检测误差。

5 结语

除以上三种基本的谐波检测方法外, 近年来, 国内外一些学者对瞬时无功功率理论进行了发展, 提出了广义瞬时无功功率理论, 在此基础上出现了基于广义瞬时无功功率理论的谐波检测方法, 并且受到重视, 进入工程应用。但是广义瞬时无功功率理论与瞬时无功功率理论一样, 主要在解决谐波总量实时测量方面很有优势, 而不能解决各次谐波检测问题。受电机理论中的d-q旋转坐标变换的启发, 还有学者提出了基于广义d-q旋转坐标变换的谐波检测方法。此外, 还有基于小波变换以及基于神经网络的谐波电流检测方法, 但这些方法还有待于进一步的深入研究。

摘要：随着现代工业技术的发展, 电力系统中的非线性负荷大量增加, 由此产生的谐波污染也越来越严重, 谐波已成为影响电网质量的主要原因。同时现代工业、商业和居民用户对供电质量提出了更高的要求[1], 许多自动化程度较高的用户对供电质量越来越敏感, 任何供电质量问题都可能导致产品质量的下降, 生产设备的损坏, 给用户造成巨额损失。谐波治理[2]是电能质量问题的核心内容之一, 也是现代电力生产发展的迫切要求。文章主要阐述了目前用于谐波治理的有源电力滤波器的谐波电流检测方法。

关键词：谐波,电能质量,有源电力滤波器

参考文献

[1]林雪海.现代电能质量的基本问题[J].电网技术, 2001, 25 (10) .

大电流有源滤波器 篇7

随着电网电能质量要求日益提高,有源电力滤波器( APF) 作为一种有效的滤除电网谐波、提高电能质量的装置得到了广泛关注[1]。有源电力滤波器首先对检测信号进行处理以得到补偿电流指令, 继而通过控制开关管动作,产生需要补偿的电流与电网中的谐波电流进行抵消,以改善公网电能质量。 按照检测来源划分,有源电力滤波器分为网侧电流检测方式以及负载侧电流检测方式。由于负载电流可以视为恒定,不随APF的接入而改变,则有源滤波器电流输出对负载电流以及补偿电流指令无影响,故采用负载侧电流检测方式属于间接补偿,具有实现简单、系统稳定性强的特点,得到广泛应用。相反对于网侧电流检测方式,由于有源电力滤波器直接检测网侧电流,其电流输出会对补偿电流指令产生反馈作用,故采用网侧电流检测方式的有源滤波器控制属于直接补偿[2，3]。其相较负载电流检测方式而言,补偿精度更高,但系统稳定性易受到干扰, 并未得到广泛应用。以往文献缺乏对这两种电流检测方式背后机理的深入分析。

本文通过将电流控制环节纳入分析,并对两种检测方式进行建模发现: 在理想情况下,负载电流检测方式和网侧电流检测方式实为等效,即两者之间可以进行转换并且具有相同的滤波特性。考虑非理想因素的存在,网侧电流检测方式将具有一定优势。 但网侧电流检测方式存在系统稳定性问题。

2理想情况下两种检测方式等效分析

负载侧电流检测方式APF等效结构如图1所示。其中us为电网电压;uinv为APF中逆变器模块产生的交流电压;is,iL,iapf分别为电网电流,负载电流和APF输出电流;Zs,Zl分别为电网等效阻抗与APF与电网之间的连接阻抗。

负载电流iL经过电流检测得到谐波指令值i*apf,将i*apf与APF实际产生的电流iapf的差值送入控制模块中,得到逆变器电压指令值u*inv,该电压指令值u*inv经过逆变器后输出uinv,与电网电压共同作用在连接阻抗Zl上,产生APF输出电流iapf并注入电网。在图2中画出图1的等效系统框图。

对于谐波电流指令值i*apf有:

其中,H( s) 为谐波检测模块的传递函数,满足:

在理想条件下,有下式成立:

同时,APF满足基尔霍夫电流( KCL) 定律:

利用式( 2) 和式( 3) ,图2可等效为图3。

图3中APF逆变器输出电压指令u*inv可以表示为

其中,V( s) ,C( s) 分别为控制器和逆变器的传递函数。

根据式( 4) 与图3,可以画出在理想情况下,负载侧电流检测方式的等效网侧电流检测结构,如图4所示。

从图4中看到,此时负载侧电流检测方式下APF逆变器侧电压指令值可以等效为由电网电流is决定,恰与采用网侧电流检测方式的控制结果相同。 通过上述分析,可以得到如下结论: 理想情况下,即忽略电流传感器非线性、检测误差以及控制误差的存在,负载检测方式和电网电流检测方式等效。

3非理想情况下两种检测方式分析

以上论证了在理想情况下负载检测方式和网侧电流检测方式可以互换。但是通常情况下由于电流传感器的非理想特性,检测误差以及控制误差等因素的存在,网侧电流检测方式相较负载侧电流检测方式有如下优缺点。

3. 1电网电流检测方式具有更高的补偿精度

对于有源电力滤波器而言,其通过产生和负载谐波相同的电流注入电网以减少网侧电流谐波,使得电网只需要提供负载中的基波分量,即:

其中,ish和iLh分别为电网电流谐波分量以及负载电流谐波分量。

在非理想情况下,由于检测误差以及控制误差等因素存在,APF输出电流不可能严格与负载谐波电流相等。假设在k时刻两者之间存在一个误差量 δ:

结合式( 5) 和式( 6) ,负载侧电流检测方式在t时刻的电网电流谐波可以表达为:

由于采用负载电流检测方式计算补偿电流指令,且负载电流可视为恒定,故此时电网电流中的谐波电流无法体现在补偿指令中。故该电网电流谐波误差将始终存在,不随时间改变,即:

同理,对于采用网侧电流检测方式的APF,其在t时刻的电网电流谐波亦为ish(t)=δ。但由于此时检测的是电网电流,故该电网电流谐波可以反映在补偿电流指令中,从而t+1时刻的电网电流谐波表达如下:

由于H(s)is(t)=ish(t),式(9)可化简为:

式( 10) 中- L( s) V( s) C( s) ish( t) 一项反映的正是网侧电流检测方式对电流指令值的修正能力。

当t趋向无穷时,有ish(t+1)=ish(t),则有:

式( 11) 表明: 采用网侧电流检测方式的APF, 可以通过不断修改电流指令消除误差,故相较负载侧电流检测方式而言具有更高的补偿精度。

3. 2网侧电流检测方式系统稳定性易受影响

首先分别画出采用负载侧电流检测方式和网侧电流检测方式下的系统框图,如图5和图6所示。

为简化分析,做如下简化: C( s) 取为比例环节k,逆变器函数简化成比例环节,输出电感为单电感, 即G( s) = k/s。

对于图5中的负载侧电流检测方式下系统有:

在图6中的电网电流检测方式下系统有:

从式(13)和式(15)可以看到,采用负载侧电流检测方式时,系统最终控制目标ish对负载扰动不敏感;单采用网侧电流检测方式时,ish对负载扰动敏感,系统稳定性受到影响。

4仿真与实验验证

4. 1仿真模型搭建

在Matlab/Simulink平台上搭建有源滤波器模型。主电路为三相四线制中点电容型结构;交流滤波器采用LCL滤波器[4,5]。负载为带电阻的三相无控整流桥。谐波检测模块采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq法的全谐波补偿。控制电流生成模块则采用重复控制加PI的复合控制策略[6]。具体模型参数如表1所示。

为准确比较,现控制所有其他变量,即保持控制参数相同,仅通过改变电流检测方式来对控制效果以及系统稳定性进行比较。仿真得到三组不同控制参数下,采用两种检测方式分别补偿后的电网电流THD值对比数据。现将三组仿真对比的具体控制参数与相应的两种电流检测方式得到的THD对比数据列出,如表2和表3所示。

组1和组2参数下得到的补偿结果表明: 在相同参数下,当两种电流检测方式都可以稳定运行时, 网侧电流检测方式下的APF滤波效果要优于负载侧电流检测方式下的APF。组3参数下得到的补偿效果表明: 负载侧电流检测方式较网侧电流检测方式具有较强的系统稳定性。图7和图8分别为组2和组3参数下两种检测方式的仿真波形。从上到下依次为负载电流波形,网侧电流检测方式下的电网电流波形和负载侧电流检测方式下的电网电流波形。从图8中可以明显看到: 增大控制参数后,采用网侧电流检测方式下的系统出现振荡; 而采用负载侧电流检测方式的系统仍可稳定运行。

4. 2实验验证

搭建的有源电力滤波器实验平台如图9所示。 逆变器模块采用智能功率模块( Intelligent Power Module) ; 交流滤波器采用LCL滤波器结构; 母排采用双侧母排技术以减少杂散电感等影响。本次数字控制部分采用2个数字信号处理器( DSP) 完成。一块DSP负责谐波检测,另一块DSP负责谐波电流生成。两个DSP之间利用双端口随机存储器( DPRAM) 进行通信。主电路的具体参数与仿真相同,具体参见表1。

在该实验平台上就相同的参数设定分别采用网侧电流检测方式和负载侧电流检测方式对有源滤波器进行控制。图10和图11分别为网侧电流检测方式下与负载电流检测方式下的APF工作波形图, 从上到下依次为电网电压、电网电流和负载电流。

将图10和图11中的电网电流波形数据导入MATLAB中进行FFT分析。计算可得此时采用网侧电流检测方式补偿后的电网电流THD为2. 23% 。而采用负载侧电流检测方式补偿后的电网电流THD值为3. 47%。具体的各次谐波THD比较归纳在表4中。

可以看到针对每次谐波,网侧电流检测方式下的APF都可以得到更好的补偿效果。以5次谐波为例进行说明。负载中5次谐波含量为23. 8%,采用网侧电流检测方式补偿后,5次谐波含量降为0. 79% ,而采用负载侧电流检测方式补偿的5次谐波含量还有1. 73%,是网侧补偿THD值的2倍之多。THD值的对比表明在保持其他条件不变情况下,采用网侧电流检测方式的APF滤波效果明显好于采用负载侧电流检测方式的APF。

此外通过增大重复控制放大系数R或比例放大系数P来不断提高系统增益发现: 当增加到一定程度时,采用网侧电流检测方式的系统会出现振荡, 如图12所示; 而采用负载侧电流检测方式的APF在高增益下仍可以保持系统稳定。

5结论