并联型混合有源滤波器

并联型混合有源滤波器（共7篇）

并联型混合有源滤波器 篇1

0 引言

在电力电网中,存在大量非线性负载,高次谐波的干扰严重影响电力系统中电能质量,要求对接入电网的设备产生的谐波进行抑制和无功补偿。消除谐波的方法是加装滤波装置。目前对高压大容量谐波源,国内外目前主要是采用LC谐振型无源滤波器(PF),并且这些滤波器具有无功和负序补偿功能。由于PF的滤波性能对系统阻抗、频率等参数变化极其敏感,难以达到预想的滤波效果[1]。有源滤波器(APF)虽能克服PF存在的缺陷,但其安装容量受开关器件水平和补偿性能的限制。将无源滤波器和有源滤波器相结合构成的混合型电力有源滤波器,有助于减少谐波补偿系统的初期投资,达到APF实用化及谐波抑制的目的。

由于检测和计算带来的延时,无论是串联的还是并联的APF都很难作到完全的电压或电流补偿[2]因此我们采用灰色预测来提高补偿效果。

本文采用瞬时无功功率理论的谐波检测和灰色预测控制方法,在EMTDC平台上对并联型混合滤波器系统进行建模,并实现对该系统的仿真。

1 并联型混合有源滤波器结构和基本工作原理

并联型混合有源滤波器(PHAPF)采用APF与PF并行联结的方式,如图1所示,APF仍起谐波补偿的作用,它将PF作用后残余的谐波电流加以消除。因此,APF的容量很小。为使该结构适应高压系统,可在APF上再串联一个高压电容隔离基波电压,减少基波损耗,从而进一步减少APF的容量。其工作原理就是根据所检测到的负荷谐波电流分量来控制有源滤波器,使其发出一个相反的补偿谐波电流[3]。补偿电流与负载电流中要补偿的谐波及无功电流抵消,这样在系统中将不会含有这个谐波电流成分,从而起到补偿作用。

并联型混合有源滤波器由LC滤波器和有源滤波器组成,有源滤波器的主电路是一个小功率电压型PWM交流器,功率器件为IGBT,控制电路由指令电流运算电路和PWM控制部分组成。APF对PF起补充作用,由APF消除残余谐波电流,并同时具有消除PF与系统阻抗的谐振和参数变化对滤波系统性能的影响,而且这种结构具有初期投资低、APF的运行容量小和较好的无功和谐波补偿效果。

2 并联型混合有源滤波控制策略

并联型混合滤波器控制器包括谐波检测、补偿电流控制及PWM控制等部分。

2.1 谐波检测

本文采用基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法,使用ip,iq运算方式[4]。

该方法用一个相环和一个正、余弦发生电路得到与a相电源电压同相位的正弦信号sinωt和对应的余弦信号-cosωt,两个信号与ia、ib、ic一起计算出ip、iq。

式中:

经LPF滤波后得出ip、iq的直流分量ip,iq,即

可计算出基波分量ia f,ibf,icf:

谐波分量ia h,ibh,ich为:

2.2 参考补偿电流

实际电流参考值就是负荷电流中的谐波电流值,由于系统负荷非线性,很难推导一个解析的预测参考电流值,但可以采用预测模型来预测下一时刻负荷电流的谐波分量,并采用滚动式的有限时域优化目标函数,使实际补偿电流始终跟踪参考电流。可以采用灰色模型来实现预测控制,以系统实际采样数据为原始信息,建立灰模型(GM),用所建立的GM预测系统行为的发展,与行为给定值进行比较、决策,以确定系统的超前控制值[5]。图2为基于GM(1,1)模型产生参考补偿电流的有源滤波器的原理框图:

系统采样检测获得一组输出序列

对x做累加生成运算x(1),建立GM(1,1)预测模型微分

其中:a、u分别为灰色预测控制器的发展参数和灰作用量。

通过最小二乘法计算推导出:

式中:

GM(1)响应模型为:

预测值ih(k+)1与PHAPF输出的补偿电流ih(p)比较判断,通过控制模块产生脉冲信号控制逆变器的输出补偿电流。

2.3 PWM滞环比较控制策略

电流滞环比较控制方法是将指令电流信号与实际补偿电流的差值输入到具有滞环特性的比较器中进行比较,形成方波脉冲信号,得到PWM波控制信号来控制逆变器的开关器件[6]。这样就可以以补偿电流参考值为基准设计一个滞环带,当实际补偿电流欲离开滞环带时,逆变器开关动作,使实际电流始终保持在滞环带内,围绕其参考值上下波动。

PWM控制信号产生原理如图3所示。

将预测值ih(k+1)与PHAPF输出的补偿电流ih(p)的差值Δic输入到施密特滞环比较器,±λ是该施密特比较器的阀值,输出HL的表达式为逻辑函数:

当Δic<-λ时,HL下跳;当-λ≤Δic≤λ时,HL不变。

这样PWM发生器根据滞环比较器的状态产生相应的PWM触发脉冲控制信号,来控制逆变器的开关器件。使逆变输出电流在指令电流±λ之间波动,确保输出电流能较好地跟踪指令电流信号。采用电流滞环比较控制策略,开关频率、响应速度及电流的跟踪精度会受滞环带宽一定影响。PWM脉冲经驱动电路后作用于有源滤波器主电路,产生补偿电流。这样使电网电流中只含有基波的有功分量,从而达到消除谐波与无功补偿的目的。

3 基于EMTDC的系统仿真

3.1 EMTDC仿真软件

EMTDC提供类似于EMTP的TACS系统,由于程序库中的函数采集网络中(支路或节点)变量信息,再通过函数块的功能,实现变量的转换,构成所需要的控制变量;另一方面它将控制系统与该元件特性放在一处成为一个块元件而组合到网络中去,这给程序的使用者提供了极大的方便,是应用于电力系统科学计算的仿真软件。

3.2 EMTDC仿真模型

该有源滤波器可分为电流检测、电流控制、PWM逆变器主电路三部分,并联型混合有源滤波器的仿真模型如图4所示。

4 系统仿真结果分析

并联型混合滤波器系统参数如下:U=380 V,f=50 Hz,Ls=1 m H;三相六脉冲可控整流器作为感性负载,最大容量为200 k W;逆变器侧的直流电压为200 V,Ldc=0.3 m H,Cdc=5 000μF;C型高通滤波器参数为:C=1 000μF,Ld=0.576 m H,Cd=17 600μF,R=1.012Ω。选取环宽λ=0.005。

图5示出整流负荷触发角为20°,未投入有源滤波器时电源提供的电流曲线。

图6为投入滤波器之后的负荷电流曲线。畸变的电源供电电流波形得到明显的补偿。

从图7(a)和7(b)两图可以明显看出,加入有源滤波器之后谐波分量被有效地进行了补偿。

表1为未投入有源滤波器和投入有源滤波器的电源电流各次谐波含量百分比对照表。投入有源滤波器后的电源电流五次谐波和七次谐波被明显消除。

在并联混合型有源电力滤波器输出回路设计高通滤波电路滤波后可消除开关频率纹波[7],投入高通滤波电路后逆变器输出功率为投入前的28.4%,明显降低逆变器的容量要求。投入高通滤波器前逆变器侧的直流电压要求为800 V;投入高通滤波器前逆变器侧的直流电压要求为200 V。

采用灰色预测控制算法能够明显改善电网电源侧电流波形,通过对系统下一步输出做出预测,根据预测结果进行控制,达到消除谐波的目的。

5 结语

谐波抑制关键是谐波电流的实时、准确、快速的检测,由于检测和计算的延时,APF很难实现完全的电流补偿,使用PWM控制策略存在一定的偏差。瞬时无功功率理论检测电流方法能很好地满足实时、准确、快速谐波电流检测的要求。本文利用瞬时无功功率理论进行并联型混合有源滤波器的仿真设计,采用GM(1,1)预测模型预测下一时刻负荷电流的谐波分量,并采用滚动式的有限时域优化目标函数,使实际补偿电流始终跟踪参考电流。用EMTDC仿真软件对滤波器的各环节进行了建模和仿真。仿真结果表明本文所设计的有源滤波器装置能够有效地检测出谐波分量,进行谐波补偿和无功补偿,同时大大降低了逆变器的容量要求。

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并联型混合有源滤波器 篇2

随着电力电子设备的广泛应用,大量的谐波和无功电流注入电网,对公用电网的供电质量和用户设备的安全运行造成严重的威胁。将传统的PF和APF结合起来,互相取长补短,组成混合有源电力滤波器,是当前APF研究领域的一个重要方向。实际的有源电力滤波器必须具有较完好的电压控制性能。因此,需要对直流侧电容电压及交流侧电感值进行设计,这些参数对于设计一台高性价比的有源电力滤波器是至关重要的。

1 并联混合型有源电力滤波器系统结构

并联混合型有源电力滤波器由有源滤波器和LC无源滤波器两部分组成。APF由电流运算电路和补偿电流发生电路两部分组成,其原理是指令电流运算电路得出的无功和谐波的指令信号给补偿电流发生电路得出补偿电流,补偿电流与负载中的无功与谐波电流相互抵消最终得到期望的电源电流[1,2]。主电路采用PWM变流器。

2 直流侧电容电压设计

三相三线有源电力滤波器的主电路如图2所示,它的交流侧可描述为:

式中:La=Lb=Lc=L。

逆变器的输入电压ua,ub和uc可用直流侧电容电压表示如下:

式中:ka,kb和kc是开关函数。其取值为:

其中:i=a,b,c。直流侧电流可表示为:

假定没有中线,则有源滤波器的三相电流值之和为零,即ia+ib+ic=0,则

式中:p=eaia+ebib+ecic。

有源电力滤波器的直流侧电流id和电容电压ud有如下关系:

代入上式可得:

式中:w0是任意常数,这里代表储存在直流侧电容上的初始能量。从上面的公式我们可以看到,根号内的第二或第三项随时间的变化将导致直流侧电容电压的波动。

3 交流侧接口电感的设计

由于电感有通低频和阻高频电流的作用,而有源滤波器补偿电流的成分基本都是谐波电流,因此电感值的设计直接关系到电流跟踪性能和补偿效果。在电网电压和滤波器直流侧电容电压确定的条件下,决定补偿电流跟踪效果的有两个主要因素一个是主电路功率器件的开关频率,另一个则是补偿电流的瞬时变化率。根据文献[3]可以得到交流侧电感的取值为:

式中:Em为电网电压幅值的最大值,△imin是每个开关周期中允许的最小电流增量,△imax是每个开关周期中允许的最大电流增量。假设系统采用固定频率滞环控制或者是三角波比较控制,Ts为开关频率对应的控制周期。

4 仿真分析

下面以A相仿真结果为例说明并联型混合有源电力滤波器的作用,这里利用MatlabSimulink PSB模块进行仿真。假设被补偿的非线性负载是直流侧带大电感负载的三相不控整流桥,则交流侧相电流可描述为:

式中:Id为直流侧电感电流,由于负载三相对称,ib,ic依次滞后120°。并将所测得的相关参数代入式(5)就可以得出直流侧电容电压的取值,代入式(6)就可以得到交流侧电感值。

根据并联混合型有源电力滤波器系统结构搭建系统仿真模型,这里只给出谐波的检测模型,采用很成熟的dp-dq算法[4],仿真模型如图3所示,另外根据上述分析将参数设置如下:电网电压Em=220 2 V,f=50 Hz,直流侧电容电压Ud=800 V,交流侧电感L=2 m H,对于LC无源滤波器C=1.8e-03 F,L=0.2 mH,仿真结果如图4所示[5,6]。

5 结论

本文选用MatlabSimulink构建了并联型混合有源电力滤波器仿真系统,设置参数反复验证得到比较好的波形,另外根据文献[3]使用的控制方法使并联型混合有源电力滤波器达到了很好的滤波效果。

摘要：并联混合型有源电力滤波器能够很好地实现谐波抑制和无功补偿。给出了有源电力滤波器系统结构,建立了数学模型,还给出了主电路直流侧电容电压值和交流侧电感值的选取方法,利用MatlabSimulinkPSB构建了仿真模型,得到了仿真结果。

关键词：有源电力滤波器,直流侧电容电压,交流测电感,Matlab/Simulink

参考文献

[1]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制与无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,1998.WANG Zhao-an,YANG Jun,LIU Jin-jun.Harmonics Suppression and Reactive Power Compensation[M].Beijing:China Machine Press,1998.

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并联型混合有源滤波器 篇3

关键词：并联混合型有源电力滤波器,仿真模型,Matlab,频谱图

电网中非线性负载的大量使用导致电网谐波污染,电力谐波治理日益受到重视[1]。目前,谐波抑制的主要手段之一是在谐波源上加装滤波装置,其中以无源滤波器居多,但其存在工作点固定、体积大、容易与电网发生谐振等自身难以克服的缺点;而有源滤波器[2]虽然能够实现动态补偿但其容量有限,不能满足大容量设备的补偿要求。基于以上因素,促成了并联混合型有源电力滤波器的生产与应用。

1 仿真模型的建立

如图1所示为目前常用的一种并联混合型有源电力滤波器[3]。其基本结构包括四个部分:电源系统、三相可控桥式整流负载、有源电力滤波器和无源滤波器。为了减小有源电力滤波器的容量,可针对非线性负荷的主要谐波分量分别设计相应次数的无源滤波器,如图所示分别设计了5次、7次、11次LC滤波器,而有源电力滤波器则用来改善无源滤波器的滤波效果和抑制可能发生的谐振。

在建立有源滤波器系统仿真模型时,采用了Matlab软件自带的元件库进行组合建模,电路参数也尽可能根据实际系统设置[4,5,6]。本文所采用的并联混合型有源电力滤波器系统的模型主要有四部分组成:电网电源、谐波源(非线性负载)、无源滤波器和有源电力滤波器。

1.1 电网电源的仿真模型

三相电源用三个星形联接的理想电压源等效表示。图2所示为电源仿真模型。

1.2 无源滤波器和谐波源负载的仿真模型

无源滤波器由谐波电容、电抗和电阻适当组合而成,包含5次、7次和11次滤波器。如图3所示为无源滤波器的仿真模型及其封装图。谐波源负载采用三相可控整流器,如图4所示为负载的封装图。

1.3 有源滤波器的仿真模型

有源滤波器包括指令电流运算电路和控制信号发生电路。指令电流运算电路要求能准确地检测出谐波电流。有源电力滤波器所采用的谐波电流检测方法是非常重要的,它决定了谐波电流的检测精度和跟踪速度,进而影响APF的谐波电流补偿效果。在获得指令电流信号后,有源电力滤波器产生的谐波电流应实时跟踪指令电流的变化,这就要求控制信号发生电路有很好的实时补偿性。

1.3.1 指令电流运算电路

并联混合型有源电力滤波器的检测方法采用基于基波幅值分离法的三相电路谐波检测方法[7,8,9]。

检测谐波电流时,通过该电路检测出谐波,并给出应补偿的电流信号i*c,在仿真时,i*c要补偿谐波电流iLh,即i*c=-iLh。检测电路除了有一定的滤波延时外,可以及时准确的得出补偿信号。检测模型输入为三相负载电流iLa,iLb,iLc,经过变换后输出为谐波指令信号i*c,送给控制补偿信号发生电路。

低通滤波器采用二阶Butterworth低通滤波器,截止频率选取为f=20 Hz。

1.3.2 控制信号发生电路

控制信号发生电路是根据补偿电流的指令信号和实际补偿电流之间的相互关系,得出控制补偿电流发生电路中主电路各个器件通断的PWM信号,控制的结果应保证补偿电流跟随其指令信号的变化。控制方法有很多,常用的主要有滞环电流控制和三角波比较控制,在仿真时采用滞环电流比较方式的PWM控制。

PWM变流器采用电压型主电路,其Matlab仿真电路封装模型如图5所示。

根据有源电力滤波器主电路参数的设计原则来选取其各主电路参数。模型中系统电压为100 V,频率为50 Hz;负载主要采用三相全控桥式整流阻感负载,其中,R=10 Ω,L=0.1 mH,C=1 F。有源电力滤波器主电路采用Matlab/Simulink提供的三相PWM变流器,开关器件为IGBT,开关频率f根据不同的控制方法和所需控制精度选择。变流器直流侧直流电压参考值取500 V。实际系统中变流器输出端所接电感含有一定的电阻,所以在输出端连接电感L和R来等效实际的电感。

指令电流运算电路由基于基波幅值分离法搭建的模块实现。所需a相电压的正弦和余弦信号由仿真软件提供的PLL模块实现;电流跟踪控制本文采用瞬时值比较方式进行控制。仿真模型中增加了一个变压器,就是要防止直流稳压回路的电流与PWM调制电路的直通危害,保证稳压效果。

建立了这几部分的仿真模型以后,把各部分进行有机组合得出总的仿真模型,便可以对系统进行仿真[5]。

2 仿真结果

在此以a相波形为例进行分析。从图6波形图中可以看出,补偿前电源电流波形畸变较为严重(见图6(a)),补偿后电源侧电流有很大的改善,已近似为正弦波,波形畸变很小(见图6(b))。此外,从图6频谱图中可以看出,补偿前电源谐波总的畸变率为28.38%(见图(c)),补偿后电源谐波总的畸变率为3.15%(见图6(b)),有效地补偿了谐波。

3 结 语

仿真结果表明,并联混合型有源电力滤波器可对系统中的谐波进行较好的补偿。文中所建的仿真模型可对实际系统的设计起参考作用。

参考文献

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并联型混合有源滤波器 篇4

目前,消除电网谐波的方法主要有无源滤波器、有源滤波器(APF)和混合型有源滤波器。在滤波效果和容量方面,混合型有源滤波器一方面能较好地改善无源滤波器的滤波效果;另一方面,相对于单独使用的有源滤波器而言,其装置容量大大降低[1]。当前使用较为广泛的并联型混合有源滤波器为APF经变压器后再与无源滤波器串联接入电网,其中无源滤波器承担大部分谐波和无功补偿任务,APF起到补偿高次谐波和改善系统性能的作用,此时APF需要提供的补偿电流较小,从而使APF所需容量大大减小,但在串联支路流过的基波电流较大时变压器一般需采用有气隙的变压器,从而造成漏磁增加,该漏磁通相当于在变压器的原边串联了一个空心电抗,该电抗会影响无源滤波器的调谐效果并使有源滤波器所需容量增大。西安交通大学王兆安教授领导的研究小组,提出将有源滤波器与一个很小的附加电感通过耦合变压器并联后串入无源滤波器中的方法[2],此时由于附加电感与无源滤波器相比基波阻抗很小,附加电感两端所占基波电压很小,APF承受的电压很低。但该方案APF所需容量仍然大于∑X h·Ih2(Ih为电网某次谐波电流值,Xh为无源滤波器的某次谐波感抗)。

本文将采用一种新的并联混合型电力滤波方案,该新型滤波器基于磁通补偿原理和谐波分流技术,通过电路拓扑结构的改变,使电网中的谐波电流流入三绕组变压器的两个线圈,在变压器铁芯中产生的谐波磁通部分补偿,未完全补偿的部分由APF产生的谐波电流的磁通进行补偿,最终达到减小APF容量的目的。

1 系统构成及工作原理

所提单相并联混合型有源电力滤波器的拓扑结构如图1示,该并联混合型滤波器由一组双调谐滤波器、有源电力滤波器、三绕组变压器、空心电抗器L、电容器C和投切断路器DL组成。

采用双调谐滤波器与采用两个单调谐滤波器相比,其基波损耗较小,且只有一个电感L1承受全部冲击电压,同时可以避免使用高通滤波器时产生的较大发热损耗。双调谐滤波器设计成频率为250 Hz和350 Hz的5次、7次纯调谐无源滤波器。空心电抗器L与三绕组变压器原边并联,三绕组变压器一副边绕组与电容器C串联后接入电网,另一副边绕组与APF相连。该方式中,谐波和无功功率主要由无源滤波器补偿,而有源滤波器的作用是改善无源滤波器的滤波特性,克服无源滤波器易与电网阻抗发生谐振的缺点。由于无源滤波器被配置为纯调谐,APF不承受调谐次谐波电压,又因为空心电抗器L与双调谐滤波器相比基波阻抗很小,APF承受电压很低,因此APF所需容量可以很小。因此在成本造价上,有源部分的成本可以大大降低,而无源部分的成本并没有增加。

电容器C支路首先起到谐波电流分流作用;其次电容器C对谐波电流呈容性,而无源滤波器对谐波电流呈感性,谐波电流经过分流后,在三绕组变压器铁芯中产生的谐波磁通相互抵消,未完全抵消的部分再由APF产生的补偿电流的磁通进行补偿,这样APF的所需容量将进一步降低。同时,电容器C对高次谐波呈低阻抗,也能起到高次谐波滤除作用。

当APF发生故障时,可以通过快速熔断器,使其迅速脱离滤波系统,而双调谐滤波器还可以正常运行。当双调谐滤波器或电容器C发生故障时,断路器DL可以使其脱离电网系统,便于检修和维护。

2 APF投入前系统稳态分析

在APF未投入运行时,非调谐次高次谐波单相等效电路如图2所示。谐波电流经过电容器C、双调谐滤波器、电网阻抗三条支路分流,所以可得:

由于三绕组变压器原副边变比N为1︰1︰1,可得:

对三绕组变压器进行磁路分析,由磁动势F=Ni=ΦRm(Rm为磁路的磁阻)可得:

设变压器原边电动势为E,因为变压器原边电压与其并联的空心电抗器L电压相等,即

由于

将式(4)、(5)代入式(3)可得:

由于变压器对高次谐波的激磁非常小,所以Rm近似于零,即

将式(1)和式(7)代入式(2)可得:

解式(8)可得:

利用mathematica分别对支路谐波电流ILh、IC进行分析,设谐波源产生5、7、11、13、17、19次谐波,

系统参数如表1所示。

APF投入前,ILh、IC谐波电流波形如图3、图4所示,双调谐滤波器支路电流ILh峰值为300 A,电容器支路电流IC峰值为85 A。

3 APF投入后系统稳态分析

在APF投入稳态运行后,非调谐次高次谐波单相等效电路同图2,谐波电流经过双调谐滤波器、电容器C分流,即:

此时相地间谐波电压接近于0,设三绕组变压器原副边变比N为1︰1︰1,忽略滤波器的电阻压降,在负载谐波完全由滤波器滤除情况下,由图2可得:

由式(11)可得:

采用mathematica对支路谐波电流ILh、IC分析,结果如图5、图6所示。

如图5、6所示:APF投入运行后,双调谐滤波器支路电流ILh峰值由300 A增加到500 A,电容器支路电流IC峰值由85 A增加到120 A。由此可见,APF投入运行后,谐波电流极少流入电网,大部分经过ILh、IC支路分流。

4 APF投入系统后所需容量分析

APF投入运行后有:

联立式(13)、(14)得:

即

由于变压器对高次谐波的激磁很小,所以Rm近似于零。即:

APF所承受的谐波电压为:

APF所需容量为:

其中:XLh IS2为传统并联混合型有源滤波器APF所需容量的最小值。

因此,在APF稳态运行情况下,APF所需容量理论上小于其它形式的并联混合型滤波器。为了验证新型滤波器APF所需容量更小,本文将所提出的新型并联混合型有源滤波器(图1,方案1)与传统的并联混合型有源滤波器(图7,方案2)在APF稳态运行时所需容量进行比较。

传统并联混合型滤波器无源部分也采用双调谐滤波器,参数与新型滤波器一致。

由以上结果可以看出,新型有源滤波器在降低非调谐次高次谐波(11、13、17、19)APF所需容量的效果上,是非常显著的;在调谐次谐波(5、7)APF所需容量上与传统型滤波器相差不大。

5 APF的控制方式

本文采用检测相地间谐波电压控制方式。APF投入稳态运行时,通过控制APF,使电网相地间谐波电压接近于0。这种控制方式相当于将混合型电力滤波器看成一个可变的谐波阻抗,它并联在电网上,通过控制APF来调节该谐波阻抗,当该谐波阻抗对需滤除谐波的阻抗接近于零时,可以使绝大部分负载谐波电流进入滤波支路而不流入电网。

电压跟踪控制电路采用与参考谐波电压信号比较的瞬时值比较方式,如图8所示。

图中UC*为相地间谐波电压实际值对应信号,在该方式中,把相地间谐波电压信号UC*与0进行比较,两者的偏差ΔUC*作为滞环比较器的输入,通过滞环比较器产生控制主电路中开关通断的PWM信号,该PWM信号经驱动电路来控制开关器件的通断,从而达到减小流入电网谐波电流的目的。

6 仿真与实验

利用Matlab对单相混合型滤波器投入前后电网电流的谐波含量进行仿真,仿真电路如图9所示,电路原件参数如表1所示。APF主电路采用电压型PWM变流器;谐波电压检测采用傅立叶离散分析法;变流器直流侧电压控制采用电容滤波的单相桥式整流电路;本文用5、7、11、13、17、19次电流源代替谐波源;开关在0.04 s时闭合,APF投入运行。APF投入前电网电流波形如图10所示,APF投入后电网电流波形如图11所示;Scope为系统谐波检测窗口,波形如图12所示,图中,0~0.02 s时为系统电压波形,经过一个周期(0.02 s)后检测出系统谐波,APF在0.04 s时投入运行,滤波效果比较理想,且投入过程比较平稳,没有引起大的谐波畸变。

7 结论

提出了一种基于磁通补偿原理的单相并联型混合有源滤波器,利用谐波电流通过无源滤波支路与电容器C支路分流,使变压器铁芯中产生的谐波磁通相互补偿,使有源滤波器只需产生很小的补偿电流,从而大大减小有源滤波器的所需容量。仿真结果表明,新型单相混合滤波器在所需APF容量很小情况下可以取得很好的滤波效果,具有很高的工程应用价值。

摘要：提出一种新型单相并联混合型有源滤波器的拓扑结构,分析了其基于磁通补偿和谐波分流技术的原理,在无源部分只装设双调谐滤波器的情况下,与传统并联混合型滤波器相比较,有源滤波器(APF)所需容量大大减小;采用检测相地间谐波电压的控制方式,并进行相应的仿真研究。结果表明,新型单相并联混合型有源滤波器滤波效果好,控制方式可行,有源滤波器所需容量很小。

关键词：并联混合型有源滤波器,双调谐滤波器,谐波电压检测,APF

参考文献

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[2]符志平,王跃,杨君,等.新型单相混合有源电力滤波器的研究[J].电力电子技术,2003,37(6):27-29.FU Zhi-ping,WANG Yue,YANG Jun,et al.Study on a Novel Single-phase Hybrid Active Power Filter[J].Electric Power Electronic Technology,2003,37(6):27-29.

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并联型混合有源滤波器 篇5

有源滤波器APF(Active Power Filter)是一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置。APF电流控制方法为常用的控制方法,其中间接电流控制是指幅相控制,通过控制交流侧电压基波的幅值和相位从而间接控制网侧电流[1,2];直接电流控制是对交流电流直接进行控制使其跟随给定电流信号的方法,采用交流电流内环和直流电压外环的控制结构。电流控制策略在工程实际中得到了广泛的研究和应用,但电流控制方法需要精确的数学模型,属于线性控制方法,为了满足非线性电力电子装置控制需要,提出各种适用于非线性系统的控制方式[3],直接功率控制DPC(Direct Power Control)方法就是其中的一种。

DPC无需准确复杂的数学模型和精确的PWM,对于暂态和非线性条件下的APF控制更加合理和有效,且算法和系统的结构简单,具有更高的功率因数和低的谐波畸变率(THD)[4,5,6]。DPC基于瞬时功率理论[7,8,9],建立直流电压外环、功率控制内环的控制结构,根据交流源电压及瞬时功率在开关表中对应选择整流器输入电压的控制开关量[10]。文献[10-12]将直接功率用于APF的控制实现。文献[10]采用检测电源电流的控制方法,基于传统的DPC方法将功率差值送入2个滞环比较器,查找预置的开关表得到补偿量,滞环宽度的大小制约输出PWM信号的频率大小,固定的滞环宽度限制了控制精度,控制不够灵活。文献[12]采用检测负载电流的控制方法,通过设置开关频率上下限值,实现滞环宽度的自动调节,改善了滞环宽度和开关频率之间的矛盾。

本文提出的直接功率模糊控制DPFC(Direc Power Fuzzy Control)方法,采用检测负载电流的控制方法,用模糊控制规则实现自适应滞环宽度调整功能,取消了滞环比较器,从根本上解决了滞环宽度和开关频率的矛盾,取得更好的控制效果。仿真实验证明,本文提出的APF的DPFC方法更加有效抑制谐波的输入,保证网侧电流为正弦,提高了功率因数,并且比传统的DPC方法更加灵活。

1 DPFC原理及电路结构

本文采用并联型三相电压型PWM变流器作为APF,用于直流侧带阻感负载的三相不可控整流电路的谐波抑制与功率补偿。APF应当尽可能靠近非线性负载安装,并补偿负载的功率交流分量。图1是APF的DPFC原理图,桥臂开关器件由IGBT和续流二极管相并联搭建而成。

图1中,ua、ub、uc是三相电源电压;isa、isb、isc是三相线电流;Sa、Sb、Sc是APF开关器件的开关状态,开关闭合时其值对应取1,开关打开时其值对应取0;Rs和Ls分别是三相线路的等效电阻和等效电感。直流储能电容C为APF提供直流侧电压udc,交流侧滤波电感Lh将APF并接电网,Rh是滤波电感的等效损耗电阻。非线性负载为不可控整流三相桥式电路并接电阻Rn、电感Ln。

根据图1可知,本文采用检测电源电流is的控制方式[11]。瞬时有功功率参考值是由电源的瞬时有功功率ph以及直流电压环调节分量p*提供,得到有功功率差值εp。将直流母线电压反馈值udc与设定值u*dc经PI控制器得到直流电流目标值,再与udc相乘求得直流电压环调节功率分量p*,p*与ph差值为εp。瞬时无功功率参考值等于电源的瞬时无功功率qh与给定值q*=0的差值εq。在传统DPC中,瞬时功率的差值εp、εq由预置的某一滞环宽度进行限制,离散化得到开关状态的控制信号Sp和Sq,然后根据Sp和Sq以及电压矢量所在扇区θn在定义的开关表中查找相应的开关信号Sa、Sb、Sc,进而完成控制。本文采用模糊规则开关表取代了滞环比较器和传统的开关表,如图1所示,将瞬时功率的差值εp、εq和扇区θn送入模糊逻辑规则库进行判断并得到开关控制信号,实现自适应滞环宽度调整。

2 瞬时功率计算

根据瞬时功率理论,在αβ坐标系,如果开关频率足够高,电源电压变化可以不计,根据文献[13]的推导,得到前后2个采样周期的功率差值:

其中,Δp、Δq分别为网侧功率在前后采样周期的差值,uα、uβ、iα、iβ分别为网侧电压和电流在αβ坐标系的值,Δiα、Δiβ为网侧电流在前后采样周期的变化值,ugα、ugβ为APF网侧三相输出端电压,Ts为采样周期。

对应所有的电压开关矢量Ui(i=0,…,7),得到有功功率和无功功率的变化量为:

整理得:

其中,udc,eα=Ecosθ,eβ=Esinθ,uαβ=[ugαugβ]T,E是电源线电压的幅值,θ是电源电压的相位。

由于直流侧电压稳定在设定值,所以可以认为udc变化很小,经过PI调制并计算后得到的功率变化值也很小,则εp、εq对应Δp和Δq,Δp和Δq的变化反映了εp、εq的变化,用来控制开关状态变化。将开关信号从000~111对应记为U0~U7,见第3节。每个开关状态的空间矢量Ui(i=0,…,7)与对应的ugα和ugβ值列于表1。

功率控制的基本思想是在8个电压矢量中选择最佳的电压矢量,使有功功率和无功功率在每一个扇区尽量接近给定值且变化比较平滑[14]。改变电压空间矢量组合可以改变APF输出电压,同时改变了APF输出功率。根据参考功率的变化趋势知道APF输出功率趋势,通过改变开关信号,改变APF输出电压,得到APF实际输出功率。由文献[13-14]以及式(3)进一步推知,Δp和Δq的变化遵从正弦和余弦变化趋势,根据其变化情况可以得到其对应电压矢量扇区的模糊控制规则表。

3 模糊控制器设计及模糊规则表

在本文提出的DPC策略中,模糊控制器的设计如图2所示。瞬时有功功率的误差值εp与瞬时无功功率误差值εq作为模糊控制器的输入变量,在每个采样周期中,这2个输入变量经过各自的比例系数Gp、Gq调制之后被模糊化为对应的模糊变量。模糊逻辑规则(if-then)用来选择最佳的桥式电路的输入电压矢量,使得瞬时无功功率和有功功率在下一个采样周期能够跟踪差值。根据图3所示的钟形隶属度函数,将功率差值εp、εq模糊化得到对应的模糊集合为(N,Z,P),其中N表示负值,Z表示零,P表示正值,将得到的数值性的瞬时功率差值εp(k)和εq(k)在第k个采样时间转换成语言变量,所得到的模糊变量用作模糊规则开关表选择开关信号的条件。

根据模糊控制器的输入变量对应的符号和幅值,可以建立每个扇区对应的模糊规则,从而建立模糊规则库。这种方法基于有功功率和无功功率的差值进行开关状态选择,且该开关状态选择可以转换为对应的模糊变量。

开关信号选择的另一个条件是由功率估算得到电压矢量所在的扇区序号。电网电压的空间矢量如图4所示,将开关信号从000~111对应记为U0~U7,其中U0(000)和U7(111)位于原点,并将电压空间矢量在αβ坐标系中划分为12个扇区(θ1~θ12)。划分方法为:在得到瞬时功率的基础上对电压进行估算,通过得到的uα和uβ计算θn=arctan(uα/uβ),即可判断出电压所在的扇区θn,(n-2)π/6≤θn≤(n-1)π/6,n=1,2,…,12。

模糊规则开关表的基本思想是在所有可能的电压矢量中选择最佳的开关状态,即Sa、Sb、Sc的取值将瞬时有功功率和无功功率的跟踪误差限制在最小的范围之内。基于该思想,已知模糊化的εp和εq以及电压矢量所在扇区θn,即可根据表2所示的模糊规则开关表确定对应的开关状态[13]。

4 仿真实验与结果分析

采用MATLAB/Simulink建立仿真模型对本文DPFC的APF性能进行仿真实验。电网相电压幅值220 V,频率50 Hz;并联型APF的滤波电感Lh=3 m H,等效损耗电阻Rh=0.01Ω,输出侧电容C=2 200μF,直流电压udc=700 V;负载为整流器带阻感负载,其中电感Ln=0.2 m H,电阻Rn=50Ω,降低负载后的Rn=20Ω。

传统的DPC基于功率滞环比较器进行控制,滞环宽度限制了开关频率,图5给出了滞环宽度与平均开关频率以及谐波畸变率之间的变化关系,由图5可以看出,滞环宽度越小,平均开关频率越高,谐波畸变率越小,补偿精度越高。

但是传统的DPC并没有实现在线滞环调整,所以滞环宽度限制了平均开关频率。为了消除滞环宽度对平均开关频率的限制,文献[10]提出了滞环宽度自动调节策略,当开关频率低于设定值时,降低滞环宽度,反之,增大滞环宽度。本文采用模糊控制取代滞环控制,相当于实现了自适应滞环,用智能控制方法解决了滞环宽度与开关频率之间的矛盾。本文中的模糊推理系统为Takagi-sugeno类型[15],输入功率差值的隶属函数采用如图3所示的钟形隶属度函数,扇区θn也作为模糊输入变量,输出则为常量序列。图6给出了模糊控制仿真结构图,输入为瞬时功率差值εp、εq和扇区θn的序号n,fcn为PWM实现的S-Function函数,模糊逻辑控制器的输出对应电压矢量编号i。图7是模糊控制器设计图,设计了输入的隶属度函数和输出变量及控制规则库。

APF的DPFC结果由图8—18给出。由图8可以看出滤波后的电流波形为正弦,与电压基本同相位,通过计算得到功率因数接近为1。图9将滤波前和滤波后的网侧电流进行对比,从上至下依次为滤波前网侧电流isa、滤波后网侧电流i′sa、滤波前后网侧电流对比、对应扇区号。可见滤波前后网侧电流相位和幅值一致,每个扇区都能实现平滑控制,限制开关频率在15~19 k Hz之间,平均开关频率为18 k Hz左右,即在半个采样周期(10ms)内有180个脉冲左右,如果开关模块选用额定开关频率为20 k Hz的IPM模块7MBP75RA120,则能满足其正常工作。

图10—12给出了谐波分析结果,证明了APF采用本文控制方法可有效消除谐波对电网的污染。图10是滤波前的电流谐波分析结果,其中幅值为相对基波(50 Hz)幅值百分比,基波幅值为27.78 A,含有的奇次谐波使得THD达到25.42%,超出了国家电能质量允许标准。图11是采用传统的DPC方法控制APF,经滤波后的电流谐波分析结果,基波幅值为26.2 A,THD为3.88%。图12是采用本文的DPFC方法控制APF滤波后的电流谐波分析结果,基波幅值为26.82 A,THD降低到1.75%,优于DPC方法的控制效果,满足我国电网谐波标准要求,实现了谐波抑制和无功补偿,进一步改善了电能质量。

图13—18是实验稳定性分析和动态分析结果。从图13可以看出,动态情况下电流与电压保持同相位,功率因数接近1。图14中从上至下依次为滤波前网侧电流isa、滤波后网侧电流i′sa、滤波前后网侧电流对比、有源滤波器注入电流i。由图14可以看出,滤波后电流幅值和滤波前基本保持一致,在0.15 s降低负载并在0.25 s时恢复,电流经历了升高和降低2个过程,过渡时间短并且在所有扇区过渡平滑,说明动态情况下滤波电流能快速跟踪参考电流。

为了保证主电路有良好的补偿电流跟随特性,APF直流侧电压必须稳定在某一特定值,图15是利用传统DPC时APF直流侧电容电压udc的稳态和动态实验分析结果,可以看出0.05 s以后电压稳定在给定值700 V处;在0.15~0.25 s负载变化过程中,电压仍然可以回到给定值,维持APF两端电压,其稳定时间是0.08 s,有较大超调。图16是基于本文提出的DPFC方法时APF直流侧电容电压udc的稳态和动态实验分析结果,其稳定时间为不到0.05 s,比DPC方法时间短,缩短了udc的稳定时间,提高了直流侧电压的跟随速度。

图17和图18给出了网侧瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的波形图,图17是滤波前的功率,谐波分量使得其波动很大。图18为滤波后的网侧功率,有功稳定在5 k W附近,无功在0附近,负载在0.15~0.25 s降低,有功功率变大,图18中瞬时有功功率实际上经历了升高和降低2个过程,可以看出其变化平稳快速,无功功率一直保持为0。

仿真实验结果证明,本文的APF的DPFC方法能够有效实现谐波抑制和无功补偿,并且具有好的动态与稳态性能。

5 结语

并联型混合有源滤波器 篇6

现阶段,谐波含量超标和无功功率不足已成为影响电能质量的两大重要因素,不仅影响电气设备的正常工作,还给电网的安全经济运行带来隐患[1]。有源电力滤波器(Active Power Filter:APF)能很好地克服无源电力滤波器(Passive Power Filter:PPF)的缺陷,被认为是最具发展潜力的谐波补偿方法。由于大多数的变电站和工矿企业配电网都需要在滤除谐波的同时进行大容量的无功补偿,因此将PPF和APF相结合构成的混合型有源电力滤波器(Hybrid Active Power Filter:HAPF)综合了前两种滤波器的优点,可使整个系统获得良好的性能[1,2,3,4]。但在现有的混合形式中,并联APF+并联PPF形式的有源部分仍要承受基波电压,容量需很大;串联APF+并联PPF形式的连接变压器流过负载基波电流,有源部分的绝缘和维护比较困难;并联谐振注入型APF不具备无功补偿能力;串联谐振注入型APF若要同时获得较好的谐波补偿性能和较小的有源部分容量比较困难;APF与PPF串联后再并联接入电网的形式虽然绝缘和维护比较方便,但不满足大容量无功补偿的要求。针对目前已有的HAPF在实际应用中的不足,本文设计了一种适应高压大容量环境、兼顾谐波抑制和无功补偿、投资成本较小的新型综合治理系统——大功率并联混合注入式有源电力滤波器HSHIAPF (High-capacity Shunt Hybrid Injection Type Active Power Filter),采用了一种基于滑窗迭代的谐波检测方法和一种基于递推积分的三重滑模变结构控制策略,提高了系统的响应速度和控制精度,并在某220kV变电站10kV电网侧进行了投运,取得了令人满意的效果,达到了工程应用的目的。

2 系统结构与工作原理

2.1 主电路结构

APF在工程应用中,首先需要考虑的是成本和技术上的可行性。并联型HAPF具有安装、维护简单的优点,可以直接在已有的PPF上进行改造,因此使用最为广泛[1,2,3]。根据某220kV变电站谐波治理工程大容量、高电压、低成本并兼顾无功补偿的要求,从基本的滤波器并联阻抗分流原理和串联谐振原理出发,本文提出的HSHIAPF的拓扑结构如图1所示。

HSHIAPF以三相桥式电压型逆变器(VSI)作为主要的有源部分,采用基于IGBT模块的PWM逆变器,直流端为一大电容,输出端接有输出滤波器滤除开关器件通断造成的高频毛刺。基波串联谐振注入支路由电容C1、电感L1和电容CZ构成,整体作为一条2次无源滤波支路,其中C1和L1构成基波串联谐振电路。C1L1电路在基波频率处发生串联谐振,阻抗很小,使得逆变器只需承受很小的基波电压,有效克服了有源滤波器的容量限制,降低了系统成本;对于高于基波频率的谐波分量,C1L1网络阻抗随频率的增高迅速增大,有源部分产生的谐波电流绝大部分将流入注入支路,C1L1网络对有源部分的谐波输出影响较小。系统利用无源部分在基频时呈容性的特点补偿所需的无功功率;有源部分和无源部分共同抑制负载谐波。并联混合注入式结构的采用,使得系统兼具较大容量的无功补偿和谐波抑制能力以及较小的逆变器容量,从而使得逆变器主电路避免采用多重化结构或开关器件的串并联,大大减少了实际工程造价,有效提高了性价比。

2.2 工作原理分析

HSHIAPF的单相等效电路如图2(a)所示。图中,HSHIAPF的有源部分(包括电压型逆变器VSI、输出滤波器和耦合变压器)被控制为一个理想的受控电压源uC,谐波源是一个非线性负载ZL,在只考虑谐波分量时被看作一个谐波电流源iLh。图2(b)为只考虑电网谐波电流分量时的单相等效电路图,ZS、ZZ、ZR、ZP分别为电网阻抗、注入电容CZ的阻抗、C1和L1的串联阻抗、5次和7次滤波支路总的等效阻抗。由KCL和KVL可得:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{S}\text{h}}={\rm Z}{}_{\text{S}}i{}_{\text{S}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{Ζ}}i{}_{\text{F}\text{h}}+u{}_{\text{C}}\\ i{}_{\text{S}\text{h}}=i^{\prime }{}_{\text{L}\text{h}}+i{}_{\text{F}\text{h}}\\ u{}_{\text{C}}={\rm Z}{}_{\text{R}}(i{}_{\text{F}\text{h}}+i{}_{\text{C}})\\ u{}_{\text{S}\text{h}}={\rm Z}{}_{\text{S}}i{}_{\text{S}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{Ρ}}(i^{\prime }{}_{\text{L}\text{h}}-i{}_{\text{L}\text{h}})\end{array}(1)$

将逆变器输出电压控制为:uC=KiSh。式中,iSh为电网谐波电流,K为控制放大倍数。

由式(1)可解出:

$i{}_{\text{S}\text{h}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{Ζ}}{\rm Z}{}_{\text{Ρ}}i{}_{\text{L}\text{h}}+({\rm Z}{}_{\text{Ζ}}+{\rm Z}{}_{\text{Ρ}})u{}_{\text{S}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{Ζ}}{\rm Z}{}_{\text{Ρ}}+({\rm Z}{}_{\text{Ζ}}+{\rm Z}{}_{\text{Ρ}}){\rm Z}{}_{\text{S}}+{\rm K}}(2)$

令${\rm Z}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{Ζ}}}{{\rm Z}{}_{\text{Ρ}}}+1‚{{\rm Z}}^{\prime }{}_{\text{S}}={\rm Z}5{\rm Z}{}_{\text{S}}$代入上式得到:

$i{}_{\text{S}\text{h}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{Ζ}}5i{}_{\text{L}\text{h}}+{\rm Z}u{}_{\text{S}\text{h}}}{{{\rm Z}}^{\prime }{}_{\text{S}}+{\rm Z}{}_{\text{Ζ}}+{\rm K}}(3)$

从式(3)可以看出,当iLh、uSh为定值时,如果K增大,iSh将减小,这表明HSHIAPF对负载谐波源iLh的治理效果会越来越好。当不考虑系统电压畸变引起的谐波电流时(即uSh=0),从式(3)还可以看出,对于iSh而言,图2(a)和图2(c)是等效的,相当于在电网支路中串接了一个谐波阻抗K,当K逐步增大时,更多的谐波电流将流入并联阻抗Zz支路。此外,谐波阻抗K还起到阻尼Z′S和ZZ并联谐振的作用。

3 基于滑窗迭代的高精度快速谐波分频检测

综合HSHIAPF对于参考谐波电流信号获取过程实时性、准确性的要求以及处理器部分希望检测算法具有计算量小、容易实现的特点,本文采用了一种基于离散傅立叶变换的滑窗迭代电流检测算法[5],不仅在基波电流和谐波电流突变的情况下能迅速、准确地求取出其中的待检测成份,而且还能应用到单次谐波的快速检测中。整个算法的软件程序实现简单,计算量小,利用当今的数字信号处理器DSP和高速接口器件还可以实现很高的检测精度,从而克服现有检测算法在检测速度与检测精度之间的矛盾,实现检测精度和动态响应速度的一致性。

对于一个任意的有限带宽的周期信号i(t),若其周期为T,每周期采样次数为N,采样时间间隔为τ=T/N,j表示当前周期内的第j次采样,则其离散采样序列i(jτ)的离散傅立叶表达式为:

$\begin{array}{l}i(j\tau )=A{}_0+{\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm H}{}_{\max }}[}A{}_{\text{n}}\cos (nwj\tau )+B{}_{\text{n}}\sin (nwj\tau )](4)\\ \{\begin{array}{l}A{}_0=\frac{1}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{j=0}^{{\rm N}-1}i}(j\tau )\\ A{}_{\text{n}}=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{j=0}^{{\rm N}-1}i}(j\tau )\cos (nwj\tau )\\ (j=0,1,2,:,{\rm N}-1)\\ B{}_{\text{n}}=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{j=0}^{{\rm N}-1}i}(j\tau )\sin (nwj\tau )\end{array}(5)\end{array}$

可以看出,式(4)和式(5)的计算要求从固定的起始点(j=0)定义的一个完整周期的N个采样数据同时参与计算,计算量相当大,显然不能满足瞬时谐波快速检测的要求。

$\{\begin{array}{l}A{}_5={\displaystyle \sum _{j={\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-{\rm N}+1}^{{\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}}i}(j\tau )\cos (5wj\tau )\\ ={\displaystyle \sum _{j={\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-{\rm N}}^{{\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-1}i}(j\tau )\cos (5wj\tau )-i(({\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-{\rm N})\tau )\\ \times \cos (5w({\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-{\rm N})\tau )+i({\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}\tau )\cos (5w{\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}\tau )\\ B{}_5={\displaystyle \sum _{j={\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-{\rm N}+1}^{{\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}}i}(j\tau )\sin (5wj\tau )\\ -{\displaystyle \sum _{j={\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-{\rm N}}^{{\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-1}i}(j\tau )\sin (5wj\tau )-i(({\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-{\rm N})\tau )\\ \times \sin (5w({\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}-{\rm N})\tau )+i({\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}\tau )\sin (5w{\rm N}{}_{\text{c}\text{u}\text{r}}\tau )\end{array}(6)$

以检测5次谐波电流为例,综合利用滑动窗以及迭代运算的思想,对式(5)进行改进,如式(6)所示。式中,Ncur表示最新的采样数据。从式(6)可以看出,滑动窗的宽度为N,即一个周期的采样点数。通过利用(j=Ncur)代替(j=N-1),(j=Ncur-N+1)代替(j=0),大大加快了采样数据的更新速度,提高了检测系统跟踪信号变化的能力。同时,式(5)的求累加和计算已经被简化为一个减法和一个加法的计算,电流检测的运算量将大大减少,检测系统的实时性将得到很大提高,同时还可以应用于单次谐波的快速检测。式(6)所述的滑窗迭代算法很容易通过软件程序来实现,其软件计算模型如图3所示:

4 基于递推积分的三重滑模变结构控制策略

由于HSHIAPF采用了基于PWM的电压型逆变器,所以在其中应用滑模变结构控制有着非常明显的优势。但传统的离散滑模变结构控制器缺乏系统稳态无差情况下的等效控制,属于有差调节[6]。同时,该方法是基于瞬时值调节的方法,不包含系统谐波的周期特征信息,在宏观的周期控制效果方面还不甚完备。

因此引入包含谐波周期特征信息的递推积分控制算法[7]作为基于瞬时值调节的离散滑模变结构控制算法的有效补充,构成新的复合变结构控制器。新控制器具有切换边带两侧和切换边带内的“三重”变化状态。当电流跟踪误差超过给定边带范围时,系统在较简单的离散滑模变结构控制率下工作,整个控制过程是基于瞬时值信息的,电流跟踪误差快速减小,控制系统具有良好的动态性能。当电流跟踪误差在给定边带范围之内时,引入递推积分PI控制算法的控制量作为离散滑模变结构控制器的等效控制,实现系统控制的无稳态周期误差,从而使得控制系统具有良好的稳态性能。由于只有在电流跟踪误差缩小到一定范围内时,才将基于递推积分PI控制算法的控制量投入,从而可以克服该算法稳态到达时间较长的缺点,提高了控制系统的快速性。

采用了基于递推积分的离散滑模变结构控制策略后,HSHIAPF闭环控制系统的框图如图4所示。

5 大功率逆变器的实现

HSHIAPF的三相桥式逆变器采用了智能功率模块(IPM)。由于IPM工作在较高的开关频率(如12.8kHz),会在关断和开通的时候产生强烈的电磁干扰,轻则导致系统上下位机通信失败,重则导致IPM模块烧毁。引起大功率IPM过电流的主要因素是母线电感和缓冲电路及其元件内部的杂散电感,且电感越大,过电压越大。因此大功率IPM电路要求母线电感和缓冲电路及其元件内部的杂散电感愈小愈好。要减小这些电感,需从多方面入手。

第一,采用层状母线结构。

本装置采用了层状的特殊母线结构,用由绝缘层间隔的宽铜板来连接直流电容和IPM模块,这种超宽型的正负母线设计可以大大减少主回路的寄生电感。同时,同桥臂两个IPM之间的连接以及阻容电路都采用层状铜板的形式,并尽可能地靠近IPM模块。

第二,缓冲电路的设计:

采用P型RCD和N型RCD构成的IPM缓冲电路(如图6所示),其回路电感最小,适用于大功率IPM模块。通过反复实验,本系统的缓冲电路选用低电感的聚丙烯无极电容1.37μF/1200V、无感泄放电阻36Ω/100W,以及与IPM相匹配的快速缓冲二极管1200V/100A。

第三,IPM接口电路的设计:

IPM接口电路必须采用光隔,光隔输出脚和IPM引脚之间的走线应尽量短,并且应采用具有高共模抑制比(CMR)的高速光隔。本装置设计的接口电路如图7所示。

6 工程应用结果

HSHIAPF系统已在某220KV变电站挂网运行,该变电站非线性负荷总容量为23000kVA,系统有源部分容量为500kVA,耦合变压器变比为1000V∶500V,补偿基波无功9000kVar,其具体参数如表1所示。

尽管检测和控制环节将不可避免地带来一定的时滞,但是系统在投入1～2秒内均可达到满意的滤波效果,满足该220KV变电站谐波治理工程的实际要求。HSHIAPF装置投入前和投入2秒后的稳态电网侧电流波形和频谱分别如图8和图9所示。

从图8中可以看出,HSHIAPF投入后,电网侧电流波形由一畸变波形被改善为接近正弦波,电流中的谐波和无功分量大大减少。从图9中可以进一步看出,补偿后电网中各次谐波的畸变量均有所降低,完全符合国标要求。同时,由于补偿了较大容量的无功功率,母线电流由976.8A下降至792.7A,节能降耗效果显著。现场的工程应用结果表明整个系统具有很好的滤波效果和补偿性能。

7 结论

基于变电站和厂矿企业配电网高压大容量环境下的谐波治理背景,综合考虑谐波治理、谐振抑制以及无功功率补偿等要求,本文设计了一种新的大容量谐波抑制和无功补偿综合治理措施——大功率并联混合注入式有源电力滤波器,并在某220kV变电站挂网运行。工程应用的结果证明,该装置能有效地补偿谐波电流和大功率基波无功,可靠性高,抗干扰能力强,完全满足现场要求,且具有良好的经济与社会效益,应用前景广阔。

参考文献

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并联型混合有源滤波器 篇7

随着现代工业技术的发展,大量的电力电子装置中采用了大功率开关器件,使电力电子装置实现了高频化和小型化,但随之而来的是高次谐波的产生,对电网造成的污染。现在采用的比较流行的补偿谐波的装置是并联型有源电力滤波器(SAPF)[1,2]。

现阶段的SAPF的输出一般来说采用单电感滤波器[3]。单电感滤波器结构简单,但是不能够很好地滤除开关谐波[4],需要较高的开关频率才能有效地滤除开关谐波,获得良好的动态性能。往往为了获得较好的滤除开关谐波,需要增大电感的数值,这不仅提高了成本,而且降低了系统的动态性能[5]。

因此,有些学者提出用LCL滤波器代替单电感滤波器,LCL滤波器能够抑制高次谐波[6,7]。本文将对LCL滤波器进行分析,并进行仿真验证。

1 LCL滤波器的分析

带LCL滤波器的并联型有源电力滤波器(APF)的系统结构图如图1所示。其中,Es是网侧电压,L1是逆变器侧电感,L2是电网侧电感。APF通过检测负载电流,计算出谐波指令电流,然后经过控制策略产生PWM信号驱动逆变器的开关,逆变器输出经过滤波器产生与谐波指令电流相反的补偿电流并入电网,从而达到谐波补偿的目的。

图2是APF的单相等效电路。其中,Es是网侧电压,ui是逆变器侧输出电压,L1是逆变器侧电感,L2是电网侧电感,Rd是阻尼电阻。

逆变器侧支路,电网侧支路以及电容支路的传递函数分别为:

由公式(1)～(3)可以推出从逆变器侧输出电压ui到网侧输出电流i2的传递函数为:

LCL滤波器的参数取为:L1=0.5 m H,L2=0.2 m H,C=8μF,Rd=1Ω;单电感滤波器的参数取为:L=L1+L2=0.7 m H。可以画出G(s)以及单电感的波特图如图3所示。

在谐振频段前,LCL滤波器保持着与单电感滤波器一样的频率特性;在谐振频率后,LCL滤波器的衰减率为-60 dB/十倍频,而单电感滤波器只有-20 dB/十倍频。对于10 kHz的开关纹波,LCL滤波器具有-42.9 dB的衰减,而单电感滤波器的衰减只有-32.9 d B。

2 仿真及其分析

2.1 LCL滤波器仿真

在Matlab/Simulink软件下搭建仿真电路对系统进行仿真。图4是简单LCL滤波器单相电路仿真图,u是正弦交流电压电源,L1是电压电源侧电感,L2是输出侧电感,Rd是阻尼电阻。取值为:L1=0.5 m H,L2=0.2 m H,C=8μF,Rd=1Ω。

当u=50sin(2π×500t)时,LCL滤波器的输出电流如图5 a)所示,图5 b)为L=700 m H的单电感滤波器的输出电流。可看出,两者输出电流几乎一样。

当u=50sin(2π×10 000t)时,LCL滤波器的输出电流如图6 a)所示,图6 b)为L=700 m H的单电感滤波器的输出电流。可看出,前者输出电流幅值约是后者的1/3。由图5和图6可知,LCL滤波器在低频段具有和单电感滤波器一样的滤波效果,而在高频段,LCL滤波器比单电感滤波器具有更好的高频滤波。

2.2 APF仿真

在APF仿真模型中,三相电网电压为380V/50Hz,开关频率为10 kHz,LCL滤波器的参数取为:L1=0.5 m H,L2=0.2 m H,C=8μF,Rd=1Ω。

图7 a)是带LCL滤波器的APF补偿后的电网电流高频频谱,图7 b)是带单电感滤波器的APF补偿后的电网电流高频频谱。由图比较可看出,在高频段前者比后者具有良好的补偿效果。在10 kHz处,带LCL滤波器的APF谐波畸变率约为0.9%,而带单电感滤波器的APF谐波畸变率约为1.4%;频率大于20 k Hz时,带LCL滤波器的APF谐波畸变率几乎为零,而带单电感滤波器的APF仍含有少量谐波畸变。这表明带LCL滤波器的APF对高频开关纹波具有很好的滤除效果。

3 结语

为了较好地滤除由逆变器开关产生的开关纹波,提高并联型有源电力滤波器的高频补偿,本文对LCL滤波器进行了分析研究。

本文首先详细地分析了LCL滤波器的工作原理以及其频率特性,并搭建单相LCL滤波器仿真电路,对其输出电流在低频段和高频段与单电感滤波器进行比较。然后,在搭建的APF仿真模型中进行仿真。

仿真结果表明,带LCL滤波器的APF能够很好滤除开关纹波,提高APF的高频谐波补偿。

摘要：有源电力滤波器是一种谐波补偿装置,由于LCL滤波器兼顾了低频段增益和高频衰减,所以可用LCL滤波器作为并联型有源电力滤波器的输出代替传统的单电感滤波器。对LCL滤波器进行了分析,并搭建仿真模型对其进行仿真,证明了带LCL滤波器的并联型有源电力滤波器能够有效地滤除开关纹波。

关键词：有源电力滤波器,LCL滤波器,高频补偿,开关纹波

参考文献

[1]王兆安,杨君,刘进军,等.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,2002.

[2]姜齐荣,赵东元,陈建业.有源电力滤波器:结构·原理·控制[M].北京:科学出版社,2005.

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