有源电力滤波器综述（精选9篇）
有源电力滤波器综述 篇1
0 引言
近数十年以来很多国家都制定了限制谐波的规定和国家标准, 电力谐波问题受到越来越多的关注, 本着“谁污染, 谁治理”的原则, 随着中国绿色能源运动的不断深入, 低压侧的谐波治理, 必将提到日程上来。而有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的电力电子装置, 被公认为是治理“电网污染”的有效手段, APF有源滤波器作为一种主动型的谐波补偿装置, 能动态跟踪补偿随机的谐波电流, 克服传统LC无源滤波装置的不足, 具有高度的可控性和快速响应性, 应用前景广阔[1,2]。
1 有源滤波器的研究现状
1971年日本的Machida首先提出了有源滤波器的原始模型, 同年, H.Sasaki等就首次完整地描述了有源电力滤波器的基本原理[3], 但由于当时是采用线性放大的方法产生补偿电流, 其损耗大, 成本高, 因而仅在实验室研究, 未能在工业中使用。1976年, 美国的Strycula提出了用PWM逆变器结构构成有源滤波器, 确立了当今滤波器的基本结构, 同年, L.Gyugyi等人提出了用大功率晶体管PWM逆变器构成的有源电力滤波器, 并正式确立了有源滤波的概念, 提出了有源滤波器主电路的基本拓扑结构和控制方法。1982年, 第1台采用GTO作为开关元件的电流源PWM逆变器构成的有源滤波器 (800 k VA) 在日本研制成功并投入使用。1983年, 日本长冈科技大学的Akagi等人基于pq分解理论, 提出了三相电路瞬时无功功率理论, 为解决三相电力系统畸变电流的瞬时检测提供了理论依据。表明实现有源滤波器补偿功能的条件已经具备, 使有源电力补偿技术实用化研究得到了极大发展, 与此同时, 大功率晶体管 (GTR) 、大功率可关断晶闸管 (GTO) 、静电感应晶闸管 (SITH) 、静电感应晶体管 (SIH) 、功率场效应管 (MOSFET) 、场控晶闸管 (MCT) 及绝缘栅型双极性晶体管 (IGBT) 等新型快速大容量功率开关器件相继问世;PWM调制技术、微机控制技术, 以及数字信号处理技术都取得了长足的进步。这些都极大地促进了有源电力滤波技术的发展, 使有源电力滤波器真正进入了工业实用阶段。1986年, 日本的Komasugi和Imura研制出1套用于三相整流器补偿的电流补偿器, 可补偿19次以下的高次谐波。1991年, 南非的Enslin和Wyk研制出综合补偿系统。经过20多年的研究和探索, APF技术得到了长足的发展, 越来越多的APF投入了运行, 不论从实现功能还是运行功率上都有明显的改善。
作为改善供电质量的一项关键技术, 目前有源电力滤波器在美国、日本等发达工业国家已广泛用于国民经济的各个生产部门, 并且谐波补偿的次数逐步提高 (典型值达25次) , 单机装置的容量也逐步提高 (APF的最大容量可达50 MVA) , 其应用领域正从补偿用户自身的谐波向改善整个电力系统供电质量的方向发展。其中在日本, 已投入使用的APF从50 k VA到60 MVA功率范围越来越宽, 从谐波补偿到抑制闪变和电压调节应用功能越来越丰富。目前有源滤波器已用在提高电能质量, 解决三相电力系统中终端电压调节、电压波动抑制、电压平衡改善以及谐波消除和无功补偿等问题上。
进入20世纪90年代, 我国在有源电力滤波器的应用研究方面投入了大量的人力和物力, 这方面的工作主要以理论研究和实验为主, 但和工业发达国家相比仍有一定的差距。调制载波的频率仍不够高, 谐波跟踪、补偿效果仍不够理想, 成本控制仍不够合理;总的来讲, 与世界先进水平的差距正在逐步缩小, 但是仍有许多基础理论与技术有待于深入的探索和研究。
2 有源滤波器的优缺点
有源滤波器的基本构造如图1所示。补偿指令电流检测及控制电路对负载电流iL进行检测, 通过瞬时无功功率理论或DSP技术[4]产生的谐波及无功电流分量, 与精密波形发生器产生的三角载波进行比较, 获得PWM波形, 用于控制主电路内的功率电子开关器件, 把直流电流信号变成补偿交流电流ic。对主电路输出的补偿电流进行检测是为了使主电路输出的补偿电流更好地跟踪由于负载电流的变化而引起的谐波大小的变化[5]。
有源滤波器的优点如下:
(1) 实现了动态补偿, 可以对频率和大小变化的谐波及变化的无功功率进行补偿, 对补偿对象的变化有极快的响应[6];
(2) 可以同时对谐波和无功功率进行补偿, 而且补偿无功功率的大小可以做到连续调节[7];
(3) 补偿无功功率时不需要储能元件, 补偿谐波时需要的储能元件容量也不大;
(4) 即使补偿对象电流过大, 有源滤波器也不会发生过载, 并能正常发挥补偿作用[8];
(5) 受电网阻抗影响不大, 所以补偿性能不受电网频率变化的影响;
(6) 既可以对一个谐波和无功源单独补偿, 也可对多个谐波和无功功率集中补偿[9,10]。
有源电力滤波器的缺点是:
(1) 数字化测量系统参数稳定性好, 但是计算量大, 相应加大了检测过程的延迟时间;
(2) 就目前来说还难以实现大功率的滤波, 而且成本较高。
3 有源滤波器的发展趋势
(1) 器件容量的增大和开关频率的提高。为了实现电流的快速控制和提高补偿效果, 开关频率是关键, 另外, 应用多重化技术虽能提高器件的等效开关频率, 但从 (下转第69页) (上接第67页)
经济的角度考虑, 应该使用高容量、大功率的器件, 这又与使用高频率产生矛盾, 因为大容量受到频率的限制, 如何从两者中找到一个折中, 从而获得最佳效果, 是值得研究的问题。
(2) 降低装置的价格并使其多功能化。如何提高装置的性价比是电力电子器件制造技术面临的难题。
(3) 降低损耗提高系统可靠性。这方面主要工作包括:采用合理的开关频率;选择适当的吸收回路以提高装置的使用效率;采用过流、过压保护技术及故障诊断技术。
(4) 中国在研制有源电力滤波器时应着力采用新理论和新方法, 结合中国国情, 采用小额定值的有源电力滤波器配以无源滤波器的混合型电力滤波的方式是可行的。
摘要：对有源电力滤波器的原理、发展历程及其结构进行了详细介绍, 并对有源电力滤波器的优缺点进行了比较, 探讨了其在实际应用中存在的问题及其发展趋势。
关键词：有源电力滤波器,研究现状,优缺点,发展趋势
参考文献
[1]Dixon J, Del Valle Y, Orchard M, et a1.A Full CompensatingSystem for General Loads, Based on a Combination of Thyri-stor Binary Compensator, and a PWM-IGBT Active Power Filter[J].IEEE Trans.on Industrial Electronics, 2003, 50 (5) :982～989
[2]EI.Habrouk M, Darwish M K, Mehta P.Active Power Filter:a Review[J].IEEE Proceeding-Electric Power Application, 2000, 147 (5) :403～413
[3]Bhim Singh, Kamal AI-Haddad, Ambrish Chandra.A reviewof active filters for power quality improvement[J].IEEETrans.on Industrial Electronics, 1999, 46 (5) :1～12
[4]万蕴杰, 周林, 张海, 等.基于数字信号处理器的有源电力滤波器控制方案综述[J].电网技术, 2005, 29 (15) :51～55
[5]钟庆, 吴捷, 杨金明, 等.现代控制理论在有源电力滤波器中的应用[J].电力自动化设备, 2005, 24 (3) :88～94
[6]李圣清, 何伟华, 罗飞.基于快速块LMS算法的统一电能质量调节器谐波电流预测方法[J].电工电能新技术, 2010, 29 (2) :53～56
[7]杨晔, 任震, 唐卓光.基于小波变换检测谐波的新方法[J].电力系统自动化, 1997, 21 (10) :39～42
[8]肖艳鸿, 毛莜, 周靖林, 等.电力系统谐波测量方法综述[J].电网技术, 2002, 26 (6) :61～64
[9]李圣清, 周有庆, 朱英浩, 等.基于加权一阶局域理论的综合电力滤波器谐波电流预测方法[J].中国电机工程学报, 2004, 24 (6) :19～23
[10]刘平英, 刘国海.有源电力滤波器的现状及发展趋势[J].江苏电器, 2007 (1) :1～5
有源电力滤波器综述 篇2
选用TMS320C32的原因主要是定点DSP小数点定标变化困难，数据容易溢出，需要做繁琐的前期数值仿真来估计数据溢出的范围，而TMS320C32是浮点DSP，有效数据空间大，数值算法实现就简单多了。
基于DSP的控制板的硬件结构如图2所示。
3程序流程
主程序流程如图3所示。
为了提高控制系统的可靠性，在样机主控制程序中加入了自检功能。主控制程序流程如图4所示。
控制系统工作流程如下：系统上电复位后，TMS320C32首先进行初始化，定时器开始计时，计时时间到，进入A/D中断，程序自检，如果程序跑出了设定的范围，则返回入口处重新执行;否则，读取A/D采样的数据，将A/D采样得到的整形量转变为浮点标么值，通过谐波分离算法，将信号中的交流分量提取出来，交流分量乘以调节系数得到调制信号，将此调制信号送给PWM电路进行调制，得到有电源电力滤波器主电路的开关管IGBT的控制信号，此控制信号经过IGBT驱动电路放大后，控制IGBT的通断，产生需要补偿的谐波电流。
4仿真结果
对上述控制算法在样机系统模型上进行了计算机仿真。补偿前直流线路上的电流波形形如图5所示。补偿后线上的电流如图6所示。
从图5、图6的对比可以看出，有源电力滤波器的滤波效果是非常明显的。由于有源电力滤波器处理的信号特点和一些技术上难以克服的困难，日本等研究有源电力滤波器比较早的国家提出有源电力滤波器的性能指标，要求有源电力滤波器补偿的谐波份量占总谐波的75%及以上。从仿真结果来看，该有源滤波器的补偿效果高达93.9%。
图7和图8给出总谐波畸变率(TotalHarmonicDistortion，即THD)的对照图。在交流系统中，总谐波畸变率定义为所谐波有效值之和与基波分量有效值的比值。样机系统是面向直流的系统，系统中没有基波分量，对于总谐波畸变率的计算相应地变为所有谐波有效值之和与直流分量的比值。图7是补偿前的总谐波畸变率，图8是补偿后的总谐波畸变率。补偿了总谐波含量的90%以上，达到了有源电力滤波器的基本要求。
有源电力滤波器综述 篇3
关键词：LCL滤波器；电流谐振；阻尼电阻；有源电力滤波器
中图分类号：G712文献标识码：A文章编号：1005-1422（2014）10-0132-03 一、引言
随着电力电子技术的快速发展，各种非线性功率器件的广泛应用，大量谐波和无功功率注入电网，造成系统效率降低，功率因素变差，严重影响电网和用电设备的安全运行[1]。有源电力滤波器（Active Power Filter，APF）通过向电网注入与原有谐波和无功电流大小相等方向相反的补偿电流，可以补偿电网的谐波和无功功率、提高电能质量、增强电网的可靠性和稳定性，其良好的滤波性能在国内外引起了广泛关注。[2]
为了滤除开关谐波，通常将L或LC滤波器引入APF中[3]。由于电网阻抗的不确定，L或LC滤波器有时难以获得理想的滤波效果。使用LCL滤波器能够克服由于电网阻抗的不确定性而影响滤波效果这一缺点，可以在较低的开关频率下，获得比L和LC滤波器更优异的性能。同LC滤波器一样，由于LCL滤波器是谐振电路，对系统的稳定性有很大影响，通常需要引入阻尼作用[4]。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并在详细介绍设计过程的基础上，给出了一个设计实例。通过实验，证明了所设计的LCL滤波器和采用的控制策略的可行性和性能优越性。
二、LCL滤波器设计
（一）并联型APF系统
三相三线制并联型 APF 主电路如图 1 所示。图中，Us为三相电源电压，Ui为逆变器输出电压，is为三相电源电流，iL是由非线性负载引起的负载电流，i2为补偿电流，Cdc和Udc分别表示逆变器直流侧电容的容值与电压值。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL负载。L1为逆变桥侧滤波电感，L2是电网侧滤波电感，Cf为滤波电容。
图1三相三线制并联型 APF 系统主电路
下面以我们设计的三相三线制并联型有源电力滤波器样机为例，设计输出LCL滤波器。设计所涉及的系统具体参数如下：系统的额定功率P=66kW；电网基波频率f=50Hz；电网线电压有效值UN=269V；主电路直流侧电容电压Udc=700V；额定输出电流Im=100A；主电路开关管的开关频率fsw=9600HZ；APF需要补偿的谐波次数N=60。根据以上的推导和代入相关参数，设计LCL滤波器参数如下。
（二）设计输出总电感值
并联型APF的补偿性能主要决定于输出补偿电流对于参考电流的跟踪能力，而APF的输出电感值决定了补偿电流的跟踪速度，对其性能有很大影响。在一定的直流母线电压和交流电压条件下，电感值越大，电流的纹波越小，但电感的电流变化率会变小，导致电流跟踪能力减弱，同时电感值的增大也会造成设备成本的增加；反之，电感值越小，电感中电流变化率就越大，APF的动态响应速度就越快，但电流的变化也越剧烈，容易造成系统振荡冲击，工作不稳定。实际应用中，通常在保证补偿性能的前提下，尽量选择较小的电感值。因此，根据补偿电流最大允许纹波条件决定逆变器总电感的取值为：
L总Udc8fswimax=Udc8fsw·20%Im=7008×0.2×9600×100
=0.45mH
其中，imax为开关频率处谐波电流允许的最大脉动，一般取20%的额定输出电流Im。
（三）确定逆变器侧电感L1和网侧电感L2的电感量
·问题探讨·并联型有源电力滤波器输出LCL滤波器的设计已有论文证明，若L1和L2均分总滤波电感量，则滤波器有最佳的滤波效果。考虑到逆变桥纹波电流由L1决定，较高的纹波电流将导致功率模块和电感较大的损耗；而电网侧电感L2过大，会降低APF的动态性能。因此，在谐振频率和无功要求都满足时，L2取值应尽量小。所以，L1比L2应适当取大。通常，为总滤波电感量的60%～70%是较为合理的。综合考虑滤波效果和纹波电流影响，我们取L1和L2的电感量分别为：
L1=0.6L总=0.6×0.45=0.27mH
L2=0.4L总=0.4×0.45=0.18mH
（四）确定滤波电容Cf
电容Cf支路对基波和低频谐波呈现出高阻抗，但是对于高频谐波呈现低阻抗，高次谐波流经电容支路会产生无功电流，注入的无功电流与电容值成正比，导致系统侧功率因数下降；系统的谐波电流衰减比与电容值成反比，电容值越大系统的谐波衰减比越小，但是电容值的增大带来的负面影响是不可忽略的，减小谐波衰减比可以利用其他的参数配置来实现。选取电容的原则是电容值应该选择地尽量小，以保证它带来的影响可以完全忽略。电容的选择与系统的额定功率有关，通常经验上将系统额定功率的百分之五作为滤波电容引起的无功功率的阈值，不超过该阈值即可：
Cf5%P3×2∏fU2N=0.05×660003×2×3.14×50×2692
=48μF
其中，P为系统的额定功率；f为电网基波频率；UN为电网线电压有效值。
另外，滤波电容Cf的取值将影响整个LCL滤波器的谐振频率fres。一方面，要使LCL滤波器取得一定的高频衰减特性，谐振频率fres应足够低，即当总滤波电感一定时，滤波电容Cf在满足无功要求时，应尽量大。另一方面，经过LCL滤波器除了有高频开关谐波外还包括补偿的低次谐波。当fres过小时，低次谐波电流将通过LCL滤波器得以放大，使补偿效果变差。为避免电网电流畸变，fres应该尽量取高值。对于其他场合应用的LCL滤波器，一般要求谐振频率位于10倍基频和一半开关频率之间。但在APF中，这个设计规则显然需要修改，要求谐振频率位于APF补偿的最大谐波频率和一半开关频率之间，谐振频率应尽量靠近开关频率的一半，以保证在高频衰减的同时，避免低次谐波被放大。
Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz
其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。
由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。
综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。
（五）确定阻尼电阻Rd
当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：
fres=12∏L1+L2L1L2Cf
=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6
=4131Hz
阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：
Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω
根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。
三、实验结果
为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]
图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。
图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。
（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流
图3 稳态时系统的电压和电流实验波形
四、结论
LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。
参考文献：
[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.
[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.
[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.
[4]雷一，赵争鸣，鲁思兆.LCL滤波的光伏并网逆变器有源阻尼与无源阻尼混合控制[J].电力自动化设备，2012，32（11）：23-27.
[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.
[6]乐江源，谢运祥，张志，陈林. 三相有源电力滤波器精确反馈线性化空间矢量PWM复合控制[J].中国电机工程学报，2010， 30（15）： 32-39.
Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz
其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。
由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。
综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。
（五）确定阻尼电阻Rd
当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：
fres=12∏L1+L2L1L2Cf
=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6
=4131Hz
阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：
Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω
根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。
三、实验结果
为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]
图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。
图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。
（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流
图3 稳态时系统的电压和电流实验波形
四、结论
LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。
参考文献：
[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.
[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.
[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.
[4]雷一，赵争鸣，鲁思兆.LCL滤波的光伏并网逆变器有源阻尼与无源阻尼混合控制[J].电力自动化设备，2012，32（11）：23-27.
[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.
[6]乐江源，谢运祥，张志，陈林. 三相有源电力滤波器精确反馈线性化空间矢量PWM复合控制[J].中国电机工程学报，2010， 30（15）： 32-39.
Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz
其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。
由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。
综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。
（五）确定阻尼电阻Rd
当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：
fres=12∏L1+L2L1L2Cf
=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6
=4131Hz
阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：
Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω
根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。
三、实验结果
为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]
图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。
图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。
（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流
图3 稳态时系统的电压和电流实验波形
四、结论
LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。
参考文献：
[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.
[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.
[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.
[4]雷一，赵争鸣，鲁思兆.LCL滤波的光伏并网逆变器有源阻尼与无源阻尼混合控制[J].电力自动化设备，2012，32（11）：23-27.
[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.
有源电力滤波器谐波检测方法综述 篇4
有源滤波器的性能受到逆变器的特性,采用的控制方法以及参考信号发生器准确性的限制[2,3]。因此,如何快速准确的检测出谐波就成为APF正常运行的基础问题。八十年代开始人们就已经陆续提出了许多种用于有源电力滤波器的谐波检测技术,从谐波检测方法发展的历史来看,它经历了一个由频域、时域、神经网络、自适应参数辨识的发展过程。笔者将对各种谐波检测技术进行分类,并给予简单介绍。
1 频域谐波检测技术
1.1 基于傅立叶变化的检测方法
傅立叶变换是谐波检测常用的方法,用于检测基波和整数次谐波。傅立叶变换表达式为[4]:
undefined (1)
undefined (2)
undefined (3)
式中 f——基波的角频率;
Ts ——采样周期;
N ——整数。
傅立叶变换基于频域稳态分析,因此,对于稳态信号的谐波检测,当测量时间是信号周期的整数倍且采样频率大于Nyquist频率时,该方法的检测精度较高。但傅立叶变换计算量大,实时性较差,且不适用于动态信号和非整数次谐波的检测。
傅立叶变换的扩展包括离散傅里叶变换(DFT)、快速傅立叶变换(FFT)和递归离散傅立叶变换(RDFT)[5,6,7]。
离散傅里叶变换(DFT)是一种用于离散化信号处理的数学变换,通过这种变换可以同时得到谐波的幅值和相位信息,适用于DSP数字化实现。FFT和DFT数学表达式相同,但采用不同的形式以减小计算量,从而减小DSP的运算时间。RDFT采用滑动窗口进行计算,实时性比DFT和FFT好。
1.2 基于小波变换的检测方法
小波变换是一种信号分析工具,其特点是可以通过数学变换充分突出信号的某些方面的特征。它不仅适用于稳态信号的研究,也适用于时变信号的研究[8]。
小波变换是按频带而不是频点的方式处理频域信号的,因此信号频率的微小波动不会对处理产生很大影响,且不要求对信号进行整周期采样;其次,由小波变换的时间局部性可知,在信号的局部发生波动时,它不会像傅立叶变换那样把影响扩散到整个频谱,而只改变当时一个小段时间的频谱分布,这使其可以跟踪时变信号和暂态信号。它克服了傅立叶变换在频域完全局部化而在时域完全无局部性的缺点,对波动谐波、快速变化谐波的检测有很大的优越性,目前是波动谐波、快速变化谐波的主要检测方法[9,10]。但是小波变换并不能完全取代傅立叶变换,这是因为其在稳态谐波检测方面并不具备理论优势,另一方面小波变换在理论和应用研究时间较短,应用在谐波测量方面尚处于初始阶段,还存在许多不完善的地方,如缺乏系统规范的最佳小波基的选取方法,缺乏构造频域行为良好,即分频严格、能量集中的小波函数以改善检测精度的规范方法。因此小波变换与傅立叶变换存在互补的优势。
1.3 基于卡尔曼滤波器的检测方法
卡尔曼滤波器是一种递归最优估计,它适用于在线应用场合[6]。该方法需要一个状态可变模型来估计参数,另外还需要一个与离散测量状态变量相关的测量公式。应用卡尔曼滤波器的难点和关键在于如何确定动态噪声并测量其统计特性,因为它直接影响到滤波器的追踪能力和估计精度。此外,滤波器饱和现象也是影响卡尔曼滤波器性能的一个重要因素。
2 时域谐波检测技术
2.1 模拟滤波器
早期谐波检测常采用模拟滤波器实现。其特点为:原理和电路结构简单,造价低,能滤除固定频率的谐波;对频率时变信号的谐波检测误差较大,且对电路元件参数十分敏感,参数变化时检测效果明显变差。
2.2 基于时域Fryze理论的方法
基于Fryze传统功率定义的谐波检测法其原理是将负载电流分解为与电压波形一致的分量,将其余分量作为广义无功电流(包括谐波电流)。它的缺点是:由于Fryze功率定义是建立在平均功率基础上的,因此要求得瞬时有功电流需要进行一个周期的积分,再加上其他运算电路,要有几个周期延时。用这种方法求得的“瞬时有功电流”实际是几个周期前的电流值[11]。
2.3 瞬时无功功率理论
1983年Akagi H提出三相电路瞬时无功功率理论,该理论以瞬时有功功率p和瞬时无功功率q定义为基础,亦称pq理论[12]。1991年Bhattacharya S提出ip-iq检测方法。与基于p-q运算法相比,ip-iq运算法的优点在于可以消除电压谐波波和不对称电压的影响,从而获得更广泛的使用[13]。ip-iq运算方式检测三相电路谐波的原理如图1所示。
传统的ip-iq法是建立在三相电路的基础上,对单相电路的检测要进行必要的扩充之后才能应用,显得比较繁琐;此外,ip-iq算法在检测瞬时谐波电流时,由于电压信号给转换为幅值为单位长度的标准正弦波,已经失去了幅值和相位信息,因
此在ip-iq算法中瞬时有功功率p和瞬时无功功率q也就失去了原有的意义,其中C32和C23变换就显得多余。
为了省去C32和C23变换简化计算,周柯等[14]对ip-iq方法进行了改进,改进后检测电网谐波电流的原理如图2所示。
该方法建立在单相谐波检测的基础上,可直接应用于单相、三相三线和三相四线系统。
适用于三相四线系统的还包括p-q-r理论和p-q-0理论[15,16]。p-q-r理论的特点是其定义的瞬时功率遵循能量守恒定律,而p-q-0定义的瞬时功率不遵循能量守恒定律。
2.4 单位功率因数法
该方法基本原理是从网侧看,负载和有源滤波器呈电阻特性,此时网侧电流和网侧电压成正比[17]:
iSref=Ku (4)
此时电网输送功率为:
ps=uis=uKu=K(uundefined+uundefined+uundefined) (5)
由于电网输送功率等于负载侧瞬时有功功率的直流分量,因此可以确定K。
undefined (6)
综上可得电流参考为:
2.5 理想谐波消除法
该方法是对单位功率因数法的改进[17,18]。其目的是补偿全部谐波电流和基波无功功率,同时消除不平衡分量。要求网侧电流正序分量和网侧电压成正比:
iSref=Ku+1 (8)
此时电网输送功率为:
ps=uiSref=uKu+1=K(uαu+α1+uβu+β1) (9)
由于电网输送功率等于负载侧瞬时有功功率的直流分量,因此可以确定K,其表达式为:
undefined (10)
综上可得电流参考为:
2.6 p-q-0理论
p-q-0理论定义了一个实际功率和3个假想功率[19],瞬时无功功率理论可以在a-b-c坐标系下定义为:
其在α-β-θ坐标系中的定义为:
在p-q-0理论中,零序、a相和b相回路均被考虑到。这说明零序电流可以被分为瞬时有功和瞬时无功电流两部分。
undefined
式中 iLa、iLb和iLc是负载电流,ica、icb和icc是补偿电流。
p-q-0理论定义的3个瞬时假想功率遵守能量守恒定律,但它们彼此线性相关,故不能独立的被补偿。
2.7 同步参考坐标系检测原理
同步参考坐标系法又称dq法,其中负载电流由a-b-c坐标系变换到旋转的d-q坐标系,即[20]:
undefined
通过d-q变换,可将第n次正序分量变成d-q坐标中的第n-1次分量,将第n次负序分量变成d-q坐标中的第n+1次分量。因此,基波正序分量在d-q坐标中为直流量,其他分量对应旋转坐标系的谐波分量,用低通滤波器即可实现直流量和交流分量的分离。然后经过反变换便可得到负序和谐波电流,再通过有源滤波器进行补偿,该方法和ip-iq法基本相同,只是变换矩阵不同。
dq法应用采用低通滤波方式存在响应速度慢和滤波不彻底的问题,可通过平均滤波法解决,该方法理论上可在1/6周期内实现谐波检测[21],平均滤波法表达式为:
undefined (16)
低通滤波方式的衰减特性使得其只能衰减而不能完全滤除谐波,而平均法可以完全滤除6k±1次谐波且响应速度快,但是当频率波动时平均法将出现检测误差[22]。此外,该方法只适用于三相系统,不适用于单相系统和次谐波的检测。
2.8 同步检测法
同步检测法是一种使补偿后电网电流波形与电网电压波形同相的谐波电流检测方法[23,24]。在三相系统中,根据补偿分量的不同,可分为等功率法(PSD)、等电流法(CSD)和等电阻法(RSD),即分别使补偿后各相的功率、电流和电阻相等。
同步检测法需要根据三相电压信号、电流信号求解补偿电流,原理如图3所示。图中ea(t)、eb(t)、ec(t)和ia(t)、ib(t)、ic(t)分别为三相电压和电流瞬时值;P为三相平均有功功率;iaf(t)、ibf(t)、icf(t)和iac(t)、ibc(t)、icc(t)分别为检测所得三相基波电流值和补偿电流参考值。
同步检测法中的对基波电压信号的准确提取显得尤为重要,如果在电网电压不对称或波形畸变情况下,不能准确求解基波电压信号,则补偿后的电流中仍会含有不对称分量或畸变分量。
2.9 电容电压控制检测方法
电容电压控制技术通过调节功率变换器的直流环电压来完成谐波滤除[25]。该技术是基于功率平衡原理,其中电源提供的实功率等于负载实功率加逆变器损耗。因此,变换器直流电容的平均电压应保持为一个定值[26]。当功率不平衡时,如负载发生变化,逆变器的直流电容将提供主电路与负载间的功率差,这将导致直流电容平均电压的变化。直流电容平均电压的变化能够反映出主电路与负载间功率的转换情况,通过变换器直流电容的平均电压的变化情况可以计算预期的主电流幅值I*s,如图4所示。
这种电容电压控制的检测方法提高了运算速度。同时,在负载频繁变化的情况下也能具有良好的动态性能。
2.10 基于加强锁相环的检测方法
一种基于加强锁相环(简称EPLL)的单相信号处理系统,可用于在功率因数控制和常规功率控制中提取谐波和无功电流成分[27,28],其原理框图如图5所示。
基于EPLL的谐波及无功电流提取系统具有如下特点:
a. 可以在同一时间,相互独立的提取谐波和无功电流成分;
b. 该结构可以实现频率自适应;
c. 该结构对内部参数的设置不敏感;
d. 对于噪声和外部干扰具有抗扰性;
e. 响应速度和准确度都可控。
简单的结构使之可以广泛的应用于嵌入式控制系统。
2.11 正弦信号合成技术
正弦信号合成技术可以为并联APF以及其他需要实现同步化的控制算法(如:利用可再生能源的ac/dc变换器,功率因数校正,动力供应和UPS等)提供正弦参考信号[29,30]。
用于合成正弦信号的动态系统使用一个可以测量的信号来作为输入波形,实际应用中通常采用负载电流iL作为输入波形,对于单相系统较多采用线电压vs。为了介绍这种方法,先把线电压vs作为一个稳态输入量来考虑。输出矢量为undefined。其中,vsf就是vs幅值定标的基波频率成分,vsf分量为vsf相移90°。尽管线频率存在缓慢的变化,合成后的输出矢量保持稳态,原理如图6所示。
图6中,为一个饱和函数,aj和cj (1≤j≤n)为设计常数。
该信号合成技术避免了传统的PLL和查表运算设置,取而代之的是一种简单的三态动态系统(最简单的维数)。这个动态系统不仅能为工作于α-β-θ坐标系下的控制器提供要求的正弦参考信号,而且也能为a-b-c坐标系下的控制器提供参考信号。另外,该方法提供的输出信号的特点为:幅值准确跟随输入信号的基波成分;计算出的线基波频率值在实际值的邻近范围内变动。
除此之外,该方法可以应用于如下场合,即,当需要与一个隔离发电机同步时,可用于准确获得分布式系统的线路频率;可以取代有源滤波器应用中标准的带通滤波器,为避免急剧的截止频率而设计的频率变化会使滤波器出现相位和幅值误差,而提出的方法不被这些误差影响;可用于自动磁方位不平衡抑制算法中陷波器的实现。
3 其他谐波检测技术
3.1 DQ轴傅立叶分析检测方法
DQ轴傅立叶分析法是一种将DQ法与滑动窗口傅立叶分析法(SWFA)相结合的新型谐波及无功电流检测方法[31,32]。其在谐波抑制和相位平衡方面,可以实现比通常的DQ和SWFA法更好的检测效果。结构原理图如图7所示。
当三相四线系统连三相整流器负载时,APF可看作是理想电流源。此时,DQ法、SWFA法以及DQF法都可以完成谐波检测,并保持相位平衡。但是,当采用3个单相整流器作为负载时,DQF的优势就得以显现。此时,只有DQF可以实现相位平衡和谐波检测。
3.2 基于自适应干扰消除技术的检测方法
自适应干扰消除技术通过持续的自动调节使得系统保持在最佳的运行状态。负载电流中的基波成分与交流源电压相互校正。交流源电压为参考输入,负载电流为原始输入。那么基波成分为噪声,而谐波则看作信号[33]。
根据上述分析,可以得到如图8所示的自适应检测电路,检测负载电流iL中包含有谐波电流ic与基波有功电流ilp[34]。
根据自适应噪声对消法的原理,把iL作为原始输入,把其中的ic作为需要检测出来的“信号”,ilp看成是“噪声”。ic与ilp及自适应滤波器的输出i*lp应是不相关的,还必须选一个与ilp相关的信号作为参考输入。由于电源电压us畸变很小,经过低通滤波器处理后,与ilp同频同相,可作为与ilp相关的参考输入信号,自适应滤波器对us自适应滤波,得到与ilp在幅度和相位上逼近的噪声i*lp,与iL相减后可以抵消ilp,从而得到参考电流ic。
传统的自适应方法需要大量的时间来训练样本,这就使得该方法难以满足实时的要求。
3.3 基于神经网络的检测方法
将神经网络应用于谐波测量,主要涉及网络构建、样本的确定和算法的选择,目前已有一些研究成果[35,36]。人工神经网络(ANN)具有人脑的某些功能特征,可以用来解决模式识别与人工智能中用传统方法难以解决的问题[37]。
谐波的神经网络检测方法的优点有[38,39]:计算量小;检测精度高,各次谐波检测精度不低于小波变换和傅立叶变换,能取得令人满意的结果;对数据流长度的敏感性低于小波变换和傅立叶变换;实时性好,可以同时实时检测任意整数次谐波;抗干扰性好,在谐波检测中可以应用一些随机模型的信号处理方法,对信号源中的非有效成分(如直流衰减分量)当作噪声处理,克服噪声等非有效成分的影响。
但是,神经网络用于工程实际还有很多问题,例如没有规范的神经网络构造方法,需要大量的训练样本,如何确定需要的样本数没有规范方法,神经网络的精度对样本有很大的依赖性,等等。另外,神经网络和小波变换一样,都属于目前正在研究的新方法实现技术尚需完善,因此目前在工程应用中还未优先选用。
3.4 新型的自适应预测滤波方法
自适应预测滤波器用于产生用于APF的无相移的电流参考信号,传统的多级参考信号发生器包括固定的前置滤波器、自适应预测滤波器、峰值检测器和一个拉氏插值器[40,41]。
新型的自适应预测滤波器改进了传统信号发生器中自适应预测滤波器的算法模块,并且增加了一个用于幅值校正的算法结构,改进后的自适应预测滤波器解决了传统方法中标准最小均方算法的加权值漂移问题[42]。其原理框图如图9所示。
改进的自适应预测滤波器通过引入一个渗漏系数来消除加权值漂移现象,而引入渗漏系数带来的基波成分的幅值损失则可以通过自适应预测滤波器的输出信号的重新标度来补偿。
4 结束语
并联有源电力滤波器设计 篇5
关键词：有源电力滤波器,DSP,TMS320F28335,IGBT,AD7656
为保证供电质量, 防止谐波对电网及电力设备的危害, 除对电力系统加强管理外, 还必须采取必要的措施来抑制谐波。有源电力滤波器 (Active Power Filter, APF) 被公认为是治理谐波、改善电能质量最有效的手段之一, 已成为电力电子技术应用中的一个研究热点。研究一套并联型有源电力滤波器对于提高电能质量以及系统的安全使用有着十分重要的意义。
1、并联有源电力滤波器结构原理
本系统是基于三相三线制的并联型有源电力滤波器 (简称APF) , 交流电网对各种负载供电, 负载中存在非线性负载谐波源, 产生谐波、消耗无功。APF由四部分组成:主电路、IGBT驱动电路、数字控制电路和谐波电流检测电路。本系统原理是根据瞬时无功功率理论的ip-iq算法原理, 首先由DSP、FPGA等数字控制器计算出三相电流中的谐波分量, 再利用不同的方法产生驱动开关元件的PWM指令, 这些信号经过相关电路变成驱动信号驱动相应的开关器件, 进而产生与非线性负载电流相位相反, 幅值为负载电流中的谐波分量幅值的补偿电流, 从而达到滤波目的。
2、系统硬件设计
2.1 谐波检测电路硬件设计
因为DSPTMS320F28335处理能力有限, 如果将谐波检测以及数据运算都由DSP来完成, 系统的运行效果会受到很大影响, 为了减少DSP运算任务, 在谐波检测系统中, DSP只负责数据运算, 不参与控制AD采集数据的工作, 谐波检测的数据采集工作由CPLD控制AD来完成, 因为系统需要检测7路模拟信号, 所以需要两片AD7656进行采样, 在此, 我们由CPLD控制两片AD7656对7路模拟信号进行同时采样, 当数据采集结束后, CPLD依次从AD7656读取7路数字信号, 并将这些数据存储在片内的FIFO系统当中, 当7路数据读取结束后, FIFO系统产生中断, 用以告知DSP采样完成并读取数据。本系统采用CPLD与两片AD7656以并行的方式连接, 以提高数据的读取速度。
CPLD的I/OB19与AD7656的CONVST A、CONVST B、CONVST C相连, 作为同时启动六路AD转换的控制端口, I/OB20与/CS片选引脚相连, 作为AD7656的片选控制口, I/OB21与/RD读寄存器引脚相连作为读控制口, I/OB22与BUSY相连作为AD转换完成状态检测口, 另一片AD7656与CPLD的连接与上述方法相同, 在此不再介绍。在本系统中, 用两片AD同时采集7路模拟信号, CPLD同时控制两片AD7656进行AD转换, 读取采样结果时, 先读取第一片的AD的6路采样结果, 然后再读取另外一片AD的1路采样结果, 当7路AD采样结果全部读出, 并存储在CPLD的FIFO系统后, 产生FIFO中断信号, 此中断信号由CPLD的I/OB18口发出, 其与DSP的CAP6引脚相连, 当DSP捕捉到该中断信号后, 通过GPIOB10端口发出读信号给CPLD, 然后依次读出7路数据。
2.2 IGBT驱动电路硬件设计
IGBT驱动电路的作用是驱动IGBT开关进而产生补偿电流, 驱动电路的性能直接影响着整个系统的性能, 良好的驱动电路可以保证IGBT可靠关断、减小开关损耗、降低关断时间、提高耐压和承受du/dt的能力、提高抗干扰能力。为了降低噪声、提高整个系统的性能, 大多数系统多采用集驱动与保护功能于一体的专用混合集成驱动模块电路。本系统采用西门康公司的SKHI23/12型IGBT驱动板。其具有以下特点:
(1) 集电极和发射极电压实时监控的短路保护, 在短路情况下它将阻止输出缓冲器;
(2) 软关断功能自动延长IGBT的关断时间;
(3) 输入与输出间的所有信息采用变压器隔离采用变压器隔离;
(4) 电源电压过低监视保护电路;
(5) 为了避免半桥上、下两个IGBT直通, 设置有内部互锁电路, 死区时间可以通过设改变电阻阻值来调整。
2.3 系统整体硬件设计
首先电网的的电流电压通过霍尔传感器转换成符合AD采样的输入标准, 然后DSP28335控制AD7656将模拟信号转换成数字信号, 并计算得出补偿指令电流, 然后生成并发出控制IGBT的触脉冲信号。驱动模块将控制模块产生的驱动信号通过SKHI23/17驱动板去驱动IGBT开关, 进而产生所需要的补偿电流;显示模块为APF提供了友好的人机接口界面, 通过其可以直观的观察系统的运行情况;为了实现控制的方便性, 本系统提供RS485通讯口与上位机进行通信, 这样能够实现远距离的控制, 并且可以通过上位机设定下位机的具体参数, 达到远程操作的目的。
3、系统软件件设计
系统初始化完毕后开始检测电网中的电能质量, 如果电能质量正常则会进入再次检测的状态, 如果有谐波存在或者缺少无功, 则会触发系统运行, 开始采集数据并分析数据以产生控制IGBT开关的PWM信号, 产生所需的补偿电流并注入电网后, 系统会再次检测电网的电能质量, 直到电能恢复正常标准。
4、结语
本文设计了一种基于DSPF28335的并联有源电力滤波器, 设计出了基于DSP的控制电路和IGBT驱动接口电路设计, 本系统能够实时实补偿无功并改善电能质量。
参考文献
[1]汤赐, 罗安, 赵伟等.混合型并联有源滤波器的稳定性[J].中国电机工程学报, 2008, 28 (6) :43-47.
有源电力滤波器综述 篇6
1设计内容
文章设计的混合型有源滤波器拓扑结构主要由基波串联谐振电路、耦合变压器、无源滤波器、并联电容器和直流电容部分构成。有源部分为采用电压源型逆变器, 直流母线起到稳压作用, 滤波器起到滤除开关导通和关断状态产生的高频谐波作用。经基波串联谐振电路与耦合变压器将有源部分接入到电网中, 再与多组单协调滤波器构成的无源滤波器器并联。L1C1构成基波谐振电路, 和Cc一起组成无源滤波部分, L1C1谐振电路可以克服有源滤波器容量限制, 但是不能有效滤除有源部分产生的高频谐波。
2参数设计
2.1有源滤波器中无源参数设计
2.1.1单调谐波滤波器
文章设计的单调谐滤波器的组成部分主要是电阻、电感和电容元件, 其工作方式是利用谐波使LC发生串联谐振从而使滤波器的阻抗变得非常小, 进而将非线性负载产生的谐波电流引入滤波器。其n次谐波的阻抗为
式中, Z为n次谐波阻抗;R为n次谐波电阻;谐波ws为基波角频率。
由式 (1) 明显可以看出, 滤波器对基波的阻抗呈容性, 可以向电网提供一定的无功功率。由于滤波器与系统在电网频率偏差的作用下会在特征频率上出现并联谐振, 为防止此并联谐振对滤波器造成损害。相比于特征频率, 在设置单调滤波器的调谐频率时应考虑将调频频率值设置为低于其相对应的特征频率值。即滤波器谐振设计频率f<1/2π√LC。
在确定具体需要滤除的谐波次数后, 滤波器中的元件电容C和电感L的参数值设计需考虑以下几点:
(1) LC的容量电网中基波电压和调谐频率电流会给单调谐波滤波器中的电容和电感带来冲击和激励。电容和电感容量应满足:
式中, U为基波相电压;In为n次谐波电流, 在实际工程中应适当增大电容电感的容量来计及背景谐波的影响, 一般LC容量需增大10%左右。
(2) LC的经济最小值设电容和电感的单位容量的投资为x和y, 则所需投资为
为了使M最小, 联立2式、3式并对电容电感求极值得
2.2滤波器注入支路的参数设计
利用L1和C1仅承受低基波谐振电压的特性, 可以极大地改善有源部分, 降低容量。同时L1、C1和Cc还可根据实际情况组成一条可滤除特定次数的谐波的滤波支路, 它们的参数的选择应考虑到成本因素和无功补偿的要求。
优化目标1总成本最小。即
优化目标2通过L1、C1支路的分流使支路的电抗比值最小。
将多个优化目标转换为单优化目标的优点是算法简单, 计算速度快。
2.3有源部分的参数设计
2.3.1输出滤波器
逆变器输出的频率波中含有一定量的低频谐波频率和高频毛刺频率, 由于信号放大器的存在, 这些频率会被过度放大而导致电路元件烧毁, 为了避有源滤波器烧毁, 通常将滤波器中LC谐振频率f0设置为10f<f0<fs/10, 其中fs为PWM载波频率。
2.3.2耦合变压器
耦合变压器主要作用是匹配有源部分电压电流和电气隔离作用。耦合变压器需要通过满足有源滤波器容量为, 使功率开关器件的容量得到充分的利用, 需要满足以下关系:
3结束语
文章设计的混合型有源滤波器提高谐波抑制能力兼顾无功补偿要求, 并联型无源滤波器器兼顾补偿大容量无功功率和滤除特定谐波的作用, 有源滤波器补偿无源滤波器难以滤除的高频谐波部分。该结构的最大优点在于避免了使逆变器主电路采用多重化结构, 减少成本提高设备的性价比。
参考文献
[1]吴竞昌, 孙树勤, 宋文南, 等.电力系统谐波[M].北京:水利电力出版社, 1988.
[2]谭甜源, 罗安, 唐欣, 等.大功率并联混合型有源电力滤波器[J].中国电机工程学报, 2004, 24 (3) :41-45.
有源电力滤波器综述 篇7
随着科学技术的发展,含大量电力电子器件及非线性元件的一般性负载(如单相及三相全桥整流电路、交直流转换器等)已被广泛使用于电力系统中,这使电能质量问题变得日益严重,特别是无功功率和谐波电流对电力系统的污染问题。大量的谐波电流会导致设备过热、保险丝熔断、变压器过热、功率因数过低等问题,这些问题会对电力系统造成不利影响,并给电力用户造成损失[1,2,3]。此外,在三相四线系统中,3k次谐波电流,特别是3次谐波电流会叠加在中线内,其产生的寄生电压会影响变电站以及三相配电馈线附近的电磁水平,过大的中线电流会导致中线过热,从而破坏绝缘条件[4]。
为了治理谐波电流,在电力系统中加装无源电力滤波器(PPF)、有源电力滤波器(APF)及混合有源电力滤波器(HAPF)成为一种有效的手段。PPF成本低、结构简单,但其体积庞大,只可滤除固定次数的谐波电流,且其滤波特性严重依赖于元件参数,并会与系统产生共振,造成谐波电流放大等问题[5,6]。APF拥有优良的滤波特性,可更好地对谐波电流进行动态补偿,但由于大功率电力电子器件的容量限制以及高昂的制造价格,导致APF难以在大容量的情况下使用[7,8]。
为了克服上述PPF及APF的缺点,达到低成本、优补偿的效果,研究人员将PPF与APF相结合,形成了新的HAPF拓扑结构[9,10,11]。由PPF和APF相结合形成的HAPF具有多种拓扑结构,大体上可分为2类:一是PPF与APF串联;二是PPF与APF并联。第1类HAPF拓扑结构因其简单方便且APF电压等级低于第2类拓扑结构,在工业上得到大量运用,本文的分析也基于PPF与APF串联的HAPF拓扑结构,其中PPF采用无源元件最少的单调谐式LC串联耦合结构。
HAPF不论在输电侧还是在配电侧都能够有效地降低有源部分容量。但由于配电侧的电压等级较低,因此,HAPF有源部分直流侧的电压等级也相应较低,其在运行时所产生的开关噪声与开关损耗都较小。并且装载在配电侧的HAPF更靠近电能污染源,能够实现就地补偿,得到较好的补偿效果,其市场潜力更为广泛。因此,本文的研究主要基于220 V的电力系统。
文献[12]在正、负、零序背景下对含中线电感的电力滤波器拓扑结构进行了分析,但缺乏有效的数学模型来反映电力滤波器的滤波特性。本文在d-q-0坐标系下,建立了在含中线电感与不含中线电感的三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF数学模型。通过模型,本文讨论了上述2种HAPF无源部分在一般负载谐波电流情况下的滤波特性,并对其各自有源部分的容量进行了分析。通过对两者有源部分所需最小容量的比较,提出了含中线电感的三相四线单调谐式HAPF优化设计,并给出了其直流侧最小电压等级。最后,通过仿真验证了含中线电感的三相四线单调谐式HAPF的优越性及其补偿所需的直流侧最小电压等级。
1 三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF在d-q-0坐标系下的模型
含中线电感的三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF如图1所示,其在abc坐标系下的平均大信号模型如图2所示。图中:vSa,vSb,vSc为三相系统电压;iSa,iSb,iSc,iSn为三相及中线系统侧电流;iloada,iloadb,iloadc,iloadn为三相及中线负载侧电流;icompa,icompb,icompc,icompn为三相及中线补偿电流;vLa,vLb,vLc为HAPF无源部分电感电压;vLn为中线电感电压;vCa,vCb,vCc为HAPF无源部分电容电压; da,db,dc为三相对中线的占空比。
设HAPF有源部分的直流侧电压为理想电压2Vdc(如图1所示),则逆变器各相的输出电压vinva,vinvb,vinvc可以表示为:
根据基尔霍夫定律及电容、电感的微分方程,由图2可得系统方程为:
将系统方程由abc映射到d-q-0坐标系下,含中线电感的三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF在d-q-0坐标系下的平均大信号数学模型可表示为:
当HAPF不含中线电感时(Ln=0),其在d-q-0坐标系下的平均大信号数学模型可表示为:
比较式(4)和式(5)与式(6)和式(7)可知,中线电感不会影响HAPF在d-q-0坐标下的平均大信号模型,因此,三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF在d-q-0坐标系下的平均大信号模型如图3所示。
2 三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF有源部分的容量分析
在三相四线HAPF补偿系统中,当负载平衡时,以三相中的任意一相为例,其等效电路如图4所示。
由图4可知,单相HAPF有源部分容量SAPF为:
式中:Icomp为补偿电流;VAPF为HAPF有源部分的输出电压有效值。
由于补偿电流Icomp由负载决定,因此,当HAPF对负载进行补偿时,有
式中:Iloadfq为负载基波无功电流;Icompfq为补偿的基波无功电流;Iloadn为负载各次谐波电流。
因此, HAPF有源部分的容量可通过HAPF有源部分的输出电压有效值VAPF来表征。
HAPF有源部分的输出电压有效值VAPF可表示为:
式中:VAPFf为有源部分输出的基波电压;VAPFn为有源部分输出的第n次谐波电压。
由附录A可知,图1所示三相四线直流电容中分结构的HAPF的直流侧最小电压等级为:
在三相四线系统中,当含中线电感与不含中线电感的单调谐式HAPF对同一负载具有相同的补偿效果时,2种HAPF的补偿电流相同,因此,含中线电感的单调谐式HAPF有源部分的容量SAPF_L与不含中线电感的单调谐式HAPF有源部分的容量SAPF_NL分别为:
式中:VAPF_L和VAPF_NL分别为含中线电感的HAPF和不含中线电感的HAPF有源部分的输出电压有效值。
由式(10)可得:
式中:VAPFf_L,VAPFn_L和VAPFf_NL,VAPFn_NL分别为含中线电感和不含中线电感的HAPF有源部分输出的基波电压和第n次谐波电压。
在基频下,含中线电感与不含中线电感的HAPF基频阻抗相等且输出的基波补偿电流相同,因此,由附录A可推出:
当系统为不含中线电感的单调谐式HAPF时,由图3(a)、图3(b)和图3(c)可知,对于单相HAPF来说,在k次谐波电流下,其无源部分的等效阻抗ZPFk为:
由附录A可推出不含中线电感的单调谐式HAPF有源部分输出的各次谐波电压VAPFn＿NL为：
当系统为含中线电感的单调谐式HAPF时,由图3(a)、图3(b)和图3(d)可知,对于单相的HAPF系统,在3k±1次谐波电流下,其等效阻抗ZPF(3k±1)为:
在3k次谐波电流下,其等效阻抗ZPF3k为:
由附录A可推出含中线电感的单调谐式HAPF有源部分输出的各次谐波电压VAPFn_L为:
对于一般三相四线系统负载,如全桥整流电路,其谐波电流含量主要以3次、5次、7次及9次谐波为主,因此,本文仅考虑负载只含基波电流及3次、5次、7次、9次谐波电流的情况,可得:
对比式(22)与式(23)可知:含中线电感与不含中线电感的HAPF在3k±1次谐波电流下的等效阻抗相等且只与HAPF的无源部分LC有关,但2种HAPF在3k次谐波电流下的等效阻抗不相等。当单调谐式HAPF不含中线电感时,其3k次谐波电流的等效阻抗也仅与LC有关;当单调谐式HAPF含有中线电感时,其3k次谐波电流的等效阻抗与HAPF无源部分LC以及中线电感Ln有关。因此,在单调谐式HAPF不含中线电感时,通过谐调LC,单调谐式HAPF只可构成一路谐波电流通道。当单调谐式HAPF含中线电感时,通过谐调LC以及LC与Ln,单调谐式HAPF可同时构成2路谐波电流通道。
以LC谐调于5次谐波、LC与Ln谐调3次谐波为例,根据式(22)和式(23)可得:
对一般三相四线系统负载,9次谐波电流Icomp9远小于3次谐波电流Icomp3,且Ln值很小,因此
根据式(12)至式(26) ,设RS为含中线电感与不含中线电感HAPF有源部分容量的比例,则有
由式(27)可知:在相同的三线四线负载谐波情况下,含中线电感HAPF有源部分的直流侧电压Vdc_L与不含中线电感HAPF有源部分的直流电压Vdc_NL之比RS总小于1。
在平衡三相四线负载谐波电流情况下,根据上述分析可直接计算出三相四线HAPF系统(含中线电感或不含中线电感)所需的最小直流侧电压,且使用含中线电感的单调谐式HAPF可减小HAPF有源部分的容量,但其要求HAPF的无源LC部分调谐在3k±1次谐波频率,因为添加的中线电感Ln与原HAPF无源部分LC只可构成3k次谐波通道,若将单调谐式HAPF的无源LC部分设计为调谐于3k次谐波频率,那么添加中线电感Ln将不会减少HAPF有源部分容量。虽然中线电感Ln使得HAPF使用的无源器件数目增加,但其能有效减小HAPF有源侧直流电压(即HAPF有源部分容量),从而达到降低HAPF成本的目的。
3 仿真结果
本文对含中线电感及不含中线电感的单调谐式HAPF在直流侧最小电压等级下的补偿特性进行了仿真,仿真软件为MATLAB/Simulink。
本次仿真的非线性负载为桥式整流桥构成的三相平衡负载,所以三相补偿效果相同,本文取A相作为参考。A相负载电流的波形及频谱如图5所示,其中负载电流的有效值,基波无功电流及3次、5次、7次、9次谐波电流有效值分别为:Irms=112 A,ILfq=60.51 A,IL3=25.42 A,IL5=21.96 A,IL7=2.18 A,IL9=2.29 A。
由图5可知:A相的总谐波畸变(THD)百分比为31.24%,基波频率为50 Hz,其中以3次谐波电流及5次谐波电流的含量为主。根据第3节分析,含中线电感的单调谐式HAPF的无源部分将被设计成5次谐波的LC滤波器,而中线电感Ln和无源部分LC结合所构成的LC滤波器将被设计成3次谐波滤波器。本次仿真所取无源部分的电容C=840 μF,由计算得:L≈0.482 mH,Ln≈0.286 mH。
在本次仿真中,系统电源电压有效值为Vs=220 V,且其逆变器的直流电容电压由理想电压源提供。根据上述分析及负载电流与系统元件参数,含中线电感与不含中线电感的单调谐式HAPF有源部分在不同频率电流下所计算出的输出电压有效值如表1所示。
由表1可求得:Vdc_NL=29.41 V,Vdc_L=11.41 V。因此,对于三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF,不含中线电感与含中线电感的HAPF有源部分直流侧所需的最小总电压分别为:
根据式(28),取2Vdc分别为25 V,50 V,75 V时对负载电流进行补偿。不含及含中线电感的单调谐HAPF的补偿效果见附录B图B1和图B2,其仿真结果见附录B表B1。由附录B的仿真结果及图6可以得出以下几点结论。
1)当单调谐式HAPF不含中线电感Ln时,HAPF只通过无源部分LC滤除5次谐波,且当直流侧电压为25 V时,HAPF直流侧电压远低于式(28)所计算的系统所需最小直流电压,因此,HAPF不能对系统进行有效补偿;当直流侧电压为50 V时,由于直流侧电压升高,使HAPF的补偿效果有所改善,但仍达不到系统所需的最小直流侧电压,因此,其补偿效果仍然不理想;当直流侧电压为75 V时,HAPF直流侧电压达到了系统所需的最小直流侧电压,因此,HAPF能达到良好的补偿效果。
2)当单调谐式HAPF含有中线电感Ln时,HAPF可通过无源部分LC有效地滤除5次谐波,同时亦与中线电感Ln相结合从而滤除3次谐波电流,因此,含中线电感的单调谐式HAPF有源部分直流侧电压仅需25 V便有良好的补偿效果(直流侧电压为75 V时,直流侧所增加的电压会带来高频噪声,从而影响HAPF的补偿效果)。由于有源部分直流侧电压等级直接反映了HAPF有源部分容量,因此,通过仿真可知,在一般三相四线平衡负载谐波电流情况下,含中线电感的单调谐式HAPF所需的有源部分容量较小。
4 HAPF在负载不平衡时所需最小直流电压的考虑
以上通过平衡负载的仿真证明了HAPF有源部分最小直流侧电压计算的正确性。对于不平衡负载,除3k次谐波电流外,其他各次不平衡电流也会在中线中流过,因此,在不平衡负载情况下,精确计算出HAPF有源部分所需的最小直流电压较为复杂,但可根据式(14)、式(15)及HAPF的三相输出基波电压与各次谐波电压推出在不平衡负载条件下含中线电感与不含中线电感的HAPF所需最小直流侧电压近似表达式为:
式中:VAPFf_L_avg和VAPFf_NL_avg分别为HAPF有源部分三相所需的基波电压平均值;VAPFn_L_avg和VAPFn_NL_avg为HAPF有源部分三相所需的第n次谐波电压平均值;VAPFn_L_unb和VAPFn_NL_unb分别为HAPF有源部分三相所需基波电压及第n次谐波电压与各自平均值的最大差值。
在式(29)中,当负载平衡时,HAPF有源部分三相输出的基波电压及各次谐波电压都分别相等,因此,VAPFn_L_unb=VAPFn_NL_unb=0,其等效于式(14)和式(15)。但不论在平衡或不平衡负载条件下,三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF在d-q-0坐标系下的平均大信号模型都是不变的,因此,即使负载是不平衡的,当HAPF含有中线电感时,HAPF仍可提供2条不同的谐波电流通道,从而有效滤除2次不同频率的谐波电流,所以含中线电感的HAPF所需的最小直流侧电压也会较不含中线电感的HAPF所需的最小直流侧电压低。
5 配电网中的APF与优化设计HAPF比较
在传统的三相四线配电网中(电网相电压为220 V),APF因其结构的原因,需要采用耐压较高的电力电子器件,如耐压为1 200 V或1 600 V的绝缘栅双极型晶体管(IGBT),但通过使用HAPF以及对其进行优化,在电流不变的情况下,HAPF有源部分的电力电子器件可采用较低耐压的电力电子器件,如金属—氧化物—半导体场效应管(MOSFET)或者低耐压的IGBT。以IXYS公司的产品为例, 150～200 A限流电力电子器件所组成的有源逆变器的价格见附录C。
当限流变化不大时(150～200 A),采用低耐压电力电子器件可有效减少有源逆变器的造价,从而降低电力系统补偿器成本。对比传统的APF和经优化的HAPF,传统的APF需选择1 200～1 600 V限压的IGBT元件,而优化的HAPF只需选择100～200 V限压的MOSFET元件或600 V的IGBT元件,因此,经优化的HAPF有源部分较传统APF有源部分造价最大可降低约50%, 同时,由于三桥臂耦合电容的价格也较为低廉,且添加的中线电感值较小,价格也相对便宜,因此,经优化的HAPF的初始造价较传统的APF更为廉价。
系统成本除考虑初始成本外,还应考虑运行成本,本文在三相四线系统下,通过添加中线电感,有效地降低了HAPF有源部分的电压等级(由90 V降低到45 V,约为原来电压等级的50%),当系统运行在低电压等级时,其产生的损耗较小,噪声也较小,而且也更为安全,系统元件的寿命也会更长。因此,当系统运行一段时间后,通过优化设计的HAPF能更好地体现其经济效益。所以,对于配电网中的电力补偿器来说,在同样的补偿效果下,采用优化设计的HAPF比采用传统APF具有更高的性价比。
6 结语
本文在d-q-0坐标系下建立了三相四线直流电容中分结构的单调谐式HAPF的数学模型。通过对不含中线电感与含中线电感的三相四线单调谐式HAPF有源部分容量进行分析,得到了负载平衡条件下三相四线单调谐式HAPF直流侧电压的表达式,且通过仿真验证了其正确性。此外,通过负载不平衡条件下HAPF最小直流侧电压的分析可知:不论负载是否平衡,含中线电感的HAPF所需的最小直流侧电压也会较不含中线电感的HAPF所需的最小直流侧电压低。因此,含中线电感的单调谐式HAPF可有效地减小有源侧容量,从而达到降低HAPF成本的目的。
感谢澳门大学研究委员会提供经济资助。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
参考文献
[1]乐健,姜齐荣,韩英铎.三相四线并联APF的电流滞环控制策略分析[J].电力系统自动化,2006,30(17):70-75.LE Jian,JIANG Qirong,HAN Yingduo.Analysis of hysteresiscurrent control strategy of three-phase four-wire shunt APF[J].Automation of Electric Power Systems,2006,30(17):70-75.
[2]王轩,姜新建,朱东起.治理三相四线制配电网谐波电流的新技术[J].电力系统自动化,2004,28(15):44-46.WANG Xuan,JIANG Xinjian,ZHU Dongqi.New technologyfor mitigating harmonic current in three-phase four-wire electricdistribution systems[J].Automation of Electric PowerSystems,2004,28(15):44-46.
[3]VARSCHAVSKY A,DIXON J,ROTELLA M,et al.Cascaded nine-level inverter for hybrid-series active power filter,using industrial controller[J].IEEE Trans on IndustrialApplication,2010,57(8):2761-2767.
[4]ZADEH J K,FARJAH E.New control technique forcompensation of neutral current harmonics in three-phase four-wire systems[C]//Proceedings of IEEE Bucharest PowerTech,June 28-July 2,2009,Bucharest,Romania.
[5]FUJITA H,YAMASAKI T,AKAGI H.A hybrid active filtersfor damping of harmonic resonance in industrial power system[J].IEEE Trans on Power Electronics,2000,15(2):215-222.
[6]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制与无功补偿[M].北京:机械工业出版社,1998.
[7]PENG F Z,AKAGI H,NABAE A.A new approach toharmonic compensation in power systems—a combined system ofshunt passive and series active filters[J].IEEE Trans onIndustrial Application,1990,26(6):983-990.
[8]RIVAS D,MORAN L,DIXON J W,et al.Improving passivefilter compensation performance with active techniques[J].IEEE Trans on Industrial Electronics,2003,50(1):161-170.
[9]SINGH B,AL-HADDAD K,CHANDRA A.A review ofactive filters for power quality improvement[J].IEEE Trans onIndustrial Electronics,1999,46(5):960-971.
[10]肖湘宁,徐永海,刘昊.混合型有源电力补偿技术与实验研究[J].电力系统自动化,2002,26(3):39-44.XIAO Xiangning,XU Yonghai,LIU Hao.Analysis of hybridpower compensator and its experimental study[J].Automationof Electric Power Systems,2002,26(3):39-44.
[11]RAHMANI S,AL-HADDAD K A,FNAIECH F.A newcontrol technique based on the instantaneous active currentapplied to shunt hybrid power filters[C]//Proceedings of the34th IEEE Annual Power Electronics Specialist Conference,June 15-19,2003,New York,NY,USA:808-813.
三相有源电力滤波器的参数分析 篇8
由于电力系统中存在的大量非线性负载,使得电网中被注入了大量的非正弦电流,导致公用电网和电厂供电系统电能质量的下降。在电网中加入有源滤波系统装置,可较好地补偿该种非正弦电流,十分有效地抑制谐波和补偿无功。
如图1所示为三相有源电力滤波器的原理图。图1中,非线性负载为产生谐波的谐波源,逆变器和与其相连的电感、直流侧电容共同组成了有源电力滤波器的主电路。另外,两个电流回路以及瞬时滤波电流的参数值计算模块也均在图1中标明。
确定谐波电流和无功电流是有源滤波的主要内容。准确检测瞬时无功电流和谐波电流之和,并将其检测信号作为有源滤波的控制信号,是同时实现谐波抑制及无功功率补偿的关键。
1983年,H.Akagi,Y.Kanazava和A.Nabae提出了三相电路的瞬时无功功率理论[1]。以该理论为基础,提出了一种简单的算法,来计算滤波器的瞬时电流值。
2 三相有源电力滤波器控制过程
逆变器的逻辑器件可以被作为数字命令器件进行控制。假设滤波器电压为则
这里,分别代表第4、第6、第2处开关的电压矢量u10、u20、u30。
逆变器同一相的开关工作在相反的状态(例如A相,开关1“开通”时,则开关4“关闭”,反之亦然),因此电压u10的值为uD或零。开关的“开通”/“关闭”状态是受每相的两个控制器控制的。
确定每一相的变换性能。例如A相,开关4的“关闭”和“开通”状态对应的z1值分别为1和0。此时
同样的,对于B相的z2、c相的z3,均可得到
由以上的三个关系,可以得到
其中表示切换矢量,它包含三相的变换系数z1,z2,z3。
把式(2)带入式(1),得到
这样就将滤波器电压u和电容电压uD联系起来了。
根据图1,对电流进行Park矢量变换,把三相变换到α-β两相正交坐标系上研究。变换规律为
其中:
根据公式(3),可以得到系统单相等效电路,如图2所示。
图2中,rr、L0为电源内阻抗;rf为电感L的电阻;为电源电压吸收的电流矢量;为非线性负载吸收的电流矢量;为滤波器的电流矢量。
由图2可得,矢量微分方程为:
由式(4)和(5),可以确定电压等效参数
只有当矢量的分量uFα、uFβ满足下式时,上面的控制过程才能实现
3 参数值计算
瞬时实功率p和瞬时虚功率q取决于电压矢量[1 e]α、eβ组成的矩阵和电流矢量iα、iβ组成的矩阵,其表达式如下
可以写成
其中,p0和p1分别表示瞬时实功率的直流分量和交流分量,q0和q1分别表示瞬时虚功率的直流分量和交流分量。
由式(7)和(8),可确定电流矢量
式(9)中,等号右边第一项是正常基波有功电流的瞬时值,第三项是正常基波无功电流的瞬时值;第二项是瞬时实功率的交流分量产生的谐波电流,第四项是瞬时虚功率的交流分量产生的谐波电流。因此,第二项和第四项的和是正常基波电流的瞬时值。
因此,得到有源电力滤波器电流iFα、iFβ的值有两种方法。方法一是减去来自非线性负载的正常基波有功电流的瞬时值,其公式如下:
方法二是增加瞬时实功率的交流分量产生的谐波电流矢量[2],其公式如下:
对于正弦电压eA、eB、eC,有
其中U为正弦电压的峰值。
4 仿真结果分析
假设被检测对象为三相桥式整流电路的交流侧电流,并假设整流电路的直流侧接RL负载。这种情况下,整流桥的交流侧电流可近似为120°方波。以A相为例,其他两相的电压和电流波形相同,但相位分别滞后120°和240°。负载端被检测电流波形如图3所示;检测到的滤波电流应为基波无功分量与谐波分量之和,波形如图4所示;补偿后的电源电流应为基波有功分量,波形如图5所示。将负载端电流(图3)、滤波电流(图4)和电源侧电流(图5)分别与电源电压进行比较。所有参数均假设在同一相位[3]。
根据图1构建有源电力滤波器的模型并仿真。模型中的非线性负载由三相不可控整流电路与RL负载串联组成。
在仿真实验中,假设电源电压的波形为正弦波,并且忽略瞬时实功率的交流分量P1,则根据式(11)可以计算出滤波电流参数:
其中q=U(iβcosωt-iαsinωt)。
仿真实验结果如图6、图7所示。
以上仿真波形与理论分析基本吻合,说明本文对有源电力滤波器三相电路参数的分析及模型的建立是正确的。同时也证明了:理想情况下,电网电压波形应为正弦波,且与电源电流一致。因为电源仅需给负载提供基波有功电流,所以补偿后的电源电流将是一个与电源电压同相的纯正弦电流。
5 结论
以“三相电路瞬时无功功率理论”为基础的谐波和无功电流检测方法在有源电力滤波器中得到了成功的应用,极大的促进了有源电力滤波器的发展,从而为提高公用电网和电厂供电系统的电能质量做出了极大贡献。
以上仿真实验结果表明,当三相对称且电网电压为正弦时,采用瞬时实功率和瞬时虚功率的滤波电流的计算方法,能准确地检测出所需的谐波和无功电流分量。
摘要：根据谐波抑制和无功功率补偿的要求,从滤波效果考虑,分析了三相有源电力滤波器基于瞬时实功率和瞬时虚功率的滤波电流的计算,并对该方法进行了理论研究,在此基础上建立了有源滤波系统模型,并对其进行仿真验证。仿真实验结果与理论分析相吻合。
关键词：有源电力滤波器,滤波电流,计算,仿真
参考文献
[1]H Akagi,Y Kanazawa,A Nabae.Generalized Theory of the Instantaneous Reactive Power in Three-phase Circuits[C].International Power Electronics.Conference IPEC Tokyo,1983,1375-1386.
[2]吴竞昌.供电系统谐波[M].北京:中国电力出版社,1998,1-10.
有源电力滤波器综述 篇9
为了保证APF的正常工作，直流侧电压的控制是关键技术之一，直流侧电压必须稳定在一个足够高的值上[4]。在现有的文献中，直流侧电压的指令值都是根据电网电压的工作范围、APF的直流侧电容、额定输出电流、脉宽调制、逆变器输出侧电感、电流电压调节器以及调制策略等参数，依靠经验设计一个固定值，这样设计出来的直流侧电压指令值通常比较高[5,6,7]。较高的直流侧电压需要更大的直流侧电容耐压值，同时带来了更大的电能消耗和开关损耗[8]。如果能根据实际电网电压等级、逆变器输出侧电感、负载电流以及调制策略等参数得出APF所需的最小直流侧电压，将能在保证APF正常运行和补偿效果的情况下，最大限度地降低系统的电能消耗和开关损耗。
本文在分析APF系统模型的基础上，推导出APF运行所需直流侧最小电压。在保证APF正常运行和补偿效果的前提下，使直流侧电压维持在最小值状态。对比传统依靠经验设定的电压值，可以在保证APF补偿性能的前提下，使因直流侧电压产生的电能消耗和开关损耗达到最小，进一步优化APF系统性能和功耗。
1 三相4线制APF系统模型
三相4线制电容中分式并联型APF主电路如图1所示。图1中，Usa,Usb,Usc为三相电源电压，Isa,Isb,Isc为三相电源电流。非线性负载为三相不控整流桥接纯电阻R=15Ω负载，ILa,ILb,ILc是由非线性负载引起的负载电流。UCa,UCb,UCc为逆变器输出电压，L,R分别为逆变器输出侧的电感和等效电阻，其间流过的电流Ifa,Ifb,Ifc为APF产生的注入电网的补偿电流，C1,C2,Udc1,Udc2分别表示逆变器直流侧的上下电容的电容值与电压值。根据APF主电路，其单相等效电路如图2所示。uS为电源电压，uC为逆变器输出电压，uL为电感电压，iC为输出补偿电流。
2 APF直流侧最小电压设计
由图2，根据基尔霍夫定理可得：
设由非线性负载产生的负载电流iL由负载基波分量iL1及谐波分量iLh组成，并写为以ω为角频率的矢量形式：
式中：ILx1,ILxn分别为负载电流基波分量和第n次分量的有效值。
为了补偿负载电流中的谐波分量，APF输出的补偿电流必须等于负载电流的谐波分量，由此可得：
将式（3）代入式（1），可得APF逆变器侧输出电压为
为了保证APF系统正常运行，直流侧电压与逆变器输出电压矢量的关系为[9,10]
式中：Ufx为逆变器输出电压有效值；m为系统调制系数。
将式（4）取各分量有效值可得：
将式（5）代入式（6),APF单相等效电路的直流侧最小电压为
由式（7）可见，APF系统所需的直流侧最小电压由电网电压等级、逆变器侧滤波电感及其等效电阻、调制系数和负载谐波电流等决定。
因为三相4线制APF三相相互独立，所以APF运行最终所需的最小直流侧电压可取为三相最小电压中的最大值，如下式所示：
APF系统的开关损耗包括开通损耗和关断损耗，其表达式如下式所示：
式中：Udc,ICM,ICN,tRN,tFN,fSW分别为直流侧电压、最大集电极电流、额定集电极电流、额定上升时间、额定下降时间和开关频率。
由式（9）可知，APF直流侧电压越高，系统的开关损耗越大，反之亦然。如果运用本文提出的如式（7）所示的直流侧电压最小值，直流侧电压可以根据系统实际的电网电压等级、逆变器侧滤波电感及其等效电阻、调制系数和负载谐波电流等因素，保持在电压最小值，由此，系统可以在保证APF补偿效果的情况下最大程度地降低电能消耗和开关损耗。
3 实验验证
为了验证所提出的控制策略，搭建大功率APF样机进行实验分析。整个实验样机系统由信号采样及调理电路、驱动及保护电路、控制电路和逆变主电路等几部分组成。系统参数为电网电压Usn=220 V，电网频率f=50 Hz，开关频率fS=9.6 k Hz，滤波电感L=0.45 m H，电感等效电阻R=0.2Ω，直流侧电容Cdcu=CdcL=20 000μF，负载电阻RL=15Ω，调制系数m=1。系统的电流内环控制采用PI与重复控制并联的控制策略[11]，电压外环控制采用PI控制[12]。
在没有接入APF的情况下，电网电流畸变严重，含有大量谐波，其总谐波畸变率（THD）达到23.05%。补偿前的电网电流各次谐波有效值如表1所示。一般来说，40次以外的谐波相对很小，为了计算方便，本文只考虑40次以内的谐波。根据式（1）～式（8）的推导，将相关的系统参数代入，可得APF所需的最小电压值为Udc-min=704.32V。
当直流侧电压设为690 V，低于计算所得的直流侧最小电压704.32 V时，此时APF直流侧处于欠压状态，补偿后电网电流的THD值为11.87%。APF输出补偿电流及补偿后的电源电流如图3所示。由图3可见，补偿后电源电流波形仍存在畸变，尤其波峰处波形不佳，补偿效果并不理想。而当直流侧电压进一步降低到670V,APF输出补偿电流和补偿后的电网电流产生了极大的畸变，补偿后电网电流的THD值急剧恶化到36.78%，甚至比补偿前更为不佳。直流侧电压和输出补偿电流变得不稳定和不可控，这将给电网、负载和APF本身带来严重危害。
当直流侧电压提升至710 V，高于计算所得的直流侧最小电压704.32 V时，APF输出补偿电流和补偿后电网电流的THD值为4.97%，如图4所示。由图4可见，电源电流的谐波成分得到了很好的抵消，补偿后的电源电流接近正弦化，达到良好的补偿效果，符合国标标准。
继续将直流侧电压提升至Udc=730 V,750 V,770 V,790 V；补偿后的电源电流THD值分别为4.95%,4.51%,4.42%,4.22%；均达到理想的补偿效果。表2列举了APF在不同直流侧电压下的补偿效果。由实验结果可以看出，当直流侧电压高于所推导的最小电压值时，系统取得良好的补偿效果并保持性能稳定。实验结果证明了所提出的直流侧最小电压设计的正确性。值得注意的是，当直流侧电压大于所需的最小电压值时，单依靠提高直流侧电压并不能显著地改善APF的补偿效果。相反，直流侧电压的升高将带来更大的电能消耗和开关损耗。所以，将APF直流侧电压设定为所求得的最小值，将可以改变传统设计中凭借经验将直流侧电压值设定在一个较高的固定值的方法，在保证APF正常运行和补偿效果的前提下，有效减小系统的电能消耗和开关损耗。
4 结论
本文介绍了三相4线制并联型有源电力滤波器及其单相模型，通过数学推导得出APF正常运行所需的直流侧最小电压值。对比传统依靠经验确定的较高的直流侧电压，运用本文所提出的直流侧电压最小值设计后，直流侧电压可根据实际系统参数设定在一个能维持正常运行和补偿效果的最小值，由此，系统因直流侧电压产生的电能消耗及开关损耗将得到有效减小。通过在三相4线制电容中分式APF样机中实验，分析直流侧电压对APF补偿效果的影响，证明了APF直流侧最小电压设计的正确性和可行性，具有一定的理论与实用价值。
摘要：分析了三相4线制并联型有源电力滤波器的原理,并建立系统的单相模型。在此基础上,通过数学推导得出APF正常运行所需的直流侧最小电压值。对比传统依靠经验确定的直流侧电压值,运用所提出的最小电压值设计,可以在保证系统正常运行和补偿效果的前提下,使直流侧电压维持在所需的最小值,系统因直流侧电压产生的电能消耗及开关损耗将得到有效减小。通过APF样机实验,结果证明APF直流侧最小电压值推导的正确性和优越性,并讨论了直流侧电压对APF补偿效果的影响。
关键词：有源电力滤波器,直流侧最小电压,补偿效果
参考文献
[1]李战鹰,任震,杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术,2004,28(22):40-43.
[2]顾建军,徐殿国,刘汉奎,等.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报,2003,7(2):126-132.
[3]王晓刚,谢运祥,帅定新.智能控制方法应用于APF的综述与展望[J].电网技术,2008,32(8):35-41.
[4]陈国柱,吕征宇,钱照明.有源滤波器的一般原理及应用[J].中国电机工程学报,2000,20(9):17-21.
[5]乐江源,谢运祥,张志,等.三相有源电力滤波器精确反馈线性化空间矢量PWM复合控制[J].中国电机工程学报,2010,30(15):32-39.
[6]仇志凌,杨恩星,孔洁,等.基于LCL滤波器的并联有源电力滤波器电流闭环控制方法[J].中国电机工程学报,2009,29(18):15-20.
[7]Aurelio García-Cerrada,Omar Pinzón-Ardila,Vicente Feliubatlle,et al.Application of a Repetitive Controller for a Threephase Active Power Filter[J].IEEE Transactions on PowerElectronics,2007,22(1):237-246.
[8]Lam Chi-Seng,Wong Man-Chung,Choi Wai-Hei,et al.De-sign and Performance of an Adaptive Low DC-voltage-con-trolled LC-hybrid Active Power Filter with a Neutral Inductorin Three-phase Four-wire Power Systems[J].IEEE Transac-tions on Industrial Electronics,2014,61(6):2635-2647.
[9]谢斌,戴珂,张树全,等.并联型有源电力滤波器直流侧电压优化控制[J].中国电机工程学报,2011,31(9):23-29.
[10]Zhao Guopeng,Liu Jinjun,Yang Xin,et al.Analysis and Spec-ification of DC Side Voltage in Parallel Active Power Filter Re-garding Compensation Characteristics of Generators[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference,PESC 2008:3495-3499.
[11]武健,何娜,徐殿国.重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报,2008,28(18):66-72.
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